JPH07142180A

JPH07142180A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH07142180A
Application number: JP28530893A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiro Nishimoto; 和弘西本; Koji Nishiura; 晃司西浦; Katsunobu Hamamoto; 勝信濱本; Masahiro Yamanaka; 正弘山中
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-11-15
Filing date: 1993-11-15
Publication date: 1995-06-02
Anticipated expiration: 2017-09-03
Also published as: JP3319839B2

Abstract

(57)【要約】【目的】入力力率が高くかつスイッチング損失や制御回
路での電力損失の増加を抑制した放電灯点灯装置を提供
する。【構成】チョッパ回路１は整流器ＤＢの出力を昇圧した
直流を出力してインバータ回路ＩＶを駆動し、インバー
タ回路ＩＶから出力される高周波電力で放電灯Ｌａを点
灯させる。チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ₁は制
御回路２によりオン・オフされる。制御回路２は、チョ
ッパ回路１の入出力に応じてスイッチング素子Ｑ₁の動
作周波数を可変する第１の制御回路２ａと、スイッチン
グ素子Ｑ₁を一定の動作周波数でオン・オフさせる第２
の制御回路２ｂとを備える。選択回路３は、負荷回路Ｚ
の消費電力が大きいと第１の制御回路２ａでスイッチン
グ素子Ｑ₁を動作させ、負荷回路Ｚの消費電力が小さい
と第２の制御回路２ｂでスイッチング素子Ｑ₁を動作さ
せる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、放電灯に交番電力を供
給するインバータ回路の前段にチョッパ回路を設けた放
電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、商用電源の交流電圧を整流し
平滑コンデンサによって平滑した直流入力をインバータ
回路によって高周波電力に変換して、放電灯に供給する
放電灯点灯装置が広く用いられている。この種の放電灯
点灯装置において、商用電源を整流後に平滑しているの
は、放電灯を負荷とする場合、供給される高周波電流の
包絡線が商用電源の交流周期で変動して放電灯に再点孤
現象が生じるのを実質的に無くすためであり、このこと
によって、放電灯の発光効率が向上するとともに、放電
灯からの光出力のちらつきも防止することができるので
ある。

【０００３】しかしながら、商用電源を整流平滑する
と、商用電源から平滑コンデンへ流入する電流が交流電
圧のピーク値付近でのみ流れることになり、商用電源の
交流電圧の半サイクル毎に休止期間を持つピーク値の高
い電流となるから、入力力率が悪く、また交流電圧の基
本波形に対して多くの高次高調波電流成分を含むことに
なり、同じ交流配電系に接続される他の機器への高調波
ノイズの混入等の悪影響を及ぼすという問題がある。

【０００４】上記問題を解決し、入力力率を高めるとと
もに、高調波成分を低減し、かつインバータ回路に対し
ては変動の少ない直流電圧を供給する構成としては、以
下のようなものが考えられている。すなわち、図７に示
すように、商用電源ＡＣをダイオードブリッジのような
整流器ＤＢにより全波整流して得た直流を、チョッパ回
路１に入力し、チョッパ回路１の出力をインバータ回路
および放電灯を含む負荷回路Ｚに供給するのである。商
用電源ＡＣと整流器ＤＢとの間には高周波阻止用のフィ
ルタ回路ＮＦが挿入される。チョッパ回路１は、整流器
ＤＢの出力端間に接続されたインダクタＬ₁およびＦＥ
Ｔよりなるスイッチング素子Ｑ₁の直列回路と、スイッ
チング素子Ｑ₁に並列接続された逆流阻止用のダイオー
ドＤ₁および平滑用のコンデンサＣ₁との直列回路とか
らなる。スイッチング素子Ｑ₁は後述する制御回路２に
よりオン・オフされ、スイッチング素子Ｑ₁のオン期間
にインダクタＬ₁に蓄積されたエネルギーがスイッチン
グ素子Ｑ₁のオフ期間には直流入力に加算されてダイオ
ードＤ₁を通して出力側に供給されるのである。したが
って、コンデンサＣ₁の両端電圧は入力電圧よりも上昇
することになり、このチョッパ回路１は直流入力を昇圧
することになる。また、コンデンサＣ₁の両端電圧はス
イッチング素子Ｑ₁のデューティ比に応じて決定され
る。

