JPH07303398A - Secondary resistance compensating method of induction motor - Google Patents
Secondary resistance compensating method of induction motorInfo
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- JPH07303398A JPH07303398A JP6094931A JP9493194A JPH07303398A JP H07303398 A JPH07303398 A JP H07303398A JP 6094931 A JP6094931 A JP 6094931A JP 9493194 A JP9493194 A JP 9493194A JP H07303398 A JPH07303398 A JP H07303398A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機のベクトル
制御に係わり、特に、温度変化による二次抵抗値の変動
を補償する誘導電動機の二次抵抗補償方式に関するもの
である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to vector control of an induction motor, and more particularly to a secondary resistance compensation system for an induction motor which compensates for variations in secondary resistance value due to temperature changes.
【０００２】[0002]
【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
てＰＷＭ制御インバータによるベクトル制御方式が知ら
れている。2. Description of the Related Art A vector control method using a PWM control inverter is known as a high-performance speed control method for an induction motor.
【０００３】図４は、従来のＰＷＭ制御インバターによ
るベクトル制御方式を実行する制御システムを示すもの
である。FIG. 4 shows a control system for executing a conventional vector control method using a PWM control inverter.
【０００４】誘導電動機１は、該誘導電動機の三相一次
電圧指令値（Ｖu，Ｖu，Ｖw） によるＰＷＭ制御インバ
ータ２によって速度制御される。該誘導電動機１の回転
速度がエンコーダ４を介して 実速度検出値（ωr）とし
て検出され、速度制御部（ＡＳＲ）に帰還される。速度
制御部（ＡＳＲ）において、速度指令値（ωr*）と負帰
還された実速度検出値（ωr）とが 比較され、その比較
誤差信号が速度制御器６によりＰＩ（比例積分）制御さ
れて、同期回転座標系のトルク軸成分一次電流指令値
（ｉ1b*）に変換される。また、誘導電動機１の一次電
流（ｉu，ｉv，ｉw）が検出され、Ａ/Ｄ変換器13、三相
-二相相変換器14、及び座標変換器10により同期回転座
標（ａ-ｂ軸）系の各軸成分一次電流検出値ｉ1（ｉ1a,
ｉ1b）に 変換されて電流制御部（ＡＣＲ）に供給され
る。The speed of the induction motor 1 is controlled by a PWM control inverter 2 according to the three-phase primary voltage command values (V u , V u , V w ) of the induction motor. The rotation speed of the induction motor 1 is detected as an actual speed detection value (ω r ) via the encoder 4 and fed back to the speed control unit (ASR). In the speed control unit (ASR), the speed command value (ω r *) is compared with the negative feedback actual speed detection value (ω r ), and the comparison error signal is PI (proportional integral) controlled by the speed controller 6. Then, the torque axis component primary current command value (i 1b *) of the synchronous rotation coordinate system is converted. Further, the primary currents ( iu , iv , iw ) of the induction motor 1 are detected, and the A / D converter 13 and the three-phase
-By the two-phase converter 14 and the coordinate converter 10, each axis component primary current detection value i 1 (i 1a ,
i 1b ) and supplied to the current controller (ACR).
【０００５】電流制御部（ＡＣＲ）において、デジタル
電流制御器３は、誘導電動機１の同期回転座標系の各軸
成分一次電流指令値ｉ1*（励磁軸成分一次電流指令値ｉ
1a*,トルク軸成分一次電流指令値ｉ1b*）、及び前記各
軸成分一次電流検出値ｉ1（励磁軸成分一次電流検出値
ｉ1a，トルク軸成分一次電流検出値ｉ1b）が入力され、
ＰＷＭ制御インバータ２によりベクトル制御が行われる
ような誘導電動機１の同期回転座標（ａ-ｂ軸）系の各
軸成分一次電圧指令値 Ｖ1*（励磁軸成分一次電圧指令
値のＶ1a*,トルク軸成分一次電圧指令値Ｖ1b*） を演算
する。デジタル電流制御器３の演算出力である前記各軸
成分一次電圧指令値Ｖ1*（Ｖ1a*，Ｖ1b*）は、座標変換
器11により固定子座標（ｄ−ｑ軸）系の各軸成分一次電
圧指令値Ｖ1*（Ｖ1d*，Ｖ1q*） に変換され、二相-三相
相変換器15により誘導電動機１の三相一次電圧指令値
（Ｖu，Ｖu，Ｖw）として ＰＷＭ制御インバター２を制
御する。その結果、誘導電動機１は、ベクトル制御によ
り所望の速度指令（ωr*）に応じた速度に制御される。In the current controller (ACR), the digital current controller 3 controls the primary current command value i 1 * of each axis component of the synchronous rotation coordinate system of the induction motor 1 (excitation axis component primary current command value i
1a *, torque axis component primary current command value i 1b *), and each axis component primary current detection value i 1 (excitation axis component primary current detection value i 1a , torque axis component primary current detection value i 1b ) are input. ,
Axial component primary voltage command value V 1 * (excitation axis component primary voltage command value V 1a *, of each axis component of the synchronous rotation coordinate (ab axis) system of induction motor 1 in which vector control is performed by PWM control inverter 2 The torque axis component primary voltage command value V 1b *) is calculated. The above-mentioned respective axis component primary voltage command values V 1 * (V 1a *, V 1b *), which are arithmetic outputs of the digital current controller 3, are converted by the coordinate converter 11 into each axis of the stator coordinate (dq axis) system. It is converted into the component primary voltage command value V 1 * (V 1d *, V 1q *), and the three-phase primary voltage command value (V u , V u , V w of the induction motor 1 is converted by the two-phase / three-phase converter 15. ) Control the PWM control inverter 2. As a result, the induction motor 1 is controlled by vector control to a speed according to the desired speed command (ω r *).
