JP3861411B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は位相制御手段を用いた放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、白熱灯を調光制御する手段として、位相制御手段による調光装置がある。位相制御手段とは、電源電圧の位相角を位相制御装置に設けられたボリュームを回すことにより制御するものである。全点灯時には、位相制御装置の内部にて電源電圧に直列に接続されたサイリスタが、電源電圧のほぼ全区間においてオンしており、ボリュームを回すことにより前記サイリスタがオフする区間（位相）が徐々に増加し、ランプ負荷（例えば白熱灯）に印加される電源電圧の位相角が狭くなり、抵抗負荷である白熱灯への供給電力が減少して連続的に調光点灯させることができるものである。
【０００３】
この位相制御手段を、インバータ点灯装置に適用した例が従来回路例となる図１１、図１２、図１５の具体回路例である。インバータ点灯装置は、交流電源を整流回路にて一旦直流電源に変換し、その直流電圧を受けて、スイッチング素子の高周波のオン／オフにより、インバータ回路内のＬＣ共振回路に高周波の共振電流を流して、その高周波電力をランプ負荷に供給する方式である。
【０００４】
図１１の具体回路例は、そのインバータ点灯装置の電源入力側に位相制御手段を接続したものである。インバータ点灯装置の入力端をＰ、Ｑとし、整流回路ＤＢにより交流電源を整流し、平滑コンデンサＣ0 により平滑した直流電源電圧をインバータ回路に入力し、その高周波出力をランプ負荷に供給する回路方式となっている。このインバータ点灯装置の電源入力側に位相制御手段を接続して、そのボリュームを回して位相制御装置内部のサイリスタＳのオフ期間を徐々に増加して行くと、電解コンデンサＣ0 への充電電圧は、位相角が９０°になるまでは、整流後の脈流電圧のピークで決まる電圧で充電されるため一定であり、インバータ回路へ供給される電力も一定となる。位相角９０°〜１８０°においては、整流後の脈流電圧のピーク電圧が低下するために、電解コンデンサＣ０の充電電圧が低下して、インバータ回路への供給電圧が低下し、インバータ回路の出力が低下するため、ランプ負荷の光出力は図１３のような調光カーブとなる。また、図１１のような交流脈流電圧を完全平滑するような回路方式においては、インバータ装置の入力電流の高調波成分が多いという問題がある。
【０００５】
上記のような問題を解決する方式として、平滑回路を１／３谷埋め回路構成としたのが、図１２の具体回路例であり、その電源電圧波形は図１４のようになる。この図は位相制御手段のサイリスタを９０°までオフさせたときの電圧波形であるが、この場合、位相角はａ点からの位相制御で、インバータ回路へ供給される電力を変化させることができ、図１３よりは、調光カーブを位相角に応じてリニアに変化させることが出来るものである。
【０００６】
この方式のインバータ回路を具体的な回路構成に置き換えたのが図１５の具体回路例である。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路が電源入力端に接続され、一方のスイッチング素子Ｑ1 と並列に、共振チョークＬ2 、共振コンデンサＣ8 とカップリングコンデンサＣ7 の直列回路が接続されている。共振コンデンサＣ8 は、ランプ負荷と並列に接続されており、点灯時にはランプフィラメントへの予熱電流を流している。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が高周波で交互にオン・オフされると、共振チョークＬ2 と共振コンデンサＣ8 の共振動作により、共振コンデンサＣ8 と並列に接続されたランプ負荷に高周波電力が供給されてランプ負荷が点灯される。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の駆動制御には、ＩＲ社製ドライバーＩＣであるＩＲ２１５５による駆動回路を構成している。その動作周波数は抵抗Ｒ4 、コンデンサＣ5 の時定数により決定される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図１５の回路においては、電源平滑回路に１／３谷埋め回路が構成されており、図１１の回路で問題となった入力電流の高調波を低減でき、また、位相制御による調光制御が位相角９０°以前から（図１４ではａ点から）可能で、位相制御手段のサイリスタのオン区間を徐々に広げることにより、調光制御がおおよそリニアに出来るという効果はある。しかしながら、インバータ回路に供給される電源電圧Ｖ0 ’の波形が図１４のような波形となるために、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 に流れるスイッチング電流が図１６（ａ），（ｂ）のような波形となる。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のオン／オフの動作周波数は上述のようにドライバーＩＣのＩＲ２１５５の２、３番端子に接続された抵抗Ｒ4 、コンデンサＣ5 によって決まり、電源電圧の高い山部の電圧がインバータ回路へ供給された場合、スイッチング素子Ｑ2 に流れるスイッチング電流波形は、図１６（ｂ）のような回生電流が流れる良好な遅相波形となるが、電源電圧の低い谷部においては、スイッチング電流波形が同相に近い波形となり、図１６（ａ）のようなヒゲ電流が流れる波形となり、スイッチングロスが増大するといった問題、また、電源電圧の変動、回路のバラツキなどにより、このスイッチング電流波形が進相モードに入ってしまう問題などがある。
【０００８】