【０００５】コンデンサＣ₁の両端間には直列接続され
た２個の抵抗Ｒ₁，Ｒ₂が接続され、抵抗Ｒ₂にはコン
デンサＣ₂が並列接続される。両抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の接続
点は制御回路２の入力になり、制御回路２では出力電圧
Ｖｏが略一定に保たれるように、両抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の接
続点の電位に基づいてスイッチング素子Ｑ₁のデューヒ
比を制御する。制御回路２は、制御用の集積回路（たと
えば、シャープ社製のＩＲ３Ｍ０２）ＩＣ₁を主構成と
し、集積回路ＩＣ₁には抵抗Ｒ₉〜Ｒ₁₄、コンデンサＣ
₄，Ｃ₅が外付される。ここに、集積回路ＩＣ₁は８番
と１１番との端子から、抵抗Ｒ₉とコンデンサＣ₄とに
よって決定される一定周波数の矩形波を出力するように
構成されている。また、集積回路ＩＣ₁の出力をスイッ
チング素子Ｑ₁に与えるために抵抗Ｒ₄〜Ｒ₈、トラン
ジスタＱ₂〜Ｑ₄が設けられ、制御回路２に給電するた
めにフィルタ回路ＮＦを通して商用電源を整流するダイ
オードＤ₂と、限流用の抵抗Ｒ₃と、平滑用のコンデン
サＣ₃とが設けられる。ここに、コンデンサＣ₃の正極
側はダイオードＤ₂と抵抗Ｒ₃とを介して整流器ＤＢの
入力側に接続され、コンデンサＣ₃の負極側は整流器Ｄ
Ｂの負側の出力端に接続される。

【０００６】上述のような構成によって、制御回路２に
はコンデンサＣ₃の両端電圧が供給されるのである。集
積回路ＩＣ₁の出力端である８番と１１番との端子は、
コンデンサＣ₃の両端間で直列接続された２個の抵抗Ｒ
₇，Ｒ₈の接続点に接続されることによって制御回路２
の上記出力部に接続される。したがって、集積回路ＩＣ
₁の出力がＨレベルであると、相補的に接続された２個
のトランジスタＱ₂，Ｑ₃のエミッタ同士の接続点はＬ
レベルになって、スイッチング素子Ｑ₁はオフになり、
集積回路ＩＣ₁の出力がＬレベルであると、スイッチン
グ素子Ｑ₁はオンになる。

【０００７】次に、チョッパ回路１および制御回路２の
動作を説明する。図８（ａ）はインダクタＬ₁に流れる
電流、図８（ｂ）はスイッチング素子Ｑ₁の両端電圧を
示す。時刻ｔ₁においてスイッチング素子Ｑ₁がオンに
なると、インダクタＬ₁に流れる電流が徐々に増加し、
時刻ｔ₂においてスイッチング素子Ｑ₁がオフになる
と、インダクタＬ₁は蓄積されたエネルギーを放出して
電流が徐々に減少する。このようにしてインダクタＬ₁
に流れる電流が時刻ｔ₃において０になると、図９に破
線で示すように、スイッチング素子Ｑ₁やダイオードＤ
₁の容量成分Ｃ₆，Ｃ₇に蓄積された電荷が放出され
て、インダクタＬ₁には逆向きの電流ｉ₁が流れること
になる。したがって、整流器ＤＢの容量成分Ｃ₅を通し
て共振電流が流れることになる。すなわち、図８（ａ）
における時刻ｔ₃と時刻ｔ₄との間のような電流波形が
発生する。

【０００８】したがって、時刻ｔ₃でインダクタＬ₁に
流れる電流が０になってから、時刻ｔ₄でスイッチング
素子Ｑ₁が再びオンになるまでの休止期間が長いと、入
力電流波形に多くの高調波成分が含まれることになる。
ここに、上述したようにスイッチング素子Ｑ₁のオン・
オフの周期は一定に保たれているものであるから、整流
器ＤＢへの入力電圧波形が正弦波である場合、入力電圧
のピーク値付近ではインダクタＬ₁の蓄積エネルギーが
多く時刻ｔ₃と時刻ｔ₄の間の電流休止期間が短くなる
が、入力電圧の低い期間にはインダクタＬ₁への蓄積エ
ネルギーが少なく電流休止期間が長くなる。すなわち、
図１０に示すように、入力電圧のピーク値付近では入力
電流が多く、入力電圧の低い期間では入力電流が大幅に
少なくなるという問題があり、かつ入力電圧の低い期間
では高調波成分が増加するという問題が生じる。

【０００９】このような問題を解決するには、図１１に
示すような構成が考えられる。この構成では、スイッチ
ング素子Ｑ₁をオン・オフさせる動作周波数を可変と
し、オンデューティは実質的に一定（チョッパ回路１の
出力電圧を一定に保つ範囲で変化）としてある。制御回
路２にはスイッチングレギュレータ用の汎用の集積回路
ＩＣ₂（たとえば、モトローラ社製のＭＣ３４２４６）
を用い、インダクタＬ₁には２次巻線を有するものを用
いている。制御回路２では、インダクタＬ₁の２次巻線
の誘起電圧ｅ₂に基づいてインダクタＬ₁に流れる電流
が０になるのを検出すると、スイッチング素子Ｑ₁をオ
ンさせるのである。

