JPH0530792A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPH0530792A JPH0530792A JP3180816A JP18081691A JPH0530792A JP H0530792 A JPH0530792 A JP H0530792A JP 3180816 A JP3180816 A JP 3180816A JP 18081691 A JP18081691 A JP 18081691A JP H0530792 A JPH0530792 A JP H0530792A
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Abstract
変化しても、トルク不足や過電流にならず、回転速度を
常に安定状態に制御する。 【構成】 誘導電動機1の1次電流を検出し、1次磁束
の実際値がI1d * と1次自己インダクタンスL1 の積で
与えられる設定値に一致したとき零となる誤差電流成分
を誤差電流成分演算回路6で求める。この誤差電流成分
から、1次抵抗補正回路9が1次抵抗設定値R1 * の補
正量ΔR1 ^を演算する。また、補正電圧演算回路7が
上記1次抵抗補正量ΔR1 ^を用いて誤差電流成分を零
に近づけるような補正電圧を演算する。その後、無負荷
電圧指令演算回路5と補正電圧演算回路7の出力に基づ
いて1次電圧指令を1次電圧指令演算回路8で演算す
る。
Description
波数を制御する制御装置及び誘導電動機の発生トルクを
制限或いは制御する制御装置に関する。
に示される構成のものがあった。図において、1は誘導
電動機、21は誘導電動機1を可変周波数で駆動するた
めのトランジスタインバータ回路、22は周波数指令発
生器、23は関数発生器、24は1次電圧指令発生回
路、25はPWM回路である。
周波数制御の原理について説明する。図19は、公知の
誘導電動機の一相当たりのT形等価回路である。図にお
いて、R1 は1次抵抗、R2 は2次抵抗、l1は1次漏
れインダクタンス、l2 は2次漏れインダクタンス、M
は1次2次相互インダクタンス、ω1 は1次周波数、ω
S はすべり周波数、V1 は1次電圧、E0 は空隙誘起電
圧、I1 は1次電流、I2 は2次電流である。
次周波数ω1 とから決まり、電圧の時間積分が磁束とな
るから、(1)式が成立する。
電流I2rは、2次電流I2 のうちの有効分、即ち、誘起
電圧E0 と同相成分であることに注意すると、I2rは図
19より、(2)式となる。
Φ0 と電流I2rの積に比例することから(3)式が成立
する。
代入すると(4)式が得られる。
ると発生トルクTe はすべり周波数ωS に依存して変化
する。このとき、最大トルクTmax は(4)式をすべり
周波数ωSで微分し、その分子を零とすれば得られ、そ
れは(5)式となる。
が一定であれば、ω1 の変化に無関係となる。
に検出することができないので、一般的に1次電圧V1
をω1 に比例させ、V1 /ω1 の値を一定に制御する、
いわゆる、V/F一定制御方式が用いられる。
は、1次抵抗R1 による電圧降下が1次電圧V1 に対し
て無視できないので、低い周波数領域ではR1 I1 に相
当する電圧分だけ予めV1 を大きくする方法が用いられ
ている。
いて説明する。関数発生器23は、上記の理由により図
20の実線で示すような関数関係に基づいて、周波数指
令発生器22から出力される1次周波数指令ω1 * を入
力して、1次電圧の振幅指令V1 * を出力する。
電圧の振幅指令V1 * と1次周波数指令ω1 * とから
(6)式の演算を行なって、誘導電動機1の各1次巻線
に印加すべき1次電圧指令V1u * ,V1v * ,V1w * を各
々出力する。
圧指令V1u * ,V1v * ,V1w * に応じてトランジスタイ
ンバータ回路21を構成するトランジスタ(図示せず)
のON/OFF動作を制御するベース信号を発生し、そ
の結果、実際に誘導電動機1に印加される1次電圧
V1u,V1v,V1wは各々の指令に追従するように制御さ
れる。従って、1次周波数指令ω1 * に応じて、誘導電
動機1の周波数、即ち、回転速度を制御することが可能
となる。
御装置は以上のように構成されているので、低速回転時
に大きな発生トルクが必要な場合には、1次抵抗R1 に
よる電圧降下分を補正するために図20に示すように1
次電圧指令V1 * を電圧降下分だけ予め高く設定する必
要がある。
化するため、電圧降下分を正確に補正することが困難で
ある。そのため、電圧補正分が実際の電圧降下分より小
さい場合、誘導電動機に定常的に負荷トルクが印加され
ていると低速回転時の発生トルクが不足するので誘導電
動機を起動できず、逆に電圧補正分が大きい場合は、低
速回転時に大きな1次電流が流れ過電流からインバータ
回路を保護するために、インバータ回路の動作を停止さ
せなければならないという問題点があった。
で駆動される機械が異なると全体の慣性モーメントが異
なるので、誘導電動機の回転速度の変化率が異なる。こ
のため、1次周波数指令ω1 * の変化率を適切に調整し
ないと誘導電動機の加減速がω1 * に従って正常に行な
えず、大きな1次電流が流れ、過電流からインバータ回
路を保護するためにインバータ回路の動作を停止させな
ければならないという問題点があった。
合においても、全くトルクの制限機能がないため、大き
な1次電流が流れ過電流からインバータ回路を保護する
ためにインバータ回路の動作を停止させなければならな
いという問題点があった。
記のように1次周波数指令値に応じて予め与えられた1
次電圧を出力するように構成されているため、誘導電動
機の発生するトルクを制御する機能は全くなく、トルク
制御は原理的に不可能であった。
ためになされたもので、誘導電動機の1次抵抗R1 の値
が温度により変化しても、トルク不足や過電流の問題を
生じず、また、誘導電動機によって駆動される1次周波
数指令ω1 * の変化率に依らず、誘導電動機の回転速度
を常に安定した状態に制御できる誘導電動機の制御装置
を得ることを第1の目的とする。
限値を越えないように制御して過電流を防止する誘導電
動機の制御装置を得ることを第2の目的とする。
の指令に追従するように制御可能な誘導電動機の制御装
置を得ることを第3の目的とする。
機の制御装置は、誘導電動機と、前記誘導電動機の1次
電流を検出するための電流検出手段と、前記誘導電動機
を可変周波数で駆動する可変周波数電力変換手段と、1
次周波数指令値と励磁電流指令値を入力して前記誘導電
動機の無負荷電圧指令値を出力する無負荷電圧演算手段
と、前記1次電流と前記1次周波数指令値と前記励磁電
流指令値を入力して前記誘導電動機内部で発生する1次
磁束の実際値が前記励磁電流指令値と前記誘導電動機の
1次自己インダクタンスとの積で与えられる1次磁束の
設定値と一致したときに零になるような誤差電流成分を
演算する誤差電流成分演算手段と、前記誤差電流成分演
算手段の出力を入力して1次抵抗設定値の補正量を演算
する1次抵抗補正手段と、前記1次周波数指令値と前記
誤差電流成分演算手段の出力と前記1次抵抗補正手段の