そこで、本発明にあっては、位相制御手段による位相制御によっても、インバータ回路への供給電源電圧を略一定にし、前記スイッチング電流波形を改善し、更に、位相角が９０°以前においても調光制御が出来、調光カーブを略一定とすることができる、位相制御による調光制御が可能なインバータ点灯装置を提案するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源ＡＣに直列に接続されたスイッチング素子Ｓ及び該スイッチング素子Ｓのオン区間を変化させる調整装置とを含む位相制御手段１と、前記位相制御手段１に接続された点灯装置とからなり、前記点灯装置は、整流手段ＤＢと、整流手段ＤＢの出力を平滑する平滑手段Ｃ0 と、平滑手段Ｃ0 の出力を受けて高周波出力をランプ負荷３に供給するインバータ回路２により構成され、前記インバータ回路２は、高周波でオン／オフするスイッチング素子と、ＬＣ共振回路とで構成され、その共振動作により高周波電力をランプ負荷３に供給する放電灯点灯装置において、前記位相制御手段１からの位相制御された電圧を調光制御回路４に調光信号として入力し、前記調光制御回路４の出力を受けてランプ負荷３に供給する高周波電力を変化させるように前記インバータ回路２の動作を制御する動作制御手段を前記インバータ回路２に備え、前記動作制御手段は、前記位相制御手段１による位相制御に対して、位相角が９０°までの調光制御と、位相角が９０°から１８０°の範囲における調光制御とで、調光制御の変化率を切り換えることを特徴とするものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１に本発明の実施例１の基本的な回路構成を示す。交流電源ＡＣに接続された位相制御手段の出力端にインバータ点灯装置の入力端Ｐ、Ｑを接続している。このインバータ点灯装置は、交流電源ＡＣを整流ブリッジＤＢにて整流し、平滑コンデンサＣ0 にて平滑された略一定の直流電圧をインバータ回路に入力しているもので、インバータ回路は、スイッチング素子のオン／オフによる高周波のスイッチング動作と、インバータ回路内のチョーク、コンデンサ等にて構成される共振回路により共振動作を行い、その高周波電力を負荷（ランプ）に供給し、ランプを高周波にて点灯させるものである。このインバータ点灯装置の整流回路ＤＢの入力側から、ダイオードＤ1 、Ｄ2 にて位相制御手段の出力電圧を脈流直流電圧として検出して調光制御回路に入力し、前記位相制御手段からの出力電圧を受けて、インバータ回路に調光制御のための信号電圧を入力している。そして、その信号電圧に応じたインバータ回路の出力制御を行うことが、本発明の特徴である。
【００１１】
この実施例の具体的な回路構成例を図２に示す。インバータ回路は従来回路にて説明した、図１５のインバータ回路と同じ回路方式である。この回路のスイッチング動作周波数はドライバーＩＣ２１５５の２番、３番端子に接続された抵抗Ｒ4 、コンデンサＣ2 により決定される。図２の実施例回路では、このコンデンサＣ2 に並列にスイッチング素子Ｑ3 を介してコンデンサＣ3 を接続することにより、充電時定数を切り替えてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の動作周波数を切り替えることにより調光制御を行う方式である。
【００１２】
調光制御回路は、比較器ＣＰとその基準電圧Ｅ0 と検出用抵抗Ｒ1 、Ｒ2 とで構成され、検出用ダイオードＤ1 、Ｄ2 で、位相制御された脈流電源電圧を検出して、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 にて分圧して検出電圧Ｅ1 としている。その検出電圧Ｅ1 と基準電圧Ｅ0 との比較で、検出電圧Ｅ1 が基準電圧Ｅ0 を超えると比較器ＣＰの出力がＨｉｇｈレベルとなる。その場合、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ3 がオンしているため、ドライバーＩＣ（ＩＲ２１５５）の動作発振周波数は抵抗Ｒ4 、コンデンサ（Ｃ2 ＋Ｃ3 ）で決まる周波数ｆ2 となる。また、検出電圧Ｅ1 が基準電圧Ｅ0 よりも低い区間は、比較器ＣＰの出力はＬｏｗレベルとなるため、スイッチング素子Ｑ3 はオフして、ドライバーＩＣ（ＩＲ２１５５）の動作発振周波数は、抵抗Ｒ4 、コンデンサＣ2 で決まる周波数ｆ1 となる。周波数ｆ1 、ｆ2 の関係は、ｆ2 ＞ｆ1 で表される。
【００１３】
位相制御された検出電圧Ｅ1 とランプ電流Ｉｌａの関係を図３に示す。検出電圧Ｅ1 が位相制御手段の制御により図示のように変化していくと、基準電圧Ｅ0 を低い電圧に設定した場合、電源電圧が立ち上がった瞬間に比較器ＣＰの出力がＨｉｇｈレベルとなるので、前記のように、インバータ回路の動作周波数はｆ2 となり、出力が増大する。それとは反対に交流電源電圧が無い期間、つまり位相制御手段内部のサイリスタＳがオフしている区間では、インバータ回路は動作周波数ｆ1 で動作し、出力は減少する。このときのインバータ回路の電源はコンデンサＣ0 から供給される。図３からも、周波数ｆ1 で動作している区間はランプ電流Ｉｌａのピーク値Ｉｏｐが低く、周波数ｆ2 で動作している区間はランプ電流のピーク値Ｉｏｐが高いことが分かる。
【００１４】
この２つの周波数ｆ1 、ｆ2 の割合は、位相制御手段に設けられたサイリスタＳがオン／オフしている区間により決定され、サイリスタＳがオンしている区間が広ければ、インバータ回路の出力が増大している区間（動作周波数ｆ2 の区間）は、インバータ回路の出力が減少している区間（動作周波数ｆ1 の区間）に対して広くなるため、インバータ回路の出力としては増大する方向に動作し、反対に、動作周波数ｆ1 の区間が動作周波数ｆ2 の区間に対して広くなれば、インバータ回路の出力としては減少する方向に動作する。このように、位相制御手段のサイリスタＳのオン区間を可変させることによりインバータ回路の２つの動作周波数ｆ1 、ｆ2 の動作の割合を変化させて、ランプの光出力を２つの動作周波数ｆ1 、ｆ2 の範囲で変化させることができるものである。
【００１５】
