JPH08298191A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH08298191A JPH08298191A JP12577595A JP12577595A JPH08298191A JP H08298191 A JPH08298191 A JP H08298191A JP 12577595 A JP12577595 A JP 12577595A JP 12577595 A JP12577595 A JP 12577595A JP H08298191 A JPH08298191 A JP H08298191A
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- voltage
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高輝度放電灯の電力制御において、放電灯へ
流れる電流の検出値を補正し、これによって、放電灯特
性に適した電力特性を有する放電灯点灯装置を供給する
ことを目的とするものである。 【構成】 直流電力を、矩形波の高周波電力が重畳され
た低周波電力に変換し、高輝度放電灯に電力を供給する
ブリッジインバータ回路を有し、ブリッジインバータ回
路が、高輝度放電灯への供給電圧と供給電流との積を一
定に維持することによって、高輝度放電灯に定電力を供
給する放電灯点灯装置において、ブリッジインバータ回
路に流れる電流を検出する電流検出回路中の平滑コンデ
ンサの電荷を、ブリッジインバータ回路に電流が流れて
いない期間に、放電するものである。
流れる電流の検出値を補正し、これによって、放電灯特
性に適した電力特性を有する放電灯点灯装置を供給する
ことを目的とするものである。 【構成】 直流電力を、矩形波の高周波電力が重畳され
た低周波電力に変換し、高輝度放電灯に電力を供給する
ブリッジインバータ回路を有し、ブリッジインバータ回
路が、高輝度放電灯への供給電圧と供給電流との積を一
定に維持することによって、高輝度放電灯に定電力を供
給する放電灯点灯装置において、ブリッジインバータ回
路に流れる電流を検出する電流検出回路中の平滑コンデ
ンサの電荷を、ブリッジインバータ回路に電流が流れて
いない期間に、放電するものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パルス幅制御によっ
て、直流電圧を矩形波の高周波電圧に変換し、上記変換
された高周波電圧を低周波で極性切り換えし、高周波成
分をローパスフィルタで矩形波交流電圧に変換し、高輝
度放電灯を安定に点灯する高輝度放電灯の点灯装置に係
り、特に、放電灯点灯装置における電流検出回路に関す
る。
て、直流電圧を矩形波の高周波電圧に変換し、上記変換
された高周波電圧を低周波で極性切り換えし、高周波成
分をローパスフィルタで矩形波交流電圧に変換し、高輝
度放電灯を安定に点灯する高輝度放電灯の点灯装置に係
り、特に、放電灯点灯装置における電流検出回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、高輝度放電灯（メタルハライドラ
ンプやナトリウムランプ等）の点灯装置としては磁気漏
れトランスを使用した装置が一般的であるが、小型・軽
量化、点灯の安定性（ちらつきや明るさの均一性）向上
のために、最近では電子点灯装置が利用され始めてい
る。
ンプやナトリウムランプ等）の点灯装置としては磁気漏
れトランスを使用した装置が一般的であるが、小型・軽
量化、点灯の安定性（ちらつきや明るさの均一性）向上
のために、最近では電子点灯装置が利用され始めてい
る。
【０００３】電子点灯装置は、通常のインバータの制御
に広く用いられている高周波変調を利用し、電力制御を
行うことが一般的である。
に広く用いられている高周波変調を利用し、電力制御を
行うことが一般的である。
【０００４】図４は、本件発明者が提案している特願平
６−０７８０３７号における放電灯の定電力制御装置を
示す図である。
６−０７８０３７号における放電灯の定電力制御装置を
示す図である。
【０００５】この背景技術の放電灯の定電力制御装置に
おいて、交流入力電圧を整流回路１１で整流し、昇圧チ
ョッパ回路１２によって、整流回路への入力電流を、入
力電圧と相似形にするとともに、この整流された電圧を
入力電圧よりも高い電圧に昇圧し安定化し、この昇圧・
安定化された電圧をブリッジインバータ回路１３で高周
波変調された矩形波交流電圧に変換し、その高周波成分
をローパスフィルタ１４で濾過し、負荷である放電灯１
５に低周波矩形波電圧を供給する。
おいて、交流入力電圧を整流回路１１で整流し、昇圧チ
ョッパ回路１２によって、整流回路への入力電流を、入
力電圧と相似形にするとともに、この整流された電圧を
入力電圧よりも高い電圧に昇圧し安定化し、この昇圧・