出力を入力して前記誤差電流成分の値を零に近づけるよ
うな補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、前記1次
周波数指令値と前記無負荷電圧指令値と前記補正電圧を
入力し、前記誘導電動機の1次電圧指令値を演算して前
記可変周波数電力変換手段へ出力する1次電圧指令演算
手段とを具備するものである。
次電流を検出するための電流検出手段と、前記誘導電動
機を可変周波数で駆動する可変周波数電力変換手段と、
1次周波数指令値と1次周波数補正値と励磁電流指令値
を入力して前記誘導電動機の無負荷電圧指令値を出力す
る無負荷電圧演算手段と、前記1次周波数指令値と前記
周波数補正値の和と前記1次電流と前記励磁電流指令値
を入力して前記1次電流の1次周波数で回転する回転座
標軸上の直交成分と前記誘導電動機内部で発生する1次
磁束の実際値が前記励磁電流指令値と前記誘導電動機の
1次自己インダクタンスとの積で与えられる1次磁束の
設定値と一致したときに零になるような誤差電流成分を
演算する誤差電流成分演算手段と、前記1次周波数指令
値と前記1次周波数補正値の和と前記誤差電流成分演算
手段の出力を入力して前記誤差電流成分の値を零に近づ
けるような補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、前
記1次周波数指令値と前記1次周波数補正値の和と前記
無負荷電圧指令値と前記補正電圧を入力し、前記誘導電
動機の1次電圧指令値を演算して前記可変周波数電力変
換手段へ出力する1次電圧指令演算手段と、前記誤差電
流成分演算手段の出力を入力して前記誘導電動機の発生
トルクがその制限値を越えないように前記1次周波数補
正値を演算するトルク制限手段とを具備するものであ
る。
次電流を検出するための電流検出手段と、前記誘導電動
機を可変周波数で駆動する可変周波数電力変換手段と、
1次周波数指令値と励磁電流指令値を入力して前記誘導
電動機の無負荷電圧指令値を出力する無負荷電圧演算手
段と、前記1次周波数指令値と前記1次電流と前記励磁
電流指令値を入力して前記1次電流の1次周波数で回転
する回転座標軸上の直交成分と前記誘導電動機内部で発
生する1次磁束の実際値が前記励磁電流指令値と前記誘
導電動機の1次自己インダクタンスとの積で与えられる
1次磁束の設定値と一致したときに零になるような誤差
電流成分を演算する誤差電流成分演算手段と、前記1次
周波数指令値と前記誤差電流成分演算手段の出力を入力
して前記誤差電流成分の値を零に近づけるような補正電
圧を演算する補正電圧演算手段と、前記1次周波数指令
値と前記無負荷電圧指令値と前記補正電圧を入力し、前
記誘導電動機の1次電圧指令値を演算して前記可変周波
数電力変換手段へ出力する1次電圧指令演算手段と、前
記誤差電流成分演算手段の出力を入力して前記誘導電動
機の発生トルクがその指令値に追従するように前記1次
周波数指令値を演算するトルク制御手段とを具備するも
のである。
路によって、誘導電動機の無負荷電圧が出力され、ま
た、誤差電流成分演算回路によって、上記誘導電動機の
内部で発生する1次磁束の実際値が、励磁電流指令値と
上記誘導電動機の1次自己インダクタンスとの積で与え
られる1次磁束の指令値と一致したときに零となるよう
な誤差電流成分が出力され、次に、1次抵抗補正回路に
よって、上記誤差電流成分から1次抵抗設定値R1 * の
補正量ΔR1^が演算され出力される。更に、補正電圧
演算回路によって、上記1次抵抗設定値の補正量を用い
て、上記誤差電流成分を零に近づけるような補正電圧が
出力され、1次電圧指令演算回路の演算によって、上記
誘導電動機の1次電圧指令値が出力される。次に、可変
周波数電力変換回路によって、上記誘導電動機に印加さ
れる1次電圧の実際値が上記1次電圧指令値に追従する
ように制御される。
算回路によって、誘導電動機の無負荷電圧が出力され、
また、誤差電流成分演算回路によって、上記誘導電動機
の1次電流の1次周波数にて回転する回転座標軸上の直
交成分と、上記誘導電動機の内部で発生する1次磁束の
実際値が、励磁電流指令値と上記誘導電動機の1次自己
インダクタンスとの積で与えられる1次磁束の指令値と
一致したときに零となるような誤差電流成分が出力さ
れ、次に、トルク制限回路によって、上記誘導電動機の
発生トルクがその制限値を越えないように1次周波数補
正値が出力される。更に、補正電圧演算回路によって、
上記誤差電流成分を零に近づけるような補正電圧が出力
され、1次電圧指令演算回路の演算によって、上記誘導
電動機の1次電圧指令値が出力される。次に、可変周波
数電力変換回路によって、上記誘導電動機に印加される
1次電圧の実際値が上記1次電圧指令値に追従するよう
に制御される。尚、上記トルク制限回路から出力された
1次周波数補正値は1次周波数指令値と加算され、補正
1次周波数指令値として無負荷電圧演算回路、誤差電流
成分演算回路、補正電圧演算回路、1次電圧指令演算回
路に入力される。
算回路、誤差電流成分演算回路、補正電圧演算回路、1
次電圧指令演算回路、可変周波数電力変換回路の各々は
上記第2の発明と同様の作用を実行し、この中でトルク
制御回路は、上記誤差電流成分演算回路の出力を入力し
て、上記誘導電動機の発生トルクが、その指令値に追従
するように1次周波数指令値を出力する。尚、上記トル
ク制御回路から出力された1次周波数指令値は無負荷電
圧演算回路、誤差電流成分演算回路、補正電圧演算回
路、1次電圧指令演算回路に入力される。
する。図1は、誘導電動機の制御装置の全体を示すブロ
ック図であり、1は誘導電動機、2は電流検出器、3は
可変周波数電力変換回路で、例えば、従来装置における
トランジスタインバータ回路21とPWM回路25とか
ら構成される。4は励磁電流指令設定器、5は無負荷電
圧演算回路、6は誤差電流成分演算回路、7は補正電圧
演算回路、8は1次電圧指令演算回路、9は1次抵抗補
正回路、20は1次抵抗設定器である。尚、周波数指令
発生器22の構成は、従来装置のものと全く同一であ
る。
詳細な構成を示すブロック図であり、図において、無負
荷電圧演算回路5は、周波数指令発生器22に接続され
た入力端子10と、励磁電流指令設定器4に接続された
入力端子11と、係数器12と、乗算器13と、出力端
子14とから構成されている。
の詳細な構成を示すブロック図であり、図において、誤
差電流成分演算回路6は、励磁電流指令設定器4に接続
された入力端子30と、電流検出器2に接続された入力
端子31及び32と、周波数指令発生器22に接続され
た入力端子33と、係数器34,35,36,47及び
50と、加算器37,45,及び52と、V/Fコンバ
ータ38と、カウンタ39と、ROM40と、乗算形D
/Aコンバータ41〜44と、減算器46,48及び5
3と、乗算器49と、割算器51と、出力端子54〜5
6とから構成されている。
細な構成を示すブロック図であり、図において、1次抵
抗補正回路9は、誤差電流成分演算回路6に接続された
入力端子75と、増幅器76と、増幅形積分器77と、