【０００６】図５は、上記デジタル電流制御器３の内部
構成を示すものであって、このデジタル電流制御器３
は、誘導電動機１の電源角周波数（ω0） により該誘導
電動機１のベクトル制御である電流非干渉化制御を行う
ための干渉補償手段（干渉補償項ω0Ｌ1,ω0Ｌ0）を作
動させるとともに、同期回転座標（ａ-ｂ軸）系の励磁
軸成分一次電流指令値ｉ1a*と同検出値ｉ1a、及びトル
ク軸成分一次電流指令値ｉ1 b*と同検出値ｉ1bとを比較
制御して、それらが等しくなる（ｉ1a*＝ｉ1a，ｉ1b*＝
ｉ1b）ように ＰＷＭ制御インバータ２を制御する同期
回転座標（ａ-ｂ軸）系の一次電圧指令値Ｖ1*（Ｖ1a*，
Ｖ1b*）を演算するものである。FIG. 5 shows the internal structure of the digital current controller 3 described above.
Is an interference compensation means (interference compensation terms ω 0 L 1 , ω 0 L 0 ) for performing current decoupling control which is vector control of the induction motor 1 by the power source angular frequency (ω 0 ) of the induction motor 1. actuates the synchronous rotating coordinate (a-b axis) system of the excitation axis component primary current command value i 1a * and the detection value i 1a, and the torque primary current command value-axis component i 1 b * and the detection value i 1b And are controlled to be equal to each other (i 1a * = i 1a , i 1b * =
i 1b ). The primary voltage command value V 1 * (V 1a *, V 1a *,
V 1b *) is calculated.
【０００７】このデジタル電流制御器３を制御する誘導
電動機１の電源角周波数（ω0）は、滑り角周波数指令
値（ωs*）と電動機実速度（角周波数ωr）との和（ω0
＝ωs*＋ωr） によって得られ、それを積分器８により
時間積分（θ0＝ω0ｔ）して座標変換器10,11の単位位
相角（θ0）としても使用される。また、前記電源角周
波数（ω0）を求めるための滑り角周波数指令値（ω
s*）は、滑り算出器５により次式に基づいて算出するこ
とができる。The power source angular frequency (ω 0 ) of the induction motor 1 for controlling the digital current controller 3 is the sum (ω) of the slip angular frequency command value (ω s *) and the actual motor speed (angular frequency ω r ). 0
= Ω s * + ω r ), which is time-integrated (θ 0 = ω 0 t) by the integrator 8 and is also used as the unit phase angle (θ 0 ) of the coordinate converters 10 and 11. Further, a slip angular frequency command value (ω) for obtaining the power source angular frequency (ω 0 ).
s *) can be calculated by the slip calculator 5 based on the following equation.
【０００８】 ωs* ＝ ｉ1b*／(ｉ1a*・τ2) ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１） 但し、ｉ1a* ： 同期回転座標系の励磁軸成分一次電流
指令値（一定） ｉ1b* ： 同期回転座標系のトルク軸成分一次電流指令
値 τ2 ： 電動機二次時定数（τ2＝Ｌ2／Ｒ2） Ｌ2 ： 電動機二次インダクタンス Ｒ2 ： 電動機二次抵抗 また、誘導電動機１をベクトル制御により速度制御する
とき、ベクトル制御成立時においては次式（２）が成立
する。Ω s * = i 1b * / (i 1a * · τ 2 ) ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ (1) where i 1a * is the excitation axis component of the synchronous rotation coordinate system Primary current command value (constant) i 1b *: Torque axis component of synchronous rotation coordinate system Primary current command value τ 2 : Motor secondary time constant (τ 2 = L 2 / R 2 ) L 2 : Motor secondary inductance R 2 When the speed of the induction motor 1 is controlled by vector control, the following equation (2) is satisfied when the vector control is satisfied.
【０００９】 λ2a ＝Ｍｉ1a*（一定）， λ2b ＝ ０ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ （２） 但し、λ2a ： 同期回転座標系の励磁軸成分二次磁束 λ2b ： 同期回転座標系のトルク軸成分二次磁束 Ｍ ： 電動機相互（励磁）インダクタンス これにより、誘導電動機１のトルクＴは、 Ｔ＝Ｍ／Ｌ2・(λ2a・ｉ1b−λ2b・ｉ1a)＝Ｍ2／Ｌ2・(ｉ1b・ｉ1a)‥‥ （３） 但し、ｉ1a ： 同期回転座標系の励磁軸成分一次電流
検出値 ｉ1b ： 同期回転座標系のトルク軸成分一次電流検出
値 となる。Λ 2a = Mi 1a * (constant), λ 2b = 0 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ (2) where λ 2a is the secondary magnetic flux λ 2b of the excitation axis component of the synchronous rotation coordinate system. Torque axis component secondary magnetic flux M of synchronous rotation coordinate system: Mutual (exciting) inductance of the motor. As a result, the torque T of the induction motor 1 is T = M / L 2 · (λ 2a · i 1b −λ 2b · i 1a ). = M 2 / L 2 · (i 1b · i 1a ) ... (3) where i 1a : Detected primary current of excitation axis component of synchronous rotation coordinate system i 1b : Detected primary current of torque axis component of synchronous rotation coordinate system It becomes a value.
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】図４に示す従来のＰＷ
Ｍ制御インバターによるベクトル制御方式において、誘
導電動機１の同期回転座標系の励磁軸成分一次電流（ｉ
1a）とトルク軸成分一次電流（ｉ1b）とを非干渉に独立
して制御することができるベクトル制御が成立するため
には、電流制御部（ＡＣＲ）におけるデジタル電流制御
器３（図５，内部構成）を上記（２）式が成立するよう
に制御するための電源角周波数（ω0） が安定していな
ければならないが、誘導電動機１の温度変化によって滑
り角周波数指令値（ωs*）が変動するため、前記電源角
周波数ω0（＝ωs*＋ωr）が不安定となりベクトル制御
が成り立たなくなってしまう。つまり、誘導電動機１は
ベクトル制御がなされずトルク指令どおりの出力トルク
が得られなくなる。The conventional PW shown in FIG.