なお、本実施例において、インバータ回路に供給される電源電圧は、平滑コンデンサＣ0 により平滑された、図５ａのような略一定の電圧ＶC0となり、位相制御手段の位相角が９０°までは一定で、９０°〜１８０°の範囲では、電源電圧のピーク値に応じて低下する電源電圧波形となる。そのため、本例における調光制御動作は、９０°〜１８０°の範囲においては、電源電圧低下による出力低下と上記動作周波数による出力低下との両方による調光制御が可能となる。
【００１６】
（実施例２）
図４に第２の実施例を示す。この回路は、図１の基本回路構成に昇圧チョッパ回路と、フィルター回路（インダクタＬ0 、及びコンデンサＣ1 ）を付加した構成となっている。その具体的な回路構成を図６に示す。この実施例においては、昇圧チョッパ回路にて電源回路を構成していることから、インバータに供給される電源電圧ＶC0’は昇圧された電圧となり、図２の実施例１と比較すると、電源位相角が９０°〜１８０°の範囲での電源電圧のピーク値の低下時における出力低下をチョッパ動作により多少は一定となるような制御を行うことが出来、また、図７に示すように、入力電流の高調波成分を低減できる効果も有している。
【００１７】
（実施例３）
図８に第３の実施例を示す。本実施例では、インバータ回路の電源電圧を非平滑の脈流直流電源とすることで、入力電流高調波を低減すると共に、負荷が放電灯である場合に、放電灯の休止区間を減少させて位相制御による調光制御を滑らかに行うために、昇圧チョッパ回路を用いている。
【００１８】
交流電源ＡＣには位相制御手段が接続されており、その位相制御された出力をダイオードブリッジＤＢにより整流し、本実施例の特徴となる昇圧チョッパ回路により昇圧された出力を比較的小容量のコンデンサＣ0 にて受けて、その昇圧された脈流直流電圧ＶC0をインバータ回路に供給している。
【００１９】
本実施例の昇圧チョッパ回路の機能を図９により説明する。インバータ回路に供給される脈流直流電圧が昇圧されない電圧のときは、図９（ａ）のＶA の波形となり、その時のインバータ回路の出力電圧波形の包絡線は、図９（ｂ）のＡの波形となる。この場合、インバータ回路の出力電圧のピーク値がランプの点弧電圧に達する時の位相角がθａであるので、位相角がθａに達するまでの期間ｔ2 では、ランプには点弧電圧以上のランプ電圧が供給されないので、インバータ回路の負荷となる放電灯が点灯しなくなる。つまり、位相角が０からθａまでのｔ2 の間は、光出力に休止区間が発生してしまう。本発明においては、インバータ回路への電源電圧を昇圧チョッパ回路にて昇圧しているので、脈流直流電圧は図９（ａ）のＶB の波形となり、昇圧チョッパ回路が付加されていないＶA の波形の場合と比較してピーク値が高くなる。これにより、インバータ回路の出力電圧も図９（ｂ）のＢのような波形となり、ランプの点弧電圧に達する位相角θｂは位相角θａに比べて小さくなる。このため、位相角θｂでランプを点灯させることができ、光出力の休止区間はｔ1 となり、昇圧チョッパ回路を付加しない場合の休止区間ｔ2 と比べて短くすることができる。このように、本実施例では、放電灯の点弧区間が広がることにより、昇圧チョッパ回路を付加しない場合と比べて、位相制御手段による調光制御範囲を広くできる効果を有している。
【００２０】
（実施例４）
図１０に第４の実施例を示す。本実施例では、図８に示した実施例３の回路に、図２の実施例１の調光制御回路を付加した回路構成となっており、昇圧チョッパ回路を付加することで位相角の広い範囲で調光制御が可能で、また、位相制御手段の出力電圧を調光信号として調光制御回路に入力し、インバータ回路の動作周波数を制御して光出力がリニアになるように動作周波数の制御を行うことで、単に電源電圧の位相制御のみによる調光制御を行うよりも光出力制御の調整範囲を広げることができる。
【００２１】
（実施例５）
本発明の実施例５を図１７に示す。図中、１は位相制御手段、２はインバータ回路、３はランプ、４は調光制御回路、７は入力電圧検出回路、８は制御電源回路である。本実施例では、位相制御手段１の位相角に対するインバータ回路２の調光制御を、電解コンデンサＣ0 への充電電圧がほぼ一定となる位相角９０°までと、電解コンデンサＣ0 の充電電圧が位相角の増加に伴い減少する９０°〜１８０°の範囲とで切り換えるものである。具体的には、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の動作周波数制御を図１９（ａ）のように変化させる。これにより、全位相角において調光カーブの変化率を略一定にするものである。
【００２２】
図１７の回路は図２の回路と同様の入力電圧検出回路７を備えている。すなわち、位相制御された入力電圧をダイオードＤ1 、Ｄ2 にて整流し、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 で分圧した電圧Ｅ1 を比較器ＣＰの−入力端子に印加し、比較器ＣＰの＋入力端子には基準電圧Ｅ0 を印加して、位相角に応じたデューティを有する出力電圧Ｅ2 を発生させている。比較器ＣＰの入力電圧Ｅ0 、Ｅ1 、及び出力電圧Ｅ2 は図１８のようになる。ここで、基準電圧Ｅ0 を低い電圧に設定した場合、出力電圧Ｅ2 は電源電圧が立ち上がった瞬間にＨｉｇｈレベルとなり、電源電圧がほぼ０Ｖに低下した時にＬｏｗレベルとなるので、出力電圧Ｅ2 の出力波形のｔ1 の時間を測定することで位相制御手段の位相角を検出することが出来る。ここでは、この出力電圧Ｅ2 の波形をマイコン等を用いた制御回路ＩＣ３に入力し、図１８の固定期間Ｔ及び可変期間ｔ1 をカウントすることにより位相角を検出する。
【００２３】
まず、電源投入時に固定時間Ｔをカウントすることにより商用電源の周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）を判別し、可変期間ｔ1 に対して商用電源周波数に応じたインバータ制御を行うように設定する。インバータ回路は制御回路ＩＣ３の出力によりトランスＴｆを介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互にオン／オフさせることによりランプ負荷に高周波電力を供給するものであり、回路動作は図１５の場合と同様である。この制御回路ＩＣ３の出力の周波数を図１８の可変期間ｔ1 に応じて変化させることにより、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の動作周波数を変化させ、インバータ回路の出力を位相制御信号に対して変化させるものである。これにより、位相制御信号に応じたインバータ回路の出力制御が可能になる。