加算器78と、出力端子79とから構成されている。
細な構成を示すブロック図であり、図において、補正電
圧演算回路7は、1次抵抗設定器20に接続された入力
端子58と、1次抵抗補正回路9に接続された入力端子
59と、誤差電流成分演算回路6に接続された入力端子
60,61及び63と、周波数指令発生器22に接続さ
れた入力端子62と、乗算器64,69及び71と、増
幅器65及び67と、加算器57,66,70及び72
と、係数器68と、出力端子73及び74とから構成さ
れている。
の詳細な構成を示すブロック図であり、図において、1
次電圧指令演算回路8は、補正電圧演算回路7に接続さ
れた入力端子80及び81と、無負荷電圧演算回路5に
接続された入力端子82と、周波数指令発生器22に接
続された入力端子83と、加算器84,93及び96
と、V/Fコンバータ85と、カウンタ86と、ROM
87と、乗算形D/Aコンバータ88〜91と、減算器
92及び95と、係数器94,97〜99と、出力端子
100〜102とから構成されている。
方式について説明する。公知のように誘導電動機1に印
加される1次電圧V1u,V1v,V1wは、直交座標軸(α
−β座標軸とする)上の成分V1 α,V1 βに(7)式
を用いて変換できる。
(8)式を用いてV1u,V1v,V1wに変換できる。
成分I1 α,β軸成分I1 βとの間にも、同様の関係が
成り立ち、(9),(10)式で示される。
の電圧電流方程式は公知であり、(11)式にて示され
る。
する回転座標軸(d−q座標軸とする)上の関係式に変
換するために(12)式〜(14)式で示される座標回
転の式を用いる。
られる。
に代入してV1 α,V1 β,I1 α,I1 β,I2 α,
I2 βを消去すると(16)式が得られる。
えられる。
1qは公知であり、(18)式により示される。
I2qを消去すると(19)式及び(20)式が得られ
る。
る。
制御されているものとし、(22)式を仮定する。
に、定常状態を考え、微分演算子P=0とすると、(2
2)式を(19)式に代入すれば(23)式が得られ
る。また、(22)式を(20)式に代入すれば(2
4)式が得られる。
れば定常状態では(22)式が成立し、1次磁束Φ1 は
設定値通り一定に制御される。
し、安定性を向上させるために、(22)式が成り立て
ばI1dとその指令値I1d *が(24)式を成立させるこ
とを利用して、(24)式の右辺が零となるように制御
する項を付加する。これにより、(25)式が得られ
る。
* が含まれている。R1 は温度により変化するため、そ
の真値を常に設定することはできない。ここで、制御を
(25)式の制御則で実行することにより、R1 * がそ
の真値に対して誤差をもっていても、R1 * の設定誤差
による制御特性の劣化を抑制する。しかし、低い周波数
においては、R1 * の設定誤差による制御特性の劣化が
高い周波数に比較して大きく、制御特性の劣化が重要な
問題となる。
誤差をもっている場合、上記(25)式により示される
電流誤差Ierr が零とならないこと利用して、Ierr を
予め設定したゲインで(比例+積分)し、これを1次抵
抗設定値R1 * の補正量ΔR1 ^として演算する。
1 * の補正量ΔR1 ^を演算し、次に(27)式に示す
ようにR1 * を加算して1次抵抗推定値R1 ^を求め
る。次に、(25)式のR1 * を、(27)式で得られ
たR1 ^に置き換えて(28)式が成立する。
り、1次抵抗が温度により変化しても、その補正を自動
的に行なうため、常に1次磁束Φ1 は設定値通り一定に
制御され、良好な誘導電動機の制御が可能となる。
明する。先ず、図2で示すように、無負荷電圧指令V
Iq0 * が乗算器13によって出力される。即ち、励磁電
流指令設定器4から入力端子11を経由して出力された
励磁電流指令IId * を係数器12に入力した後、周波数
指令発生器22から入力端子10を経由して出力された
1次周波数指令ω1 * と乗算器13によって乗算すると
(28)式のVIqの右辺の第2項に相当する無負荷電圧
指令VIq0 * (=L1 ω1 * I1d * )が求められ出力端
子14から出力される。
err 、1次電流のd軸及びq軸成分I1d及びI1qが、誤
差電流成分演算回路6から出力される。即ち、電流検出
器2によって検出された誘導電動機1の1次電流I1u及
びI1vを各々入力端子31及び32に入力すると、係数
器34〜36及び加算器37によって(9)式の演算が
行なわれ、係数器34及び加算器37から各々1次電流
のα軸及びβ軸成分I1 α及びI1 βが出力される。
たアナログ量の1次周波数指令ω1 * を入力端子33を
経由してV/Fコンバータ38に入力すると、周波数が
1次周波数指令ω1 * に比例したパルス列の信号が得ら
れ、カウンタ39により1次周波数指令ω1 * の時間積
分値であるディジタル量の角度指令θ1 * が求められて
sinθ1 * 及びcosθ1 * の値が記憶されたROM
40のアドレスとして入力される。その結果、ROM4
0からsinθ1 * 及びcosθ1 * のディジタル量が
出力される。その後、係数器34及び加算器37から出
力されたsinθ1 * 及びcosθ1 * のディジタル量
を乗算形D/Aコンバータ41〜44に入力して乗算、
アナログ変換した後、加算器45及び減算器46に入力
すると(13)式の逆演算式である(29)式の演算が
行なわれ、1次電流のd軸及びq軸成分I1d、I1qが求
められる。
流指令設定器4から入力端子30を経由して出力された
励磁電流指令I1d * から、係数器47及び50と、乗算
器49と、割算器51と、加算器52と減算器53とに
よって(25)式におけるIerr を求める演算が行なわ
れ、減算器53の出力として得られる誤差電流成分I
err が出力端子54から出力される。また、加算器45
及び減算器46の出力として得られるI1d及びI1qが、
各々出力端子55及び56から出力される。
R1 * の補正量ΔR1 ^が、1次抵抗補正回路9から出
力される。即ち、誤差電流成分演算回路6から入力端子
75を経由して誤差電流成分Ierrが出力される。その
結果、増幅器76、増幅形積分器77及び加算器78に
よって(26)式の演算が行なわれ、1次抵抗設定値R
1 * の補正量ΔR1 ^として出力端子79から出力され
る。
補正電圧成分ΔV1d、ΔV1qが補正電圧成分演算回路7
から出力される。即ち、1次抵抗設定器20から入力端
子58を経由して1次抵抗設定値R1 * が出力され、ま
た1次抵抗補正回路9から入力端子59を経由して1次
抵抗設定値R1 * の補正量ΔR1 ^が出力される。その
結果、(27)式の演算が行なわれ、1次抵抗推定値R
1 ^が加算器57から出力される。また、誤差電流成分
演算回路6から入力端子60、61及び63を各々経由
して1次電流のd軸成分I1d、誤差電流成分Ierr 及び
1次電流のq軸成分I1qが出力される。
算器66によって(28)式のV1dの右辺の演算が行
なわれ、d軸の補正電圧成分ΔV1dとして出力端子7
3から出力される。一方、誤差電流成分Ierr と、周波
