JPH08241793A - 高力率高輝度放電灯点灯装置 - Google Patents
高力率高輝度放電灯点灯装置Info
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- JPH08241793A JPH08241793A JP4464495A JP4464495A JPH08241793A JP H08241793 A JPH08241793 A JP H08241793A JP 4464495 A JP4464495 A JP 4464495A JP 4464495 A JP4464495 A JP 4464495A JP H08241793 A JPH08241793 A JP H08241793A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】インバータと力率改善回路を同一のパワースイ
ッチ素子で動作させる回路構成の簡単で安価な高輝度放
電灯点灯装置を提供すること。 【構成】力率改善回路と電圧共振型インバータのパワー
素子を共通とし、単一の周波数変調型制御回路によって
パワースイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することによ
り、省部品点数で低価格な高力率高輝度放電灯点灯装置
を提供するものである。
ッチ素子で動作させる回路構成の簡単で安価な高輝度放
電灯点灯装置を提供すること。 【構成】力率改善回路と電圧共振型インバータのパワー
素子を共通とし、単一の周波数変調型制御回路によって
パワースイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することによ
り、省部品点数で低価格な高力率高輝度放電灯点灯装置
を提供するものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は高輝度の放電灯を点灯さ
せる高力率高輝度放電灯点灯装置に関するものである。
せる高力率高輝度放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４に、高力率インバータを用いた従来
の高輝度放電灯点灯装置の回路図を示す。図４におい
て、商用交流電源ＡＣをダイオードＤ１０１〜Ｄ１０４
とインダクタＬＦとコンデンサＣＦとを含む整流回路に
て直流化し、その出力はチョークコイルＬ１０１とスイ
ッチング素子ＳＷ１とダイオードＤ１０５とコンデンサ
Ｃとを含む昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路に
印加される。正弦波コンバータ回路には、その負荷とし
て電圧共振型インバータ回路が接続されている。
の高輝度放電灯点灯装置の回路図を示す。図４におい
て、商用交流電源ＡＣをダイオードＤ１０１〜Ｄ１０４
とインダクタＬＦとコンデンサＣＦとを含む整流回路に
て直流化し、その出力はチョークコイルＬ１０１とスイ
ッチング素子ＳＷ１とダイオードＤ１０５とコンデンサ
Ｃとを含む昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路に
印加される。正弦波コンバータ回路には、その負荷とし
て電圧共振型インバータ回路が接続されている。
【０００３】昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路
について簡単に説明する。入力電流Ｉｉを商用交流電源
電圧ｅｉの波形と同一するため、まず抵抗Ｒ１０１、Ｒ
１０２によりｅｉを検出し、掛算器ＭＰ１に入力する。
この電圧はｅｉと同一波形の電流指令値Ｉｉ* となる。
一方、抵抗Ｒ１０４により、入力電流Ｉｉを検出し、コ
ンパレータＣＭＰ１にてＩｉ* とＩｉ’を比較し、差に
比例したＰＷＭ信号を作り出し、これにより昇圧チョッ
パーのスイッチング素子ＳＷ１を駆動すれば高周波の抑
制と高力率をフィードフォワード制御にて達成できる。
このようにするとｅｉの変動や負荷変動に対し、出力Ｖ
ｏが安定化されない。従って、Ｖｏを定電圧回路により
Ｖｏの変動分ΔＶｏを得て、これとｅｉとの積をとり、
電流指令値Ｉｉ* を作り出す。これによりフィードバッ
ク回路が構成され、Ｉｉ* の振幅がＶｏの変動分により
変化し、Ｖｏが安定化され、同時にｅｉと同一の電流波
形が得られる。
について簡単に説明する。入力電流Ｉｉを商用交流電源
電圧ｅｉの波形と同一するため、まず抵抗Ｒ１０１、Ｒ
１０２によりｅｉを検出し、掛算器ＭＰ１に入力する。
この電圧はｅｉと同一波形の電流指令値Ｉｉ* となる。
一方、抵抗Ｒ１０４により、入力電流Ｉｉを検出し、コ
ンパレータＣＭＰ１にてＩｉ* とＩｉ’を比較し、差に
比例したＰＷＭ信号を作り出し、これにより昇圧チョッ
パーのスイッチング素子ＳＷ１を駆動すれば高周波の抑
制と高力率をフィードフォワード制御にて達成できる。
このようにするとｅｉの変動や負荷変動に対し、出力Ｖ
ｏが安定化されない。従って、Ｖｏを定電圧回路により