In the vector control method using the M control inverter, the excitation shaft component primary current (i
1a ) and the torque axis component primary current (i 1b ) can be independently controlled in a non-interfering manner, in order to establish vector control, the digital current controller 3 (FIG. 5, FIG. The power source angular frequency (ω 0 ) for controlling the internal configuration) so that the above expression (2) is satisfied must be stable, but the slip angular frequency command value (ω s * due to the temperature change of the induction motor 1). ) Fluctuates, the power source angular frequency ω 0 (= ω s * + ω r ) becomes unstable, and vector control cannot be established. That is, the induction motor 1 is not vector-controlled, and the output torque according to the torque command cannot be obtained.
【００１１】このような事態は、電源角周波数ω0 を安
定にするためには、上記（１）式において明らかなよう
に、滑り角周波数指令値（ωs*）の関数である電動機二
次時定数（τ2＝Ｌ2／Ｒ2）が 一定でなければならない
ところ、実際の運転状態においては電動機回転子の温度
変化に伴い電動機二次抵抗値（Ｒ2）が変化するので、ト
ルク軸成分一次電流指令値（ｉ1b*）と滑り角周波数指
令値（ωs*）が 比例なくなるために起こるものであ
る。In order to stabilize the power source angular frequency ω 0 , this kind of situation is a function of the slip angular frequency command value (ω s *) in order to stabilize the power source angular frequency ω 0. Where the time constant (τ 2 = L 2 / R 2 ) must be constant, in the actual operating condition the motor secondary resistance value (R 2 ) changes with the temperature change of the motor rotor. This occurs because the component primary current command value (i 1b *) and the slip angular frequency command value (ω s *) are no longer proportional.
【００１２】すなわち、誘導電動機１の温度変化に伴い
その二次抵抗値が変化すると該電動機１の速度（角周波
数ωr）が変化し、実際の滑り角周波数（ωs）と上記
（１）式で与えられる滑り角周波数指令値（ωs*）との
間にずれが生じてしまう結果、上記（２）式に示す前記
トルク軸成分二次磁束λ2b（λ2b≠０）が発生して、上
記（３）式によって演算できる誘導電動機１の出力トル
クＴが変化してしまい、誘導電動機１は完全なベクトル
制御がなされずトルク指令値どおりの出力トルクＴが得
られなくなる状態となってしまう。That is, when the secondary resistance value of the induction motor 1 changes with the temperature change, the speed (angular frequency ω r ) of the induction motor 1 changes, and the actual slip angular frequency (ω s ) and the above (1). As a result of deviation from the slip angular frequency command value (ω s *) given by the equation, the torque axis component secondary magnetic flux λ 2b (λ 2b ≠ 0) shown in the equation (2) is generated. As a result, the output torque T of the induction motor 1 that can be calculated by the equation (3) changes, and the induction motor 1 is not completely vector-controlled and the output torque T according to the torque command value cannot be obtained. I will end up.
【００１３】本発明は、以上の点に鑑みてなされたもの
であり、誘導電動機の温度変化に伴う滑り角周波数指令
値（ωs*）の変化を補償して安定したベクトル制御を行
うことができる誘導電動機の二次抵抗補償方式を得るこ
とを目的とするものである。The present invention has been made in view of the above points, and can perform stable vector control by compensating for a change in the slip angular frequency command value (ω s *) due to a change in temperature of the induction motor. The purpose is to obtain a secondary resistance compensation method for an induction motor that can be used.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段，作用】本発明は、誘導電
動機１の温度変化に伴う電動機二次抵抗値の変化はベク
トル制御成立条件（上記(２)式）におけるトルク軸成分
二次磁束λ2bが発生する、いわゆるベクトル制御条件が
不成立となることである点に鑑みて、滑り角周波数指令
値（ωs*）をベクトル制御条件（上記(２)式）が成立
（λ2b＝０）するように温度補償をしようとするもので
あって、最小次元磁束オブザーバを使用して温度変化に
よって変動する誘導電動機１の二次磁束λ2 を推定し、
その二次磁束推定値λ2#のトルク軸成分二次磁束推定値
λ2b#を 積分した積分量をトルク軸成分二次磁束λ2bの
発生要因である滑り角周波数指令値（ωs*）の演算側へ
帰還させることにより、滑り角周波数指令値（ωs*）の
温度変化による変動を補償するものである。According to the present invention, the change in the secondary resistance value of the electric motor due to the change in temperature of the induction motor 1 is such that the torque shaft component secondary magnetic flux λ in the vector control establishment condition (Equation (2) above). In view of the fact that the so-called vector control condition that 2b occurs is not satisfied, the slip angular frequency command value (ω s *) is satisfied by the vector control condition (equation (2) above) (λ 2b = 0) In order to perform temperature compensation as described above, the secondary magnetic flux λ 2 of the induction motor 1 that varies with temperature changes is estimated using a minimum dimension magnetic flux observer,
Torque axis component of the estimated secondary magnetic flux λ 2 # The integrated amount of the estimated secondary magnetic flux λ 2b # is the slip angular frequency command value (ω s *) that is the cause of the secondary magnetic flux λ 2b of the torque axis component. By feeding back to the calculation side of, the fluctuation of the slip angular frequency command value (ω s *) due to temperature change is compensated.
【００１５】ここで、本発明において用いる最小次元磁
束オブザーバについて説明をする。誘導電動機の状態方
程式は、電動機固定子座標系から諸量を観察すると次式
（ａ）で与えられる。Now, the minimum dimension magnetic flux observer used in the present invention will be described. The equation of state of the induction motor is given by the following equation (a) when various quantities are observed from the motor stator coordinate system.