【００１０】以下に、図１１の回路の動作を説明する。
チョッパ回路１では出力電圧が一定に保たれるように、
入力電圧を抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆で分圧して第１の検出電圧Ｖ
₁₁とするとともに、出力電圧を抵抗Ｒ₁，Ｒ₂で分圧し
て得た第２の検出電圧Ｖ₁₂を誤差増幅器２１に入力し、
基準電圧発生部２９で発生した基準電圧と第２の検出電
圧Ｖ₁₂との差分に比例した誤差電圧Ｖ₁₂′と第１の検出
電圧Ｖ₁₁とを乗算器２２により乗算し、スイッチング素
子Ｑ₁に流れる電流を検出するためにスイッチング素子
Ｑ₁に直列接続された抵抗Ｒ₁₇の両端電圧である第３の
検出電圧Ｖ₁₃と乗算器２２の出力電圧とが比較器２３に
おいて比較される。比較器２３の出力はＲＳラッチ２４
に入力され、ＲＳラッチ２４の出力がＬレベルになると
出力回路２５を通してスイッチング素子Ｑ₁がオフにな
るようにしてある。すなわち、スイッチング素子Ｑ₁に
流す電流のピーク値の目標値を乗算器２２の出力により
決定し、抵抗Ｒ₁₇の両端電圧により検出したスイッチン
グ素子Ｑ₁の通過電流が目標値に達すると所望のエネル
ギーがインダクタＬ₁に蓄積されたものとしてスイッチ
ング素子Ｑ₁をオフにするのである。

【００１１】一方、ＲＳラッチ２４は、インダクタＬ₁
の２次巻線への誘起電圧ｅ₂がほぼ０Ｖになる時点を検
出するゼロ点検出器２６の出力が遅延回路２７を通して
入力されることによってセットされて出力をＨレベルに
する。すなわち、スイッチング素子Ｑ₁のオフ後にイン
ダクタＬ₁の蓄積エネルギーがほぼ０になると、スイッ
チング素子Ｑ₁を再びオンにするのである。タイマ回路
２８はＲＳラッチ２４の動作を確実にするために設けら
れている。

【００１２】上述のような動作によって、入力電圧にか
かわらずインダクタＬ₁の蓄積エネルギーをほぼ一定に
するようにスイッチング素子Ｑ₁のオン期間が調節さ
れ、また電流の休止期間がほとんど生じないようにスイ
ッチング素子Ｑ₁のオフ期間が制御されるから、スイッ
チング素子Ｑ₁に流れる電流のピーク値は入力電圧波形
にほぼ一致した正弦波上に乗ることになる。しかも、負
荷回路Ｚの入力電圧であるチョッパ回路１の出力電圧Ｖ
ｏをほぼ一定に保つことができるのである。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、図１
１の構成によって、入力力率は改善されるのであるが、
次のような問題が生じる。すなわち、図１１の構成では
インダクタＬ₁への蓄積エネルギーをほぼ一定にするよ
うにスイッチング素子Ｑ₁のオン期間を設定し、またイ
ンダクタＬ₁への電流の休止期間がほとんど生じないよ
うにスイッチング素子Ｑ₁のオフ期間を設定するから、
入力電圧だけではなくチョッパ回路１の出力に接続され
ている負荷回路Ｚでの消費電力の大きさによってもスイ
ッチング素子Ｑ₁のオン期間とオフ期間とが変化し、結
局、負荷回路Ｚでの消費電力に応じて動作周波数が変動
することになる。したがって、負荷回路Ｚでの消費電力
が小さいと動作周波数が高くなり、スイッチング素子Ｑ
₁でのスイッチング損失が大きくなるとともに、制御回
路２での消費電力も増加するという問題が生じる。

【００１４】たとえば、初めに負荷回路Ｚでの消費電力
がＰ、このときの動作周波数がｆであったとして、消費
電力がＰ′（Ｐ＞Ｐ′）に減少し、そのときに動作周波
数がｆ′に変化したものとする。スイッング素子Ｑ₁の
オン期間においてスイッチング素子Ｑ₁に流れる電流、
すなわちインダクタＬ₁に流れる電流ｉ_pは、商用電源
電圧の実効値をＶ_RMSとすると、ｉ_p＝｛２（√２）Ｐ／Ｖ_RMS｝ sinθ （ただし、０＜θ＜π）の包絡線上にあり、θ＝π／２の場合について考える
と、ｉ_p＝２（√２）Ｐ／Ｖ_RMS であるから、入力電圧をＶｉ、スイッチング素子Ｑ₁の
オン期間をｔ_ON、オフ期間をｔ_OFF、インダクタＬ₁の
インダクタンスをＬとするときに、次式が成立する。Ｖｉ・ｔ_ON／Ｌ＝（Ｖｏ−Ｖｉ）ｔ_OFF／Ｌ＝２（√
２）Ｐ／Ｖ_RMS ∴ｔ_ON＝２（√２）Ｐ・Ｌ／Ｖｉ・Ｖ_RMS ｔ_OFF＝２（√２）Ｐ・Ｌ／（Ｖｏ−Ｖｉ）・Ｖ_RMS 動作周波数ｆは、１／（ｔ_ON＋ｔ_OFF）であるから、ｆ＝１／｛２（√２）Ｐ・Ｌ／Ｖｉ・Ｖ_RMS＋２（√
２）Ｐ・Ｌ／（Ｖｏ−Ｖｉ）・Ｖ_RMS｝＝Ｖ_RMSＶｉ（Ｖｏ−Ｖｉ）／２（√２）Ｐ・Ｌ・Ｖｏが成立し、同様にして、動作周波数がｆ′になると、ｆ′＝Ｖ_RMSＶｉ（Ｖｏ−Ｖｉ）／２（√２）Ｐ′・Ｌ
・Ｖｏが成立する。いま、Ｐ′＝Ｐ／４とすれば、ｆ′＝４ｆとなり、消費電力が低減すれば動作周波数が高くなるの
である。要するに、Ｐ・ｆ＝Ｖ_RMSＶｉ（Ｖｏ−Ｖｉ）／２（√２）Ｌ・Ｖ
ｏであって、右辺は一定であるから、消費電力Ｐと動作周
波数ｆとは反比例の関係であることがわかる。

