JP3327013B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流し、部
分平滑した直流電圧をインバータ回路により高周波に変
換して放電灯に供給し、放電灯を高周波で点灯させる放
電灯点灯装置に関するものである。
分平滑した直流電圧をインバータ回路により高周波に変
換して放電灯に供給し、放電灯を高周波で点灯させる放
電灯点灯装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来、放電灯点灯装置の電源装置とし
て、交流電源を整流回路により整流し、平滑コンデンサ
により平滑し、インバータ回路により高周波電力を発生
し、放電灯を点灯させる装置が知られている。この従来
例では、平滑コンデンサにより平滑化された休止期間の
無い直流電圧をインバータ回路に与えて、高周波出力を
発生するようにしたものである。ところが、このような
コンデンサ入力型の電源装置を用いると、負荷側に印加
する直流電圧の変動を小さくすることができるが、その
反面、点灯装置の入力力率が低く、入力電流の波形歪み
が非常に大きくなるという欠点があった。
て、交流電源を整流回路により整流し、平滑コンデンサ
により平滑し、インバータ回路により高周波電力を発生
し、放電灯を点灯させる装置が知られている。この従来
例では、平滑コンデンサにより平滑化された休止期間の
無い直流電圧をインバータ回路に与えて、高周波出力を
発生するようにしたものである。ところが、このような
コンデンサ入力型の電源装置を用いると、負荷側に印加
する直流電圧の変動を小さくすることができるが、その
反面、点灯装置の入力力率が低く、入力電流の波形歪み
が非常に大きくなるという欠点があった。
【0003】このような欠点を解消した従来の電源装置
(特公昭63−37584号公報参照)の回路を図13
に示す。この電源装置は、交流電源eの両端にダイオー
ドD 1 〜D4 のブリッジ回路により構成された全波整流
回路1を接続し、その全波整流回路1の出力端子間に、
コンデンサC1 ,C2 とダイオードD5 ,D6 ,D7に
より構成された部分平滑回路2を接続すると共に、負荷
としてインバータ回路3を接続したものである。部分平
滑回路2は、略等しい容量の2個のコンデンサC1 ,C
2 と、それら2個のコンデンサC1 ,C2 の間に接続さ
れ、全波整流回路1からの全波整流電圧により各コンデ
ンサC1 ,C2 を直列関係で充電するための充電用ダイ
オードD6 との直列回路を、全波整流回路1の出力端子
間に接続する共に、全波整流電圧がコンデンサC1 ,C
2 の電圧よりも低下した時に、各コンデンサC1 ,C2
を並列関係に放電させるための放電用ダイオードD5 ,
D 7 を、各コンデンサC1 ,C2 にそれぞれ接続して構
成されている。
(特公昭63−37584号公報参照)の回路を図13
に示す。この電源装置は、交流電源eの両端にダイオー
ドD 1 〜D4 のブリッジ回路により構成された全波整流
回路1を接続し、その全波整流回路1の出力端子間に、
コンデンサC1 ,C2 とダイオードD5 ,D6 ,D7に
より構成された部分平滑回路2を接続すると共に、負荷
としてインバータ回路3を接続したものである。部分平
滑回路2は、略等しい容量の2個のコンデンサC1 ,C
2 と、それら2個のコンデンサC1 ,C2 の間に接続さ
れ、全波整流回路1からの全波整流電圧により各コンデ
ンサC1 ,C2 を直列関係で充電するための充電用ダイ
オードD6 との直列回路を、全波整流回路1の出力端子
間に接続する共に、全波整流電圧がコンデンサC1 ,C
2 の電圧よりも低下した時に、各コンデンサC1 ,C2
を並列関係に放電させるための放電用ダイオードD5 ,
D 7 を、各コンデンサC1 ,C2 にそれぞれ接続して構
成されている。
【0004】この従来例においては、2個のコンデンサ
C1 ,C2 は直列に充電され、並列に放電され、その結
果、インバータ回路3に対する直流電源E、及び入力電
流Iは、それぞれ図14(a),(b)に示すようにな
る。また、この直流電源Eをインバータ回路3の入力電
源とした場合、その出力電流波形は図15に示すように
なる。このとき、インバータ回路3の直流電源Eの谷部
の電圧は、交流電源eの電圧を実効値でe(V)とする
と、交流電源電圧の最大値√2×eの1/2となる。し
たがって、直流電源Eは部分平滑電圧となり、入力電流
Iの休止区間はあるものの、入力力率は高くなる。
C1 ,C2 は直列に充電され、並列に放電され、その結
果、インバータ回路3に対する直流電源E、及び入力電
流Iは、それぞれ図14(a),(b)に示すようにな
る。また、この直流電源Eをインバータ回路3の入力電
源とした場合、その出力電流波形は図15に示すように
なる。このとき、インバータ回路3の直流電源Eの谷部
の電圧は、交流電源eの電圧を実効値でe(V)とする
と、交流電源電圧の最大値√2×eの1/2となる。し
たがって、直流電源Eは部分平滑電圧となり、入力電流
Iの休止区間はあるものの、入力力率は高くなる。
【0005】しかしながら、この電源装置は回路構成は
簡単ではあるが、直流電源Eの山部の最大電圧と谷部の
電圧の比率が2倍、すなわち、1/2部分平滑となって
しまい、ランプ効率が悪く、また、直流電源Eの山部の
最大電圧は、交流電源eの1.41倍にしかならず、こ
のため、インバータ回路3により昇圧する必要があると
いう問題点があった。
簡単ではあるが、直流電源Eの山部の最大電圧と谷部の
電圧の比率が2倍、すなわち、1/2部分平滑となって
しまい、ランプ効率が悪く、また、直流電源Eの山部の
最大電圧は、交流電源eの1.41倍にしかならず、こ
のため、インバータ回路3により昇圧する必要があると
いう問題点があった。
【0006】特に、商用交流電源eが100(V)の場
合にあっては、インバータ回路3の回路部で昇圧トラン
スを用いると、トランスが大きくなり、また、その1次
巻線と2次巻線の絶縁が必要であり、昇圧形のチョッパ
ー回路を用いて昇圧すると、エネルギーを蓄積するため
のインダクタンスやスイッチング素子及びその制御回路
等が必要となり、回路構成が複雑になるという問題点が
あった。さらに、上述のコンデンサ入力型の電源装置に
比べると、入力電流の波形歪みを多少は改善することが
できるものの、入力電流に休止区間が存在するため、I
EC規格などで定められた範囲内に歪みを抑えることは
難しい。
合にあっては、インバータ回路3の回路部で昇圧トラン
スを用いると、トランスが大きくなり、また、その1次
巻線と2次巻線の絶縁が必要であり、昇圧形のチョッパ
ー回路を用いて昇圧すると、エネルギーを蓄積するため
のインダクタンスやスイッチング素子及びその制御回路
等が必要となり、回路構成が複雑になるという問題点が
あった。さらに、上述のコンデンサ入力型の電源装置に
比べると、入力電流の波形歪みを多少は改善することが
できるものの、入力電流に休止区間が存在するため、I
EC規格などで定められた範囲内に歪みを抑えることは
難しい。
【0007】以上の従来例の問題点をまとめると、1
/2部分平滑であるために放電灯の発光効率が悪く、ま
た、入力電流の波形歪みはIEC規格を満足すること
は難しい、ということになる。今、部分平滑率=(谷部
電圧/山部の電圧)×100〔%〕とすると、一般的に
部分平滑率を高くするほど、放電灯の発光効率は改善さ
れるが、入力力率は悪化し、入力電流の波形歪みも悪化
する。逆に、部分平滑率を低くするほど、放電灯の発光
効率は悪化するが、入力力率及び入力電流の波形歪みは
改善されることになる。よって、部分平滑率は、およそ
50%であることが望ましいため、前記,の2つの
問題点を解決する手段が必要となる。
/2部分平滑であるために放電灯の発光効率が悪く、ま
た、入力電流の波形歪みはIEC規格を満足すること
は難しい、ということになる。今、部分平滑率=(谷部
電圧/山部の電圧)×100〔%〕とすると、一般的に
部分平滑率を高くするほど、放電灯の発光効率は改善さ
れるが、入力力率は悪化し、入力電流の波形歪みも悪化
する。逆に、部分平滑率を低くするほど、放電灯の発光
効率は悪化するが、入力力率及び入力電流の波形歪みは
改善されることになる。よって、部分平滑率は、およそ
50%であることが望ましいため、前記,の2つの
問題点を解決する手段が必要となる。
【0008】そこで、まず、入力電流の波形歪みを改善