【００１６】[0016]
【数１】 [Equation 1]
【００１７】但し、However,
【００１８】[0018]
【数２】 [Equation 2]
【００１９】ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）： 固定子座標（ｄ-ｑ
軸）系の一次電流 λ2（λ2d，λ2q）： 固定子座標（ｄ-ｑ軸）系の二次
磁束 Ｖ1（Ｖ1d，Ｖ1q）： 固定子座標（ｄ-ｑ軸）系の一次
電圧 Ｒ1，Ｒ2 ： 一次，二次抵抗 Ｌ1，Ｌ2 ： 一次，二次インダクタンス Ｍ ： 相互励磁インダクタンス Ｌσ ： 等価漏れインダクタンス ｓ ： 時間微分子(d/dt) また、誘導電動機の出力方程式は、次式（ｂ）となる。I 1 (i 1d , i 1q ): Stator coordinates (dq
Primary current of axis system λ 2 (λ 2d , λ 2q ): Secondary magnetic flux of stator coordinate (d-q axis) system V 1 (V 1d , V 1q ): Stator coordinate (d-q axis) system Primary voltage R 1 , R 2 : Primary and secondary resistance L 1 , L 2 : Primary and secondary inductance M: Mutual excitation inductance Lσ: Equivalent leakage inductance s: Time fine molecule (d / dt) The output equation is the following equation (b).
【００２０】[0020]
【数３】 [Equation 3]
【００２１】この（ｂ）式により、固定子座標系の一次
電流ｉ1は 直接観察することができるので、固定子座標
系の二次磁束λ2 のみをオブザーバによって推定する
と、オブザーバは二次磁束λ2の推定値を「λ2#」とし
て次式で構成される。Since the primary current i 1 of the stator coordinate system can be directly observed by the equation (b), if only the secondary magnetic flux λ 2 of the stator coordinate system is estimated by the observer, the observer will see the secondary magnetic flux. The estimated value of λ 2 is defined as “λ 2 #” by the following equation.
【００２２】 ｓλ2# ＝ Ａ21ｉ1 ＋ Ａ22λ2# ＋ Ｇ［ｓｉ1−（Ａ11ｉ1＋Ａ12λ2#＋Ｂ1Ｖ1）］‥（ｃ） 但し、オブザーバゲインＧは、誘導電動機の実速度推定
値（ωr#）により調整される。Sλ 2 # = A 21 i 1 + A 22 λ 2 # + G [si 1 − (A 11 i 1 + A 12 λ 2 # + B 1 V 1 )] (c) However, the observer gain G is Adjusted by the estimated actual speed of the induction motor (ω r #).
【００２３】更に、上記（ｃ）式を変形して次式（ｄ）
を得る。Further, the above equation (c) is modified to obtain the following equation (d)
To get
【００２４】 ｓλ2# ＝（Ａ22−ＧＡ12）λ2# ＋（Ａ21−ＧＡ11）ｉ1 −ＧＢ1Ｖ1 ＋Ｇｓｉ1 ‥‥（ｄ） そして、上記（ｄ）式からなる方程式をブロック図で表
すと図３構成図のとおりとなり、これが最小次元磁束オ
ブザーバの構成となる。Sλ 2 # = (A 22 −GA 12 ) λ 2 # + (A 21 −GA 11 ) i 1 −GB 1 V 1 + Gsi 1 (d) Then, the equation consisting of the above equation (d) is obtained. The block diagram is as shown in the configuration diagram of FIG. 3, and this is the configuration of the minimum-dimensional magnetic flux observer.
【００２５】すなわち、最小次元磁束オブザーバは、図
３に示す構成からなり、誘導電動機の固定子座標（ｄ-
ｑ軸）系の一次電流ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）,一次電圧指令値
Ｖ1*（Ｖ1d*，Ｖ1q*）,及び実速度検出値ωrを入力し
て、誘導電動機１の二次磁束λ2（λ2d,λ2q）を推定す
るものである。That is, the minimum-dimensional magnetic flux observer has the structure shown in FIG. 3, and the stator coordinates (d-
(q-axis) system primary current i 1 (i 1d , i 1q ), primary voltage command value V 1 * (V 1d *, V 1q *), and actual speed detection value ω r are input, and induction motor 1 The secondary magnetic flux λ 2 (λ 2d , λ 2q ) is estimated.
【００２６】最小次元磁束オブザーバにより推定された
誘導電動機の固定子座標（ｄ-ｑ軸）系の二次磁束推定
値λ2#（λ2d#，λ2q#）は、座標変換器により誘導電動
機の同期回転座標（ａ-ｂ軸）系の二次磁束推定値λ2#
（λ2a#,λ2b#）に座標変換され、変換された前記二次
磁束推定値λ2#（λ2a#,λ2b#）トルク軸成分二次磁束
λ2b#を積分して電動機二次抵抗の補償量を算出する。The secondary magnetic flux estimated value λ 2 # (λ 2d #, λ 2q #) of the stator coordinate (d-q axis) system of the induction motor estimated by the minimum dimension magnetic flux observer is calculated by the coordinate converter. Estimated value of secondary magnetic flux in synchronous rotation coordinate system (a-b axis) of λ 2 #
(Λ 2a #, λ 2b #) is coordinate-converted, and the converted secondary magnetic flux estimated value λ 2 # (λ 2a #, λ 2b #) is integrated with the torque axis component secondary magnetic flux λ 2b #. Calculate the compensation amount of the secondary resistance.
【００２７】[0027]
【実施例】以下、本発明を、その実施例である図１，２
記載の制御システムにより説明をする。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to FIGS.
The control system will be described.
【００２８】（実施例１）図１に示す制御システムは、
本発明の誘導電動機の二次抵抗補償方式であって、二次
抵抗値（Ｒ2）自体を補償する二次抵抗補償方式を実行
するための 誘導電動機のベクトル制御システムであ
る。(Embodiment 1) The control system shown in FIG.
A vector control system for an induction motor for executing a secondary resistance compensation method for an induction motor according to the present invention, the secondary resistance compensation method compensating a secondary resistance value (R 2 ) itself.
【００２９】図１に示す制御システムにおいて、図４に
示す従来のＰＷＭ制御インバータによるベクトル制御方
式を実行する制御システムにおける機器符号と同一符号
を付した機器は同一の機能を有し同一の動作をする機器
を示すものである。In the control system shown in FIG. 1, the devices designated by the same reference numerals as those in the conventional control system for executing the vector control method by the PWM control inverter shown in FIG. 4 have the same functions and the same operations. It shows the equipment to be used.