【００２４】
本実施例では、位相角に応じたインバータ回路のスイッチング周波数の変化を図１９（ａ）のように設定することによって、インバータ回路の電源電圧が一定である位相角が９０°までは、位相角が大きくなるに連れてインバータの動作周波数が徐々に高くなるため、インバータ回路の出力は減少する方向に動作する。また、位相角が９０°〜１８０°の範囲ではインバータの動作周波数は一定で、位相角が大きくなるに連れてインバータ回路の電源電圧が徐々に減少するため、インバータ回路の出力は減少する方向に動作する。以上の動作により、位相制御手段の位相角の全位相範囲において、調光カーブの変化率を略一定にすることができる。
【００２５】
尚、図１９（ａ）の例では、位相角が９０°〜１８０°の範囲において周波数を一定としているが、図１９（ｂ）の▲１▼〜▲３▼のように、位相角が９０°〜１８０°の範囲では位相角が大きくなるに連れて周波数を低くしたり、図１９（ｂ）の▲４▼のように、位相角の増加に対する周波数の増加率を低くしたりすることにより、位相角が９０°の制御の変換点において、その前後の調光カーブの変化率をより一定になるように制御することも可能である。つまり、インバータ回路の動作制御による調光制御としては、位相角が９０°までは光出力を下げる方向に制御し、位相角が９０°〜１８０°の範囲では光出力を一定にする、或いは上げる方向に切り換える、或いは位相角が９０°までの範囲に対して調光制御の変化率を下げながら光出力を下げる、という制御にすることにより、インバータ回路に供給される電源電圧の変化と合わせて放電灯点灯装置としての調光カーブの変化率を略一定にするものである。
【００２６】
また、本実施例では、位相制御手段のサイリスタのオフ区間である時間ｔ1 をカウントすることにより位相角を検出しているが、サイリスタのオン区間である時間ｔ2 をカウントしてもよい。
【００２７】
（実施例６）
本発明の実施例６を図２０に示す。本実施例は実施例５と同様に、位相制御された入力電圧を整流、分圧して比較器ＣＰに電圧Ｅ1 として入力し、基準電圧Ｅ0 と比較して得られた出力電圧Ｅ2 を制御回路ＩＣ３に入力するものである。制御回路ＩＣ３はマイクロコンピュータで構成されており、インバータ回路はこの制御回路ＩＣ３の出力により、トランスＴｆを介してスイッチング素子Ｑ1 をＯＮ／ＯＦＦさせ、ランプ負荷に高周波電力を供給する、いわゆる一石式インバータである。
【００２８】
本実施例では、インバータ回路の制御回路ＩＣ３は、比較器ＣＰの出力電圧Ｅ2 の時間ｔ1 、ｔ2 をそれぞれカウントし、制御回路ＩＣ３の内部にて図１８で表される「ｔ2 −ｔ1 」を計算し、その絶対値に対してインバータ回路のスイッチングのデューティ比を予め図２１のように設定しておくものである。これにより、位相角の変化に伴い、インバータ回路のスイッチングのデューティ比を制御するものである。したがって、位相角が９０°までは、位相角が大きくなるに連れてインバータの動作周波数のデューティ比が徐々に小さくなるため、インバータ回路の出力は減少する方向に動作し、位相角が９０°〜１８０°の範囲では、位相角が大きくなるに連れてインバータ回路の動作周波数のデューティ比は徐々に大きくなるため、インバータ回路の電源電圧の低下のみでインバータ回路の出力は減少する方向に動作するようになり、実施例５と同様に全位相角範囲で調光カーブの変化率が略一定になるように制御することができる。
【００２９】
（実施例７）
本発明の実施例７の動作を図２３に示す。また、図２２に本実施例に対する比較例１の動作を示す。本実施例の回路構成は図１７と同じである。本実施例では、電源位相角を制御する位相制御手段を電源に接続したインバータ点灯装置において、ランプ始動時に、調光レベルが最小値（Ｍｉｎ）の設定であっても始動させることが可能で、位相角に対する点灯特性にヒステリシスが発生しないインバータ点灯装置を提案するものである。
【００３０】
上述のように、位相制御手段の位相角が９０°以上では、インバータ回路に供給される電源電圧は、位相制御された電源電圧のピーク値に応じて低下する。インバータ回路は入力電圧が低下すると、ランプ負荷に印加されるランプ電圧が確保できなくなり、ランプの立消えに至る。また、電源電圧が所定値以下ではランプの始動ができない等の問題があり、位相制御手段の消灯状態（位相角１８０°）から位相角を減少させて行った場合、本来の調光レベルの最小値（Ｍｉｎ）では始動できず、より浅い調光レベルまで位相角を変化させた時に始動することになるので、図２２のように位相角に対する調光特性にヒステリシスが発生する。したがって、ランプ始動時、調光レベルが最小値（Ｍｉｎ）で点灯させたい場合でも、一度、始動可能な電源電圧を満足するレベルまで位相制御手段のボリューム等を調整してから調光レベルを下げなければならず、また、深い調光レベルへのボリューム調整時に誤って消灯させた場合、再度、調光レベルを浅い領域まで上げて調整しなければならず、特に深い調光レベルの設定が困難である。
【００３１】
そこで、本実施例では、図２３に示すように、位相制御手段による位相制御によりインバータ回路の入力電圧が低下する領域において、インバータ回路がランプを始動させることが出来るのに必要な電源電圧Ｖｄｃｏに対して、調光レベルの最小値（Ｍｉｎ）を、電源電圧ＶｄｃがＶｄｃｏ以上である位相角に設定するものである。つまり、インバータ回路の入力電圧がＶｄｃｏとなるときの位相制御手段による位相角がｘ0 とした時、調光制御による調光レベルのＭｉｎとなる位相角を
ｘ1 ≦ｘ0
となる位相角ｘ1 にすることにより、調光レベルが最小値（Ｍｉｎ）であってもインバータ回路には確実にＶｄｃｏ以上の電源電圧が供給されていることになる。