安定化された電圧をブリッジインバータ回路１３で高周
波変調された矩形波交流電圧に変換し、その高周波成分
をローパスフィルタ１４で濾過し、負荷である放電灯１
５に低周波矩形波電圧を供給する。
【０００６】次に、上記背景技術における定電力制御に
ついて説明する。
ついて説明する。
【０００７】ブリッジインバータ回路１３の入力電流を
変流器ＣＴで検出し、電流検出回路１６が、この入力電
流の平均値に比例した電圧に変換する。そして、ブリッ
ジインバータ回路１３の入力電流の平均値が一定になる
ように、ブリッジインバータ回路１３内の高周波アーム
に供給するパルスの幅を制御回路１７が制御する。
変流器ＣＴで検出し、電流検出回路１６が、この入力電
流の平均値に比例した電圧に変換する。そして、ブリッ
ジインバータ回路１３の入力電流の平均値が一定になる
ように、ブリッジインバータ回路１３内の高周波アーム
に供給するパルスの幅を制御回路１７が制御する。
【０００８】ここで、ブリッジインバータ回路１３の入
力電圧は昇圧チョッパ回路１２によって定電圧にされて
いるので、入力電流の平均値が一定であれば、その積で
ある入力電力も一定になる。ブリッジインバータ回路１
３の入力電力から、ブリッジインバータ回路１３内の損
失を差し引いた電力が、ブリッジインバータ回路１３か
ら出力される。放電灯１５の動作電力はほぼ一定である
ので、その損失も一定であるとみなせ、したがって、放
電灯１５には定電力が供給される。
力電圧は昇圧チョッパ回路１２によって定電圧にされて
いるので、入力電流の平均値が一定であれば、その積で
ある入力電力も一定になる。ブリッジインバータ回路１
３の入力電力から、ブリッジインバータ回路１３内の損
失を差し引いた電力が、ブリッジインバータ回路１３か
ら出力される。放電灯１５の動作電力はほぼ一定である
ので、その損失も一定であるとみなせ、したがって、放
電灯１５には定電力が供給される。
【０００９】電流検出回路１６は、図４に示すような回
路が一般的であり、変流器ＣＴで検出した電流を抵抗Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ３とコンデンサＣとで平滑し、平均値化し
た電圧を制御信号とする。
路が一般的であり、変流器ＣＴで検出した電流を抵抗Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ３とコンデンサＣとで平滑し、平均値化し
た電圧を制御信号とする。
【００１０】被検出電流をＩとし、変流器の巻き数比を
１：ｎとすると、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、次の
式（１）で表される。 Ｖｃ＝Ｖ（ｅｘｐＴｏｎ／Ｃ・Ｒ−１）……（１） なお、 Ｖ＝｛（Ｒ１・Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）｝・（Ｉ
／ｎ）・ｅ×ｐ（−Ｔ／Ｃ・Ｒ）／｛１−ｅ×ｐ（−Ｔ
／Ｃ・Ｒ）｝ Ｒ＝Ｒ３・（Ｒ１＋Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） である。
１：ｎとすると、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、次の
式（１）で表される。 Ｖｃ＝Ｖ（ｅｘｐＴｏｎ／Ｃ・Ｒ−１）……（１） なお、 Ｖ＝｛（Ｒ１・Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）｝・（Ｉ
／ｎ）・ｅ×ｐ（−Ｔ／Ｃ・Ｒ）／｛１−ｅ×ｐ（−Ｔ
／Ｃ・Ｒ）｝ Ｒ＝Ｒ３・（Ｒ１＋Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３） である。
【００１１】ここで、時定数Ｃ・Ｒが高周波のスイッチ
ング周期Ｔよりも十分長いと、（１）式は、 Ｖｃ≒｛Ｒ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）｝・（Ｉ／ｎ）・（Ｔｏｎ／Ｔ）… …（２） となり、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、１周期Ｔにお
けるオン時間Ｔｏｎの割合（Ｔｏｎ／Ｔ）と被検出電流
との積に比例するので、検出電圧Ｖｃは、ブリッジイン
バータ１３への入力電流の平均値に比例することにな
り、平均電流を求めることができる。
ング周期Ｔよりも十分長いと、（１）式は、 Ｖｃ≒｛Ｒ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）｝・（Ｉ／ｎ）・（Ｔｏｎ／Ｔ）… …（２） となり、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、１周期Ｔにお
けるオン時間Ｔｏｎの割合（Ｔｏｎ／Ｔ）と被検出電流
との積に比例するので、検出電圧Ｖｃは、ブリッジイン