Ｖｏの変動分ΔＶｏを得て、これとｅｉとの積をとり、
電流指令値Ｉｉ* を作り出す。これによりフィードバッ
ク回路が構成され、Ｉｉ* の振幅がＶｏの変動分により
変化し、Ｖｏが安定化され、同時にｅｉと同一の電流波
形が得られる。
【０００４】このようにスイッチングごとの平均電流が
入力電圧に比例するので、スイッチング波形の高周波成
分をＬＦ、ＣＦによるローパスフィルタで取り除くこと
により、ＡＣラインの一周期では図５に示すように入力
電圧と相似型になり、力率はほぼ１が得られる。電圧共
振型のインバータ回路は、昇圧トランスＴ１０１とパワ
ースイッチ素子（ＰＯＷＥＲ ＭＯＳ−ＦＥＴ）ＳＷ２
とコンデンサＣＲと共振型スイッチング電源用制御ＩＣ
とからなる。コンデンサＣＲは昇圧トランスＴ１０１の
一次インダクタンスと直列共振回路を構成し、パワース
イッチ素子ＳＷ１がオフのときのドレイン電圧波形を正
弦波状にする。
入力電圧に比例するので、スイッチング波形の高周波成
分をＬＦ、ＣＦによるローパスフィルタで取り除くこと
により、ＡＣラインの一周期では図５に示すように入力
電圧と相似型になり、力率はほぼ１が得られる。電圧共
振型のインバータ回路は、昇圧トランスＴ１０１とパワ
ースイッチ素子（ＰＯＷＥＲ ＭＯＳ−ＦＥＴ）ＳＷ２
とコンデンサＣＲと共振型スイッチング電源用制御ＩＣ
とからなる。コンデンサＣＲは昇圧トランスＴ１０１の
一次インダクタンスと直列共振回路を構成し、パワース
イッチ素子ＳＷ１がオフのときのドレイン電圧波形を正
弦波状にする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
高力率インバータでは効率は（正弦波コンバータの効
率）×（電圧共振型インバータの効率）となり、高効率
が得にくく、部品点数も多く、小型化、低価格化が困難
である。そこで本発明は、インバータと力率改善回路を
同一のパワースイッチ素子で動作させる回路構成の簡単
で安価な高輝度放電灯点灯装置を提供することを目的と
する。
高力率インバータでは効率は（正弦波コンバータの効
率）×（電圧共振型インバータの効率）となり、高効率
が得にくく、部品点数も多く、小型化、低価格化が困難
である。そこで本発明は、インバータと力率改善回路を
同一のパワースイッチ素子で動作させる回路構成の簡単
で安価な高輝度放電灯点灯装置を提供することを目的と
する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上述した課題解決のた
め、本発明は、昇圧チョッパ型正弦波コンバータの後段
に電圧共振型インバータを接続した放電灯点灯回路にお
いて、同一のパワースイッチ素子により動作する力率改
善回路とインバータとで構成される高力率高輝度放電灯
点灯装置を提供する。またこの放電灯点灯回路は、同一
のパワースイッチ素子により動作する力率改善回路とイ
ンバータとで構成し、電源投入時に制御ＩＣの制御入力
端の電圧をクランプして、昇圧型チョッパーの出力電圧
を一定に保ち、パワースイッチ素子に過大な電圧ストレ
スが印加されることを防止することもできる。さらに、
メタルハライドランプの放電電流の直流成分をカットす
るコンデンサを設け、放電状態の安定化を実現すること
も、メタルハライドランプの動作の周波数を、音響的共
鳴効果を避けるに足るスイッチング周波数６００ＫＨｚ
に設定し、高周波点灯を行うことも、また、ランプ電流
の交流成分のみを検出して、制御ＩＣにフィードバック
し、ランプ電流の定電流制御を行うことも、制御ＩＣの
電源供給用の帰還コイルの電圧をチョークインプット型
整流回路により、直流、平滑化することも、本発明の課
題を解決するための手段に加える。
め、本発明は、昇圧チョッパ型正弦波コンバータの後段
に電圧共振型インバータを接続した放電灯点灯回路にお
いて、同一のパワースイッチ素子により動作する力率改
善回路とインバータとで構成される高力率高輝度放電灯
点灯装置を提供する。またこの放電灯点灯回路は、同一
のパワースイッチ素子により動作する力率改善回路とイ
ンバータとで構成し、電源投入時に制御ＩＣの制御入力
端の電圧をクランプして、昇圧型チョッパーの出力電圧
を一定に保ち、パワースイッチ素子に過大な電圧ストレ
スが印加されることを防止することもできる。さらに、
メタルハライドランプの放電電流の直流成分をカットす
るコンデンサを設け、放電状態の安定化を実現すること
も、メタルハライドランプの動作の周波数を、音響的共
鳴効果を避けるに足るスイッチング周波数６００ＫＨｚ
に設定し、高周波点灯を行うことも、また、ランプ電流
の交流成分のみを検出して、制御ＩＣにフィードバック
し、ランプ電流の定電流制御を行うことも、制御ＩＣの
電源供給用の帰還コイルの電圧をチョークインプット型
整流回路により、直流、平滑化することも、本発明の課
題を解決するための手段に加える。
【０００７】
【作用】本発明は、力率改善回路と電圧共振型インバー
タのパワー素子を共通とし、単一の周波数変調型制御回
路によってパワースイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御し
て、省部品点数で低価格な高力率高輝度放電灯点灯装置
となる。
タのパワー素子を共通とし、単一の周波数変調型制御回
路によってパワースイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御し
て、省部品点数で低価格な高力率高輝度放電灯点灯装置
となる。
【０００８】
【実施例】本発明の一実施例を図面を用いて詳細に説明
する。図１は本発明の高輝度放電灯点灯装置の基本構造
を示す回路図である。図１においてＴ１は電圧共振型イ
ンバータの一次コイルＮＰ、二次コイルＮＳ、帰還コイ
ルＮｆを備えた昇圧トランスである。ＩＣ１は電圧共振
型スイッチング電源用制御回路であり、集積回路からな
る。Ｑ１はパワースイッチ素子（ＰＯＷＥＲ−ＭＯＳ−
ＦＥＴ）である。抵抗Ｒ２は起動用抵抗で電源がオンす
ると該起動用抵抗Ｒ２により共振型スイッチング電源用
制御回路ＩＣ１に電源が供給され、これが動作する。Ｉ
Ｃ１の発振開始によりパワースイッチＱ１はスイッチン
グ動作し、トランスＴ１の帰還コイルＮｆにスイッチン
グ電圧が発生する。この電圧をダイオードＤ１４、Ｄ１
５、チョークコイルＬ２、コンデンサＣ１２によるチョ
ークインプット型整流平滑回路により直流化し、ＩＣ１
の電源電圧としている。チョークインプット型整流回路
を採用した理由はトランスＴ１がフォワード型動作とな
り、スイッチング周波数も高いので、整流ダイオードの
スイッチングロスが大きくなるからである。この共振型
スイッチング電源用制御回路ＩＣ１は、電圧制御発振器
ＶＣＯ、ワンショットマルチバイブレータＭＢ１、パル
ス周波数変調器ＰＦＭ、ドライバＤＢ、エラーアンプＯ
ＰＡ１、５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧発
生回路ＳＶＧを含む。
する。図１は本発明の高輝度放電灯点灯装置の基本構造
を示す回路図である。図１においてＴ１は電圧共振型イ
ンバータの一次コイルＮＰ、二次コイルＮＳ、帰還コイ
ルＮｆを備えた昇圧トランスである。ＩＣ１は電圧共振
型スイッチング電源用制御回路であり、集積回路からな
る。Ｑ１はパワースイッチ素子（ＰＯＷＥＲ−ＭＯＳ−
ＦＥＴ）である。抵抗Ｒ２は起動用抵抗で電源がオンす
ると該起動用抵抗Ｒ２により共振型スイッチング電源用
制御回路ＩＣ１に電源が供給され、これが動作する。Ｉ
Ｃ１の発振開始によりパワースイッチＱ１はスイッチン
グ動作し、トランスＴ１の帰還コイルＮｆにスイッチン
グ電圧が発生する。この電圧をダイオードＤ１４、Ｄ１
５、チョークコイルＬ２、コンデンサＣ１２によるチョ
ークインプット型整流平滑回路により直流化し、ＩＣ１
の電源電圧としている。チョークインプット型整流回路
を採用した理由はトランスＴ１がフォワード型動作とな
り、スイッチング周波数も高いので、整流ダイオードの
スイッチングロスが大きくなるからである。この共振型
スイッチング電源用制御回路ＩＣ１は、電圧制御発振器
ＶＣＯ、ワンショットマルチバイブレータＭＢ１、パル
ス周波数変調器ＰＦＭ、ドライバＤＢ、エラーアンプＯ
ＰＡ１、５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧発
生回路ＳＶＧを含む。
【０００９】商用交流電源ＡＣはブリッジ整流器ＲＥＣ
により全波整流され、力率改善用のの昇圧型チョッパー
の入力電圧となる。昇圧型チョッパーはチョークコイル
Ｌ１とダイオードＤ１とコンデンサＣＳとパワースイッ
チ素子Ｑ１とで構成されている。コンデンサＣＲは電圧
共振用コンデンサである。昇圧トランスＴ１の一次コイ
ルＮＰに直列にパワースイッチ素子Ｑ１が接続されてい
る。また昇圧トランスＴ１の二次コイルには、ＨＩＤラ
ンプＭＬとチョークコイルＬＢとランプ電流検出用コン
デンサＣ２０が直列に接続されている。
により全波整流され、力率改善用のの昇圧型チョッパー
の入力電圧となる。昇圧型チョッパーはチョークコイル
Ｌ１とダイオードＤ１とコンデンサＣＳとパワースイッ
チ素子Ｑ１とで構成されている。コンデンサＣＲは電圧
共振用コンデンサである。昇圧トランスＴ１の一次コイ
ルＮＰに直列にパワースイッチ素子Ｑ１が接続されてい
る。また昇圧トランスＴ１の二次コイルには、ＨＩＤラ
ンプＭＬとチョークコイルＬＢとランプ電流検出用コン
デンサＣ２０が直列に接続されている。
【００１０】次に本発明の実施例動作を説明する。パワ
ースイッチ素子Ｑ１は、力率改善用の昇圧型チョッパー
と電圧共振型インバータとに共通である。チョークコイ
ルＬ１に流れる電流のピーク値は入力電圧にほぼ比例す
るため、スイッチングによる高調波を取り除くとこによ
り入力電圧に相似形となる。
ースイッチ素子Ｑ１は、力率改善用の昇圧型チョッパー
と電圧共振型インバータとに共通である。チョークコイ
ルＬ１に流れる電流のピーク値は入力電圧にほぼ比例す
るため、スイッチングによる高調波を取り除くとこによ