する例について説明すると、従来、入力力率を改善し、
入力電流の波形歪みを小さくする電源装置として、前記
コンデンサ入力型の電源装置を構成する全波整流回路の
入力側にフィルタ回路を設けることが提案されている。
ここで、前記フィルタ回路は、交流電源の整流回路への
電源供給路の一方に挿入されたインダクタと、整流回路
の入力に対して並列接続されたコンデンサとで構成して
ある。この電源装置では、フィルタ回路の共振周波数を
交流電源の周波数の2.2倍〜2.6倍とするととも
に、インダクタの皮相電力を交流電源から電源装置に供
給する有効電力の約0.6倍とし、入力力率を改善し、
入力電流の波形歪みを小さくするようにしてある。な
お、前記フィルタ回路は、コンデンサ入力型の電源装置
のパルス的な入力電流を鈍らせる(波形整形する)よう
に作用し、入力力率が改善され、入力電流の波形歪みが
小さくなる。本例のように、インダクタとコンデンサで
構成されたフィルタ回路を、図13に示した部分平滑電
源装置と組合せた場合、さらに入力電流の波形歪みは小
さくなり、前記フィルタ回路のインダクタチョークは比
較的小型にできるが、放電灯の発光効率が悪いという問
題点は改善されない。
する例について説明すると、従来、入力力率を改善し、
入力電流の波形歪みを小さくする電源装置として、前記
コンデンサ入力型の電源装置を構成する全波整流回路の
入力側にフィルタ回路を設けることが提案されている。
ここで、前記フィルタ回路は、交流電源の整流回路への
電源供給路の一方に挿入されたインダクタと、整流回路
の入力に対して並列接続されたコンデンサとで構成して
ある。この電源装置では、フィルタ回路の共振周波数を
交流電源の周波数の2.2倍〜2.6倍とするととも
に、インダクタの皮相電力を交流電源から電源装置に供
給する有効電力の約0.6倍とし、入力力率を改善し、
入力電流の波形歪みを小さくするようにしてある。な
お、前記フィルタ回路は、コンデンサ入力型の電源装置
のパルス的な入力電流を鈍らせる(波形整形する)よう
に作用し、入力力率が改善され、入力電流の波形歪みが
小さくなる。本例のように、インダクタとコンデンサで
構成されたフィルタ回路を、図13に示した部分平滑電
源装置と組合せた場合、さらに入力電流の波形歪みは小
さくなり、前記フィルタ回路のインダクタチョークは比
較的小型にできるが、放電灯の発光効率が悪いという問
題点は改善されない。
【0009】次に、放電灯の発光効率を改善する例につ
いて、図16により説明する。図16のインバータ回路
3は、スイッチング素子、インダクタ、コンデンサで構
成されており、インバータ回路3から供給される高周波
電力により、放電灯Lpを点灯する構成であれば、どの
ような構成でもよい。インバータ制御回路4は、インバ
ータ回路3を構成するスイッチング素子へ駆動信号を出
力しており、駆動条件を変えることによって、放電灯L
pへ供給される電流も変化する。インバータ出力切換回
路5は、部分平滑回路2の出力電圧を検出しており、直
流電源Eの電圧が山部であるか、谷部であるかを判別す
る。例えば、交流電源eから実効値100Vの電圧が印
加される場合、部分平滑回路2の出力電圧は、山部にお
いては約140V、谷部においては約70Vとなるた
め、100Vを基準にして、100Vよりも大きい場合
を山部、小さい場合を谷部と判別すればよい。この判別
結果はインバータ制御回路4へ出力される。インバータ
制御回路4は判別結果が山部の場合、放電灯負荷Lpに
供給される電流が小さくなるよう制御するものである。
いて、図16により説明する。図16のインバータ回路
3は、スイッチング素子、インダクタ、コンデンサで構
成されており、インバータ回路3から供給される高周波
電力により、放電灯Lpを点灯する構成であれば、どの
ような構成でもよい。インバータ制御回路4は、インバ
ータ回路3を構成するスイッチング素子へ駆動信号を出
力しており、駆動条件を変えることによって、放電灯L
pへ供給される電流も変化する。インバータ出力切換回
路5は、部分平滑回路2の出力電圧を検出しており、直
流電源Eの電圧が山部であるか、谷部であるかを判別す
る。例えば、交流電源eから実効値100Vの電圧が印
加される場合、部分平滑回路2の出力電圧は、山部にお
いては約140V、谷部においては約70Vとなるた
め、100Vを基準にして、100Vよりも大きい場合
を山部、小さい場合を谷部と判別すればよい。この判別
結果はインバータ制御回路4へ出力される。インバータ
制御回路4は判別結果が山部の場合、放電灯負荷Lpに
供給される電流が小さくなるよう制御するものである。
【0010】インバータ回路3の入力電源として、1/
2部分平滑電源を使用し、山部と谷部の駆動条件を一定
とすると、インバータ回路3の出力波形は図15のよう
になり、出力電流の最大値Imaxと実効値Irmsの
比率で示される出力電流の波高値(クレスト・ファクタ
ー)CFは、およそCF=Imax/Irms=2.0
程度の値になる。しかし、前記のような制御を行うこと
により、出力電流の波高値を、およそ一定に制御するこ
とが可能である。また、別の制御方法で、出力電流の波
高値を一定に制御するものとして、特開平3−1472
94号公報もある。一般的に、インバータ回路の入力電
源が完全平滑の場合、放電灯の発光効率は最も良いこと
が知られているため、およそCF=1.4に設定するこ
とによって、放電灯の発光効率を改善することができ
る。しかし、本構成においては、入力電流の波形歪みが
非常に大きいという問題点は解決できない。
2部分平滑電源を使用し、山部と谷部の駆動条件を一定
とすると、インバータ回路3の出力波形は図15のよう
になり、出力電流の最大値Imaxと実効値Irmsの
比率で示される出力電流の波高値(クレスト・ファクタ
ー)CFは、およそCF=Imax/Irms=2.0
程度の値になる。しかし、前記のような制御を行うこと
により、出力電流の波高値を、およそ一定に制御するこ
とが可能である。また、別の制御方法で、出力電流の波
高値を一定に制御するものとして、特開平3−1472
94号公報もある。一般的に、インバータ回路の入力電
源が完全平滑の場合、放電灯の発光効率は最も良いこと
が知られているため、およそCF=1.4に設定するこ
とによって、放電灯の発光効率を改善することができ
る。しかし、本構成においては、入力電流の波形歪みが
非常に大きいという問題点は解決できない。
【0011】また、入力電流の波形歪み対策として、前
述のインダクタとコンデンサで構成されたフィルタ回路
を付加した場合は、入力電流の波形歪みは改善されるも
のの、CF=1.4と設定されているため、直流電源E
の谷部において、放電灯の電流を大きくしないと、光出
力が得られない。このため、直流電源Eの山部におい
て、交流電源eより1/2部分平滑電源のコンデンサに
流入する電流が増加することになり、入力電流の波形歪
みはIEC規格を満足しなくなる。さらに、入力電流の
波形歪みを満足しようとすると、フィルタ回路のインダ
クタが大型化してしまう問題がある。
述のインダクタとコンデンサで構成されたフィルタ回路
を付加した場合は、入力電流の波形歪みは改善されるも
のの、CF=1.4と設定されているため、直流電源E
の谷部において、放電灯の電流を大きくしないと、光出
力が得られない。このため、直流電源Eの山部におい
て、交流電源eより1/2部分平滑電源のコンデンサに
流入する電流が増加することになり、入力電流の波形歪
みはIEC規格を満足しなくなる。さらに、入力電流の
波形歪みを満足しようとすると、フィルタ回路のインダ
クタが大型化してしまう問題がある。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述のよう
な点に鑑みてなされたものであり、その目的とするとこ
ろは、交流電源を全波整流し、部分平滑した電圧をイン
バータ回路により高周波に変換して放電灯を点灯させる
放電灯点灯装置において、複雑な回路構成を用いること
なく、放電灯の発光効率を改善し、入力電流の波形歪み
を低減し、また、交流電源の入力部に接続されるパッシ
ブフィルタ回路のインダクタを小型化することにある。
な点に鑑みてなされたものであり、その目的とするとこ
ろは、交流電源を全波整流し、部分平滑した電圧をイン
バータ回路により高周波に変換して放電灯を点灯させる
放電灯点灯装置において、複雑な回路構成を用いること