数指令発生器22から入力端子62を経由して出力され
た1次周波数指令ω1 * とから、増幅器67、係数器6
8、乗算器69及び加算器70とによって(28)式の
V1qの右辺の第3項の演算が行なわれ、乗算器71によ
って(28)式のV1qの右辺の第1項の演算が行なわれ
る。更に、加算器70及び乗算器71の出力を加算器7
2で加算すると、(28)式のV1qの右辺の第2項の電
圧、即ち、無負荷電圧を除く電圧成分がq軸の補正電圧
成分ΔV1qとして出力端子74から出力される。
1u * ,V1v * 及びV1w * が1次電圧指令演算回路8から
出力される。即ち、補正電圧成分演算回路7から入力端
子80及び81を経由して、各々d軸及びq軸の補正電
圧成分ΔV1d,ΔV1qが出力される。ここで、(28)
式からわかるように、1次電圧のd軸成分V1dは無負荷
時には零となるので、ΔV1dは1次電圧のd軸成分指令
V1d * とみなすことができる。一方、加算器84によっ
て、無負荷電圧演算回路5から入力端子82を経由して
出力された無負荷電圧指令V1q0 * と、q軸の補正電圧
成分ΔV1qとが加算され、(28)式のV1qの右辺の演
算が行なわれ、1次電圧のq軸成分指令V1q * として出
力される。
令発生器22から1次周波数指令ω1 * を入力すると、
上述した補正電流成分演算回路6と同じ動作によってR
OM87から出力されたsinθ1 * 及びcosθ1 *
のディジタル量を乗算形D/Aコンバータ88〜91に
入力して乗算、アナログ変換した後、減算器92及び加
算器93に入力すると(12)式の演算が行なわれ、1
次電圧のα軸成分指令V1 α* 及びβ軸成分指令V1 β
* が求められる。その後、係数器94,97〜99と、
減算器95及び加算器96によって(8)式の演算が行
なわれ、出力端子100〜102から各々、1次電圧指
令V1u * ,V1v * 及びV1w * が出力される。
1v * 及びV1w * を可変周波数電力変換回路3に入力する
と、従来装置と同様の動作によって、誘導電動機1に印
加される1次電圧の実際値が各々、これらの1次電圧指
令に追従するように制御される。
る電圧降下分を、1次電流のd軸及びq軸成分I1d、I
1qに対して1次抵抗設定値R1 * とその補正量ΔR1 ^
を加算した1次抵抗推定値R1 ^を乗算した値を用いて
補正電圧演算回路中で補正する場合を示したが、補正電
圧演算回路7と1次電圧指令演算回路8の構成を、各々
図7及び図8のように変更して上記電圧降下分を電流検
出器2により検出された1次電流I1u及びI1vを用いて
補正してもよい。
圧演算回路7aでは、(28)式の誤差電流成分Ierr
に関係する電圧成分のみが演算され、d軸及びq軸の補
正電圧成分ΔV1d0 、ΔV1q0 として出力される。即
ち、ΔV1d0 ,ΔV1q0 は、(30)式で与えられる。
V1q0 を入力端子80a及び81aを経由して図8に示
されたブロック図の1次電圧演算回路8aに入力する
と、係数器97〜99から各々1次抵抗R1による電圧
降下分を無視した1次電圧指令V1u0 * ,V1v0 * 及び
V1w0 * が出力される。
13を経由して1次抵抗設定値R1 * が出力され、ま
た、1次抵抗補正回路9から入力端子114を経由して
1次抵抗設定値R1 * の補正量ΔR1 ^が出力される。
そして、1次抵抗推定値R1 ^が加算器115から出力
され、入力端子103を経由して電流検出器2から出力
されたU相の1次電流と乗算器107で乗算されてU相
の1次抵抗R1 による電圧降下分VRuが得られるので、
加算器110によってV1u0 * と加算すると出力端子1
00から1次抵抗R1 による電圧降下分を含むU相の1
次電圧指令V1u * が出力される。
流検出器2から出力されたV相の1次電流と加算器11
5の出力とが乗算器108で乗算され、V相の1次抵抗
R1 による電圧降下分VVuが得られるので、加算器11
1によってV1v0 * と加算すると出力端子101から1
次抵抗R1 による電圧降下分を含むV相の1次電圧指令
V1v * が出力される。
1)式を利用して加算器105及び符号反転器106に
よって1次電流I1u,I1vからW相の1次電流I1wが求
められる。あとは同様にして、符号反転器106の出力
であるW相の1次電流と加算器115の出力とが乗算器
109で乗算され、W相の1次抵抗R1 による電圧降下
分VWuが得られるので、加算器112によってV1W0 *
と加算すると出力端子102から1次抵抗R1 による電
圧降下分を含むW相の1次電圧指令V1W * が出力され
る。
9を、増幅器と増幅形積分器により構成したものを示し
たが、増幅形積分器だけの構成にしてもよい。また、他
の実施例として、1次抵抗による電圧降下分を1次電流
のα軸及びβ軸成分I1 α,I1 βを用いて、1次電圧
指令演算回路中で補正してもよい。更に、1次電流I1W
はI1u及びI1vから演算により求めているが、電流検出
器により検出した値を用いることもできる。また、増幅
器65及び67のゲインは零であっても差し支えない。
説明する。図9は、誘導電動機の制御装置の全体を示す
ブロック図であり、上記第1の発明と同様に2は電流検
出器、3は可変周波数電力変換回路で、例えば、従来装
置におけるトランジスタインバータ回路21とPWM回
路25とから構成される。4は励磁電流指令設定器、5
は無負荷電圧演算回路、6は誤差電流成分演算回路、7
は補正電圧演算回路、8は1次電圧指令演算回路、19
0はトルク電流制限値設定器、15はトルク制限回路、
16は加算器である。尚、周波数指令発生器22の構成
は、従来装置のものと全く同一である。
路5(図2参照)の入力端子10は、加算器16に接続
されており、また、上記誤差電流成分演算回路6(図3
参照)の入力端子33は同様に加算器16に接続されて
いる。その他の無負荷電圧演算回路5及び誤差電流成分
演算回路6の構成は第1の発明と同一である。
な構成を示すブロック図であり、図において、トルク制
限回路15は、トルク電流制限値設定器190に接続さ
れた入力端子120と、誤差電流成分演算回路6に接続
された入力端子121と、加算器122と、符号反転器
123と、信号切換器124,129と、係数器125
と、リセット付増幅形積分器126と、加算器127
と、乗算器128と、出力端子130と、絶対値回路1
31とから構成されている。
な構成を示すブロック図であり、図において、補正電圧
演算回路7は、誤差電流成分演算回路6に接続された入
力端子60,61,63と、加算器16に接続された入
力端子62と、係数器64,68及び71と、増幅器6
5及び67と、加算器66,70及び72と、乗算器6
9と、係数器68と、出力端子73及び74とから構成
されている。
回路8(図6参照)の入力端子83は、加算器16に接
続されている。その他の構成は第1の発明と同一であ
る。
方法に関しては、(24)式までは、第1の発明におい
て説明した制御方法と同様である。
し、安定性を向上させるために、(22)式が成り立て
ばI1dとその指令値I1d *が(24)式を成立させるこ