り入力電圧に相似形となる。
【００１１】図１の回路において、ブリッジ整流器ＲＥ
ＣにＡＣ電源が投入された当初はＨＩＤランプＭＬが点
灯せず、これには電流が流れていないので、電流検出用
コンデンサＣ２０の両端の電圧は０Ｖである。またラン
プの点灯初期にはグロー放電の状態なのでランプ電流が
安定せず、電圧共振型インバータ出力波形も正負非対称
なので、コンデンサＣ２０が無いとランプ電流はＤＣ成
分を持つ。またＤＣオフセット電流、すなわちランプの
平均電流が変動するのでランプ電流が不連続的に変化
し、輝度が大きく変動する。コンデンサＣ２０を入れる
ことによりランプ電流の直流成分はカットされるので、
コンデンサＣ２０の両端の電圧は安定した正負対称の波
形となり、ランプ電流も安定する。コンデンサＣ２０の
両端の電圧をコンデンサＣ２０、抵抗Ｒ２１により交流
化した後、ダイオードＤ１２、コンデンサＣ１１により
整流、平滑され、可変抵抗ＶＲ１により分圧されて、Ｏ
ＰＡ２の反転入力端子に入力される。コンデンサＣ２
１、抵抗Ｒ２１はランプの点灯初期にランプ電流が正負
非対称になることによりコンデンサＣ１１にＤＣ電圧が
発生し、オペアンプＯＰＡ２の出力電圧が低下し、ＩＣ
１が間欠発振することを防ぐためのものである。ＡＣ電
源が投入された直後は、電流検出用コンデンサＣ２０の
両端の電圧は０Ｖであるので、ＯＰＡ２の反転入力端子
の電圧は０Ｖである。
ＣにＡＣ電源が投入された当初はＨＩＤランプＭＬが点
灯せず、これには電流が流れていないので、電流検出用
コンデンサＣ２０の両端の電圧は０Ｖである。またラン
プの点灯初期にはグロー放電の状態なのでランプ電流が
安定せず、電圧共振型インバータ出力波形も正負非対称
なので、コンデンサＣ２０が無いとランプ電流はＤＣ成
分を持つ。またＤＣオフセット電流、すなわちランプの
平均電流が変動するのでランプ電流が不連続的に変化
し、輝度が大きく変動する。コンデンサＣ２０を入れる
ことによりランプ電流の直流成分はカットされるので、
コンデンサＣ２０の両端の電圧は安定した正負対称の波
形となり、ランプ電流も安定する。コンデンサＣ２０の
両端の電圧をコンデンサＣ２０、抵抗Ｒ２１により交流
化した後、ダイオードＤ１２、コンデンサＣ１１により
整流、平滑され、可変抵抗ＶＲ１により分圧されて、Ｏ
ＰＡ２の反転入力端子に入力される。コンデンサＣ２
１、抵抗Ｒ２１はランプの点灯初期にランプ電流が正負
非対称になることによりコンデンサＣ１１にＤＣ電圧が
発生し、オペアンプＯＰＡ２の出力電圧が低下し、ＩＣ
１が間欠発振することを防ぐためのものである。ＡＣ電
源が投入された直後は、電流検出用コンデンサＣ２０の
両端の電圧は０Ｖであるので、ＯＰＡ２の反転入力端子
の電圧は０Ｖである。
【００１２】従って、ＯＰＡ２の出力はハイレベルであ
り、制御用ＩＣの制御入力端の電圧もハイレベルであ
る。共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１は、制御
入力端の電圧が低くなると発振周波数が高くなり、逆に
制御入力端の電圧が高くなると発振周波数が低下するよ
うな、いわゆるパルス周波数変調（ＰＦＭ）を行う。従
って、ＨＩＤランプＭＬに放電電流が流れている定常動
作時に比べて電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は低下
する。従って、定常動作時よりも昇圧トランスＴ１の一
時電流は増えるので、その出力電圧も大きくなる。昇圧
トランスＴ１の巻数比をその出力電圧が１ＫＶ以上にな
るように選べばＨＩＤランプＭＬはグロー放電を開始す
る。グロー放電からアーク放電に着実に移行させ点灯状
態にするには、ＨＩＤランプＭＬの放電維持電圧（１０
０Ｖ）の２倍以上の電圧をこれに印加する必要がある
が、グロー放電時にはＨＩＤランプＭＬを流れる電流は
定常動作時よりも少ないので、電圧制御発振器ＶＣＯの
発振周波数も定常動作時より低い。また上述の巻数比の
設定から昇圧トランスＴ１の出力電圧を２００Ｖ以上に
設定するのは可能である。スイッチング周波数はメタル
ハライドランプの音響的共鳴効果を避けるために６００
ＫＨｚに選んでいる。チョークコイルＬＢは、ＨＩＤラ
ンプＭＬが点灯時に該ランプ両端の電圧は放電維持電圧
（１００Ｖ）になるので、昇圧トランスＴ１の二次側の
出力電圧と放電維持電圧の差を分担するバラストインダ
クタである。チョークコイルＬＢはコンデンサに置き換
えても動作は可能である。
り、制御用ＩＣの制御入力端の電圧もハイレベルであ
る。共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１は、制御
入力端の電圧が低くなると発振周波数が高くなり、逆に
制御入力端の電圧が高くなると発振周波数が低下するよ
うな、いわゆるパルス周波数変調（ＰＦＭ）を行う。従
って、ＨＩＤランプＭＬに放電電流が流れている定常動
作時に比べて電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は低下