【００３０】図１において、７は誘導電動機１の固定子
座標（ｄ-ｑ軸）系の 電動機二次磁束λ2（λ2d,λ2q）
を推定する最小次元磁束オブザーバ，12は最小次元磁束
オブザーバ11により推定した誘導電動機１の固定子座標
（ｄ-ｑ軸）系の 電動機二次磁束推定値λ2#（λ2d#,λ
2q#）を誘導電動機１の同期回転座標（ａ-ｂ軸）系の電
動機二次磁束推定値λ2#（λ2a#，λ2b#）に座標変換す
る座標変換器，９は前記二次磁束推定値λ2b#（トルク
軸成分二次磁束）を積分して 電動機二次抵抗補償値
（ΔＲ2）を算出する積分器， 17は前記算出された電動
機二次抵抗補償値（ΔＲ2）と 電動機二次抵抗設定値
（Ｒ2*）とを加算する加算器である。In FIG. 1, reference numeral 7 is a secondary magnetic flux λ 2 (λ 2d , λ 2q ) of the stator coordinate (dq axis) system of the induction motor 1.
Is a minimum-dimensional magnetic flux observer, 12 is a stator coordinate (d-q axis) system motor secondary magnetic flux estimated value λ 2 # (λ 2d #, λ estimated by the minimum-dimensional magnetic flux observer 11.
2q #) is a coordinate converter for converting the synchronous rotation coordinate (a-b axis) system motor secondary magnetic flux estimation value λ 2 # (λ 2a #, λ 2b #) of the induction motor 1, and 9 is the secondary An integrator that integrates the estimated magnetic flux value λ 2b # (secondary magnetic flux of the torque axis component) to calculate the motor secondary resistance compensation value (ΔR 2 ), and 17 is the calculated motor secondary resistance compensation value (ΔR 2 ). Is an adder for adding the motor secondary resistance set value (R 2 *).
【００３１】次に、この制御システムに基づいて本発明
の誘導電動機の二次抵抗補償方式について説明をする。Next, the secondary resistance compensation system of the induction motor of the present invention will be described based on this control system.
【００３２】誘導電動機１は、滑り算出器５において算
出された滑り角周波数指令値（ωs*）と電動機実速度検
出値（ωr）を 加算器18において加算して得られた電源
角周波数ω0（ω0＝ωs*＋ωr）により制御されるデジ
タル電流制御器３（図５，参照）によってベクトル制御
され、所望の速度指令値（ωr*）に応じた速度制御がな
される。In the induction motor 1, the slip angular frequency command value (ω s *) calculated by the slip calculator 5 and the motor actual speed detection value (ω r ) are added by the adder 18 to obtain the power source angular frequency. Vector control is performed by the digital current controller 3 (see FIG. 5) controlled by ω 0 (ω 0 = ω s * + ω r ), and speed control according to the desired speed command value (ω r *) is performed. .
【００３３】上記滑り算出器５においては、常温時の電
動機二次抵抗値Ｒ2*を設定して上記（１）式に基づいて
滑り角周波数指令値（ωs*）が算出される。In the slip calculator 5, the secondary resistance value R 2 * of the motor at room temperature is set and the slip angular frequency command value (ω s *) is calculated based on the equation (1).
【００３４】いま、誘導電動機１の運転に伴い電動機回
転子の温度が上昇すると、その温度変化に伴い誘導電動
機１のトルク軸成分二次磁束λ2b（λ2b≠０）が発生し
てベクトル制御が成立しない状態になるが、該トルク軸
成分二次磁束λ2bが零（０）となるように上記（１）式
における電動機二次抵抗設定値Ｒ2*を補償すれば、誘導
電動機１のベクトル制御が成立（上記(2)，(3)式の成
立）するわけであるから、前記トルク軸成分二次磁束λ
2bを積分器９で積分した電動機二次抵抗補償値（ΔＲ2
＝Ｋi'・∫λ2b・dt）を 前記電動機二次抵抗設定値Ｒ2*
に加えた次式（４）算出の電動機二次抵抗値Ｒ2 Ｒ2＝Ｒ2*＋Ｋi'・∫λ2b・dt ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（４） 但し、Ｋi'：積分ゲイン を、滑り算出器５に与えることにより、該滑り算出器５
において誘導電動機１のベクトル制御が成立する滑り角
周波数指令値（ωs*）が算出される。When the temperature of the motor rotor rises with the operation of the induction motor 1, the torque axis component secondary magnetic flux λ 2b (λ 2b ≠ 0) of the induction motor 1 is generated with the temperature change, and vector control is performed. However, if the motor secondary resistance set value R 2 * in the above equation (1) is compensated so that the torque shaft component secondary magnetic flux λ 2b becomes zero (0), the induction motor 1 of Since vector control is established (formulas (2) and (3) are established), the torque axis component secondary magnetic flux λ
2b motor integrated resistance compensation value (ΔR 2
= Ki '· ∫λ 2b · dt) is the motor secondary resistance setting value R 2 *
In addition to the following equation (4), the motor secondary resistance value R 2 R 2 = R 2 * + Ki '· ∫λ 2b · dt ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ (4) where Ki ': By giving the integral gain to the slip calculator 5, the slip calculator 5
At, the slip angular frequency command value (ω s *) at which the vector control of the induction motor 1 is established is calculated.
【００３５】しかして、上記（４）式により電動機二次
抵抗値Ｒ2 を算出するためには、誘導電動機１のトルク
軸成分二次磁束λ2bを検出しなければならないが、実際
の電動機二次磁束を検出することは不可能であるので、
図３に示す構成の最小次元磁束オブザーバ７により誘導
電動機１のトルク軸成分二次磁束（λ2b）を推定するも
のである。In order to calculate the motor secondary resistance value R 2 by the above equation (4), the torque axis component secondary magnetic flux λ 2b of the induction motor 1 must be detected. Since it is impossible to detect the secondary magnetic flux,
The torque axis component secondary magnetic flux (λ 2b ) of the induction motor 1 is estimated by the minimum-dimensional magnetic flux observer 7 having the configuration shown in FIG.