とを利用して、(24)式の右辺が零となるように制御
する項を付加する。これにより、(32)式が得られ
る。
トルクTe は、(33)式にて求められる。
ることにより、(22)式が成立するので、(22)式
を(33)式に代入すれば、(34)式が得られる。
により制御した場合、その発生トルクTe は、トルク分
電流I1qに比例することがわかる。また、(34)式を
変形すると、(35)式が得られる。
トルクTe を発生するのに必要なトルク分電流I1qが求
められる。従って、誘導電動機の発生トルクTe を、そ
の指令値Te * に追従するように制御するためには、
(32)式の制御を実行して(22)式を成立させ、更
にトルク分電流I1qを(35)式で求められた値に制御
する。
2)式を成立させているとき、誘導電動機のすべり周波
数ωs は(16)式に(22)式を代入することによ
り、定常状態では(36)式により与えられる。
は(17)式の関係にあるので、トルク分電流I1qを増
加させるためには、すべり周波数ωs を増加、即ち、1
次周波数ω1 を増加させればよく、逆に、トルク分電流
I1qを減少させるためには、すべり周波数ωs を減少、
即ち、1次周波数ω1 を減少させればよい。
り、常に1次磁束Φ1は設定通り一定に制御され、良好
な誘導電動機の制御が可能となる。また、誘導電動機の
発生トルクを制限することによって過電流の抑制が可能
となる。更に、誘導電動機の発生トルクを、その指令値
に追従するように制御することが可能となる。
図11及び図2,図3,図6を参照して説明する。図9
に示すようにトルク制限回路15から出力された1次周
波数補正値Δω1 * は周波数指令発生器22から出力さ
れた1次周波数指令値ω1 * と加算器16にて加算さ
れ、補正1次周波数指令値ω1 * * となる。また、トル
ク電流制限値設定器190から(35)式にて求められ
たトルク電流制限値I1qmax * が出力される。
VIq0 *が乗算器13によって出力される。即ち、励磁
電流指令設定器4から入力端子11を経由して出力され
た励磁電流指令IId * を係数器12に入力した後、加算
器16から入力端子10を経由して出力された補正1次
周波数指令ω1 * * と乗算器13によって乗算すると
(28)式のVIqの右辺の第2項に相当する無負荷電圧
指令VIq0 * (=L1 ω1 * * I1d * )が求められ出力
端子14から出力される。
err 、1次電流のd軸及びq軸成分I1d及びI1qが、誤
差電流成分演算回路6から出力される。即ち、電流検出
器2によって検出された誘導電動機1の1次電流I1u及
びI1vを各々入力端子31及び32に入力すると、係数
器34〜36及び加算器37によって(9)式の演算が
行なわれ、係数器34及び加算器37から各々1次電流
のα軸及びβ軸成分I1 α及びI1 βが出力される。
量の補正1次周波数指令ω1 * * を入力端子33を経由
してV/Fコンバータ38に入力すると、周波数が補正
1次周波数指令ω1 * * に比例したパルス列の信号が得
られ、カウンタ39により補正1次周波数指令ω1 * *
の時間積分値であるディジタル量の角度指令θ1 * が求
められ、sinθ1 * 及びcosθ1 * の値が記憶され
たROM40のアドレスとして入力される。その結果、
ROM40からsinθ1 * 及びcosθ1 * のディジ
タル量が出力される。その後、係数器34及び加算器3
7から出力されたsinθ1 * 及びcosθ1 * のディ
ジタル量を乗算形D/Aコンバータ41〜44に入力し
て乗算、アナログ変換した後、加算器45及び減算器4
6に入力すると(13)式の逆演算式である(29)式
の演算が行なわれ、1次電流のd軸及びq軸成分I1d、
I1qが求められる。
流指令設定器4から入力端子30を経由して出力された
励磁電流指令I1d * から、係数器47及び50と、乗算
器49と、割算器51と、加算器52と減算器53とに
よって(32)式におけるIerr を求める演算が行なわ
れ、減算器53の出力として得られる誤差電流成分I
err が出力端子54から出力される。また、加算器45
及び減算器46の出力として得られるI1d及びI1qが、
各々出力端子55及び56から出力される。
正値Δω1 * がトルク制限回路15から出力される。即
ち、トルク電流制限値設定器190から入力端子120
を経由してトルク電流制限値I1qmax * が出力され、ま
た、誤差電流成分演算回路6から入力端子121を経由
して1次電流のq軸成分、即ち、トルク分電流I1qが出
力される。その結果、トルク分電流I1qは絶対値回路1
31により、その絶対値が演算され、減算器122によ
りトルク電流制限値I1qmax *から減算される。
の出力と、減算器122の出力を符号反転器123によ
り符号反転した出力とトルク分電流I1qとを入力して、
トルク分電流I1qが正或いは零の場合は減算器122の
出力を、トルク分電流I1qが負の場合は減算器122の
出力を符号反転器123により符号反転した出力を出力
する。その後、信号切換器124の出力は、係数器12
5とリセット付増幅形積分器126に入力される。上記
リセット付増幅形積分器126は、信号切換器124の
出力をKI 倍して積分し、その出力は加算器127によ
り係数器125の出力と加算される。
とトルク分電流I1qとを乗算し、その乗算値はリセット
付増幅形積分器126と信号切換器129とに出力され
る。その結果、リセット付増幅形積分器126では、乗
算器128の出力が正或いは零の場合に積分器内部にて
保持している積分量を零にリセットする。更に、信号切
換器129は、加算器127の出力と零と乗算器128
の出力とを入力し、乗算器128の出力が正或いは零の
場合には加算器127の出力を出力し、乗算器128の
出力が負の場合には零を出力し、1次周波数補正値Δω
1q * として出力端子130から出力される。
の補正電圧成分ΔV1d、ΔV1qが補正電圧成分演算回路
7から出力される。即ち、誤差電流成分演算回路6から
入力端子60,61,63を各々経由して1次電流のd
軸成分I1d、誤差電流成分Ierr 及び1次電流のq軸成
分I1qが出力される。その結果、係数器64と、増幅器
65及び66によって(32)式のV1dの右辺の演算が
実行され、d軸の補正電圧成分ΔV1dとして出力端子7
3から出力される。
から入力端子62を経由して出力された補正1次周波数
指令値ω1 * * とから、増幅器67,係数器68,乗算
器69及び加算器70とによって(32)式のV1qの右
辺の第3項の演算が行なわれ、乗算器71によって(3
2)式ののV1qの右辺の第1項の演算が行なわれる。更
に、加算器70及び乗算器71の出力を加算器72で加
算すると、(32)式のV1qの右辺の第2項の電圧、即
ち、無負荷電圧を除く電圧成分がq軸の補正電圧成分Δ
V1qとして出力端子74から出力される。
1u * ,V1v * 及びV1w * が1次電圧指令演算回路8から
出力される。即ち、補正電圧成分演算回路7から入力端
子80及び81を経由して、各々d軸及びq軸の補正電