する。従って、定常動作時よりも昇圧トランスＴ１の一
時電流は増えるので、その出力電圧も大きくなる。昇圧
トランスＴ１の巻数比をその出力電圧が１ＫＶ以上にな
るように選べばＨＩＤランプＭＬはグロー放電を開始す
る。グロー放電からアーク放電に着実に移行させ点灯状
態にするには、ＨＩＤランプＭＬの放電維持電圧（１０
０Ｖ）の２倍以上の電圧をこれに印加する必要がある
が、グロー放電時にはＨＩＤランプＭＬを流れる電流は
定常動作時よりも少ないので、電圧制御発振器ＶＣＯの
発振周波数も定常動作時より低い。また上述の巻数比の
設定から昇圧トランスＴ１の出力電圧を２００Ｖ以上に
設定するのは可能である。スイッチング周波数はメタル
ハライドランプの音響的共鳴効果を避けるために６００
ＫＨｚに選んでいる。チョークコイルＬＢは、ＨＩＤラ
ンプＭＬが点灯時に該ランプ両端の電圧は放電維持電圧
（１００Ｖ）になるので、昇圧トランスＴ１の二次側の
出力電圧と放電維持電圧の差を分担するバラストインダ
クタである。チョークコイルＬＢはコンデンサに置き換
えても動作は可能である。
【００１３】ＨＩＤランプＭＬを流れる電流を定電流制
御するには、ランプ電流を電流検出用のコンデンサＣ２
０で検出しダイオードＤ１２、コンデンサＣ１１で整
流、平滑した直流電圧をオペアンプＯＰＡ２を介して、
共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１の制御入力端
に接続する事により行われる。すなわち、何等かの原因
でランプ電流が増加すると、電流検出用のコンデンサＣ
２０の両端の電圧は上昇する。従って、共振型スイッチ
ング電源用制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧は低下す
る。従って、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は上昇
し、ランプ電流は減少する。可変抵抗ＶＲ１はランプ電
流設定用の可変抵抗器である。コンデンサＣＲは昇圧ト
ランスＴ１の一次インダクタンスＬＰと直列共振回路を
構成し、パワースイッチ素子Ｑ１がオフ時のドレイン電
圧波形を正弦波状にする。Ｒ１３はパワースイッチ素子
Ｑ１のゲートドライブ抵抗、Ｄ１３はパワースイッチ素
子Ｑ１のゲート・ソース間の蓄積電荷引き抜き用のダイ
オードである。ダイオードＤ１４、Ｄ１５、コンデンサ
Ｃ１２は共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１の電
源供給用整流器を構成する。ダイオードＤ１６、コンデ
ンサＣ２２抵抗Ｒ２は制御ＩＣ ＩＣ１の起動用電源供
給回路である。
御するには、ランプ電流を電流検出用のコンデンサＣ２
０で検出しダイオードＤ１２、コンデンサＣ１１で整
流、平滑した直流電圧をオペアンプＯＰＡ２を介して、
共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１の制御入力端
に接続する事により行われる。すなわち、何等かの原因
でランプ電流が増加すると、電流検出用のコンデンサＣ
２０の両端の電圧は上昇する。従って、共振型スイッチ
ング電源用制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧は低下す
る。従って、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は上昇
し、ランプ電流は減少する。可変抵抗ＶＲ１はランプ電
流設定用の可変抵抗器である。コンデンサＣＲは昇圧ト
ランスＴ１の一次インダクタンスＬＰと直列共振回路を
構成し、パワースイッチ素子Ｑ１がオフ時のドレイン電
圧波形を正弦波状にする。Ｒ１３はパワースイッチ素子
Ｑ１のゲートドライブ抵抗、Ｄ１３はパワースイッチ素
子Ｑ１のゲート・ソース間の蓄積電荷引き抜き用のダイ
オードである。ダイオードＤ１４、Ｄ１５、コンデンサ
Ｃ１２は共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１の電
源供給用整流器を構成する。ダイオードＤ１６、コンデ
ンサＣ２２抵抗Ｒ２は制御ＩＣ ＩＣ１の起動用電源供
給回路である。
【００１４】次に共振型スイッチング電源用制御回路Ｉ
Ｃ１の動作を、図１及び図２を用いて、詳しく説明す
る。ＨＩＤランプＭＬの放電電流（ランプ電流）が何等
かの原因で増加するとＩＣ１の制御入力端の電圧は低下
し、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は高くなる。電
圧制御発振器ＶＣＯの出力の立ち下がりでワンショット
マルチバイブレータＭＢ１のワンショットはセットさ
れ、その出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ１８とコンデ
ンサＣ１６はワンショットの出力パルス幅決定用でその
時定数で定まる時間Ｔｏｆｆの間、ワンショットの出力