【００１５】このように、負荷回路Ｚの消費電力とチョ
ッパ回路１の動作周波数とが反比例の関係になっている
と、負荷回路Ｚの消費電力の変動によって、スイッチン
グ素子Ｑ₁でのスイッチング損失や制御回路２での電力
損失が増大するという問題が生じるのである。本発明は
上記問題点の解決を目的とするものであり、入力力率が
高く負荷回路には略一定の直流電圧を与えることができ
るようにしながらも、負荷回路での消費電力の変動によ
るスイッチング素子の動作周波数の変化を抑制して、ス
イッチング損失や制御回路での電力損失の増加を抑制し
た放電灯点灯装置を提供しようとするものである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、ス
イッチング素子により直流入力を断続させることにより
インダクタにエネルギーを蓄積し、このインダクタの蓄
積エネルギーをダイオードを通して放出するチョッパ回
路と、チョッパ回路の出力を交番電力に変換するインバ
ータ回路およびインバータ回路の出力により点灯する放
電灯からなる負荷回路と、インダクタに流れる電流と負
荷回路の動作状態とに基づいてスイッチング素子をオン
・オフさせる動作周波数を可変する第１の制御回路と、
スイッチング素子を一定の動作周波数でオン・オフさせ
る第２の制御回路と、第１の制御回路と第２の制御回路
との一方を選択してスイッチング素子を動作させる選択
回路とを具備するのである。

【００１７】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、選択回路は、負荷回路での消費電力が所定値を越
えていると第１の制御回路を選択し、消費電力が所定値
以下であると第２の制御回路を選択することを特徴とす
る。請求項３の発明では、請求項１の発明において、放
電灯はフィラメントを備え、選択回路は、放電灯の点灯
時には第１の制御回路を選択し、放電灯の予熱時には第
２の制御回路を選択することを特徴とする。

【００１８】請求項４の発明では、請求項１または請求
項２の発明において、インバータ回路は放電灯への供給
電力を可変とする調光制御部を備えることを特徴とす
る。請求項５の発明では、請求項１の発明において、イ
ンバータ回路は、外部からの調光信号を受けて放電灯へ
の供給電力を可変とする調光制御部を備え、選択回路
は、放電灯の光出力が所定レベルを越えているときに第
１の制御回路を選択し、放電灯の光出力が所定レベル以
下であるときに第２の制御回路を選択することを特徴と
する。

【００１９】請求項６の発明では、請求項５の発明にお
いて、選択回路は、調光信号により第１の制御回路と第
２の制御回路との一方を選択することを特徴とする。

【００２０】

【作用】請求項１の構成によれば、インダクタに流れる
電流と負荷回路の動作状態とに基づいてチョッパ回路の
スイッチング素子の動作周波数を可変する第１の制御回
路と、スイッチング素子を一定の動作周波数でオン・オ
フさせる第２の制御回路とを設けて、第１の制御回路と
第２の制御回路との一方を選択回路で選択してスイッチ
ング素子を動作させるようにしているのであって、入力
電流波形の歪みが問題になる場合にはスイッチング素子
の動作周波数を可変として入力力率の低下を抑制し、入
力電流波形の歪みはあまり問題にならないがスイッチン
グ素子でのスイッング損失などが増加することが問題に
なる場合にはスイッチング素子の動作周波数を固定して
損失の増加を抑制することができるのである。

【００２１】請求項２の構成によれば、負荷回路での消
費電力に応じて第１の制御回路と第２の制御回路とを選
択するのであって、負荷回路での消費電力が比較的大き
く入力電流波形が歪むと力率が大幅に低下するような条
件では第１の制御回路によって動作周波数を可変とし、
入力力率の低下を抑制するのである。また、負荷回路で
の消費電力が比較的小さく入力電流波形に多少の歪みが
あっても入力力率にあまり影響がないときには、第２の
制御回路を選択することによって動作周波数を固定し、
スイッチング素子でのスイッチング損失や制御回路での
電力損失を抑制するのである。