圧成分ΔV1d,ΔV1qが出力される。ここで、(32)
式からわかるように、1次電圧のd軸成分V1dは無負荷
時には零となるので、ΔV1dは1次電圧のd軸成分指令
V1d * とみなすことができる。一方、加算器84によっ
て、無負荷電圧演算回路5から入力端子82を経由して
出力された無負荷電圧指令V1q0 * と、q軸の補正電圧
成分ΔV1qとが加算され、(32)式のV1qの式の右辺
の演算が行なわれ、1次電圧のq軸成分指令V1q * とし
て出力される。
6から補正1次周波数指令ω1 * * を入力すると、上述
した補正電流成分演算回路6と同じ動作によって、RO
M87から出力されたsinθ1 * 及びcosθ1 * の
ディジタル量を乗算形D/Aコンバータ88〜91に入
力して乗算、アナログ変換した後、減算器92及び加算
器93に入力すると(12)式の演算が行なわれ、1次
電圧のα軸成分指令V1 α* 及びβ軸成分指令V1 β*
が求められる。その後、係数器94,97〜99と、減
算器95及び加算器96によって(8)式の演算が行な
われ、出力端子100〜102から各々、1次電圧指令
V1u * ,V1v * 及びV1w * が出力される。
1v * 及びV1w * を可変周波数電力変換回路3に入力する
と、第1の実施例と同様の動作によって、誘導電動機1
に印加される1次電圧の実際値が各々、これらの1次電
圧指令に追従するように制御される。
路において、トルク電流制限値I1qmax * とトルク分電
流I1qの絶対値の差若しくはそれを符号反転した値を比
例積分する場合を示したが、トルク制限回路15の構成
を図12に示すように変更して積分のみとしてもよい。
るトルク制限回路15aにおいては、信号切換器124
の出力は、リセット付増幅形積分器126にのみ入力さ
れる。また、リセット付増幅形積分器126の出力は、
1次周波数補正値Δω1 * として出力端子130から出
力される。
5において、トルク電流制限値I1qmax * とトルク分電
流I1qの絶対値の差若しくはそれを符号反転した値を直
接比例積分若しくは積分する場合を示したが、トルク制
限回路15の構成を図13に示すように変更して、トル
ク電流制限値I1qmax * とトルク分電流I1qの絶対値の
差とトルク分電流I1qを乗算器133にて乗算し、その
極性により信号切換器132の出力を1或いは−1のい
ずれかに切り換えるようにしてもよい。
るトルク制限回路15bにおいては、入力端子120か
ら入力されたトルク電流制限値I1qmax * から、入力端
子121から入力されたトルク分電流I1qが絶対値回路
131で絶対値をとられた値が減算器122にて減算さ
れ、減算器122の出力とトルク分電流I1qが乗算器1
33で乗算される。乗算器133の出力を信号切換器1
32に入力し、信号切換器132は、乗算器133の出
力が正或いは零の場合1、乗算器133の出力が負の場
合には、−1をリセット付増幅形積分器126に出力す
る。リセット付増幅形積分器126の出力は1次周波数
補正値Δω1 * として出力端子130から出力される。
尚、上記実施例と同様に、リセット付増幅形積分器12
6は乗算器128の出力、即ち、リセット付増幅形積分
器126の出力である1次周波数補正値Δω1 * とトル
ク分電流I1qとの積が正或いは零の場合に積分器内部に
て保持している積分量を零にリセットする。
説明する。図14は、第3の発明の全体構成を示すブロ
ック図であり、1は誘導電動機、2は電流検出器、3は
可変周波数電力変換回路で、例えば、従来装置における
トランジスタインバータ回路21とPWM回路25とか
ら構成される。4は励磁電流指令設定器、5は無負荷電
圧演算回路、6は誤差電流成分演算回路、7は補正電圧
演算回路、8は1次電圧指令演算回路、17はトルク指
令設定器、18はトルク分電流指令演算回路、19は減
算器、200はトルク制御回路である。
回路と構成及び動作は同一であるので、ここでは説明を
省略する。但し、上記図2に示した無負荷電圧演算回路
5の詳細な構成を示すブロック図においては、入力端子
10より補正1次周波数指令ω1 * * が入力されている
が、この実施例においては1次周波数指令ω1 * が入力
される。更に、図11に示した補正電圧演算回路7の詳
細な構成を示すブロック図においては、入力端子62よ
り補正1次周波数指令ω1 * * が入力されているが、こ
の実施例においては1次周波数指令ω1 * が入力され
る。また、図6に示した1次電圧指令演算回路8の詳細
な構成を示すブロック図においては、入力端子83より
補正1次周波数指令ω1 * * が入力されているが、この
実施例においては1次周波数指令ω1 *が入力されてい
る。
回路18の詳細な構成を示すブロック図であり、図にお
いて、トルク分電流指令演算回路18は、除算器142
に接続された入力端子140と、係数器143に接続さ
れた入力端子141と、出力端子144とから構成され
ている。
の詳細な構成を示すブロック図であり、図において、ト
ルク制御回路200は、係数器151及び増幅形積分器
152に接続された入力端子150と、加算器153に
接続された出力端子154とから構成されている。
動作を図14〜図16を参照して説明する。図15に示
すように、トルク指令設定器17から出力端子140を
経由して出力されたトルク指令Te * は除算器142に
入力される。また、励磁電流指令設定器4から入力端子
141を経由して出力された励磁電流指令I1d * は係数
器143に入力される。次に、除算器142にてトルク
指令Te * が係数器143の出力により割り算される。
その結果が出力端子144よりトルク分電流指令I1q *
として出力される、即ち、トルク分電流指令演算回路1
8では(35)式が実行される。
トルク分電流指令演算回路18より出力されたトルク分
電流指令I1q * は、誤差電流成分演算回路6から出力さ
れた1次電流のq軸成分、即ち、トルク分電流I1qを減
算され、その結果はトルク制御回路200に出力され
る。トルク制御回路200は、図16に示すように入力
端子150からトルク分電流指令I1q * とトルク分電流
I1qの差を入力して、それを係数器151及び増幅形積
分器152にて比例及び積分し、更に加算器153にて
係数器151の出力と増幅形積分器152の出力を加算
して、その出力を1次周波数指令値ω1 * として出力端
子154から出力する。
は、トルク制御回路200において、トルク分電流指令
I1q * とトルク分電流I1qの差を直接比例積分する場合
を示したが、トルク制御回路200の構成を図17に示
すように変更して、トルク分電流指令I1q * とトルク分
電流I1qの差を信号切換器156に入力し、その極性に
より信号切換器156の出力を1或いは−1のいずれか
に切り換えるようにしてもよい。
るトルク制御回路200aにおいては、入力端子155
から入力されたトルク分電流指令I1q * とトルク分電流
I1qの差を信号切換器156に入力し、信号切換器15
6は、トルク分電流指令I1q * とトルク分電流I1qの差
が正或いは零の場合1、トルク分電流指令I1q * とトル