【００３２】
したがって、全調光レベル区間で、光出力が最大値（Ｍａｘ）から最小値（Ｍｉｎ）、そして消灯と、その逆の制御においてヒステリシス等の無い滑らかな調光制御が可能になり、また、一般的にランプ立消えに至る電源電圧は前記Ｖｄｃｏより低いので、インバータ回路の電源電圧不足による立消えも解消され、調光制御範囲内で調光レベルの最大値（Ｍａｘ）、最小値（Ｍｉｎ）、消灯の制御が可能になる。
【００３３】
本発明の実施例７に対する比較例２の制御を図２４に示す。本比較例２の回路構成も図１７と同じである。図２４は位相角に対する調光レベルのグラフであり、位相角９０°までに調光レベルの最小値（Ｍｉｎ）を設定するというものである。つまり、調光レベルが最小値（Ｍｉｎ）となる位相角ｘ2 をｘ2 ≦９０°とする。本比較例２の制御では、全調光レベルがインバータ回路の電源電圧Ｖｄｃが安定している範囲にて制御可能であり、また入力電流波形のピーク値を抑えることができる。
【００３４】
図１７のようなコンデンサインプット型の回路構成の入力電流波形は、図２５のように脈流電圧のピーク値付近で流れる。したがって、等しい出力電圧を得る場合、入力電圧が位相制御された場合でも、位相角が９０°以下で小さい場合には図２６のように入力電流波形は殆ど影響を受けることはないが、位相角が９０°を超えると、図２７のように入力電流が流れる時の入力電圧値が低くなっているため、入力電流のピーク値が高くなってしまう。したがって、調光レベルの最小値（Ｍｉｎ）を位相角９０°までに設定することにより、実施例７の効果に加えて、入力電流のピーク値を低く抑えることが出来る。
【００３５】
（実施例８）
本発明の実施例８の回路図を図２８に示す。上述の実施例７又は比較例２では、位相制御手段で制御可能な全位相角、現実にはボリューム等の全角度に対して一部の範囲でのみ制御を行うことになる。これは、制御特性としては問題がないが、位相制御で位相角を大きくとった領域でのボリューム操作は、全く出力調整に関与せず、既に消灯であるという、操作上の課題が残る。そこで、本実施例では、位相制御手段で制御可能な全位相角において、調光制御が可能なインバータ点灯装置を提案するものである。
【００３６】
図２８の回路では、交流電源ＡＣに並列に位相制御手段が接続され、その出力をダイオードブリッジＤＢにより整流し、本案の特徴となる昇圧チョッパ回路を接続し、その出力をコンデンサＣ0 にて受けて、その昇圧された直流電圧をインバータ回路に供給している。この構成により、インバータ回路の電源電圧は、図２９に示すように、位相角の広い範囲で一定となるため、調光制御による制御可能な範囲が大きく広がり、また、安定した電源電圧の条件下での調光制御が可能になる。
【００３７】
【発明の効果】
本発明によれば、位相制御手段をインバータ点灯装置の電源に接続してランプ負荷を調光制御する点灯装置において、インバータ回路の電源電圧を平滑にした場合、電源位相角が０°〜９０°の区間においても位相制御手段の電圧を検出して、調光制御回路にて調光信号としてインバータ回路に入力することで、連続的な調光制御が可能であるという効果がある。更に、昇圧チョッパ回路を電源平滑回路に付加することで、位相入力電流高調波歪みの低減、位相角が９０°〜１８０°の区間における電源低下を、チョッパ制御にて抑制することができるといった効果を有している。また、白熱灯器具によく用いられている位相制御付きの器具に直接接続し、インバータ回路の電源が略一定の平滑の場合においても、位相角０°からの調光点灯が可能である効果も有している。
【００３８】
請求項４の発明によれば、交流脈流電圧を平滑しない非平滑電源によるインバータ点灯装置において、その電源回路に昇圧チョッパ手段を接続することで、脈流直流電圧によるインバータ回路の効果を有しながら、負荷となる放電灯の点弧する休止区間を短くすることができ、位相制御手段による調光制御を広い区間にて可能とした効果を有している。更に位相制御手段の出力電圧を検出する調光制御回路にてインバータ回路へ調光信号として入力し、位相制御手段の出力を電源電圧と、調光信号の２つの制御により、電源電圧の位相制御による調光制御よりも、より滑らかにリニアに調光制御することが出来るものである。
【００３９】
請求項８乃至１０の発明によれば、位相角が９０°までの調光信号の変化率に対して、位相角が９０°〜１８０°での調光信号の変化率を減少させることにより、位相制御手段の位相角の全位相範囲において、調光カーブの変化率を略一定にすることができる。
【００４０】
請求項１１の発明によれば、位相制御手段からの位相制御に対して、調光レベルが最小となる位相角を、インバータ回路の電源電圧がランプを始動させるのに必要な電圧以上となる位相角に設定することにより、全調光レベル区間で、光出力が最大から最小、そして消灯へと減少する制御、並びに、その逆の制御においてヒステリシス等のない滑らかな調光制御が可能になり、また、インバータ回路の電源電圧不足による立消えも解消され、調光制御範囲内で調光レベルの最大から最小、消灯の制御が可能になる。
【００４１】
請求項１２の発明によれば、位相制御手段からの位相制御された電圧が入力されても、昇圧チョッパを介してインバータ回路には常に一定の電源電圧が供給されるため、安定した調光制御が可能になり、更に、位相制御の広い区間内で、光出力を調整することができ、その全調光レベル区間で、光出力が最大から最小、そして消灯へと減少する制御、及び、その逆の制御において、ヒステリシス等の無い滑らかな調光制御が可能で、インバータ回路の電源電圧不足による立消えも解消される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施例１の基本構成を示すブロック回路図である。
【図２】 本発明の実施例１の具体的な構成を示す回路図である。
【図３】 本発明の実施例１の動作説明のための波形図である。
【図４】 本発明の実施例２の基本構成を示すブロック回路図である。
【図５】 本発明の実施例２のインバータ電源電圧の波形図である。