バータ１３への入力電流の平均値に比例することにな
り、平均電流を求めることができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかし、式（１）、
（２）は、変流器ＣＴの励磁電流を無視しており、実際
には、変流器ＣＴの２次巻線には、図５（２）に斜線で
示す励磁電流分が流れず、励磁電流を差し引いた電流が
現れるので、オン時間Ｔｏｎが長くなる程、励磁電流の
影響を多く受け、電流検出回路１６における検出電圧が
減少する度合いが高い。
（２）は、変流器ＣＴの励磁電流を無視しており、実際
には、変流器ＣＴの２次巻線には、図５（２）に斜線で
示す励磁電流分が流れず、励磁電流を差し引いた電流が
現れるので、オン時間Ｔｏｎが長くなる程、励磁電流の
影響を多く受け、電流検出回路１６における検出電圧が
減少する度合いが高い。
【００１３】一方、上記背景技術においては、電流検出
回路１６による検出値が一定になるように（ブリッジイ
ンバータ回路１３の入力電流が一定になるように）、ブ
リッジインバータ回路１３におけるパルス幅を制御して
おり、オン時間Ｔｏｎが長くなる程、電流検出回路１６
における検出電圧（コンデンサＣの両端電圧）が低下す
るので、時比率が大きくなるに従い、この検出電圧の低
下分を補うように、ブリッジインバータ回路１３の入力
電流が大きくなる。
回路１６による検出値が一定になるように（ブリッジイ
ンバータ回路１３の入力電流が一定になるように）、ブ
リッジインバータ回路１３におけるパルス幅を制御して
おり、オン時間Ｔｏｎが長くなる程、電流検出回路１６
における検出電圧（コンデンサＣの両端電圧）が低下す
るので、時比率が大きくなるに従い、この検出電圧の低
下分を補うように、ブリッジインバータ回路１３の入力
電流が大きくなる。
【００１４】また、ブリッジインバータ回路１３におい
て、図示しないが、フライホイルダイオードの逆回復期
間（たとえば５０ｎｓの逆回復期間）だけではあるが、
いわゆる「ひげ」と呼ばれる非常に幅の狭い電流が流れ
る。この逆回復期間の電流は、負荷である放電灯１５に
流れないが、この電流に対応した電流が変流器ＣＴの１
次側に流れ、電流検出回路１６はその逆回復期間の電流
を検出するので、実際には放電灯１５に流れる以上の電
流を電流検出回路１６が検出することになる。この逆回
復期間に流れる電流はパルス幅に関係なく、毎サイクル
一定であるので、パルス幅が広がる程、電流検出回路の
平均値に与える影響は少なくなる。この結果、励磁電流
の影響と重なって、パルス幅が広がる程、電流検出の平
均値は、相対的に減少したようになる。
て、図示しないが、フライホイルダイオードの逆回復期
間（たとえば５０ｎｓの逆回復期間）だけではあるが、
いわゆる「ひげ」と呼ばれる非常に幅の狭い電流が流れ
る。この逆回復期間の電流は、負荷である放電灯１５に
流れないが、この電流に対応した電流が変流器ＣＴの１
次側に流れ、電流検出回路１６はその逆回復期間の電流
を検出するので、実際には放電灯１５に流れる以上の電
流を電流検出回路１６が検出することになる。この逆回
復期間に流れる電流はパルス幅に関係なく、毎サイクル
一定であるので、パルス幅が広がる程、電流検出回路の
平均値に与える影響は少なくなる。この結果、励磁電流
の影響と重なって、パルス幅が広がる程、電流検出の平
均値は、相対的に減少したようになる。
【００１５】ところで、高輝度放電灯の一種であるナト
リウムランプは、電極間電圧が上昇するに従って、供給
電力を減らすと（図６の実線で示すようにすると）、色
合いが同じようになり、多数のナトリウムランプを点灯
しても、ナトリウムランプのバラツキによる色むらが目
立たなくなる傾向がある。しかし、上記背景技術におい
てランプ電圧を上昇させると、時比率が大きくなり、上
記のように入力電流の検出値が減少したようになり、入
力電流を増すようにパルス幅を広げる。したがって、ラ
ンプへの供給電力が増加し、図６に破線で示すようにな
り、ナトリウムランプのバラツキによる色むらが目立た
つという問題がある。
リウムランプは、電極間電圧が上昇するに従って、供給
電力を減らすと（図６の実線で示すようにすると）、色
合いが同じようになり、多数のナトリウムランプを点灯
しても、ナトリウムランプのバラツキによる色むらが目
立たなくなる傾向がある。しかし、上記背景技術におい
てランプ電圧を上昇させると、時比率が大きくなり、上
記のように入力電流の検出値が減少したようになり、入
力電流を増すようにパルス幅を広げる。したがって、ラ
ンプへの供給電力が増加し、図６に破線で示すようにな
り、ナトリウムランプのバラツキによる色むらが目立た
つという問題がある。
【００１６】本発明は、高輝度放電灯の電力制御におい
て、放電灯へ流れる電流の検出値を補正し、これによっ
て、放電灯特性に適した電力特性を有する放電灯点灯装
置を供給することを目的とするものである。