【００２２】請求項３の構成によれば、負荷回路にフィ
ラメントを備える放電灯が含まれている場合の実施態様
であって、放電灯の点灯時であって負荷回路での消費電
力が大きいときには入力力率の低下を抑制し、放電灯の
予熱時であって負荷回路での消費電力が小さいときには
スイッチング損失等を抑制するのである。請求項４の構
成によれば、負荷回路に設けたインバータ回路により放
電灯への供給電力を調節して調光制御を可能としている
のであって、放電灯の光出力が大きいときには負荷回路
の消費電力が大きくなって入力力率の低下を抑制するよ
うに第１の制御回路が選択され、放電灯の光出力が低い
ときには負荷回路の消費電力が小さくなってスイッチン
グ損失等の電力損失が抑制されるのである。

【００２３】請求項５の構成によれば、負荷回路に設け
たインバータ回路で放電灯を調光制御するに際して、光
出力のレベルに閾値を設定して第１の制御回路と第２の
制御回路との一方を選択するのであり、請求項４と同様
の機能を有している。請求項６の構成によれば、放電灯
の光出力を制御する調光信号によって第１の制御回路と
第２の制御回路との一方を選択するから、請求項４と同
様の機能を持たせるにあたって、負荷回路の状態を検出
する手段が不要であって構成が簡単になるのである。

【００２４】

【実施例】

（実施例１）本実施例では、図１に示すように、図７に
示した構成と同様に、商用電源ＡＣにフィルタ回路ＮＦ
を通して整流器ＤＢを接続し、整流器ＤＢから出力され
る直流（脈流）をチョッパ回路１によって昇圧した後に
負荷回路Ｚに供給するように構成してある。すなわち、
後述する制御回路２を除いて図６に示した従来構成と同
構成のものは同符号で示してある。負荷回路Ｚは、直流
入力を高周波電力に変換するインバータ回路ＩＶと、イ
ンバータ回路ＩＶの出力が供給されて点灯する放電灯Ｌ
ａとを備えている。また、チョッパ回路１のスイッチン
グ素子Ｑ₁をオン・オフさせる制御回路２は、動作周波
数が可変である図１１の制御回路と同様に構成された第
１の制御回路２ａと、動作周波数が固定されている図７
の制御回路と同様に構成された第２の制御回路２ｂとか
らなり、選択回路３によって一方の制御回路２ａ，２ｂ
の出力が択一的にスイッチング素子Ｑ₁に与えられるよ
うにしてある。選択回路３は、チョッパ回路１と負荷回
路Ｚとの間の接続点に流れる電流を検出する電流検出器
４により制御され、電流検出器４により検出された電流
が規定の閾値を越えるとき（すなわち、負荷回路Ｚの消
費電力が所定値を越えるとき）には第１の制御回路２ａ
を選択し、検出電流が閾値以下であると第２の制御回路
２ｂを選択する。

【００２５】上記構成を採用することによって、負荷回
路Ｚでの消費電力が大きい期間には入力電圧に応じて動
作周波数が変化する第１の制御回路２ａを選択すること
で、入力電圧の変動にかかわらずインダクタＬ₁への蓄
積エネルギーをほぼ一定にするとともにインダクタＬ₁
への電流休止期間の増加を制限して、入力電流波形の歪
みを抑制し、もって入力力率の低下を抑制するのであ
る。また、負荷回路Ｚでの消費電力が小さい期間には入
力電圧にかかわらず動作周波数がほぼ一定になる第２の
制御回路２ｂを選択するのであって、第２の制御回路２
ｂでは負荷回路Ｚでの消費電力に合わせて動作周波数を
設定しておくことによって、入力力率をあまり低下させ
ずに、スイッチング素子Ｑ₁でのスイッチング損失や第
２の制御回路２ｂでの消費電力の増加を抑制することが
できるのである。

【００２６】（実施例２）本実施例は、図２に示すよう
に、電流検出器４を負荷回路Ｚにおけるインバータ回路
ＩＶと放電灯Ｌａとの間に挿入したものであって、イン
バータ回路ＩＶから放電灯Ｌａに流れる電流に基づいて
負荷回路Ｚでの消費電力を検出している。他の構成、動
作は実施例１と同様である。

【００２７】（実施例３）本実施例では、図３に示すよ
うに、放電灯Ｌａとしてフィラメントｆ₁，ｆ₂を有す
るものを用い、インバータ回路ＩＶによって放電灯Ｌａ
の始動前にフィラメントｆ₁，ｆ₂を予熱するようにし
た例を示す。すなわち、フィラメントｆ₁，ｆ₂を有す
る放電灯Ｌａでは始動を容易にし、また寿命を長くする
目的で、所定期間だけフィラメントｆ₁，ｆ₂に小電流
を流して予熱した後に、点灯状態に移行させることが一
般に行なわれている。