【００３６】（実施例２）次に、本発明の他の実施例で
ある図２に示す制御システムを説明する。(Second Embodiment) Next, a control system shown in FIG. 2, which is another embodiment of the present invention, will be described.
【００３７】図２に示す制御システムは、本発明の誘導
電動機の二次抵抗補償方式であって滑り角周波数指令値
（ωs*）を補正する二次抵抗補償方式を実行するための
ベクトル制御システムである。The control system shown in FIG. 2 is a vector control for executing the secondary resistance compensation method of the induction motor of the present invention, which is a secondary resistance compensation method for correcting the slip angular frequency command value (ω s *). System.
【００３８】図２に示す制御システムにおいて、図４に
示すの従来のＰＷＭ制御インバターによるベクトル制御
方式を実行する制御システムにおける機器符号と同一符
号を付した機器は同一の機能を有し同一の動作をする機
器を示すものである。In the control system shown in FIG. 2, devices designated by the same reference numerals as those in the control system for executing the vector control method by the conventional PWM control inverter shown in FIG. 4 have the same function and have the same function. It shows a device that operates.
【００３９】図２において、７は誘導電動機１の固定子
座標（ｄ-ｑ軸）系の電動機二次磁束λ2（λ2d,λ2q）
を推定する最小次元磁束オブザーバ，12は最小次元磁束
オブザーバ７により推定した 誘導電動機１の固定子座
標（ｄ-ｑ軸）系の電動機二次磁束推定値λ2#（λ2d#,
λ2q#）を誘導電動機１の同期回転座標（ａ-ｂ軸）系の
電動機二次磁束推定値λ2#（λ2a#,λ2b#）に座標変換
する座標変換器，９'は前記電動機二次磁束推定値λ2#
のトルク軸成分二次磁束推定値λ2b#を積分して 滑り角
周波数指令補償値（Δωs*）を算出する積分器，18は前
記算出された滑り角周波数指令補償値（Δωs*）と滑り
角周波数指令値（ωs*）とを加算する加算器である。In FIG. 2, reference numeral 7 denotes a secondary magnetic flux λ 2 (λ 2d , λ 2q ) of a stator coordinate (dq axis) system of the induction motor 1.
Is a minimum-dimensional magnetic flux observer, and 12 is a stator coordinate (d-q axis) system motor secondary magnetic flux estimated value λ 2 # (λ 2d #, of the induction motor 1 estimated by the minimum-dimensional magnetic flux observer 7.
A coordinate converter for converting λ 2q #) into a synchronous rotation coordinate (a-b axis) system motor secondary magnetic flux estimated value λ 2 # (λ 2a #, λ 2b #) of the induction motor 1, and 9'is the above-mentioned. Estimated secondary magnetic flux of motor λ 2 #
Of the torque axis component secondary magnetic flux estimation value λ 2b # is integrated to calculate the slip angular frequency command compensation value (Δω s *), and 18 is the calculated slip angular frequency command compensation value (Δω s *) Is an adder for adding the slip angular frequency command value (ω s *).
【００４０】次に、この制御システムに基づいて本発明
の誘導電動機の二次抵抗補償方式について説明をする。Next, the secondary resistance compensation system of the induction motor of the present invention will be described based on this control system.
【００４１】誘導電動機１は、滑り算出器５において上
記（１）式に基づいて算出された滑り角周波数指令値
（ωs*）と実速度検出値（ωr）と を加算器17において
加算して得られる電源角周波数（ω0＝ωs*＋ωr）によ
り制御されるデジタル電流制御器３（図５，参照）によ
ってベクトル制御され、所望の速度指令値（ωr*）に応
じた速度制御がなされる。In the induction motor 1, the adder 17 adds the slip angular frequency command value (ω s *) calculated based on the equation (1) in the slip calculator 5 and the actual speed detection value (ω r ). Vector control is performed by the digital current controller 3 (see FIG. 5), which is controlled by the power source angular frequency (ω 0 = ω s * + ω r ), obtained according to the desired speed command value (ω r *). Speed control is performed.
【００４２】いま、誘導電動機１の運転に伴い電動機固
定子の温度が上昇すると、その温度変化に伴い誘導電動
機１のトルク軸成分二次磁束λ2b（λ2b≠０）が発生し
てベクトル制御要件が成立しない状態になるが、該トル
ク軸成分二次磁束λ2bが零（０）となるように誘導電動
機１の滑り角周波数指令値ωs*を補償すれば、誘導電動
機１のベクトル制御が成立（上記(2)，(3)式の成立）す
るわけであるから、前記トルク軸成分二次磁束λ2bを積
分器９’で積分した滑り角周波数指令補償値（Δωs*＝
Ｋi・∫λ2b・dt）を元の滑り角周波数指令値ωs* に加え
た次式（５）算出の滑り角周波数ωs ωs＝ωs*＋Ｋi・∫λ2b・dt ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（５） 但し、Ｋi：積分ゲイン を、加算器17において電動機実速度検出値（ωr） に加
えて、デジタル電流制御器３を制御する電源角周波数
（ω0）とするものである。Now, when the temperature of the motor stator rises with the operation of the induction motor 1, the torque shaft component secondary magnetic flux λ 2b (λ 2b ≠ 0) of the induction motor 1 is generated with the temperature change, and vector control is performed. Although the condition is not satisfied, if the slip angular frequency command value ω s * of the induction motor 1 is compensated so that the torque axis component secondary magnetic flux λ 2b becomes zero (0), vector control of the induction motor 1 is performed. Is satisfied (the above equations (2) and (3) are satisfied), the slip angular frequency command compensation value (Δω s * =) obtained by integrating the torque axis component secondary magnetic flux λ 2b by the integrator 9 ′.
Ki ・ ∫λ 2b・ dt) is added to the original slip angular frequency command value ω s *, and the slip angular frequency calculated by the following equation (5) ω s ω s = ω s * ＋ Ki ・ ∫λ 2b・ dt ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ (5) However, Ki: Integral gain is added to the motor actual speed detection value (ω r ) in the adder 17, and the angular frequency of the power supply that controls the digital current controller 3 ( ω 0 ).