て、放電灯へ流れる電流の検出値を補正し、これによっ
て、放電灯特性に適した電力特性を有する放電灯点灯装
置を供給することを目的とするものである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、ブリッジイン
バータ回路が定電圧直流電力を高周波変調した低周波矩
形波交流電力に変換し、ブリッジインバータ回路の入力
電流が一定になるように時比率制御し負荷へ定電力を供
給する放電灯点灯装置において、ブリッジインバータ回
路の入力電流を検出する変流器と、この変流器の２次側
巻線に発生する電圧を整流する整流手段と、この整流さ
れた電圧を平滑するコンデンサと、変流器の１次巻線に
電流が流れているときに、コンデンサに充電された電荷
を放電する放電手段とを有するものである。
バータ回路が定電圧直流電力を高周波変調した低周波矩
形波交流電力に変換し、ブリッジインバータ回路の入力
電流が一定になるように時比率制御し負荷へ定電力を供
給する放電灯点灯装置において、ブリッジインバータ回
路の入力電流を検出する変流器と、この変流器の２次側
巻線に発生する電圧を整流する整流手段と、この整流さ
れた電圧を平滑するコンデンサと、変流器の１次巻線に
電流が流れているときに、コンデンサに充電された電荷
を放電する放電手段とを有するものである。
【００１８】
【作用】本発明は、ブリッジインバータ回路の入力に流
れる電流を検出する電流検出回路中の平滑コンデンサの
電荷を、ブリッジインバータ回路の入力に電流が流れて
いない期間に放電するので、電流検出回路が検出する電
流検出値を補正することができる。
れる電流を検出する電流検出回路中の平滑コンデンサの
電荷を、ブリッジインバータ回路の入力に電流が流れて
いない期間に放電するので、電流検出回路が検出する電
流検出値を補正することができる。
【００１９】
【実施例】図１は、本発明の一実施例を示す回路図であ
る。
る。
【００２０】この実施例は、図４に示す背景技術におけ
る電流検出回路１６の代りに、電流検出回路２６を使用
したものである。
る電流検出回路１６の代りに、電流検出回路２６を使用
したものである。
【００２１】電流検出回路２６において、ブリッジイン
バータ回路１３の入力電流を変流器ＣＴで検出し、この
変流器ＣＴの２次側に発生する電圧をダイオードＤ１に
よって整流し、この整流された電圧Ｖ２は、ブリッジイ
ンバータ回路１３の入力電流の瞬時値に比例する。抵抗
Ｒ２、Ｒ３とコンデンサＣとによって整流電圧Ｖ２を平
滑し、この平滑された電圧Ｖ１が、ブリッジインバータ
回路１３の入力電流の平均値に相当する。
バータ回路１３の入力電流を変流器ＣＴで検出し、この
変流器ＣＴの２次側に発生する電圧をダイオードＤ１に
よって整流し、この整流された電圧Ｖ２は、ブリッジイ
ンバータ回路１３の入力電流の瞬時値に比例する。抵抗
Ｒ２、Ｒ３とコンデンサＣとによって整流電圧Ｖ２を平
滑し、この平滑された電圧Ｖ１が、ブリッジインバータ
回路１３の入力電流の平均値に相当する。
【００２２】また、整流電圧Ｖ２を抵抗Ｒ４とＲ５とに
よって分割し、この分割点にトランジスタＱ１のベース
が接続され、コレクタ抵抗Ｒ６を介して、トランジスタ
Ｑ１のコレクタが電源Ｖｃｃに接続され、抵抗Ｒ７とト
ランジスタＱ２のコレクタ・エミッタとの直列回路がコ
ンデンサＣに接続され、トランジスタＱ２のベースがト
ランジスタＱ１のコレクタに接続されている。
よって分割し、この分割点にトランジスタＱ１のベース
が接続され、コレクタ抵抗Ｒ６を介して、トランジスタ
Ｑ１のコレクタが電源Ｖｃｃに接続され、抵抗Ｒ７とト
ランジスタＱ２のコレクタ・エミッタとの直列回路がコ
ンデンサＣに接続され、トランジスタＱ２のベースがト
ランジスタＱ１のコレクタに接続されている。
【００２３】次に、上記実施例の動作について説明す
る。
る。
【００２４】まず、ブリッジインバータ回路１３に入力
電流が流れていると、変流器ＣＴの２次側に電圧が発生
し、ダイオードＤ１で整流された電圧が抵抗Ｒ２を介し
てコンデンサＣに印加され、コンデンサＣが充電され
る。この場合、ダイオードＤ１のカソード側には、ブリ
ッジインバータ回路１３の入力電流に比例し、その瞬時
値に相当する検出電圧Ｖ２が発生し、抵抗Ｒ２とコンデ
ンサＣとの接続点には、ブリッジインバータ回路１３の
入力電流の平均値に相当する検出電圧Ｖ１が発生する。
電流が流れていると、変流器ＣＴの２次側に電圧が発生
し、ダイオードＤ１で整流された電圧が抵抗Ｒ２を介し
てコンデンサＣに印加され、コンデンサＣが充電され
る。この場合、ダイオードＤ１のカソード側には、ブリ
ッジインバータ回路１３の入力電流に比例し、その瞬時
値に相当する検出電圧Ｖ２が発生し、抵抗Ｒ２とコンデ
ンサＣとの接続点には、ブリッジインバータ回路１３の
入力電流の平均値に相当する検出電圧Ｖ１が発生する。