をハイレベルに保つ。Ｔｏｆｆは昇圧トランスＴ１の一
次インダクタンスＬＰ、電圧共振用コンデンサＣＲ等の
ばらつきや温度変化による共振周波数の変動を考慮し
て、電圧共振動作が満足されるように設定する。すなわ
ちＴｏｆｆは一定のまま、電圧制御発振器ＶＣＯの発振
周波数（＝スイッチング周波数）を変化させるパルス周
波数制御を行う。コンデンサＣ１４、抵抗Ｒ１４は電圧
制御発振器ＶＣＯの発振周波数決定用のものである。抵
抗Ｒ１６、Ｒ１７はエラーアンプＯＰＡ２の＋入力端の
ＤＣバイアス用素子であり、抵抗Ｒ１５、コンデンサＣ
１５はエラーアンプＯＰＡ２の位相補正用の素子であ
る。ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１７はＡＣライン
電圧の整流平滑用の素子である。
Ｃ１の動作を、図１及び図２を用いて、詳しく説明す
る。ＨＩＤランプＭＬの放電電流（ランプ電流）が何等
かの原因で増加するとＩＣ１の制御入力端の電圧は低下
し、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は高くなる。電
圧制御発振器ＶＣＯの出力の立ち下がりでワンショット
マルチバイブレータＭＢ１のワンショットはセットさ
れ、その出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ１８とコンデ
ンサＣ１６はワンショットの出力パルス幅決定用でその
時定数で定まる時間Ｔｏｆｆの間、ワンショットの出力
をハイレベルに保つ。Ｔｏｆｆは昇圧トランスＴ１の一
次インダクタンスＬＰ、電圧共振用コンデンサＣＲ等の
ばらつきや温度変化による共振周波数の変動を考慮し
て、電圧共振動作が満足されるように設定する。すなわ
ちＴｏｆｆは一定のまま、電圧制御発振器ＶＣＯの発振
周波数（＝スイッチング周波数）を変化させるパルス周
波数制御を行う。コンデンサＣ１４、抵抗Ｒ１４は電圧
制御発振器ＶＣＯの発振周波数決定用のものである。抵
抗Ｒ１６、Ｒ１７はエラーアンプＯＰＡ２の＋入力端の
ＤＣバイアス用素子であり、抵抗Ｒ１５、コンデンサＣ
１５はエラーアンプＯＰＡ２の位相補正用の素子であ
る。ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１７はＡＣライン
電圧の整流平滑用の素子である。
【００１５】次に本発明の第２の実施例を説明する。図
３に示す実施例回路は図１に示す第１の実施例とほぼ同
様な回路であるが、電源投入時にパワースイッチ素子Ｑ
１にかかる電圧ストレスを抑制するための制御回路を付
加したものである。なお、ＩＣ１は電圧共振型スイッチ
ング電源用制御回路であり、図１に示すものと同様な構
成を有するので詳細な構成と作用の説明を省略するとと
もに、図１の回路図に示す部品と同一符号を付し、また
実施例回路全体の詳細な説明は省略する。
３に示す実施例回路は図１に示す第１の実施例とほぼ同
様な回路であるが、電源投入時にパワースイッチ素子Ｑ
１にかかる電圧ストレスを抑制するための制御回路を付
加したものである。なお、ＩＣ１は電圧共振型スイッチ
ング電源用制御回路であり、図１に示すものと同様な構
成を有するので詳細な構成と作用の説明を省略するとと
もに、図１の回路図に示す部品と同一符号を付し、また
実施例回路全体の詳細な説明は省略する。
【００１６】図３において、電源を投入すると起動用の
トランジスタＱ３はオンし、該トランジスタＱ３のエミ
ッタ電圧はツェナーダイオードＺＤ３（ツェナー電圧Ｖ
３−０．６Ｖ）となる。この電圧をＩＣ１の動作開始電
圧以上にすれば、ＩＣ１は動作を開始する。これにより
帰還コイルＮｆにはスイッチング電圧が発生し、ダイオ
ードＤ１４、Ｄ１５、チョークコイルＬ２、コンデンサ
Ｃ１２によるチョークインプット型整流回路によりトラ
ンジスタＱ２はオンする。ツェナーダイオードＺＤ２の
ツェナー電圧Ｖ２をツェナーダイオードＺＤ３のツェナ
ー電圧Ｖ３より大きく選ぶことによりトランジスタＱ３
はオフし、ＩＣ１への電力供給はトランジスタＱ２より
行われる。ダイオードＤ６はトランジスタＱ３のベース
エミッタ電圧の逆耐圧保護用である。抵抗Ｒ３０、コン
デンサＣ３１はタイマーＩＣ ＩＣ２のトリガー信号を
作る。電源投入直後はコンデンサＣ３１の電圧は０Ｖな
ので、タイマーＩＣ ＩＣ２はトリガーされ、一定時間
ＴＬＩＭの間、出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ５０、
コンデンサＣ５０はＩＣ２の出力パルス巾決定用素子で
ある。ＴＬＩＭの帰還はトランジスタＱ１１がＯＮする
ため、ＩＣ１の制御入力端の電圧はツェナーダイオード
ＺＤ１の電圧を抵抗Ｒ２７とＲ２８とで分圧した電圧Ｖ
ＬＩＭにほぼ等しくなる。この電圧ＶＬＩＭを適当な値
に設定することにより、ＩＣ１の発振周波数は固定さ
れ、昇圧型チョッパーの出力電圧は一定に保たれるの
で、パワースイッチ素子Ｑ１に過大な電圧ストレスが印
加される事を防止できる。電源投入後、時間ＴＬＩＭを