【図６】 本発明の実施例２の具体的な構成を示す回路図である。
【図７】 本発明の実施例２の入力電流と負荷電流を示す波形図である。
【図８】 本発明の実施例３の基本構成を示すブロック回路図である。
【図９】 本発明の実施例３の動作説明のための波形図である。
【図１０】 本発明の実施例４の基本構成を示すブロック回路図である。
【図１１】 従来例１の回路図である。
【図１２】 従来例２の回路図である。
【図１３】 従来例１の動作説明図である。
【図１４】 従来例２の動作説明図である。
【図１５】 従来例３の回路図である。
【図１６】 従来例３の動作説明図である。
【図１７】 本発明の実施例５の回路図である。
【図１８】 本発明の実施例５の動作説明のための波形図である。
【図１９】 本発明の実施例５の制御特性を示す説明図である。
【図２０】 本発明の実施例６の回路図である。
【図２１】 本発明の実施例６の制御特性を示す説明図である。
【図２２】 本発明の実施例７に対する比較例１の制御特性を示す説明図である。
【図２３】 本発明の実施例７の制御特性を示す説明図である。
【図２４】 本発明の実施例７に対する比較例２の制御特性を示す説明図である。
【図２５】 本発明の実施例７に対する比較例２の位相制御しない場合の動作を示す波形図である。
【図２６】 本発明の実施例７に対する比較例２の位相角が小さい場合の動作を示す波形図である。
【図２７】 本発明の実施例７に対する比較例２の位相角が大きい場合の動作を示す波形図である。
【図２８】 本発明の実施例８の回路図である。
【図２９】 本発明の実施例８の制御特性を示す説明図である。
【符号の説明】
１ 位相制御手段
２ インバータ回路
３ ランプ
４ 調光制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は位相制御手段を用いた放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、白熱灯を調光制御する手段として、位相制御手段による調光装置がある。位相制御手段とは、電源電圧の位相角を位相制御装置に設けられたボリュームを回すことにより制御するものである。全点灯時には、位相制御装置の内部にて電源電圧に直列に接続されたサイリスタが、電源電圧のほぼ全区間においてオンしており、ボリュームを回すことにより前記サイリスタがオフする区間（位相）が徐々に増加し、ランプ負荷（例えば白熱灯）に印加される電源電圧の位相角が狭くなり、抵抗負荷である白熱灯への供給電力が減少して連続的に調光点灯させることができるものである。
【０００３】
この位相制御手段を、インバータ点灯装置に適用した例が従来回路例となる図１１、図１２、図１５の具体回路例である。インバータ点灯装置は、交流電源を整流回路にて一旦直流電源に変換し、その直流電圧を受けて、スイッチング素子の高周波のオン／オフにより、インバータ回路内のＬＣ共振回路に高周波の共振電流を流して、その高周波電力をランプ負荷に供給する方式である。
【０００４】
図１１の具体回路例は、そのインバータ点灯装置の電源入力側に位相制御手段を接続したものである。インバータ点灯装置の入力端をＰ、Ｑとし、整流回路ＤＢにより交流電源を整流し、平滑コンデンサＣ0 により平滑した直流電源電圧をインバータ回路に入力し、その高周波出力をランプ負荷に供給する回路方式となっている。このインバータ点灯装置の電源入力側に位相制御手段を接続して、そのボリュームを回して位相制御装置内部のサイリスタＳのオフ期間を徐々に増加して行くと、電解コンデンサＣ0 への充電電圧は、位相角が９０°になるまでは、整流後の脈流電圧のピークで決まる電圧で充電されるため一定であり、インバータ回路へ供給される電力も一定となる。位相角９０°〜１８０°においては、整流後の脈流電圧のピーク電圧が低下するために、電解コンデンサＣ０の充電電圧が低下して、インバータ回路への供給電圧が低下し、インバータ回路の出力が低下するため、ランプ負荷の光出力は図１３のような調光カーブとなる。また、図１１のような交流脈流電圧を完全平滑するような回路方式においては、インバータ装置の入力電流の高調波成分が多いという問題がある。
【０００５】
上記のような問題を解決する方式として、平滑回路を１／３谷埋め回路構成としたのが、図１２の具体回路例であり、その電源電圧波形は図１４のようになる。この図は位相制御手段のサイリスタを９０°までオフさせたときの電圧波形であるが、この場合、位相角はａ点からの位相制御で、インバータ回路へ供給される電力を変化させることができ、図１３よりは、調光カーブを位相角に応じてリニアに変化させることが出来るものである。
【０００６】
この方式のインバータ回路を具体的な回路構成に置き換えたのが図１５の具体回路例である。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路が電源入力端に接続され、一方のスイッチング素子Ｑ1 と並列に、共振チョークＬ2 、共振コンデンサＣ8 とカップリングコンデンサＣ7 の直列回路が接続されている。共振コンデンサＣ8 は、ランプ負荷と並列に接続されており、点灯時にはランプフィラメントへの予熱電流を流している。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が高周波で交互にオン・オフされると、共振チョークＬ2 と共振コンデンサＣ8 の共振動作により、共振コンデンサＣ8 と並列に接続されたランプ負荷に高周波電力が供給されてランプ負荷が点灯される。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の駆動制御には、ＩＲ社製ドライバーＩＣであるＩＲ２１５５による駆動回路を構成している。