【００２５】ここで、ブリッジインバータ回路１３に入
力電流が流れていると、電圧Ｖ２が高いので、抵抗Ｒ４
とＲ５との接続点の電圧も高く、トランジスタＱ１がオ
ンし、トランジスタＱ２がオフする。この場合、トラン
ジスタＱ２への放電ループが形成されないので、コンデ
ンサＣへの充電が続行される。
力電流が流れていると、電圧Ｖ２が高いので、抵抗Ｒ４
とＲ５との接続点の電圧も高く、トランジスタＱ１がオ
ンし、トランジスタＱ２がオフする。この場合、トラン
ジスタＱ２への放電ループが形成されないので、コンデ
ンサＣへの充電が続行される。
【００２６】一方、ブリッジインバータ回路１３への入
力電流が無くなると、電圧Ｖ２が低くなり、抵抗Ｒ４と
Ｒ５との接続点の電圧も低くなり、トランジスタＱ１が
オフし、トランジスタＱ２がオンする。この場合、トラ
ンジスタＱ２と抵抗Ｒ７とを介して放電ループが形成さ
れるので、この放電ループと抵抗Ｒ３へのループ、抵抗
Ｒ２、Ｒ１へのループへコンデンサＣの充電電荷が放電
される。つまり、ブリッジインバータ回路１３への入力
電流の有無を、トランジスタＱ１が判別し、その入力電
流が流れていないと判断された場合に、トランジスタＱ
２への新たな放電ループを形成させ、抵抗Ｒ７を介し
て、コンデンサＣの電荷を放電させる。
力電流が無くなると、電圧Ｖ２が低くなり、抵抗Ｒ４と
Ｒ５との接続点の電圧も低くなり、トランジスタＱ１が
オフし、トランジスタＱ２がオンする。この場合、トラ
ンジスタＱ２と抵抗Ｒ７とを介して放電ループが形成さ
れるので、この放電ループと抵抗Ｒ３へのループ、抵抗
Ｒ２、Ｒ１へのループへコンデンサＣの充電電荷が放電
される。つまり、ブリッジインバータ回路１３への入力
電流の有無を、トランジスタＱ１が判別し、その入力電
流が流れていないと判断された場合に、トランジスタＱ
２への新たな放電ループを形成させ、抵抗Ｒ７を介し
て、コンデンサＣの電荷を放電させる。
【００２７】上記の動作において、説明を簡略化するた
め、次の仮定をする。
め、次の仮定をする。
【００２８】コンデンサＣの充放電時定数は、ブリッジ
インバータ回路１３への入力電流の周期よりも十分大き
く、電圧は直流とみなし、抵抗Ｒ１の値は抵抗Ｒ２、Ｒ
４の値よりも十分小さく、抵抗Ｒ１の両端電圧は、変流
器ＣＴの２次電流に比例するとし、抵抗Ｒ４の値は抵抗
Ｒ２の値よりも十分大きく、検出値に何等影響しないも
のとし、さらに、トランジスタＱ２のオン時におけるコ
レクタ・エミッタ間の電圧はゼロであり、そのオフ時に
おけるインピーダンスは無限大であり、ダイオードＤ１
の逆電流はゼロであるとする。
インバータ回路１３への入力電流の周期よりも十分大き
く、電圧は直流とみなし、抵抗Ｒ１の値は抵抗Ｒ２、Ｒ
４の値よりも十分小さく、抵抗Ｒ１の両端電圧は、変流
器ＣＴの２次電流に比例するとし、抵抗Ｒ４の値は抵抗
Ｒ２の値よりも十分大きく、検出値に何等影響しないも
のとし、さらに、トランジスタＱ２のオン時におけるコ
レクタ・エミッタ間の電圧はゼロであり、そのオフ時に
おけるインピーダンスは無限大であり、ダイオードＤ１
の逆電流はゼロであるとする。
【００２９】ここで、抵抗Ｒ１の両端電圧をｅｉ、コン
デンサＣの両端電圧をＥｄとすると、次の式が成り立
つ。 ｛（ｅｉ−Ｅｄ）／Ｒ２｝・Ｔｏｎ−（Ｅｄ／Ｒ３）・Ｔｏｎ ＝｛（Ｅｄ／Ｒ３）＋（Ｅｄ／Ｒ７）｝・（Ｔ−Ｔｏｎ）……（３） この（３）式から、検出電圧Ｅｄについて求めると、 Ｅｄ＝ｅｉ／［１−（Ｒ２／Ｒ７）＋（Ｒ２・Ｔ／Ｔｏｎ）・｛（１／Ｒ３）＋ （１／Ｒ７）｝］ ……（４） になる。
デンサＣの両端電圧をＥｄとすると、次の式が成り立
つ。 ｛（ｅｉ−Ｅｄ）／Ｒ２｝・Ｔｏｎ−（Ｅｄ／Ｒ３）・Ｔｏｎ ＝｛（Ｅｄ／Ｒ３）＋（Ｅｄ／Ｒ７）｝・（Ｔ−Ｔｏｎ）……（３） この（３）式から、検出電圧Ｅｄについて求めると、 Ｅｄ＝ｅｉ／［１−（Ｒ２／Ｒ７）＋（Ｒ２・Ｔ／Ｔｏｎ）・｛（１／Ｒ３）＋ （１／Ｒ７）｝］ ……（４） になる。
【００３０】したがって、式（４）から、オン時間Ｔｏ
ｎが大きくなる程、検出電圧Ｅｄが大きくなり、電力特
性の補正が可能となることがわかる。また、式（４）の
分母は式（５）のように改められ、抵抗Ｒ７の値を変え
ることによって、補正量を変えることが可能であり、抵
抗Ｒ７の値が小さくなる程、その補正量が大きくなる。 １＋（Ｔ／Ｔｏｎ）・（Ｒ２／Ｒ３）＋（Ｒ２／Ｒ７）・｛（Ｔ／Ｔｏｎ）−１ ｝……（５） すなわち、上記実施例においては、放電灯１５に印加す
る電圧が高くなることは、オン時間Ｔｏｎが長くなるこ
とで、換言すれば、変流器ＣＴの１次巻線に電流が流れ
ている期間が長くなるので、トランジスタＱ２のオン時
間が短くなり、トランジスタＱ２がオンすることによる
コンデンサＣの放電量が少なくなるので、電流検出値
は、オン時間Ｔｏｎが長くなるほど相対的に高くなる。
この結果、放電灯１５への供給電力を少なくする。つま
り、放電灯１５の印加電圧が高くなると、放電灯１５へ