経過するとＩＣ２の出力はローレベルとなり、トランジ
スタＱ１１がＯＦＦするため、ＩＣ１の制御入力端の電
圧はオペアンプＯＰＡ２の出力電圧に等しくなり、ラン
プ電流が定電流制御されるようになる。
トランジスタＱ３はオンし、該トランジスタＱ３のエミ
ッタ電圧はツェナーダイオードＺＤ３（ツェナー電圧Ｖ
３−０．６Ｖ）となる。この電圧をＩＣ１の動作開始電
圧以上にすれば、ＩＣ１は動作を開始する。これにより
帰還コイルＮｆにはスイッチング電圧が発生し、ダイオ
ードＤ１４、Ｄ１５、チョークコイルＬ２、コンデンサ
Ｃ１２によるチョークインプット型整流回路によりトラ
ンジスタＱ２はオンする。ツェナーダイオードＺＤ２の
ツェナー電圧Ｖ２をツェナーダイオードＺＤ３のツェナ
ー電圧Ｖ３より大きく選ぶことによりトランジスタＱ３
はオフし、ＩＣ１への電力供給はトランジスタＱ２より
行われる。ダイオードＤ６はトランジスタＱ３のベース
エミッタ電圧の逆耐圧保護用である。抵抗Ｒ３０、コン
デンサＣ３１はタイマーＩＣ ＩＣ２のトリガー信号を
作る。電源投入直後はコンデンサＣ３１の電圧は０Ｖな
ので、タイマーＩＣ ＩＣ２はトリガーされ、一定時間
ＴＬＩＭの間、出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ５０、
コンデンサＣ５０はＩＣ２の出力パルス巾決定用素子で
ある。ＴＬＩＭの帰還はトランジスタＱ１１がＯＮする
ため、ＩＣ１の制御入力端の電圧はツェナーダイオード
ＺＤ１の電圧を抵抗Ｒ２７とＲ２８とで分圧した電圧Ｖ
ＬＩＭにほぼ等しくなる。この電圧ＶＬＩＭを適当な値
に設定することにより、ＩＣ１の発振周波数は固定さ
れ、昇圧型チョッパーの出力電圧は一定に保たれるの
で、パワースイッチ素子Ｑ１に過大な電圧ストレスが印
加される事を防止できる。電源投入後、時間ＴＬＩＭを
経過するとＩＣ２の出力はローレベルとなり、トランジ
スタＱ１１がＯＦＦするため、ＩＣ１の制御入力端の電
圧はオペアンプＯＰＡ２の出力電圧に等しくなり、ラン
プ電流が定電流制御されるようになる。
【００１７】以上、本発明を上述の実施例によって説明
したが、本発明の主旨の範囲内で種々の変形や応用が可
能であり、これらの変形や応用を本発明の範囲から排除
するものではない。
したが、本発明の主旨の範囲内で種々の変形や応用が可
能であり、これらの変形や応用を本発明の範囲から排除
するものではない。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、インバータと力率改善
回路を共通のパワースイッチ素子で動作させることによ
り、パワースイッチ素子の数を一個減らすことができ、
効率も向上する。また部品点数を少なくでき、小型化、
低価格化出来る。 （１）電源投入時に制御ＩＣの制御入力端の電圧をクラ
ンプすることにより、ＩＣ１の発振周波数を固定でき、
昇圧型チョッパーの出力電圧を一定に保ち、パワースイ
ッチ素子に過大な電圧ストレスが印加されることを防止
できる。 （２）メタルハライドランプに直列にコンデンサを接続
し、直流電流をカットすることによりランプ電流波形は
正負対称となり安定し、放電状態も安定する。 （３）ランプ電流の交流成分のみ検出して制御ＩＣにフ
ィードバックし、ランプ定電流制御を行うことにより放
電状態を安定化することができる。
回路を共通のパワースイッチ素子で動作させることによ
り、パワースイッチ素子の数を一個減らすことができ、
効率も向上する。また部品点数を少なくでき、小型化、
低価格化出来る。 （１）電源投入時に制御ＩＣの制御入力端の電圧をクラ
ンプすることにより、ＩＣ１の発振周波数を固定でき、
昇圧型チョッパーの出力電圧を一定に保ち、パワースイ
ッチ素子に過大な電圧ストレスが印加されることを防止
できる。 （２）メタルハライドランプに直列にコンデンサを接続
し、直流電流をカットすることによりランプ電流波形は
正負対称となり安定し、放電状態も安定する。 （３）ランプ電流の交流成分のみ検出して制御ＩＣにフ
ィードバックし、ランプ定電流制御を行うことにより放
電状態を安定化することができる。
【図１】図１は、本発明の一実施例の回路図である。
【図２】図２は、動作を説明する波形図である。
【図３】図３は、本発明の第２の実施例の回路図であ
る。
る。
【図４】図４は、従来例の回路図である。
【図５】図５は、従来例の入力電圧と入力電流の波形を
示す波形図である。
示す波形図である。
Ｔ１・・・・・昇圧トランス ＮＰ・・・・・一次コイル ＮＳ・・・・・二次コイル Ｎｆ・・・・・帰還コイル ＩＣ１・・・・電圧共振型スイッチング 電源用制御回路 Ｑ１・・・・・パワースイッチ素子 ＭＬ・・・・・メタルハライドランプ
Claims (6)
- 【請求項１】昇圧チョッパ型正弦波コンバータの後段に
電圧共振型インバータを接続した放電灯点灯回路におい
て、 同一のパワースイッチ素子により動作する力率改善回路
とインバータとで構成される高力率高輝度放電灯点灯装
置。 - 【請求項２】昇圧チョッパ型正弦波コンバータの後段に