その動作周波数は抵抗Ｒ4 、コンデンサＣ5 の時定数により決定される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図１５の回路においては、電源平滑回路に１／３谷埋め回路が構成されており、図１１の回路で問題となった入力電流の高調波を低減でき、また、位相制御による調光制御が位相角９０°以前から（図１４ではａ点から）可能で、位相制御手段のサイリスタのオン区間を徐々に広げることにより、調光制御がおおよそリニアに出来るという効果はある。しかしながら、インバータ回路に供給される電源電圧Ｖ0 ’の波形が図１４のような波形となるために、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 に流れるスイッチング電流が図１６（ａ），（ｂ）のような波形となる。スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のオン／オフの動作周波数は上述のようにドライバーＩＣのＩＲ２１５５の２、３番端子に接続された抵抗Ｒ4 、コンデンサＣ5 によって決まり、電源電圧の高い山部の電圧がインバータ回路へ供給された場合、スイッチング素子Ｑ2 に流れるスイッチング電流波形は、図１６（ｂ）のような回生電流が流れる良好な遅相波形となるが、電源電圧の低い谷部においては、スイッチング電流波形が同相に近い波形となり、図１６（ａ）のようなヒゲ電流が流れる波形となり、スイッチングロスが増大するといった問題、また、電源電圧の変動、回路のバラツキなどにより、このスイッチング電流波形が進相モードに入ってしまう問題などがある。
【０００８】
そこで、本発明にあっては、位相制御手段による位相制御によっても、インバータ回路への供給電源電圧を略一定にし、前記スイッチング電流波形を改善し、更に、位相角が９０°以前においても調光制御が出来、調光カーブを略一定とすることができる、位相制御による調光制御が可能なインバータ点灯装置を提案するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源ＡＣに直列に接続されたスイッチング素子Ｓ及び該スイッチング素子Ｓのオン区間を変化させる調整装置とを含む位相制御手段１と、前記位相制御手段１に接続された点灯装置とからなり、前記点灯装置は、整流手段ＤＢと、整流手段ＤＢの出力を平滑する平滑手段Ｃ0 と、平滑手段Ｃ0 の出力を受けて高周波出力をランプ負荷３に供給するインバータ回路２により構成され、前記インバータ回路２は、高周波でオン／オフするスイッチング素子と、ＬＣ共振回路とで構成され、その共振動作により高周波電力をランプ負荷３に供給する放電灯点灯装置において、前記位相制御手段１からの位相制御された電圧を調光制御回路４に調光信号として入力し、前記調光制御回路４の出力を受けてランプ負荷３に供給する高周波電力を変化させるように前記インバータ回路２の動作を制御する動作制御手段を前記インバータ回路２に備え、前記動作制御手段は、前記位相制御手段１による位相制御に対して、位相角が９０°までの調光制御と、位相角が９０°から１８０°の範囲における調光制御とで、調光制御の変化率を切り換えることを特徴とするものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１に本発明の実施例１の基本的な回路構成を示す。交流電源ＡＣに接続された位相制御手段の出力端にインバータ点灯装置の入力端Ｐ、Ｑを接続している。このインバータ点灯装置は、交流電源ＡＣを整流ブリッジＤＢにて整流し、平滑コンデンサＣ0 にて平滑された略一定の直流電圧をインバータ回路に入力しているもので、インバータ回路は、スイッチング素子のオン／オフによる高周波のスイッチング動作と、インバータ回路内のチョーク、コンデンサ等にて構成される共振回路により共振動作を行い、その高周波電力を負荷（ランプ）に供給し、ランプを高周波にて点灯させるものである。このインバータ点灯装置の整流回路ＤＢの入力側から、ダイオードＤ1 、Ｄ2 にて位相制御手段の出力電圧を脈流直流電圧として検出して調光制御回路に入力し、前記位相制御手段からの出力電圧を受けて、インバータ回路に調光制御のための信号電圧を入力している。そして、その信号電圧に応じたインバータ回路の出力制御を行うことが、本発明の特徴である。
【００１１】
この実施例の具体的な回路構成例を図２に示す。インバータ回路は従来回路にて説明した、図１５のインバータ回路と同じ回路方式である。この回路のスイッチング動作周波数はドライバーＩＣ２１５５の２番、３番端子に接続された抵抗Ｒ4 、コンデンサＣ2 により決定される。図２の実施例回路では、このコンデンサＣ2 に並列にスイッチング素子Ｑ3 を介してコンデンサＣ3 を接続することにより、充電時定数を切り替えてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の動作周波数を切り替えることにより調光制御を行う方式である。
【００１２】
調光制御回路は、比較器ＣＰとその基準電圧Ｅ0 と検出用抵抗Ｒ1 、Ｒ2 とで構成され、検出用ダイオードＤ1 、Ｄ2 で、位相制御された脈流電源電圧を検出して、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 にて分圧して検出電圧Ｅ1 としている。その検出電圧Ｅ1 と基準電圧Ｅ0 との比較で、検出電圧Ｅ1 が基準電圧Ｅ0 を超えると比較器ＣＰの出力がＨｉｇｈレベルとなる。その場合、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ3 がオンしているため、ドライバーＩＣ（ＩＲ２１５５）の動作発振周波数は抵抗Ｒ4 、コンデンサ（Ｃ2 ＋Ｃ3 ）で決まる周波数ｆ2 となる。また、検出電圧Ｅ1 が基準電圧Ｅ0 よりも低い区間は、比較器ＣＰの出力はＬｏｗレベルとなるため、スイッチング素子Ｑ3 はオフして、ドライバーＩＣ（ＩＲ２１５５）の動作発振周波数は、抵抗Ｒ4 、コンデンサＣ2 で決まる周波数ｆ1 となる。周波数ｆ1 、ｆ2 の関係は、ｆ2 ＞ｆ1 で表される。
【００１３】