供給する電力が減少する。
ｎが大きくなる程、検出電圧Ｅｄが大きくなり、電力特
性の補正が可能となることがわかる。また、式（４）の
分母は式（５）のように改められ、抵抗Ｒ７の値を変え
ることによって、補正量を変えることが可能であり、抵
抗Ｒ７の値が小さくなる程、その補正量が大きくなる。 １＋（Ｔ／Ｔｏｎ）・（Ｒ２／Ｒ３）＋（Ｒ２／Ｒ７）・｛（Ｔ／Ｔｏｎ）−１ ｝……（５） すなわち、上記実施例においては、放電灯１５に印加す
る電圧が高くなることは、オン時間Ｔｏｎが長くなるこ
とで、換言すれば、変流器ＣＴの１次巻線に電流が流れ
ている期間が長くなるので、トランジスタＱ２のオン時
間が短くなり、トランジスタＱ２がオンすることによる
コンデンサＣの放電量が少なくなるので、電流検出値
は、オン時間Ｔｏｎが長くなるほど相対的に高くなる。
この結果、放電灯１５への供給電力を少なくする。つま
り、放電灯１５の印加電圧が高くなると、放電灯１５へ
供給する電力が減少する。
【００３１】一方、放電灯１５に印加する電圧が低くな
ることは、オン時間Ｔｏｎが短くなることであり、換言
すれば、変流器ＣＴの１次巻線に電流が流れている期間
が短くなるので、トランジスタＱ２のオン時間が長くな
り、トランジスタＱ２がオンすることによるコンデンサ
Ｃの放電量が多くなり、電流検出回路２６による電流検
出値は真の平均値よりも相対的に低くなり、放電灯１５
への供給電力を増加するように、オン時間Ｔｏｎを広げ
るように働く。つまり、放電灯１５の印加電圧が低くな
ると、放電灯１５へ供給する電力が増加する。
ることは、オン時間Ｔｏｎが短くなることであり、換言
すれば、変流器ＣＴの１次巻線に電流が流れている期間
が短くなるので、トランジスタＱ２のオン時間が長くな
り、トランジスタＱ２がオンすることによるコンデンサ
Ｃの放電量が多くなり、電流検出回路２６による電流検
出値は真の平均値よりも相対的に低くなり、放電灯１５
への供給電力を増加するように、オン時間Ｔｏｎを広げ
るように働く。つまり、放電灯１５の印加電圧が低くな
ると、放電灯１５へ供給する電力が増加する。
【００３２】すなわち、上記実施例では、図６に実線で
示すように、放電灯１５への印加電圧が高くなるほど、
供給電力が少なくなり、放電灯１５としてナトリウムラ
ンプを使用した場合、色合いが同じようになり、多数の
ナトリウムランプを点灯しても、ランプのバラツキによ
る色むらが目立たなくなる。
示すように、放電灯１５への印加電圧が高くなるほど、
供給電力が少なくなり、放電灯１５としてナトリウムラ
ンプを使用した場合、色合いが同じようになり、多数の
ナトリウムランプを点灯しても、ランプのバラツキによ
る色むらが目立たなくなる。
【００３３】なお、上記実施例において、簡単な構成で
電流検出値を補正でき、抵抗Ｒ７の値を変更することに
よって、電圧−電力特性を任意に調整でき、放電灯点灯
装置が高機能化する。
電流検出値を補正でき、抵抗Ｒ７の値を変更することに
よって、電圧−電力特性を任意に調整でき、放電灯点灯
装置が高機能化する。
【００３４】上記実施例において、変流器ＣＴは、ブリ
ッジインバータ回路の入力電流を検出する変流器の例で
あり、ダイオードＤ１は、変流器の２次側巻線に発生す
る交流電圧を整流する整流手段の例であり、Ｒ１は変流
器ＣＴで検出したインバータの入力電流を電圧に変換す
るもので、コンデンサＣは、整流された電圧を平滑する
コンデンサの例であり、制御回路１７は、ランプへの供
給電力を電流検出値に応じてブリッジインバータをパル
ス幅制御するものである。
ッジインバータ回路の入力電流を検出する変流器の例で
あり、ダイオードＤ１は、変流器の２次側巻線に発生す
る交流電圧を整流する整流手段の例であり、Ｒ１は変流
器ＣＴで検出したインバータの入力電流を電圧に変換す
るもので、コンデンサＣは、整流された電圧を平滑する
コンデンサの例であり、制御回路１７は、ランプへの供
給電力を電流検出値に応じてブリッジインバータをパル
ス幅制御するものである。
【００３５】図２は、本発明の他の実施例を示す回路図
である。
である。
【００３６】図２に示す実施例は、図１に示す実施例に
おける電流検出回路２６の代りに、ブリッジインバータ
回路１３がその負荷に電力を供給していない期間が長い
程（放電灯１５両端電圧が低い程）、放電灯１５への供
給電力が増えるように、ブリッジインバータ回路１３の
入力電流を検出するための基準電圧を高くする電流検出
量補償手段を設けたものである。つまり、図２に示す実
施例は、オン時間の時比率が低い程、ブリッジインバー
タ回路１３の入力電流を検出するための基準値を低くす
る電流検出量補償手段を設けたものであり、時比率に応
じて、ブリッジインバータ回路１３の入力電流を検出す
るための基準電圧を補正する電流検出量補償手段を設け
たものである。
おける電流検出回路２６の代りに、ブリッジインバータ
回路１３がその負荷に電力を供給していない期間が長い