電圧共振型インバータを接続した放電灯点灯回路におい
て、 同一のパワースイッチ素子により動作する力率改善回路
とインバータとで構成し、電源投入時に制御ＩＣの制御
入力端の電圧をクランプして、昇圧型チョッパーの出力
電圧を一定に保ち、パワースイッチ素子に過大な電圧ス
トレスが印加されることを防止することを特徴とする高
力率高輝度放電灯点灯装置。 - 【請求項３】メタルハライドランプの放電電流の直流成
分をカットするコンデンサを設け、放電状態の安定化を
実現したことを特徴とする請求項１または請求項２に記
載の高力率高輝度放電灯点灯装置。 - 【請求項４】メタルハライドランプの動作の周波数を、
音響的共鳴効果を避けるに足るスイッチング周波数６０
０ＫＨｚに設定し、高周波点灯を行うことを特徴とする
請求項１または請求項２に記載の高力率高輝度放電灯点
灯装置。 - 【請求項５】ランプ電流の交流成分のみを検出して、制
御ＩＣにフィードバックし、ランプ電流の定電流制御を
行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の
高力率高輝度放電灯点灯装置。 - 【請求項６】制御ＩＣの電源供給用の帰還コイルの電圧
をチョークインプット型整流回路により、直流、平滑化
することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の
高力率高輝度放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4464495A JP3881387B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | 高力率高輝度放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4464495A JP3881387B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | 高力率高輝度放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08241793A true JPH08241793A (ja) | 1996-09-17 |
| JP3881387B2 JP3881387B2 (ja) | 2007-02-14 |
Family
ID=12697158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4464495A Expired - Fee Related JP3881387B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | 高力率高輝度放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3881387B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006244908A (ja) * | 2005-03-04 | 2006-09-14 | Koito Mfg Co Ltd | 放電灯点灯回路 |
| JP2006318865A (ja) * | 2005-05-16 | 2006-11-24 | Nec Tokin Corp | 電源装置 |
| JP2012095518A (ja) * | 2010-06-28 | 2012-05-17 | Rohm Co Ltd | 負荷駆動回路ならびにそれを用いた発光装置およびディスプレイ装置 |
-
1995
- 1995-03-03 JP JP4464495A patent/JP3881387B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006244908A (ja) * | 2005-03-04 | 2006-09-14 | Koito Mfg Co Ltd | 放電灯点灯回路 |
| JP2006318865A (ja) * | 2005-05-16 | 2006-11-24 | Nec Tokin Corp | 電源装置 |
| JP2012095518A (ja) * | 2010-06-28 | 2012-05-17 | Rohm Co Ltd | 負荷駆動回路ならびにそれを用いた発光装置およびディスプレイ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3881387B2 (ja) | 2007-02-14 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Effective date: 20041006 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 |
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