なく、放電灯の発光効率を改善し、入力電流の波形歪み
を低減し、また、交流電源の入力部に接続されるパッシ
ブフィルタ回路のインダクタを小型化することにある。
【0013】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、前記の
課題を解決するために、図1に示すように、交流電源e
を全波整流する全波整流回路1と、全波整流回路1から
出力される脈流電圧の低電圧期間のみを部分平滑する部
分平滑回路2と、部分平滑回路2の出力電圧を入力電源
とし、放電灯Lpへ高周波電流を供給するインバータ回
路3と、前記全波整流回路1の交流入力端子側に設けら
れ入力電流の波形改善を行うパッシブフィルタ回路6と
で構成され、前記部分平滑回路2の出力電圧が高い期間
では前記インバータ回路3の出力を制限することにより
放電灯Lpへ供給される出力電流の波高値が1.5〜
2.0となるように前記インバータ回路3の制御を行う
出力安定化手段を備えたことを特徴とするものである。
ここで、前記部分平滑回路2は、図1に示すように、全
波整流回路1から出力される脈流電圧の最大値の約1/
2の電圧を谷部電圧とする1/2部分平滑回路を用いて
も良く、その場合、インバータ回路3から放電灯Lpへ
供給される出力電流の波高値は1.6〜1.8とするこ
とが好ましい。
課題を解決するために、図1に示すように、交流電源e
を全波整流する全波整流回路1と、全波整流回路1から
出力される脈流電圧の低電圧期間のみを部分平滑する部
分平滑回路2と、部分平滑回路2の出力電圧を入力電源
とし、放電灯Lpへ高周波電流を供給するインバータ回
路3と、前記全波整流回路1の交流入力端子側に設けら
れ入力電流の波形改善を行うパッシブフィルタ回路6と
で構成され、前記部分平滑回路2の出力電圧が高い期間
では前記インバータ回路3の出力を制限することにより
放電灯Lpへ供給される出力電流の波高値が1.5〜
2.0となるように前記インバータ回路3の制御を行う
出力安定化手段を備えたことを特徴とするものである。
ここで、前記部分平滑回路2は、図1に示すように、全
波整流回路1から出力される脈流電圧の最大値の約1/
2の電圧を谷部電圧とする1/2部分平滑回路を用いて
も良く、その場合、インバータ回路3から放電灯Lpへ
供給される出力電流の波高値は1.6〜1.8とするこ
とが好ましい。
【0014】
【作用】本発明によれば、インバータ回路3から放電灯
Lpへ供給される出力電流の波高値を所定の範囲とした
ことにより、複雑な回路構成を用いることなく、放電灯
Lpの発光効率を改善し、入力電流の波形歪みを低減
し、且つ交流電源eの入力部に接続されるパッシブフィ
ルタ回路6のインダクタを小型化することができる。本
発明のさらに詳しい構成及び作用については、以下に述
べる実施例の説明において、一層明らかとされる。
Lpへ供給される出力電流の波高値を所定の範囲とした
ことにより、複雑な回路構成を用いることなく、放電灯
Lpの発光効率を改善し、入力電流の波形歪みを低減
し、且つ交流電源eの入力部に接続されるパッシブフィ
ルタ回路6のインダクタを小型化することができる。本
発明のさらに詳しい構成及び作用については、以下に述
べる実施例の説明において、一層明らかとされる。
【0015】
【実施例】図1は本発明の一実施例の回路図である。図
中、eは商用交流電源、1はダイオードD1 〜D4 のブ
リッジ回路で構成される全波整流回路、2は部分平滑回
路、3は高周波変換を行うインバータ回路、4はインバ
ータ回路3へ駆動信号を出力するインバータ制御回路、
5は部分平滑回路2の出力電圧を検出し、電源の山部と
谷部において駆動条件を変化させるインバータ出力切換
回路、6は入力電流を波形整形するためのパッシブフィ
ルタ回路である。
中、eは商用交流電源、1はダイオードD1 〜D4 のブ
リッジ回路で構成される全波整流回路、2は部分平滑回
路、3は高周波変換を行うインバータ回路、4はインバ
ータ回路3へ駆動信号を出力するインバータ制御回路、
5は部分平滑回路2の出力電圧を検出し、電源の山部と
谷部において駆動条件を変化させるインバータ出力切換
回路、6は入力電流を波形整形するためのパッシブフィ
ルタ回路である。
【0016】図2は、インバータ制御回路4とインバー
タ出力切換回路5の具体例の回路図である。本例は、市
販のIC(モトローラ製UC3842)よりなる発振器
IC 1 を用いて、インバータ制御回路4を構成してい
る。この発振器IC1 の動作を簡単に説明すると、制御
電源ピン(ピン)に所定の電圧Vccを加えることで
発振器IC1 は動作状態となる。発振器IC1 が動作状
態となることにより、ピンより基準電圧Vrefが出
力される。発振器IC1 の時定数を設定するためのRt
/Ctピン(ピン)には、抵抗R11とコンデンサC6
が接続されており、抵抗R11は基準電圧Vrefに、コ
ンデンサC6 はグランドに接続されている。この抵抗R
11及びコンデンサC6 のインピーダンスによって出力ピ
ン(ピン)から出力される駆動信号の発振周波数及び
デューティサイクルが設定される。CP1 及びCP2 は
コンパレータである。コンパレータCP1 には、抵抗R
1 ,R2 の分圧がマイナス側入力端子に、抵抗R3 ,R
4 の分圧がプラス側入力端子に入力されている。抵抗R
1 のa点は部分平滑電源のプラス側に接続されており、
その電圧をEとすると、コンパレータCP1 のマイナス
側入力端子の電圧Voutは、Vout=E×R2 /
(R1 +R2 )となる。抵抗R3 ,R4 の分圧によって
決まる電圧をVref1 =Vref×R4 /(R3 +R
4 )とすると、Vout>Vref1 の場合、部分平滑
電源は山部であり、Vout<Vref1の場合、部分
平滑電源は谷部であるということになる。このVref
1 は、Vout(山部)>Vref1 >Vout(谷
部)と設定すればよい。これにより、Vout>Vre
f1 の場合、コンパレータCP1 の出力はLowレベ
ル、Vout<Vref1 の場合、コンパレータCP1
の出力はHighレベルとなる。コンパレータCP
2 は、抵抗R6 ,R7 の分圧Vref2 がマイナス側入
力端子に、抵抗R8 とコンデンサC5 の接続点がプラス
側入力端子に接続されている。また、抵抗R6 ,R7 の
接続点は抵抗R5 を介して、コンパレータCP1 の出力
ピンへ接続されており、抵抗R8 、コンデンサC5 の接
続点は、ダイオードD11を介して発振器IC1 の出力ピ
ン(ピン)へ接続されている。コンパレータCP2 の
出力ピンは、抵抗R9 を介して基準電圧Vrefへ接続
されると共に、発振器IC1 のピンに直接接続されて
いる。この発振器IC1 のピンは、電流センス入力ピ
ンであり、ここへ入力される信号が所定レベル以上にな
ると、発振器IC1 の出力はHighレベルからLow
レベルへと変化する。
タ出力切換回路5の具体例の回路図である。本例は、市
販のIC(モトローラ製UC3842)よりなる発振器
IC 1 を用いて、インバータ制御回路4を構成してい
る。この発振器IC1 の動作を簡単に説明すると、制御
電源ピン(ピン)に所定の電圧Vccを加えることで
発振器IC1 は動作状態となる。発振器IC1 が動作状
態となることにより、ピンより基準電圧Vrefが出
力される。発振器IC1 の時定数を設定するためのRt
/Ctピン(ピン)には、抵抗R11とコンデンサC6
が接続されており、抵抗R11は基準電圧Vrefに、コ
ンデンサC6 はグランドに接続されている。この抵抗R
11及びコンデンサC6 のインピーダンスによって出力ピ
ン(ピン)から出力される駆動信号の発振周波数及び
デューティサイクルが設定される。CP1 及びCP2 は
コンパレータである。コンパレータCP1 には、抵抗R
1 ,R2 の分圧がマイナス側入力端子に、抵抗R3 ,R
4 の分圧がプラス側入力端子に入力されている。抵抗R
1 のa点は部分平滑電源のプラス側に接続されており、
その電圧をEとすると、コンパレータCP1 のマイナス
側入力端子の電圧Voutは、Vout=E×R2 /
(R1 +R2 )となる。抵抗R3 ,R4 の分圧によって
決まる電圧をVref1 =Vref×R4 /(R3 +R
4 )とすると、Vout>Vref1 の場合、部分平滑
電源は山部であり、Vout<Vref1の場合、部分
平滑電源は谷部であるということになる。このVref