【００４３】しかして、上記（５）式により誘導電動機
１の滑り角周波数ωs を算出するためには、誘導電動機
１の固定子座標（ｄ−ｑ軸）系のトルク軸成分二次磁束
λ2bを検出しなければならないが、実際の電動機二次磁
束を検出することは不可能であるので、図１に示す制御
システムにおける誘導電動機の二次抵抗補償方式と同様
に、図３に示す構成の最小次元磁束オブザーバ７により
前記誘導電動機１の固定子座標（ｄ−ｑ軸）系のトルク
軸成分二次磁束（λ2b）を推定するものである。Therefore, in order to calculate the slip angular frequency ω s of the induction motor 1 by the above equation (5), the torque axis component secondary magnetic flux λ of the stator coordinate (dq axis) system of the induction motor 1 is calculated. 2b must be detected, but it is impossible to detect the actual secondary magnetic flux of the electric motor. Therefore, like the secondary resistance compensation method of the induction motor in the control system shown in FIG. 1, the configuration shown in FIG. The secondary magnetic flux (λ 2b ) of the torque axis component of the stator coordinate (dq axis) system of the induction motor 1 is estimated by the minimum dimension magnetic flux observer 7.
【００４４】[0044]
【発明の効果】以上のとおりであるから、本発明によれ
ば、誘導電動機の温度上昇に伴う電動機二次抵抗の変化
によって変動する滑り角周波数指令値（ωs*）を補償す
ることにより、常時、正確な電動機のベクトル制御が担
保され、それによって誘導電動機はトルク指令値どおり
の精度の高い出力トルクを得ることができるAs described above, according to the present invention, by compensating the slip angular frequency command value (ω s *) that fluctuates due to the change in the secondary resistance of the electric motor due to the temperature rise of the induction motor, Accurate vector control of the motor is always ensured, which allows the induction motor to obtain a highly accurate output torque according to the torque command value.
【図１】 本発明の実施例である誘導電動機のベクトル
制御システムFIG. 1 is a vector control system for an induction motor according to an embodiment of the present invention.
【図２】 本発明の他の実施例である誘導電動機のベク
トル制御システムFIG. 2 is a vector control system for an induction motor according to another embodiment of the present invention.
【図３】 本発明において使用する最小次元磁束オブザ
ーバの構成図FIG. 3 is a configuration diagram of a minimum-dimensional magnetic flux observer used in the present invention.
【図４】 従来の誘導電動機のベクトル制御システムFIG. 4 Vector control system for conventional induction motor
【図５】 デジタル電流制御器のブロック構成図FIG. 5 is a block configuration diagram of a digital current controller.
１ 誘導電動機 ２ 電力変換装置（ＰＷＭ制御インバータ） ３ デジタル電流制御器（電流制御部ＡＣＲ） ４ 速度検出用エンコーダ ５ 滑り角周波数指令値算出器 ６ 速度制御器（速度制御部ＡＳＲ） ７ 電動機二次磁束推定用最小次元磁束オブザーバ ９ 電動機二次抵抗値補償分算出用積分器 ９' 滑り角周波数指令値補償分算出用積分器 1 Induction Motor 2 Power Converter (PWM Control Inverter) 3 Digital Current Controller (Current Control Unit ACR) 4 Speed Detection Encoder 5 Sliding Angle Frequency Command Value Calculator 6 Speed Controller (Speed Control Unit ASR) 7 Electric Motor Secondary Minimum dimension magnetic flux observer for magnetic flux estimation 9 Integrator for calculating secondary resistance compensation of motor 9'Integrator for calculating compensation amount of slip angular frequency command value 9 '
Claims (2)
とを比較した比較誤差信号を比例積分して該誘導電動機
のトルク軸成分一次電流指令値を得る速度制御器と、 前記誘導電動機の励磁軸成分一次電流指令値，前記速度
制御器の出力である前記トルク軸成分一次電流指令値，
及び前記誘導電動機の二次抵抗設定値から誘導電動機の
滑り角周波数指令値を算出する滑り算出器と、 前記滑り算出器の出力である滑り角周波数指令値と前記
誘導電動機の実速度検出値とを加算して誘導電動機の電
源角周波数を得る第１の加算器と、 前記誘導電動機の励磁軸成分一次電流指令値と前記トル
ク軸成分指令値，励磁軸成分一次電流検出値とトルク軸
成分一次電流検出値，及び前記誘導電動機の電源角周波
数を入力して前記各軸成分一次電流の電流非干渉化制御
を行い誘導電動機の励磁軸成分一次電圧指令値とトルク
軸成分一次電圧指令値を出力するデジタル電流制御器
と、 前記デジタル電流制御器の出力である誘導電動機の一次
電圧指令値により前記誘導電動機を速度制御する電力変
換器と、 前記誘導電動機の前記各軸成分一次電流検出値，前記各
軸成分一次電圧指令値，及び前記実速度検出値を入力し
て前記誘導電動機の各軸成分二次磁束を推定する最小次
元磁束オブザーバと、 前記最小次元磁束オブザーバの推定出力である前記誘導
電動機のトルク軸成分二次磁束推定値を比例積分して前
記誘導電動機の二次抵抗補償値を得る積分器と、 前記二次抵抗設定値と前記積分器の出力である二次抵抗
補償値とを加算して前記滑り算出器の入力である二次抵
抗値を得る第２の加算器と、 を備えることを特徴とした誘導電動機の二次抵抗補償方
式。1. A speed controller for proportionally integrating a comparison error signal obtained by comparing a speed command value of an induction motor and an actual speed detection value to obtain a torque axis component primary current command value of the induction motor, and a speed controller of the induction motor. Excitation axis component primary current command value, the torque axis component primary current command value that is the output of the speed controller,
And a slip calculator that calculates a slip angular frequency command value of the induction motor from the secondary resistance setting value of the induction motor, a slip angular frequency command value that is the output of the slip calculator, and an actual speed detection value of the induction motor. A first adder for obtaining a power source angular frequency of the induction motor, an excitation axis component primary current command value and the torque axis component command value of the induction motor, an excitation axis component primary current detection value and a torque axis component primary Inputs the detected current value and the power source angular frequency of the induction motor to control the current decoupling of the primary current of each axis component, and outputs the excitation axis component primary voltage command value and the torque axis component primary voltage command value of the induction motor. A digital current controller, a power converter that speed-controls the induction motor according to the primary voltage command value of the induction motor that is the output of the digital current controller, and each axial component of the induction motor. A minimum-dimensional magnetic flux observer for estimating the secondary magnetic flux of each axis component of the induction motor by inputting the detected value of the secondary current, the primary voltage command value of each axial component, and the actual speed detection value, and the estimation of the minimum-dimensional magnetic flux observer An integrator that obtains a secondary resistance compensation value of the induction motor by proportionally integrating a torque axis component secondary magnetic flux estimation value of the induction motor, which is an output; and a secondary resistance setting value and an output of the integrator. A second resistance compensation system for an induction motor, comprising: a second adder for adding a secondary resistance compensation value to obtain a secondary resistance value which is an input of the slip calculator.