程（放電灯１５両端電圧が低い程）、放電灯１５への供
給電力が増えるように、ブリッジインバータ回路１３の
入力電流を検出するための基準電圧を高くする電流検出
量補償手段を設けたものである。つまり、図２に示す実
施例は、オン時間の時比率が低い程、ブリッジインバー
タ回路１３の入力電流を検出するための基準値を低くす
る電流検出量補償手段を設けたものであり、時比率に応
じて、ブリッジインバータ回路１３の入力電流を検出す
るための基準電圧を補正する電流検出量補償手段を設け
たものである。
【００３７】図２に示す実施例において、コンパレータ
ＣＯ１の出力電圧が抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２とコンデン
サＣ１０１とで平均値化されるものであり、放電灯１５
両端電圧が上昇するということは、コンパレータのパル
ス幅が広がることであり、また、コンパレータＣＯ１の
出力電圧の平均値が、抵抗Ｒ１０２の両端電圧として現
れ、抵抗Ｒ１０２の両端電圧はパルス幅（時比率）に比
例して上昇する。したがって、放電灯１５両端電圧が上
昇すると、演算増幅器ＯＡ２の出力電圧が減少し、抵抗
Ｒ１４へ流れ出す電流が減少し、基準電圧ｅr は減少す
る。
ＣＯ１の出力電圧が抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２とコンデン
サＣ１０１とで平均値化されるものであり、放電灯１５
両端電圧が上昇するということは、コンパレータのパル
ス幅が広がることであり、また、コンパレータＣＯ１の
出力電圧の平均値が、抵抗Ｒ１０２の両端電圧として現
れ、抵抗Ｒ１０２の両端電圧はパルス幅（時比率）に比
例して上昇する。したがって、放電灯１５両端電圧が上
昇すると、演算増幅器ＯＡ２の出力電圧が減少し、抵抗
Ｒ１４へ流れ出す電流が減少し、基準電圧ｅr は減少す
る。
【００３８】このように、放電灯１５両端電圧が上昇す
ると、基準電圧ｅr が下がるので、演算増幅器ＯＡの出
力電圧が上昇し、コンパレータＣＯ１のパルス幅が狭く
なり、放電灯１５に供給する電力が小さくなる。このよ
うに、パルス幅（時比率）に応じて基準電圧を補正させ
ても出力電力特性を調整できる。
ると、基準電圧ｅr が下がるので、演算増幅器ＯＡの出
力電圧が上昇し、コンパレータＣＯ１のパルス幅が狭く
なり、放電灯１５に供給する電力が小さくなる。このよ
うに、パルス幅（時比率）に応じて基準電圧を補正させ
ても出力電力特性を調整できる。
【００３９】図３は、本発明の別の実施例を示す回路図
である。
である。
【００４０】図３に示す実施例は、オン時間の時比率が
低い程、ブリッジインバータ回路１３の入力電流の検出
値を高い値に変化させる電流検出量補償手段を設けたも
のであり、時比率に応じて、ブリッジインバータ回路１
３の入力電流の検出量を補正する電流検出量補償手段を
設けたものである。
低い程、ブリッジインバータ回路１３の入力電流の検出
値を高い値に変化させる電流検出量補償手段を設けたも
のであり、時比率に応じて、ブリッジインバータ回路１
３の入力電流の検出量を補正する電流検出量補償手段を
設けたものである。
【００４１】この図３に示す実施例において、抵抗Ｒ１
０１、Ｒ１０２とコンデンサＣ１０１とによって、パル
ス幅（時比率）に比例した電圧に変換し、この電圧を演
算増幅器ＯＡ２で増幅し、抵抗Ｒ１０８を介してコンデ
ンサＣへ電流を流し込む回路が、電流検出量補償手段で
ある。したがって、パルス幅（時比率）が広い程、コン
デンサＣへ多くの電流が流れ込むことになり、励磁電流
による減少分を補うことができる。またそれ以上に補正
が可能であり、この場合における電力特性を図６に示す
実線のように調整できる。
０１、Ｒ１０２とコンデンサＣ１０１とによって、パル
ス幅（時比率）に比例した電圧に変換し、この電圧を演
算増幅器ＯＡ２で増幅し、抵抗Ｒ１０８を介してコンデ
ンサＣへ電流を流し込む回路が、電流検出量補償手段で
ある。したがって、パルス幅（時比率）が広い程、コン
デンサＣへ多くの電流が流れ込むことになり、励磁電流
による減少分を補うことができる。またそれ以上に補正
が可能であり、この場合における電力特性を図６に示す
実線のように調整できる。
【００４２】
【発明の効果】本発明によれば、ブリッジインバータ回
路に流れる電流を検出する電流検出回路中の平滑コンデ
ンサの電荷を、ブリッジインバータ回路に電流が流れて
いない期間に放電するので、電流検出回路が検出する電
流検出値を補正することができるという効果を奏する。
路に流れる電流を検出する電流検出回路中の平滑コンデ
ンサの電荷を、ブリッジインバータ回路に電流が流れて
いない期間に放電するので、電流検出回路が検出する電
流検出値を補正することができるという効果を奏する。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の別の実施例を示す回路図である。