【００２８】図３に示すインバータ回路ＩＶは、入力端
間にトランジスタよりなる２個のスイッチング素子
Ｑ₅，Ｑ₆の直列回路を接続し、一方のスイッチング素
子Ｑ₅に直流カット用のコンデンサＣ₈と放電灯Ｌａと
電流トランスＴの１次巻線との直列回路を並列接続し、
電流トランスＴに設けた２つの２次巻線により各スイッ
チング素子Ｑ₅，Ｑ₆にバイアスを与えるようにした自
励式ハーフブリッジ形式のインバータ回路ＩＶとなって
いる。また、放電灯Ｌａのフィラメントｆ₁，ｆ₂の一
端間にはコンデンサＣ₉が接続されている。各スイッチ
ング素子Ｑ₅，Ｑ₆にはダイオードＤ₅，Ｄ₆が逆並列
に接続され、スイッチング素子Ｑ₆のベースには起動回
路Ｓが接続される。

【００２９】このインバータ回路ＩＶは、起動回路Ｓに
よりスイッチング素子Ｑ₆がオンになると、コンデンサ
Ｃ₈−放電灯Ｌａ（−コンデンサＣ₉）−電流トランス
Ｔ−スイッチング素子Ｑ₆という経路で電流が流れ、こ
のときスイッチング素子Ｑ₅はオフに保たれる。その
後、電流トランスＴに流れる電流が減少するとスイッチ
ング素子Ｑ₆がオフ、スイッチング素子Ｑ₅がオンにな
り、コンデンサＣ₈−スイッチング素子Ｑ₅−電流トラ
ンスＴ−放電灯Ｌａ（−コンデンサＣ₉）という経路で
電流が流れて放電灯Ｌａに対して先とは逆向きの電流を
流すのである。やがて電流トランスＴに流れる電流が減
少すれば、スイッチング素子Ｑ₆が再びオンになり、上
記動作を繰り返すことによって放電灯Ｌａに交番電力を
与える周知の動作を行なう。

【００３０】ところで、上述のように放電灯Ｌａを予熱
した後に点灯させるために、電流トランスＴの一方の２
次巻線には予熱制御回路５が接続されており、予熱制御
回路５は、予熱時にはスイッチング素子Ｑ₆のオン期間
を短くしてインバータ回路ＩＶの出力を小さくするよう
に制御する（実願昭６３−２５９７９４号参照）。次
に、予熱制御回路５の構成を動作とともに説明する。予
熱制御回路５は、電流トランスＴの２次巻線への誘起電
圧をダイオードＤ₄により半波整流し、ツェナーダイオ
ードＺＤ₁で安定化するとともにコンデンサＣ₁₁で平滑
して電源を得ている。コンデンサＣ₁₁の両端間には２個
の抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂の直列回路と、抵抗Ｒ₂₃とコンデンサ
Ｃ₁₂との直列回路とが接続され、２個の抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂
の接続点と、抵抗Ｒ₂₃およびコンデンサＣ₁₂の接続点の
電位とをコンパレータＣＰ₁によって比較するようにし
て予熱タイマ回路６を構成している。すなわち、両抵抗
Ｒ₂₁，Ｒ₂₂の接続点の電位を基準電位とし、コンデンサ
Ｃ₁₂の端子電圧が基準電位に達するまではコンパレータ
ＣＰ₁の出力がＬレベルに保って時限動作を行ない、時
限動作が終了するとコンパレータＣＰ₁の出力がＨレベ
ルになる。

【００３１】予熱制御回路５には、スイッチング素子Ｑ
₆がオンである期間に電流トランスＴの２次巻線の出力
によってオフになるスイッチング素子Ｑ₇も設けられ、
スイッチング素子Ｑ₇にはコンデンサＣ₁₀が並列接続さ
れ、スイッチング素子Ｑ₇がオフになると抵抗Ｒ₂₀を介
してコンデンサＣ₁₀が充電されるようになっている。コ
ンデンサＣ₁₀の端子電圧は、コンパレータＣＰ₂の非反
転入力端に入力され、コンパレータＣＰ₂の反転入力端
に入力される予熱タイマ回路６の出力と比較される。し
たがって、予熱タイマ回路６の時限動作中にはコンデン
サＣ₁₀の端子電圧に応じてコンパレータＣＰ₂の出力が
ＨレベルまたはＬレベルとなり、予熱タイマ回路６の時
限動作が終了するとコンパレータＣＰ₂の出力はコンデ
ンサＣ₁₀の端子電圧にかかわらずＬレベルに保たれるこ
とになる。コンパレータＣＰ₂はスイッチング素子Ｑ₆
のベースとエミッタとの間に接続されたスイッチング素
子Ｑ₈を制御するのであって、コンパレータＣＰ₂の出
力がＨレベルになるとスイッチング素子Ｑ₆は強制的に
オフにされる。