ク分電流I1qの差が負の場合は−1を増幅形積分器15
7に出力する。その後、増幅形積分器157の出力は1
次周波数指令値ω1 * として出力端子158から出力さ
れる。
による電圧降下分を、1次電流のd軸及びq軸成分
I1d、I1qを用いて補正電圧演算回路中にて補正する場
合を示したが、補正電圧演算回路7と1次電圧指令演算
回路8の構成を各々図7、図8のように変更して上記電
圧降下分を電流検出器2により検出された1次電流I1u
及びI1vを用いて補正してもよい。
圧演算回路7aでは、(32)式の誤差電流成分Ierr
に関係する電圧成分のみが演算され、d軸及びq軸の補
正電圧成分ΔV1d0 ,ΔV1q0 として出力される。即
ち、ΔV1d0 、ΔV1q0 は、(30)式で与えられる。
V1q0 を入力端子80a及び81aを経由して図8に示
されたブロック図の1次電圧演算回路8aに入力する
と、係数器97〜99から各々1次抵抗R1による電圧
降下分を無視した1次電圧指令V1u0 * 、V1v0 * 及び
V1w0 * が出力される。
器2から出力されたU相の1次電流を係数器107に入
力すると、U相の1次抵抗R1 による電圧降下分VRuが
得られるので、加算器110によってV1u0 * と加算す
ると出力端子100から1次抵抗R1 による電圧降下分
を含むU相の1次電圧指令V1u * が出力される。
流検出器2から出力されたV相の1次電流を係数器10
8に入力すると、加算器111によって1次抵抗R1 に
よる電圧降下分を含むV相の1次電圧指令V1v *が求め
られ、出力端子101から出力される。
1)式を利用して加算器105及び符号反転器106に
よって1次電流I1u、I1vからW相の1次電流I1wが求
められる。あとは同様にして、係数器109及び加算器
112によって1次抵抗R1 による電圧降下分を含むW
相のVWuが得られるので、加算器112によってV1W0
* と加算すると出力端子102から1次抵抗R1 による
電圧降下分を含むW相の1次電圧指令V1W * が求められ
出力端子102から出力される。
電圧降下分を1次電流のα軸及びβ軸成分I1 α、I1
βを用いて、1次電圧指令演算回路中で補正してもよ
い。更に、1次電流I1WはI1u及びI1vから演算により
求めているが、電流検出器により検出した値を用いるこ
ともできる。
導電動機の内部で発生する1次磁束の実際値が励磁電流
指令値と誘導電動機の1次自己インダクタンスとの積で
与えられる1次磁束の設定値と一致したときに零となる
誤差電流成分を誘導電動機の1次電流から演算するとと
もに、上記誤差電流成分を零に近づけるように1次電圧
指令値を補正するように構成したので、低速回転時にお
いても1次磁束が設定値と一致するように制御され、ト
ルク不足や過電流が生じることはなくなる。
においても誘導電動機の1次磁束が設定値と一致するよ
うに制御されるので、誘導電動機によって駆動される、
1次周波数指令ωの変化率によらず、誘導電動機の回転
速度を常に安定状態に制御できる。
を電流の誤差として演算する構成にしたので、1次磁束
の実際値を直接検出する必要がなく制御回路構成が簡単
で、制御装置を安価にできる。
抗設定値がその実際値に対して一致するように補正され
るため、温度変化による1次抵抗値の変化を検出器等を
設けて測定する必要がなく、誘導電動機の1次抵抗値が
変化しても常に安定な制御が安価に達成できる。
束の実際値が励磁電流指令値と誘導電動機の1次自己イ
ンダクタンスとの積で与えられる1次磁束の設定値と一
致したときに零となる誤差電流成分を誘導電動機の1次
電流から演算するとともに、上記誤差電流成分を零に近
づけるように1次電圧指令値を補正するように構成し更
に、誘導電動機の発生トルクが、その制限値を越えない
ように1次周波数指令を補正するような構成としたの
で、全速度領域において1次磁束が設定値と一致するよ
うに制御されてトルク不足を生じることなく、また誘導
電動機によって駆動され機械や1次周波数指令ω1 * の
変化率に依らず、誘導電動機の回転速度を常に安定状態
に制御でき、且つ、急加減速運転時においても過電流を
生じることなく制御することができる。
束の実際値が励磁電流指令値と誘導電動機の1次自己イ
ンダクタンスとの積で与えられる1次磁束の設定値と一
致したときに零となる誤差電流成分を誘導電動機の1次
電流から演算するとともに、上記誤差電流成分を零に近
づけるように1次電圧指令値を補正するように構成し更
に、誘導電動機の発生トルクが、その指令値に追従する
ように1次周波数指令を演算するように構成したので、
従来の装置では不可能であった誘導電動機の発生トルク
を制御することができる。
例(第1の発明)の構成を示すブロック図である。
すブロック図である。
示すブロック図である。
ブロック図である。
ブロック図である。
示すブロック図である。
示すブロック図である。
示すブロック図である。
施例(第2の発明)の構成を示すブロック図である。
ブロック図である。
すブロック図である。
示すブロック図である。
示すブロック図である。
実施例(第3の発明)の構成を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
すブロック図である。
を示すブロック図である。
ブロック図である。
る。
生器のパターン図である。
な構成を示すブロック図であり、図において、補正電圧
演算回路7は、誤差電流成分演算回路6に接続された入
力端子60,61,63と、加算器16に接続された入
力端子62と、係数器164,68及び171と、増幅
器65及び67と、加算器66,70及び72と、乗算
器69と、係数器68と、出力端子73及び74とから
構成されている。
の補正電圧成分ΔV1d、ΔV1qが補正電圧成分演算回路
7から出力される。即ち、誤差電流成分演算回路6から
入力端子60,61,63を各々経由して1次電流のd
軸成分I1d、誤差電流成分Ierr 及び1次電流のq軸成
分I1qが出力される。その結果、係数器164と、増幅
器65及び66によって(32)式のV1dの右辺の演算
が実行され、d軸の補正電圧成分ΔV1dとして出力端子
73から出力される。
Claims (3)
- 【請求項1】 誘導電動機と、前記誘導電動機の1次電
流を検出するための電流検出手段と、前記誘導電動機を
可変周波数で駆動する可変周波数電力変換手段と、1次
周波数指令値と励磁電流指令値を入力して前記誘導電動
機の無負荷電圧指令値を出力する無負荷電圧演算手段
と、前記1次電流と前記1次周波数指令値と前記励磁電
流指令値を入力して前記誘導電動機内部で発生する1次
磁束の実際値が前記励磁電流指令値と前記誘導電動機の
1次自己インダクタンスとの積で与えられる1次磁束の
設定値と一致したときに零になるような誤差電流成分を
演算する誤差電流成分演算手段と、前記誤差電流成分演
算手段の出力を入力して1次抵抗設定値の補正量を演算
する1次抵抗補正手段と、前記1次周波数指令値と前記
誤差電流成分演算手段の出力と前記1次抵抗補正手段の
出力を入力して前記誤差電流成分の値を零に近づけるよ