1 は、Vout(山部)>Vref1 >Vout(谷
部)と設定すればよい。これにより、Vout>Vre
f1 の場合、コンパレータCP1 の出力はLowレベ
ル、Vout<Vref1 の場合、コンパレータCP1
の出力はHighレベルとなる。コンパレータCP
2 は、抵抗R6 ,R7 の分圧Vref2 がマイナス側入
力端子に、抵抗R8 とコンデンサC5 の接続点がプラス
側入力端子に接続されている。また、抵抗R6 ,R7 の
接続点は抵抗R5 を介して、コンパレータCP1 の出力
ピンへ接続されており、抵抗R8 、コンデンサC5 の接
続点は、ダイオードD11を介して発振器IC1 の出力ピ
ン(ピン)へ接続されている。コンパレータCP2 の
出力ピンは、抵抗R9 を介して基準電圧Vrefへ接続
されると共に、発振器IC1 のピンに直接接続されて
いる。この発振器IC1 のピンは、電流センス入力ピ
ンであり、ここへ入力される信号が所定レベル以上にな
ると、発振器IC1 の出力はHighレベルからLow
レベルへと変化する。
【0017】以下、本実施例の動作について説明する。
発振器IC1 のピンに電源電圧Vccが印加されるこ
とにより、発振器IC1 のピンに基準電圧Vrefが
発生し、抵抗R11を介してコンデンサC6 が充電され
る。このコンデンサC6 の充電電圧が所定のレベルに達
すると、発振器IC1 の出力はHighレベルとなり、
コンデンサC6 は放電を開始する。一方、発振器IC1
の出力ピン(ピン)は抵抗R10を介してスイッチング
素子Q1 に接続されているため、出力がHighレベル
の場合、スイッチング素子Q1 はONとなり、このスイ
ッチング素子Q1によっても、コンデンサC6 は放電さ
れている。発振器IC1 の出力がLowレベルの場合、
コンデンサC5 はダイオードD11を介して放電されてい
るが、発振器IC1 の出力がHighレベルになること
によって、コンデンサC5 は充電を開始する。このコン
デンサC5 の充電電圧が、抵抗R6 ,R7 の分圧Vre
f2より高くなると、コンパレータCP2 の出力はHi
ghレベルとなり、発振器IC1 の出力はLowレベル
となる。部分平滑電源が山部の場合、コンパレータCP
1 の出力はLowレベルになり、コンパレータCP2 の
マイナス側入力端子に入力される電圧は、抵抗R5 ,R
6 ,R7 の分圧で決まる電圧Vref3 となる。Vre
f2 >Vref3 となるため、部分平滑電源の山部では
駆動信号のオン・デューティが短くなり、放電灯に供給
される電力が制限されることになる。
発振器IC1 のピンに電源電圧Vccが印加されるこ
とにより、発振器IC1 のピンに基準電圧Vrefが
発生し、抵抗R11を介してコンデンサC6 が充電され
る。このコンデンサC6 の充電電圧が所定のレベルに達
すると、発振器IC1 の出力はHighレベルとなり、
コンデンサC6 は放電を開始する。一方、発振器IC1
の出力ピン(ピン)は抵抗R10を介してスイッチング
素子Q1 に接続されているため、出力がHighレベル
の場合、スイッチング素子Q1 はONとなり、このスイ
ッチング素子Q1によっても、コンデンサC6 は放電さ
れている。発振器IC1 の出力がLowレベルの場合、
コンデンサC5 はダイオードD11を介して放電されてい
るが、発振器IC1 の出力がHighレベルになること
によって、コンデンサC5 は充電を開始する。このコン
デンサC5 の充電電圧が、抵抗R6 ,R7 の分圧Vre
f2より高くなると、コンパレータCP2 の出力はHi
ghレベルとなり、発振器IC1 の出力はLowレベル
となる。部分平滑電源が山部の場合、コンパレータCP
1 の出力はLowレベルになり、コンパレータCP2 の
マイナス側入力端子に入力される電圧は、抵抗R5 ,R
6 ,R7 の分圧で決まる電圧Vref3 となる。Vre
f2 >Vref3 となるため、部分平滑電源の山部では
駆動信号のオン・デューティが短くなり、放電灯に供給
される電力が制限されることになる。
【0018】図1の回路において、パッシブフィルタ回
路6が無い場合、入力電流は従来例の図14(b)に示
すような波形となる。このパルス的な入力電流を鈍らせ
て波形整形を行うために、パッシブフィルタ回路6で
は、交流電源eの電源供給路の一線にインダクタL1を
挿入し、全波整流回路1の入力に並列にコンデンサCo
を接続している。このパッシブフィルタ回路6によっ
て、入力力率及び入力電流の波形歪みは大きく改善され
る。パッシブフィルタ回路6と1/2部分平滑回路2と
を組み合わせた場合の平滑出力電圧は、図3(a)のよ
うな波形となる。ここで、平滑出力の山部と谷部におい
て、インバータ制御回路4から出力される駆動信号が一
定であり、インバータ回路3の駆動条件が一定であった
とすると、放電灯Lpに流れる電流の包絡線は図3
(b)のようになる。
路6が無い場合、入力電流は従来例の図14(b)に示
すような波形となる。このパルス的な入力電流を鈍らせ
て波形整形を行うために、パッシブフィルタ回路6で
は、交流電源eの電源供給路の一線にインダクタL1を
挿入し、全波整流回路1の入力に並列にコンデンサCo
を接続している。このパッシブフィルタ回路6によっ
て、入力力率及び入力電流の波形歪みは大きく改善され
る。パッシブフィルタ回路6と1/2部分平滑回路2と
を組み合わせた場合の平滑出力電圧は、図3(a)のよ
うな波形となる。ここで、平滑出力の山部と谷部におい
て、インバータ制御回路4から出力される駆動信号が一
定であり、インバータ回路3の駆動条件が一定であった
とすると、放電灯Lpに流れる電流の包絡線は図3
(b)のようになる。
【0019】一方、従来例でも説明したように、1/2
部分平滑電源の山部と谷部に応じてインバータ出力を変
化させる手段を設けて、山部において、放電灯Lpへの
供給電力を小さくなるように制御した場合、放電灯Lp
に流れる出力電流の包絡線は図3(c)のようになる。
1/2部分平滑回路を電源とした場合、(放電灯に流れ
る電流の最大値)/(放電灯に流れる電流の実効値)で
示される出力電流の波高値を、約1.4に設定すること
ができる。従来例で説明したように、出力電流の波高値
CF≒1.4(完全平滑と同じレベル)とした場合、発
光効率は改善されるが、入力電流の波形歪みは大きくな
ってしまう。そこで、出力電流の波高値を次のように設
定する。
部分平滑電源の山部と谷部に応じてインバータ出力を変
化させる手段を設けて、山部において、放電灯Lpへの
供給電力を小さくなるように制御した場合、放電灯Lp
に流れる出力電流の包絡線は図3(c)のようになる。
1/2部分平滑回路を電源とした場合、(放電灯に流れ
る電流の最大値)/(放電灯に流れる電流の実効値)で
示される出力電流の波高値を、約1.4に設定すること
ができる。従来例で説明したように、出力電流の波高値
CF≒1.4(完全平滑と同じレベル)とした場合、発
光効率は改善されるが、入力電流の波形歪みは大きくな
ってしまう。そこで、出力電流の波高値を次のように設
定する。
【0020】入力電流波形歪みがIEC規格を満足する
には、実験的に求めた結果、出力電流波高値をCF≧
1.6としなければならない。一方、発光効率の点から
は、ランプ力率が0.95程度を目安とすると、CF≦
1.8とする必要がある。よって、図1に示す構成にお
いて、1.6≦CF≦1.8と設定することにより、入
力電流の波形歪みを小さくして、かつ高い発光効率を得
ることができる。さらに、フィルタ回路6のインダクタ
L1 は比較的小型化することができる。なお、図1の回
路で、放電灯Lpは1灯としたが、複数灯でもよい。さ
らに、インダクタL1 とコンデンサCoで構成されるパ
ッシブフィルタ回路6も図1の構成に限定されるもので
はない。
には、実験的に求めた結果、出力電流波高値をCF≧
1.6としなければならない。一方、発光効率の点から
は、ランプ力率が0.95程度を目安とすると、CF≦
1.8とする必要がある。よって、図1に示す構成にお
いて、1.6≦CF≦1.8と設定することにより、入
力電流の波形歪みを小さくして、かつ高い発光効率を得
ることができる。さらに、フィルタ回路6のインダクタ
L1 は比較的小型化することができる。なお、図1の回
路で、放電灯Lpは1灯としたが、複数灯でもよい。さ
らに、インダクタL1 とコンデンサCoで構成されるパ
ッシブフィルタ回路6も図1の構成に限定されるもので