【００３２】上記動作によって、予熱タイマ回路６の時
限動作中には、コンデンサＣ₁₀の充放電に応じてスイッ
チング素子Ｑ₆のオン期間が制限されるのであって、イ
ンバータ回路ＩＶの出力電力が小さくなり、結果的に放
電灯Ｌａを点灯させることなくフィラメントｆ₁，ｆ₂
の予熱を行なうことができる。また、予熱タイマ回路６
の時限動作が終了すると、スイッチング素子Ｑ₈がオフ
に保たれることになり、スイッチング素子Ｑ₆のオン期
間が長くなって、インバータ回路ＩＶは放電灯Ｌａに対
して点灯に必要な電力を供給するようになり、放電灯Ｌ
ａが始動するのである。

【００３３】上述のような動作によって、放電灯Ｌａの
予熱と始動とを行なうのであって、予熱タイマ回路６に
よって予熱時間が規定されるのである。ここで、予熱中
には点灯時に比較すると負荷回路Ｚの消費電力が小さい
から、本実施例では予熱中には第２の制御回路２ｂを選
択し、点灯中には第１の制御回路２ａを選択するように
選択回路３を切り換えているのである。すなわち、予熱
中か否かは予熱タイマ回路６の出力状態によって知るこ
とができるから、コンパレータＣＰ₁の出力により選択
回路３を切り換えるようにしているのである。他の構成
は実施例１と同様であるから説明を省略する。

【００３４】（実施例４）本実施例は、実施例３の回路
構成において、図１１に示した制御回路２を第１の制御
回路２ａとしてだけではなく、第２の制御回路２ｂとし
ても用いるようにしたものである。すなわち、図４に示
すように、実施例３との相違点は、第２の制御回路２ｂ
を別途に設ける代わりに、第１の制御回路２ａに設けた
ゼロ点検出器２６への入力を、インダクタＬ₁の２次巻
線から得る状態と、インバータ回路ＩＶのスイッチング
素子Ｑ₅，Ｑ₆との接続点から得る状態とを選択回路３
によって選択している点である。すなわち、スイッチン
グ素子Ｑ₆の両端電圧は一定周波数の矩形波電圧であ
り、抵抗Ｒ₂₄を通してオア回路ＯＲに入力される。オア
回路ＯＲにはインダクタＬ₁の２次巻線の誘起電圧ｅ₂
も入力されており、選択回路ＯＲでオア回路ＯＲの出力
が選択されたときには、上記一定周期の矩形波電圧とイ
ンダクタＬ₁の２次巻線の誘起電圧ｅ₂との論理和がゼ
ロ点検出器２６に入力されることになる。他の構成は実
施例３と同様である。

【００３５】上記構成では、スイッチング素子Ｑ₆の両
端電圧は、図５（ａ）のような一定周期の矩形波であ
り、インダクタＬ₁を通過する電流の波形が図５（ｂ）
のようであるとすれば、インダクタＬ₁の２次巻線の誘
起電圧ｅ₂は図５（ｃ）のようになる。すなわち、ゼロ
点検出器２６への入力電圧は図５（ｃ）に破線で示すよ
うになり、矩形波を入力しない場合よりもスイッチング
素子Ｑ₁のオフ期間が延長されることになる。ここにお
いて、一定周期の矩形波電圧を得るために、インバータ
回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ₆の両端電圧を用いてい
るが、別途に矩形波電圧を発生する手段を設けてもよ
い。

【００３６】（実施例５）本実施例では、実施例４と同
様に第１の制御回路２ａを第２の制御回路２ｂとしても
兼用できるようにしたものであって、図６に示すよう
に、選択回路３ではインダクタＬ₁の２次巻線の誘起電
圧ｅ₂をゼロ点検出器２６に入力する状態と、別途に設
けた無安定マルチバイブレータ（日本電気社製のμＰＣ
１５５５等の集積回路を用いて構成される）７からの一
定周期の矩形波電圧をゼロ点検出器２６に入力する状態
とを選択するようになっている。また、選択回路３はチ
ョッパ回路１と負荷回路Ｚとの間に挿入した電流検出器
４の出力によって制御される。したがって、負荷回路Ｚ
への供給電流が規定の閾値を越えるときにはゼロ点検出
器２６にはインダクタＬ₁の誘起電圧ｅ₂が印加されて
スイッチング素子Ｑ₁の動作周波数が可変となり、負荷
回路Ｚへの供給電流が閾値以下であると無安定マルチバ
イブレータ７からの矩形波電圧がゼロ点検出器２６に入
力されてスイッチング素子Ｑ₁の動作周波数が一定に保
たれるのである。