とを比較した比較誤差信号に基づいて速度制御を行い該
誘導電動機のトルク軸成分一次電流指令値を得る速度制
御器と、 前記誘導電動機の励磁軸成分一次電流指令値と前記速度
制御器の出力である前記トルク軸成分一次電流指令値と
から該誘導電動機の滑り角周波数指令値を算出する滑り
算出器と、 前記滑り算出器の出力である滑り角周波数指令値と前記
誘導電動機の実速度検出値とを加算して誘導電動機の電
源角周波数を得る第１の加算器と、 前記誘導電動機の励磁軸成分一次電流指令値と前記トル
ク軸成分指令値，励磁軸成分一次電流検出値とトルク軸
成分一次電流検出値，及び前記誘導電動機の電源角周波
数を入力して各成分電流の電流非干渉化制御を行い誘導
電動機の励磁軸成分一次電圧指令値とトルク軸成分一次
電圧指令値を出力するデジタル電流制御器と、 前記デジタル電流制御器の出力である誘導電動機の一次
電圧指令値により前記誘導電動機を速度制御する電力変
換器と、 前記誘導電動機の前記各軸成分一次電流検出値，前記各
軸成分一次電圧指令値，及び前記実速度検出値を入力し
て前記誘導電動機の各軸成分二次磁束を推定する最小次
元磁束オブザーバと、 前記最小次元磁束オブザーバの出力である前記誘導電動
機のトルク軸成分二次磁束推定値を比例積分して前記誘
導電動機の滑り角周波数指令補償値を得る積分器と、 前記滑り算出器の出力である滑り角周波数指令値と前記
積分器の出力である滑り角周波数指令補償値とを加算し
て前記第１加算器の入力である滑り角周波数値を得る第
２の加算器と、 を備えることを特徴とした誘導電動機の二次抵抗補償方
式。2. A speed controller for performing speed control based on a comparison error signal obtained by comparing a speed command value of an induction motor and an actual speed detection value to obtain a torque axis component primary current command value of the induction motor; A slip calculator that calculates a slip angular frequency command value of the induction motor from the excitation axis component primary current command value of the electric motor and the torque axis component primary current command value that is the output of the speed controller, and the slip calculator A first adder for obtaining a power supply angular frequency of the induction motor by adding a slip angular frequency command value which is an output and an actual speed detection value of the induction motor; an excitation axis component primary current command value of the induction motor; The torque axis component command value, excitation axis component primary current detection value and torque axis component primary current detection value, and the power source angular frequency of the induction motor are input to perform current decoupling control of each component current, and the excitation axis of the induction motor is controlled. Success A digital current controller that outputs a minute primary voltage command value and a torque axis component primary voltage command value, and a power converter that speed-controls the induction motor according to the primary voltage command value of the induction motor that is the output of the digital current controller. A minimum dimension magnetic flux observer for estimating the secondary magnetic flux of each axial component of the induction motor by inputting the primary current detection value of each axial component of the induction motor, the primary voltage command value of each axial component, and the actual speed detection value. And an integrator that obtains a slip angular frequency command compensation value of the induction motor by proportionally integrating the torque axis component secondary magnetic flux estimation value of the induction motor, which is the output of the minimum dimension magnetic flux observer, and the output of the slip calculator. And a second adder for obtaining the slip angular frequency value which is the input of the first adder by adding the slip angular frequency command value which is A secondary resistance compensation method for an induction motor, characterized by comprising:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6094931A JPH07303398A (en) | 1994-05-09 | 1994-05-09 | Secondary resistance compensating method of induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6094931A JPH07303398A (en) | 1994-05-09 | 1994-05-09 | Secondary resistance compensating method of induction motor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07303398A true JPH07303398A (en) | 1995-11-14 |
Family
ID=14123718
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6094931A Pending JPH07303398A (en) | 1994-05-09 | 1994-05-09 | Secondary resistance compensating method of induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07303398A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100326574B1 (en) * | 1998-03-12 | 2002-03-12 | 니시무로 타이죠 | Electric vehicle control device |
| JP2015171302A (en) * | 2014-03-11 | 2015-09-28 | 日産自動車株式会社 | Control device for electric motor |
| JP2015177705A (en) * | 2014-03-18 | 2015-10-05 | 日産自動車株式会社 | Control device for motor |
-
1994
- 1994-05-09 JP JP6094931A patent/JPH07303398A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100326574B1 (en) * | 1998-03-12 | 2002-03-12 | 니시무로 타이죠 | Electric vehicle control device |
| JP2015171302A (en) * | 2014-03-11 | 2015-09-28 | 日産自動車株式会社 | Control device for electric motor |
| JP2015177705A (en) * | 2014-03-18 | 2015-10-05 | 日産自動車株式会社 | Control device for motor |
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