はない。
【0021】図4は本発明の第2実施例の回路図であ
る。本実施例は、部分平滑回路2の構成が第1実施例と
は異なっており、1/3部分平滑電源となっている。こ
の1/3部分平滑回路の構成は、上述の1/2部分平滑
回路とほぼ同じであり、容量の略等しい3個のコンデン
サC1 ,C2 ,C3 と、それらのコンデンサ間に接続さ
れており、全波整流電圧により直列関係で充電するため
のダイオードD6 ,D9と、全波整流電圧が各コンデン
サ電圧より低下した場合、各コンデンサC1 ,C 2 ,C
3 を並列的に放電させるためのダイオードD5 ,D7 ,
D8 ,D10で構成されている。
る。本実施例は、部分平滑回路2の構成が第1実施例と
は異なっており、1/3部分平滑電源となっている。こ
の1/3部分平滑回路の構成は、上述の1/2部分平滑
回路とほぼ同じであり、容量の略等しい3個のコンデン
サC1 ,C2 ,C3 と、それらのコンデンサ間に接続さ
れており、全波整流電圧により直列関係で充電するため
のダイオードD6 ,D9と、全波整流電圧が各コンデン
サ電圧より低下した場合、各コンデンサC1 ,C 2 ,C
3 を並列的に放電させるためのダイオードD5 ,D7 ,
D8 ,D10で構成されている。
【0022】この回路構成において、1/3部分平滑回
路とすることにより、入力電流の波形歪みは、第1実施
例に比べて改善され、出力電流の波高値CFは、本実施
例では、CF≧1.5となる。一方、本実施例におい
て、部分平滑回路2の谷部の電圧は、交流電源eの実効
値電圧e〔V〕に対し、√2/3×e〔V〕にしかなら
ないため、適正な光出力を得るためには、インバータ回
路3によって昇圧する必要があり、インバータ回路3を
構成する部品に大きなストレスがかかることになる。そ
こで、本実施例では、出力電流の波高値CFを、JIS
規格(C8117)を満足するように、CF≦2.0と
する。このように、本実施例では、1.5≦CF≦2.
0と設定することにより、入力電流の波形歪みは小さく
なるが、第1実施例に比べると、発光効率は若干低くな
る。また、インバータ回路3を構成する部品には、第1
実施例に比べると、大きなストレスがかかるという問題
点もある。本実施例では、1/n部分平滑電源のnを、
n=3としたが、同様な考え方により、n=4,5,
6,…と設定することもできる。よって、n=3には限
定しない。この場合も出力電流の波高値CFは、1.5
≦CF≦2.0と設定する。
路とすることにより、入力電流の波形歪みは、第1実施
例に比べて改善され、出力電流の波高値CFは、本実施
例では、CF≧1.5となる。一方、本実施例におい
て、部分平滑回路2の谷部の電圧は、交流電源eの実効
値電圧e〔V〕に対し、√2/3×e〔V〕にしかなら
ないため、適正な光出力を得るためには、インバータ回
路3によって昇圧する必要があり、インバータ回路3を
構成する部品に大きなストレスがかかることになる。そ
こで、本実施例では、出力電流の波高値CFを、JIS
規格(C8117)を満足するように、CF≦2.0と
する。このように、本実施例では、1.5≦CF≦2.
0と設定することにより、入力電流の波形歪みは小さく
なるが、第1実施例に比べると、発光効率は若干低くな
る。また、インバータ回路3を構成する部品には、第1
実施例に比べると、大きなストレスがかかるという問題
点もある。本実施例では、1/n部分平滑電源のnを、
n=3としたが、同様な考え方により、n=4,5,
6,…と設定することもできる。よって、n=3には限
定しない。この場合も出力電流の波高値CFは、1.5
≦CF≦2.0と設定する。
【0023】図5は本発明の第3実施例の要部構成を示
している。同図において、主な構成は、図2と同じであ
るので、異なる点のみを示す。抵抗R1 ,R2 によって
部分平滑電源の出力電圧を検出しているが、本実施例で
は、コンパレータCP1 のプラス側入力端子に入力して
いる。このため、部分平滑電源が山部の場合、コンパレ
ータCP1 の出力はHighレベル、部分平滑電源が谷
部の場合、コンパレータCP1 の出力はLowレベルと
なる。また、インバータ制御回路4には、タイマー回路
7、8を含んでいる。タイマー回路7、8は、電源投入
直後の所定の時間、出力がHighレベルとなる構成な
らば、どのような構成でもよい。タイマー回路7、8の
出力は、それぞれスイッチング素子Q3 ,Q4 に入力さ
れており、タイマー回路7、8の出力がHighレベル
の場合、これらのスイッチング素子Q3 ,Q4 はONと
なる。一方、コンパレータCP1 の出力は、抵抗R13を
介して基準電圧Vrefへ接続されており、また、直
接、スイッチング素子Q2 へ入力されている。よって、
タイマー回路7、8の出力がLowレベルで、部分平滑
電源が山部の場合に、スイッチング素子Q2 はONであ
り、コンパレータCP 2 のマイナス側入力端子には、抵
抗R5 ,R6 ,R7 ,R11で決まる電圧Vref3 が入
力される。タイマー回路7、8の出力がLowレベル
で、部分平滑電源が谷部の場合、抵抗R6 ,R7 で決ま
る基準電圧Vref2 がコンパレータCP 2 のマイナス
側入力端子に入力される。また、タイマー回路7、8の
出力がHighレベルで、部分平滑電源が山部の場合、
スイッチング素子Q2 ,Q3 ,Q4のすべてがONとな
り、抵抗R5 ,R6 ,R7 ,R11,R12で決まる電圧V
ref5 が入力される。また、タイマー回路7、8の出
力がHighレベルで、部分平滑電源が谷部の場合、抵
抗R6 ,R7 ,R12で決まる電圧Vref4 が入力され
る。各電圧の関係は、Vref2 >Vref3 >Vre
f4 >Vref5 となり、Vref4 ,Vref5 の場
合は、放電灯負荷に印加される電圧は、放電灯が始動し
ないレベルにインバータ回路3を制御するものとする。
タイマー回路7がHighレベルの期間をT1 、タイマ
ー回路8がHighレベルの期間を(T 1 +T2 )とす
ると、放電灯の始動時において、抵抗R11は短絡とな
り、このときの出力電流の波高値を完全平滑時に近い値
とする。
している。同図において、主な構成は、図2と同じであ
るので、異なる点のみを示す。抵抗R1 ,R2 によって
部分平滑電源の出力電圧を検出しているが、本実施例で
は、コンパレータCP1 のプラス側入力端子に入力して
いる。このため、部分平滑電源が山部の場合、コンパレ
ータCP1 の出力はHighレベル、部分平滑電源が谷
部の場合、コンパレータCP1 の出力はLowレベルと
なる。また、インバータ制御回路4には、タイマー回路
7、8を含んでいる。タイマー回路7、8は、電源投入
直後の所定の時間、出力がHighレベルとなる構成な
らば、どのような構成でもよい。タイマー回路7、8の
出力は、それぞれスイッチング素子Q3 ,Q4 に入力さ
れており、タイマー回路7、8の出力がHighレベル
の場合、これらのスイッチング素子Q3 ,Q4 はONと
なる。一方、コンパレータCP1 の出力は、抵抗R13を
介して基準電圧Vrefへ接続されており、また、直
接、スイッチング素子Q2 へ入力されている。よって、
タイマー回路7、8の出力がLowレベルで、部分平滑
電源が山部の場合に、スイッチング素子Q2 はONであ
り、コンパレータCP 2 のマイナス側入力端子には、抵
抗R5 ,R6 ,R7 ,R11で決まる電圧Vref3 が入
力される。タイマー回路7、8の出力がLowレベル
で、部分平滑電源が谷部の場合、抵抗R6 ,R7 で決ま
る基準電圧Vref2 がコンパレータCP 2 のマイナス
側入力端子に入力される。また、タイマー回路7、8の
出力がHighレベルで、部分平滑電源が山部の場合、
スイッチング素子Q2 ,Q3 ,Q4のすべてがONとな
り、抵抗R5 ,R6 ,R7 ,R11,R12で決まる電圧V
ref5 が入力される。また、タイマー回路7、8の出
力がHighレベルで、部分平滑電源が谷部の場合、抵
抗R6 ,R7 ,R12で決まる電圧Vref4 が入力され
る。各電圧の関係は、Vref2 >Vref3 >Vre
f4 >Vref5 となり、Vref4 ,Vref5 の場
合は、放電灯負荷に印加される電圧は、放電灯が始動し
ないレベルにインバータ回路3を制御するものとする。
タイマー回路7がHighレベルの期間をT1 、タイマ
ー回路8がHighレベルの期間を(T 1 +T2 )とす