【００３７】ここにおいて、インバータ回路ＩＶとして
は放電灯Ｌａに共振回路を通して給電し、インバータ回
路ＩＶの動作周波数を可変とすることによって共振電流
を調節して放電灯Ｌａへの供給電力を制御するようにし
たものを用いており（たとえば、特願平１−２４９８０
３号参照）、放電灯Ｌａをアーク放電領域からグロー放
電領域まで調光制御できるように構成されたものを用い
ている。しかるに、インバータ回路ＩＶにより放電灯Ｌ
ａを調光制御すれば、負荷回路Ｚへの供給電流が変化す
るのであって、調光レベルに応じてチョッパ回路１の動
作を切り換えることができるのである。他の構成は実施
例４と同様である。

【００３８】（実施例６）実施例５では調光制御が可能
な負荷回路Ｚへの供給電流を監視することによって、調
光レベルを判定しているが、本実施例では調光制御を行
なう際に外部からインバータ回路ＩＶに与える調光信号
を用いて、選択回路３の切換制御を行なうようにしたも
のである。すなわち、調光レベルに応じて負荷回路Ｚで
の消費電力が決定されるのであって、調光レベルは調光
信号により決定されるから、この調光信号に基づいて選
択回路３を切換制御しても実質的に負荷回路Ｚの消費電
力に基づいて選択回路３を切り換えたことになる点に着
眼したものである。

【００３９】たとえば、調光信号が周波数一定の矩形波
でデューティ比を変えることによって調光レベルを指示
するものであれば、選択回路３ではデューティ比を検出
することによって切換制御を行なったり、矩形波をディ
ジタル−アナログ変換してアナログ信号のレベル判定に
より切換制御を行ったりすることができる。他の構成は
実施例５と同様である。

【００４０】

【発明の効果】本発明は上述のように、インダクタに流
れる電流と負荷回路の動作状態とに基づいてチョッパ回
路のスイッチング素子の動作周波数を可変する第１の制
御回路と、スイッチング素子を一定の動作周波数でオン
・オフさせる第２の制御回路とを設けて、第１の制御回
路と第２の制御回路との一方を選択回路で選択してスイ
ッチング素子を動作させるようにしているので、入力電
流波形の歪みが問題になる場合にはスイッチング素子の
動作周波数を可変として入力力率の低下を抑制し、入力
電流波形の歪みはあまり問題にならないがスイッチング
素子でのスイッング損失などが増加することが問題にな
る場合にはスイッチング素子の動作周波数を固定して損
失の増加を抑制することができるという効果がある。す
なわち、全体として高い入力力率を保ちながらも、低消
費電力時にはスイッチング損失等による電力損失を抑制
して無駄な電力消費を抑制することができるという利点
を有するのである。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１を示す回路図である。

【図２】実施例２を示す回路図である。

【図３】実施例３を示す回路図である。

【図４】実施例４を示す回路図である。

【図５】実施例４の動作説明図である。

【図６】実施例５を示す回路図である。

【図７】従来例を示す回路図である。

【図８】従来例の動作説明図である。

【図９】従来例の動作説明図である。

【図１０】従来例の動作説明図である。

【図１１】他の従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

１チョッパ回路２制御回路２ａ第１の制御回路２ｂ第２の制御回路３選択回路４電流検出器ＡＣ商用電源Ｃ₁ コンデンサＤ₁ ダイオードＩＶインバータ回路Ｌ₁ インダクタＬａ放電灯Ｑ₁ スイッチング素子Ｚ負荷回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者山中正弘大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子により直流入力を断続
させることによりインダクタにエネルギーを蓄積し、こ
のインダクタの蓄積エネルギーをダイオードを通して放
出するチョッパ回路と、チョッパ回路の出力を交番電力
に変換するインバータ回路およびインバータ回路の出力
により点灯する放電灯からなる負荷回路と、インダクタ
に流れる電流と負荷回路の動作状態とに基づいてスイッ
チング素子をオン・オフさせる動作周波数を可変する第
１の制御回路と、スイッチング素子を一定の動作周波数
でオン・オフさせる第２の制御回路と、第１の制御回路
と第２の制御回路との一方を選択してスイッチング素子
を動作させる選択回路とを具備して成る放電灯点灯装
置。
【請求項２】選択回路は、負荷回路での消費電力が所
定値を越えていると第１の制御回路を選択し、消費電力
が所定値以下であると第２の制御回路を選択することを
特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】放電灯はフィラメントを備え、選択回路
は、放電灯の点灯時には第１の制御回路を選択し、放電
灯の予熱時には第２の制御回路を選択することを特徴と
する請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】インバータ回路は放電灯への供給電力を
可変とする調光制御部を備えることを特徴とする請求項
１または請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】インバータ回路は、外部からの調光信号
を受けて放電灯への供給電力を可変とする調光制御部を
備え、選択回路は、放電灯の光出力が所定レベルを越え
ているときに第１の制御回路を選択し、放電灯の光出力
が所定レベル以下であるときに第２の制御回路を選択す
ることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】選択回路は、調光信号により第１の制御
回路と第２の制御回路との一方を選択することを特徴と
する請求項５記載の放電灯点灯装置。