うな補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、前記1次
周波数指令値と前記無負荷電圧指令値と前記補正電圧を
入力し、前記誘導電動機の1次電圧指令値を演算して前
記可変周波数電力変換手段へ出力する1次電圧指令演算
手段とを具備することを特徴とする誘導電動機の制御装
置。 - 【請求項2】 誘導電動機と、前記誘導電動機の1次電
流を検出するための電流検出手段と、前記誘導電動機を
可変周波数で駆動する可変周波数電力変換手段と、1次
周波数指令値と1次周波数補正値と励磁電流指令値を入
力して前記誘導電動機の無負荷電圧指令値を出力する無
負荷電圧演算手段と、前記1次周波数指令値と前記周波
数補正値の和と前記1次電流と前記励磁電流指令値を入
力して前記1次電流の1次周波数で回転する回転座標軸
上の直交成分と前記誘導電動機内部で発生する1次磁束
の実際値が前記励磁電流指令値と前記誘導電動機の1次
自己インダクタンスとの積で与えられる1次磁束の設定
値と一致したときに零になるような誤差電流成分を演算
する誤差電流成分演算手段と、前記1次周波数指令値と
前記1次周波数補正値の和と前記誤差電流成分演算手段
の出力を入力して前記誤差電流成分の値を零に近づける
ような補正電圧を演算する補正電圧演算手段と、前記1
次周波数指令値と前記1次周波数補正値の和と前記無負
荷電圧指令値と前記補正電圧を入力し、前記誘導電動機
の1次電圧指令値を演算して前記可変周波数電力変換手
段へ出力する1次電圧指令演算手段と、前記誤差電流成
分演算手段の出力を入力して前記誘導電動機の発生トル
クがその制限値を越えないように前記1次周波数補正値
を演算するトルク制限手段とを具備することを特徴とす
る誘導電動機の制御装置。 - 【請求項3】 誘導電動機と、前記誘導電動機の1次電
流を検出するための電流検出手段と、前記誘導電動機を
可変周波数で駆動する可変周波数電力変換手段と、1次
周波数指令値と励磁電流指令値を入力して前記誘導電動
機の無負荷電圧指令値を出力する無負荷電圧演算手段
と、前記1次周波数指令値と前記1次電流と前記励磁電
流指令値を入力して前記1次電流の1次周波数で回転す
る回転座標軸上の直交成分と前記誘導電動機内部で発生
する1次磁束の実際値が前記励磁電流指令値と前記誘導
電動機の1次自己インダクタンスとの積で与えられる1
次磁束の設定値と一致したときに零になるような誤差電
流成分を演算する誤差電流成分演算手段と、前記1次周
波数指令値と前記誤差電流成分演算手段の出力を入力し
て前記誤差電流成分の値を零に近づけるような補正電圧
を演算する補正電圧演算手段と、前記1次周波数指令値
と前記無負荷電圧指令値と前記補正電圧を入力し、前記
誘導電動機の1次電圧指令値を演算して前記可変周波数
電力変換手段へ出力する1次電圧指令演算手段と、前記
誤差電流成分演算手段の出力を入力して前記誘導電動機
の発生トルクがその指令値に追従するように前記1次周
波数指令値を演算するトルク制御手段とを具備すること
を特徴とする誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3180816A JP2634333B2 (ja) | 1991-07-22 | 1991-07-22 | 誘導電動機の制御装置 |
US07/839,427 US5264773A (en) | 1991-02-22 | 1992-02-21 | Controller for induction motor |
EP19920102936 EP0500121B1 (en) | 1991-02-22 | 1992-02-21 | Controller for induction motor |
DE69215401T DE69215401T2 (de) | 1991-02-22 | 1992-02-21 | Steuervorrichtung für einen Asynchronmotor |
HK98102168A HK1003131A1 (en) | 1991-02-22 | 1998-03-16 | Controller for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3180816A JP2634333B2 (ja) | 1991-07-22 | 1991-07-22 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0530792A true JPH0530792A (ja) | 1993-02-05 |
JP2634333B2 JP2634333B2 (ja) | 1997-07-23 |
Family
ID=16089860
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3180816A Expired - Lifetime JP2634333B2 (ja) | 1991-02-22 | 1991-07-22 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2634333B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0644648A1 (en) * | 1993-09-17 | 1995-03-22 | Fuji Electric Co. Ltd. | Control method and apparatus and malefunction detection method and apparatus for AC motor |
DE19523971A1 (de) * | 1994-06-30 | 1996-01-11 | Mitsubishi Electric Corp | Verfahren und Vorrichtung zum Regeln eines Induktionsmotors |
JP2009033854A (ja) * | 2007-07-26 | 2009-02-12 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 交流電動機駆動用電力変換装置の制御装置 |
JP2010273400A (ja) * | 2009-05-19 | 2010-12-02 | Nippon Reliance Kk | 誘導電動機制御装置 |
-
1991
- 1991-07-22 JP JP3180816A patent/JP2634333B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2010273400A (ja) * | 2009-05-19 | 2010-12-02 | Nippon Reliance Kk | 誘導電動機制御装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2634333B2 (ja) | 1997-07-23 |
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