ると、放電灯の始動時において、抵抗R11は短絡とな
り、このときの出力電流の波高値を完全平滑時に近い値
とする。
【0024】本実施例において、主回路の構成は第1実
施例と同じであるが、インバータ制御回路4の動作が異
なり、図6に示すように、先行予熱期間T1 及び始動期
間T 2 のタイマー要素を持つように構成している。放電
灯点灯装置において、交流電源eを点灯装置に投入した
直後の任意の時間、放電灯Lpに印加される電圧を、放
電灯が始動点灯しない低い電圧とし、放電灯のフィラメ
ントに電流を流して予熱を行う先行予熱期間T1 が一般
的に設けられている。この先行予熱期間T1 の終了後、
放電灯が始動点灯するのに充分な電圧が印加され、放電
灯Lpが点灯する。ところが、第1実施例のような構成
及び出力電流波高値の設定を行った場合、放電灯負荷に
印加される電圧も、当然、波高値は1.4より大きくな
る。あらゆる環境(特に周囲温度)において、放電灯の
始動を確実に行いたい場合、放電灯に印加される電圧も
安定していることが望ましい。
施例と同じであるが、インバータ制御回路4の動作が異
なり、図6に示すように、先行予熱期間T1 及び始動期
間T 2 のタイマー要素を持つように構成している。放電
灯点灯装置において、交流電源eを点灯装置に投入した
直後の任意の時間、放電灯Lpに印加される電圧を、放
電灯が始動点灯しない低い電圧とし、放電灯のフィラメ
ントに電流を流して予熱を行う先行予熱期間T1 が一般
的に設けられている。この先行予熱期間T1 の終了後、
放電灯が始動点灯するのに充分な電圧が印加され、放電
灯Lpが点灯する。ところが、第1実施例のような構成
及び出力電流波高値の設定を行った場合、放電灯負荷に
印加される電圧も、当然、波高値は1.4より大きくな
る。あらゆる環境(特に周囲温度)において、放電灯の
始動を確実に行いたい場合、放電灯に印加される電圧も
安定していることが望ましい。
【0025】図6に示すように、電源投入後、0<t≦
t1 (先行予熱期間T1 )において、放電灯に印加され
る電圧は小さく、放電灯が始動しないレベルであり、そ
の印加電圧の波高値は、ほぼ1.4に近い値となるよう
に、インバータ制御回路4は駆動信号を出力する。次
に、t1 <t≦t2 (始動期間T2 )において、放電灯
に印加される電圧は放電灯が始動するレベルまで大きく
なり、その印加電圧の波高値は、ほぼ1.4に近い値と
なる。次に、t2 <t(点灯期間T3 )において、放電
灯は点灯しているため、第1実施例と同様、出力電流波
高値を1.6≦CF≦1.8で設定した値とする。
t1 (先行予熱期間T1 )において、放電灯に印加され
る電圧は小さく、放電灯が始動しないレベルであり、そ
の印加電圧の波高値は、ほぼ1.4に近い値となるよう
に、インバータ制御回路4は駆動信号を出力する。次
に、t1 <t≦t2 (始動期間T2 )において、放電灯
に印加される電圧は放電灯が始動するレベルまで大きく
なり、その印加電圧の波高値は、ほぼ1.4に近い値と
なる。次に、t2 <t(点灯期間T3 )において、放電
灯は点灯しているため、第1実施例と同様、出力電流波
高値を1.6≦CF≦1.8で設定した値とする。
【0026】部分平滑電源を使用した場合、インバータ
回路の出力電圧の包絡線も電源の影響を受けてしまい、
放電灯に印加される電圧も不安定になってしまうが、本
実施例では、放電灯が点灯するまで安定した始動電圧を
印加するため、必要以上に高い始動電圧を印加する必要
がなく、放電灯点灯後は、入力電流の波形歪みも小さ
く、ランプ効率も高い。
回路の出力電圧の包絡線も電源の影響を受けてしまい、
放電灯に印加される電圧も不安定になってしまうが、本
実施例では、放電灯が点灯するまで安定した始動電圧を
印加するため、必要以上に高い始動電圧を印加する必要
がなく、放電灯点灯後は、入力電流の波形歪みも小さ
く、ランプ効率も高い。
【0027】図7に本発明の第4実施例の部分平滑回路
2の構成を示す。他の構成は第1実施例と同じである。
他の実施例と異なる点は、コンデンサC2 と並列にスイ
ッチング素子Q5 を接続し、タイマー回路9から出力さ
れる信号によってスイッチング素子Q5 をON/OFF
している点である。上述の第3実施例で説明したよう
に、放電灯の始動を確実に行うために、放電灯に印加す
る電圧は、安定していることが望ましい。そこで、本実
施例においては、先の図6に示した先行予熱期間T1 及
び始動期間T2 の0≦t≦(t1 +t2 )において、タ
イマー回路9の出力をHighレベルとし、スイッチン
グ素子Q5 をONさせる。スイッチング素子Q5 がON
することによって、部分平滑回路2のコンデンサC2 は
短絡状態となるために、コンデンサC1 のみで完全平滑
されることになる。よって、インバータ回路3に供給さ
れる電源電圧が安定するため、放電灯Lpに印加される
高周波電圧も安定化される。これにより第3実施例と同
じ効果が得られる。本実施例の構成は、図7に限らず、
例えば、ダイオードD5 に並列にスイッチング素子を接
続しても良く、コンデンサC1 に並列にスイッチング素
子を接続してもよい。また、図8に示すように双方向性
スイッチング素子SWを使用し、この双方向性スイッチ
ング素子SWをダイオードD6に並列に接続してもよ
い。
2の構成を示す。他の構成は第1実施例と同じである。
他の実施例と異なる点は、コンデンサC2 と並列にスイ
ッチング素子Q5 を接続し、タイマー回路9から出力さ
れる信号によってスイッチング素子Q5 をON/OFF
している点である。上述の第3実施例で説明したよう
に、放電灯の始動を確実に行うために、放電灯に印加す
る電圧は、安定していることが望ましい。そこで、本実
施例においては、先の図6に示した先行予熱期間T1 及
び始動期間T2 の0≦t≦(t1 +t2 )において、タ
イマー回路9の出力をHighレベルとし、スイッチン
グ素子Q5 をONさせる。スイッチング素子Q5 がON
することによって、部分平滑回路2のコンデンサC2 は
短絡状態となるために、コンデンサC1 のみで完全平滑
されることになる。よって、インバータ回路3に供給さ
れる電源電圧が安定するため、放電灯Lpに印加される
高周波電圧も安定化される。これにより第3実施例と同
じ効果が得られる。本実施例の構成は、図7に限らず、
例えば、ダイオードD5 に並列にスイッチング素子を接
続しても良く、コンデンサC1 に並列にスイッチング素
子を接続してもよい。また、図8に示すように双方向性
スイッチング素子SWを使用し、この双方向性スイッチ
ング素子SWをダイオードD6に並列に接続してもよ
い。
【0028】図9は本発明の第5実施例の回路図であ
る。本実施例では、放電灯点灯判別部10が追加されて
いる点が特徴である。この放電灯点灯判別部10は、放
電灯Lpが始動点灯しているか否かを判別し、その判別
結果をインバータ制御回路4へ出力している。これによ
り、放電灯Lpが点灯する前は、インバータ出力切換回
路5によって、部分平滑電源が山部であるか、谷部であ
るかを判別し、放電灯Lpに印加される電圧が、完全平
滑時と同様になるように、インバータ回路3の制御を行
う。また、放電灯Lpの点灯後は、インバータ出力切換
回路5及び放電灯点灯判別部10によって、第1実施例
と同様に、入力電流の波形歪みを満足し、発光効率も高
くなるように、出力電流の波高率を所定のレベルとする
ように、インバータ回路3の制御を行うものである。本
実施例の効果も、上述の第3及び第4実施例と同じであ
る。
る。本実施例では、放電灯点灯判別部10が追加されて
いる点が特徴である。この放電灯点灯判別部10は、放
電灯Lpが始動点灯しているか否かを判別し、その判別
結果をインバータ制御回路4へ出力している。これによ
り、放電灯Lpが点灯する前は、インバータ出力切換回
路5によって、部分平滑電源が山部であるか、谷部であ
るかを判別し、放電灯Lpに印加される電圧が、完全平
滑時と同様になるように、インバータ回路3の制御を行
う。また、放電灯Lpの点灯後は、インバータ出力切換
回路5及び放電灯点灯判別部10によって、第1実施例
と同様に、入力電流の波形歪みを満足し、発光効率も高
くなるように、出力電流の波高率を所定のレベルとする
ように、インバータ回路3の制御を行うものである。本
実施例の効果も、上述の第3及び第4実施例と同じであ
る。
【0029】図10は本発明の第6実施例の要部構成を