【図４】背景技術である放電灯の定電力制御装置を示す
図である。
図である。
【図５】上記背景技術における変流器ＣＴの１次電流波
形と２次電流波形とを示す図である。
形と２次電流波形とを示す図である。
【図６】印加電圧と供給電圧との関係で、ナトリウムラ
ンプの色むらが目立つ特性と目立たない特性とを示す図
である。
ンプの色むらが目立つ特性と目立たない特性とを示す図
である。
１２…昇圧チョッパ回路、 １３…ブリッジインバータ回路、 １５…放電灯、 ２６…電流検出回路、 Ｑ１、Ｑ２…トランジスタ、 Ｃ…コンデンサ。
Claims (4)
- 【請求項１】 ブリッジインバータ回路が定電圧直流電
力を高周波変調した低周波矩形波交流電力に変換し、上
記ブリッジインバータ回路の入力電流が一定になるよう
に時比率制御し負荷へ定電力を供給する放電灯点灯装置
において、 上記ブリッジインバータ回路の入力電流を検出する変流
器と；この変流器の２次側巻線に発生する電圧を整流す
る整流手段と；この整流された電圧を平滑するコンデン
サと；上記変流器の１次巻線に電流が流れているとき
に、上記コンデンサに充電された電荷を放電する放電手
段と；を有することを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】 請求項１において、 上記コンデンサの充電量に応じて、上記ブリッジインバ
ータ回路の入力電流が一定になるように時比率制御し負
荷へ定電力を供給することを特徴とする放電灯点灯装
置。 - 【請求項３】 請求項１において、 上記時比率に応じて、上記ブリッジインバータ回路の入
力電流を検出するための基準電圧を補正する電流検出量
補償手段を有することを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項４】 請求項１において、 上記時比率に応じて、上記ブリッジインバータ回路の入
力電流の検出量を補正する電流検出量補償手段を有する
ことを特徴とする放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12577595A JPH08298191A (ja) | 1995-04-26 | 1995-04-26 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12577595A JPH08298191A (ja) | 1995-04-26 | 1995-04-26 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08298191A true JPH08298191A (ja) | 1996-11-12 |
Family
ID=14918537
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12577595A Pending JPH08298191A (ja) | 1995-04-26 | 1995-04-26 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08298191A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6127788A (en) * | 1997-05-15 | 2000-10-03 | Denso Corporation | High voltage discharge lamp device |
| US6747422B2 (en) | 1997-05-16 | 2004-06-08 | Denso Corporation | High-voltage discharge lamp device |
-
1995
- 1995-04-26 JP JP12577595A patent/JPH08298191A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6127788A (en) * | 1997-05-15 | 2000-10-03 | Denso Corporation | High voltage discharge lamp device |
| US6333607B1 (en) | 1997-05-16 | 2001-12-25 | Denso Corporation | High voltage discharge lamp device |
| US6747422B2 (en) | 1997-05-16 | 2004-06-08 | Denso Corporation | High-voltage discharge lamp device |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040903 |