示している。点灯装置の構成としては、第1実施例と同
じであるが、出力電流波高値の制御方式が他の実施例と
異なるため、制御回路の一例を同図に示した。本実施例
において、インバータ出力切換回路5は、ツェナーダイ
オードZD1 と抵抗R14の直列接続により構成されてお
り、抵抗R14の一端は駆動信号のオン・デューティを決
定する抵抗R8 とコンデンサC5 の接続点へと接続して
いる。部分平滑電源が山部の場合、ツェナーダイオード
ZD1 と抵抗R14を流れる電流は大となり、部分平滑電
源が谷部の場合は、ツェナーダイオードZD1 と抵抗R
14を流れる電流は小さく、又は、ほぼ0Aに近い値とな
る。よって、部分平滑電源が山部の場合は、コンデンサ
C5 への充電波形はツェナーダイオードZD1 と抵抗R
14を流れる電流によって、充電波形の立上がりが早くな
り、部分平滑電源の山部において、インバータ回路3の
出力が小さくなるように制御する。また、本例において
は、放電灯Lpへ供給される出力電流は、図11(b)
に示すように、山部の出力電流>谷部の出力電流となる
ように設定している。さらに、前記ツェナーダイオード
ZD1 のツェナー電圧は、例えば、Vz≧1.1×√2
×e/2と設定する。このように設定することによっ
て、商用電源eの電圧変動に対して、変動補正を行うこ
とができる。すなわち、商用電源eが低い場合には、部
分平滑電源の山部において、放電灯への供給電力を上げ
る方向に動作する。商用電源eが高い場合には、部分平
滑電源の山部の出力を下げる方向に動作する。このよう
に動作することにより、広い範囲にわたり、商用電源変
動の出力補正を行える効果がある。
示している。点灯装置の構成としては、第1実施例と同
じであるが、出力電流波高値の制御方式が他の実施例と
異なるため、制御回路の一例を同図に示した。本実施例
において、インバータ出力切換回路5は、ツェナーダイ
オードZD1 と抵抗R14の直列接続により構成されてお
り、抵抗R14の一端は駆動信号のオン・デューティを決
定する抵抗R8 とコンデンサC5 の接続点へと接続して
いる。部分平滑電源が山部の場合、ツェナーダイオード
ZD1 と抵抗R14を流れる電流は大となり、部分平滑電
源が谷部の場合は、ツェナーダイオードZD1 と抵抗R
14を流れる電流は小さく、又は、ほぼ0Aに近い値とな
る。よって、部分平滑電源が山部の場合は、コンデンサ
C5 への充電波形はツェナーダイオードZD1 と抵抗R
14を流れる電流によって、充電波形の立上がりが早くな
り、部分平滑電源の山部において、インバータ回路3の
出力が小さくなるように制御する。また、本例において
は、放電灯Lpへ供給される出力電流は、図11(b)
に示すように、山部の出力電流>谷部の出力電流となる
ように設定している。さらに、前記ツェナーダイオード
ZD1 のツェナー電圧は、例えば、Vz≧1.1×√2
×e/2と設定する。このように設定することによっ
て、商用電源eの電圧変動に対して、変動補正を行うこ
とができる。すなわち、商用電源eが低い場合には、部
分平滑電源の山部において、放電灯への供給電力を上げ
る方向に動作する。商用電源eが高い場合には、部分平
滑電源の山部の出力を下げる方向に動作する。このよう
に動作することにより、広い範囲にわたり、商用電源変
動の出力補正を行える効果がある。
【0030】なお、山部及び谷部における消費電力の設
定であるが、蛍光灯のような放電灯のランプ電力Wと発
光効率LE〔1m/w〕との関係は、一般的に図12に
示すようになる。点灯装置の入力交流電源eの周波数半
サイクルに対し、部分平滑電源の山部と谷部が1:1で
あるとし、山部におけるランプ電力をW3 、谷部におけ
るランプ電力をW1 とすると、放電灯の光束平均は、L
Ea=(LE1 ×W1+LE3 ×W3 )/2<LE2 ×
W2 となり、余り効率の良い使い方とは言えない。よっ
て、部分平滑電源の山部と谷部の消費電力の設定は、任
意電力に対する発光効率の傾きdLE/dWの極性(0
を含む)が同一であることが望ましい。例えば、部分平
滑電源の谷部をW1 とし、山部をW2 とすれば良いこと
になる。次に、部分平滑電源の山部と谷部の比率が1:
1でなく、Ta:Tbで決まっていたとすると、入力交
流電源eの半サイクル周期はT=Ta+Tbとなる。こ
の場合のランプ平均光束は、LEa=(LE1 ×W1 ×
Ta+LE2 ×W2 ×Tb)/Tとなるため、第1実施
例等で説明したランプ電流の波高値を満足する範囲内
で、このランプ平均光束LEaが最も高くなるように設
定すれば、最も高い発光効率に設定できる効果がある。
定であるが、蛍光灯のような放電灯のランプ電力Wと発
光効率LE〔1m/w〕との関係は、一般的に図12に
示すようになる。点灯装置の入力交流電源eの周波数半
サイクルに対し、部分平滑電源の山部と谷部が1:1で
あるとし、山部におけるランプ電力をW3 、谷部におけ
るランプ電力をW1 とすると、放電灯の光束平均は、L
Ea=(LE1 ×W1+LE3 ×W3 )/2<LE2 ×
W2 となり、余り効率の良い使い方とは言えない。よっ
て、部分平滑電源の山部と谷部の消費電力の設定は、任
意電力に対する発光効率の傾きdLE/dWの極性(0
を含む)が同一であることが望ましい。例えば、部分平
滑電源の谷部をW1 とし、山部をW2 とすれば良いこと
になる。次に、部分平滑電源の山部と谷部の比率が1:
1でなく、Ta:Tbで決まっていたとすると、入力交
流電源eの半サイクル周期はT=Ta+Tbとなる。こ
の場合のランプ平均光束は、LEa=(LE1 ×W1 ×
Ta+LE2 ×W2 ×Tb)/Tとなるため、第1実施
例等で説明したランプ電流の波高値を満足する範囲内
で、このランプ平均光束LEaが最も高くなるように設
定すれば、最も高い発光効率に設定できる効果がある。
【0031】
【発明の効果】請求項1の発明においては、交流電源を
全波整流する全波整流回路と、全波整流回路から出力さ
れる脈流電圧の低電圧期間のみを部分平滑する部分平滑
回路と、部分平滑回路の出力電圧を入力電源とし、放電
灯へ高周波電流を供給するインバータ回路と、前記全波
整流回路の交流入力端子側に設けられ入力電流の波形改
善を行うパッシブフィルタ回路とで構成され、前記部分
平滑回路の出力電圧が高い期間では前記インバータ回路
の出力を制限することにより放電灯へ供給される出力電
流の波高値が1.5〜2.0となるように前記インバー
タ回路の制御を行う出力安定化手段を備えたものである
から、複雑な回路構成を用いることなく、入力電流の波
形歪みを小さくすることができ、また、放電灯の発光効
率を高くすることができ、さらに、交流電源と全波整流
器の間に挿入されたパッシブフィルタ回路のインダクタ
を比較的小型化することができるという効果がある。
全波整流する全波整流回路と、全波整流回路から出力さ
れる脈流電圧の低電圧期間のみを部分平滑する部分平滑
回路と、部分平滑回路の出力電圧を入力電源とし、放電
灯へ高周波電流を供給するインバータ回路と、前記全波
整流回路の交流入力端子側に設けられ入力電流の波形改
善を行うパッシブフィルタ回路とで構成され、前記部分
平滑回路の出力電圧が高い期間では前記インバータ回路
の出力を制限することにより放電灯へ供給される出力電
流の波高値が1.5〜2.0となるように前記インバー
タ回路の制御を行う出力安定化手段を備えたものである
から、複雑な回路構成を用いることなく、入力電流の波
形歪みを小さくすることができ、また、放電灯の発光効
率を高くすることができ、さらに、交流電源と全波整流
器の間に挿入されたパッシブフィルタ回路のインダクタ
を比較的小型化することができるという効果がある。
【0032】また、請求項2の発明によれば、全波整流
回路から出力される脈流電圧の最大値の約1/2の電圧
を谷部電圧とすることにより、部分平滑回路でありなが
ら、比較的高い電圧をインバータ回路に供給することが
でき、インバータ回路の昇圧作用が小さくて済むという
利点がある。
回路から出力される脈流電圧の最大値の約1/2の電圧
を谷部電圧とすることにより、部分平滑回路でありなが
ら、比較的高い電圧をインバータ回路に供給することが
でき、インバータ回路の昇圧作用が小さくて済むという
利点がある。
【0033】また、請求項3の発明によれば、インバー
タ回路から放電灯へ供給される電流の波高値を1.6〜
1.8としたことにより、入力電流の波形歪みを小さく
しながら、高い発光効率を得ることができ、しかもフィ
ルタ回路のインダクタを小型化することができる。
タ回路から放電灯へ供給される電流の波高値を1.6〜
1.8としたことにより、入力電流の波形歪みを小さく
しながら、高い発光効率を得ることができ、しかもフィ
ルタ回路のインダクタを小型化することができる。
【0034】また、請求項4の発明によれば、部分平滑
電源の山部と谷部に応じたランプ電力に対する発光効率
の傾きが、0を含む同一極性であることにより、平均的
なランプ発光効率を高くすることができるという効果が
ある。
電源の山部と谷部に応じたランプ電力に対する発光効率
の傾きが、0を含む同一極性であることにより、平均的
なランプ発光効率を高くすることができるという効果が
ある。
【0035】また、請求項5の発明によれば、放電灯の
始動時において、放電灯に印加される電圧の波高値を安
定化する方向に動作することにより、始動性能を改善す
ることができ、また、放電灯の点灯時においては、放電
灯に供給される電流を安定化する方向に動作することに
より、発光効率を高く維持することができる。また、請
求項6の発明によれば、放電灯の始動時において、部分
平滑回路が完全平滑となるように制御されるので、イン
バータ回路に供給される電源電圧が安定して、放電灯に
印加される高周波電圧も安定化される。また、インバー
タ回路の入力電圧の実効値が高くなるので、放電灯の始
動性能が改善される。
始動時において、放電灯に印加される電圧の波高値を安
定化する方向に動作することにより、始動性能を改善す
ることができ、また、放電灯の点灯時においては、放電
灯に供給される電流を安定化する方向に動作することに
より、発光効率を高く維持することができる。また、請
求項6の発明によれば、放電灯の始動時において、部分
平滑回路が完全平滑となるように制御されるので、イン
バータ回路に供給される電源電圧が安定して、放電灯に
印加される高周波電圧も安定化される。また、インバー
タ回路の入力電圧の実効値が高くなるので、放電灯の始
動性能が改善される。
【図1】本発明の第1実施例の回路図である。
【図2】本発明の第1実施例の制御回路の回路図であ
る。
る。
【図3】本発明の第1実施例の動作波形図である。
【図4】本発明の第2実施例の回路図である。
【図5】本発明の第3実施例の要部回路図である。
【図6】本発明の第3実施例の動作波形図である。
【図7】本発明の第4実施例の要部回路図である。
【図8】本発明の第4実施例の一変形例の要部回路図で
ある。
ある。
【図9】本発明の第5実施例のブロック回路図である。
【図10】本発明の第6実施例の制御回路の回路図であ
る。
る。
【図11】本発明の第6実施例の動作波形図である。
【図12】ランプ電力と発光効率の関係を示す特性図で
ある。
ある。
【図13】従来例の回路図である。
【図14】従来例における部分平滑回路の出力電圧と入
力電流の波形図である。
力電流の波形図である。
【図15】従来例におけるインバータ回路の出力電流の
波形図である。
波形図である。
【図16】他の従来例の回路図である。
1 全波整流回路 2 部分平滑回路 3 インバータ回路 4 インバータ制御回路 5 インバータ出力切換回路 6 パッシブフィルタ回路 Lp 放電灯 e 交流電源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平5−152090(JP,A) 特開 平5−91730(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H05B 41/24 H05B 41/282
Claims (6)
- 【請求項1】 交流電源を全波整流する全波整流回路
と、全波整流回路から出力される脈流電圧の低電圧期間
のみを部分平滑する部分平滑回路と、部分平滑回路の出
力電圧を入力電源とし、放電灯へ高周波電流を供給する
インバータ回路と、前記全波整流回路の交流入力端子側
に設けられ入力電流の波形改善を行うパッシブフィルタ
回路とで構成され、前記部分平滑回路の出力電圧が高い
期間では前記インバータ回路の出力を制限することによ
り放電灯へ供給される出力電流の波高値が1.5〜2.
0となるように前記インバータ回路の制御を行う出力安
定化手段を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項2】 前記部分平滑回路は全波整流回路から
出力される脈流電圧の最大値の約1/2の電圧を谷部電
圧とすることを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯装
置。 - 【請求項3】 前記インバータ回路から放電灯へ供給
される電流の波高値を1.6〜1.8としたことを特徴
とする請求項2記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項4】 前記部分平滑回路の山部と谷部に応じ
たランプ電力に対する発光効率の傾きは、0を含む同一
極性としたことを特徴とする請求項1記載の放電灯点灯
装置。 - 【請求項5】 前記出力安定化手段は、放電灯の始動
時においては、放電灯に印加される電圧の波高値がほぼ
1.4となるように前記インバータ回路の制御を行うこ
とを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載の放電灯
点灯装置。 - 【請求項6】 前記部分平滑回路は、放電灯の始動時
においては、全波整流回路から出力される脈流電圧の最
大値に略等しい電圧を平滑出力電圧とするように制御さ
れることを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載の
放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29172294A JP3327013B2 (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29172294A JP3327013B2 (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08148287A JPH08148287A (ja) | 1996-06-07 |
JP3327013B2 true JP3327013B2 (ja) | 2002-09-24 |
Family
ID=17772553
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP29172294A Expired - Fee Related JP3327013B2 (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3327013B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2552180A2 (en) | 2011-07-29 | 2013-01-30 | Panasonic Corporation | Lighting device and illumination apparatus using same |
-
1994
- 1994-11-25 JP JP29172294A patent/JP3327013B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2552180A2 (en) | 2011-07-29 | 2013-01-30 | Panasonic Corporation | Lighting device and illumination apparatus using same |
US9131564B2 (en) | 2011-07-29 | 2015-09-08 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Lighting device and illumination apparatus using same |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH08148287A (ja) | 1996-06-07 |
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