位相制御された検出電圧Ｅ1 とランプ電流Ｉｌａの関係を図３に示す。検出電圧Ｅ1 が位相制御手段の制御により図示のように変化していくと、基準電圧Ｅ0 を低い電圧に設定した場合、電源電圧が立ち上がった瞬間に比較器ＣＰの出力がＨｉｇｈレベルとなるので、前記のように、インバータ回路の動作周波数はｆ2 となり、出力が増大する。それとは反対に交流電源電圧が無い期間、つまり位相制御手段内部のサイリスタＳがオフしている区間では、インバータ回路は動作周波数ｆ1 で動作し、出力は減少する。このときのインバータ回路の電源はコンデンサＣ0 から供給される。図３からも、周波数ｆ1 で動作している区間はランプ電流Ｉｌａのピーク値Ｉｏｐが低く、周波数ｆ2 で動作している区間はランプ電流のピーク値Ｉｏｐが高いことが分かる。
【００１４】
この２つの周波数ｆ1 、ｆ2 の割合は、位相制御手段に設けられたサイリスタＳがオン／オフしている区間により決定され、サイリスタＳがオンしている区間が広ければ、インバータ回路の出力が増大している区間（動作周波数ｆ2 の区間）は、インバータ回路の出力が減少している区間（動作周波数ｆ1 の区間）に対して広くなるため、インバータ回路の出力としては増大する方向に動作し、反対に、動作周波数ｆ1 の区間が動作周波数ｆ2 の区間に対して広くなれば、インバータ回路の出力としては減少する方向に動作する。このように、位相制御手段のサイリスタＳのオン区間を可変させることによりインバータ回路の２つの動作周波数ｆ1 、ｆ2 の動作の割合を変化させて、ランプの光出力を２つの動作周波数ｆ1 、ｆ2 の範囲で変化させることができるものである。
【００１５】
なお、本実施例において、インバータ回路に供給される電源電圧は、平滑コンデンサＣ0 により平滑された、図５ａのような略一定の電圧ＶC0となり、位相制御手段の位相角が９０°までは一定で、９０°〜１８０°の範囲では、電源電圧のピーク値に応じて低下する電源電圧波形となる。そのため、本例における調光制御動作は、９０°〜１８０°の範囲においては、電源電圧低下による出力低下と上記動作周波数による出力低下との両方による調光制御が可能となる。
【００１６】
（実施例２）
図４に第２の実施例を示す。この回路は、図１の基本回路構成に昇圧チョッパ回路と、フィルター回路（インダクタＬ0 、及びコンデンサＣ1 ）を付加した構成となっている。その具体的な回路構成を図６に示す。この実施例においては、昇圧チョッパ回路にて電源回路を構成していることから、インバータに供給される電源電圧ＶC0’は昇圧された電圧となり、図２の実施例１と比較すると、電源位相角が９０°〜１８０°の範囲での電源電圧のピーク値の低下時における出力低下をチョッパ動作により多少は一定となるような制御を行うことが出来、また、図７に示すように、入力電流の高調波成分を低減できる効果も有している。
【００１７】
（実施例３）
図８に第３の実施例を示す。本実施例では、インバータ回路の電源電圧を非平滑の脈流直流電源とすることで、入力電流高調波を低減すると共に、負荷が放電灯である場合に、放電灯の休止区間を減少させて位相制御による調光制御を滑らかに行うために、昇圧チョッパ回路を用いている。
【００１８】
交流電源ＡＣには位相制御手段が接続されており、その位相制御された出力をダイオードブリッジＤＢにより整流し、本実施例の特徴となる昇圧チョッパ回路により昇圧された出力を比較的小容量のコンデンサＣ0 にて受けて、その昇圧された脈流直流電圧ＶC0をインバータ回路に供給している。
【００１９】
本実施例の昇圧チョッパ回路の機能を図９により説明する。インバータ回路に供給される脈流直流電圧が昇圧されない電圧のときは、図９（ａ）のＶA の波形となり、その時のインバータ回路の出力電圧波形の包絡線は、図９（ｂ）のＡの波形となる。この場合、インバータ回路の出力電圧のピーク値がランプの点弧電圧に達する時の位相角がθａであるので、位相角がθａに達するまでの期間ｔ2 では、ランプには点弧電圧以上のランプ電圧が供給されないので、インバータ回路の負荷となる放電灯が点灯しなくなる。つまり、位相角が０からθａまでのｔ2 の間は、光出力に休止区間が発生してしまう。本発明においては、インバータ回路への電源電圧を昇圧チョッパ回路にて昇圧しているので、脈流直流電圧は図９（ａ）のＶB の波形となり、昇圧チョッパ回路が付加されていないＶA の波形の場合と比較してピーク値が高くなる。これにより、インバータ回路の出力電圧も図９（ｂ）のＢのような波形となり、ランプの点弧電圧に達する位相角θｂは位相角θａに比べて小さくなる。このため、位相角θｂでランプを点灯させることができ、光出力の休止区間はｔ1 となり、昇圧チョッパ回路を付加しない場合の休止区間ｔ2 と比べて短くすることができる。このように、本実施例では、放電灯の点弧区間が広がることにより、昇圧チョッパ回路を付加しない場合と比べて、位相制御手段による調光制御範囲を広くできる効果を有している。
【００２０】
（実施例４）
図１０に第４の実施例を示す。本実施例では、図８に示した実施例３の回路に、図２の実施例１の調光制御回路を付加した回路構成となっており、昇圧チョッパ回路を付加することで位相角の広い範囲で調光制御が可能で、また、位相制御手段の出力電圧を調光信号として調光制御回路に入力し、インバータ回路の動作周波数を制御して光出力がリニアになるように動作周波数の制御を行うことで、単に電源電圧の位相制御のみによる調光制御を行うよりも光出力制御の調整範囲を広げることができる。
【００２１】
（実施例５）
本発明の実施例５を図１７に示す。図中、１は位相制御手段、２はインバータ回路、３はランプ、４は調光制御回路、７は入力電圧検出回路、８は制御電源回路である。本実施例では、位相制御手段１の位相角に対するインバータ回路２の調光制御を、電解コンデンサＣ0 への充電電圧がほぼ一定となる位相角９０°までと、電解コンデンサＣ0 の充電電圧が位相角の増加に伴い減少する９０°〜１８０°の範囲とで切り換えるものである。具体的には、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の動作周波数制御を図１９（ａ）のように変化させる。これにより、全位相角において調光カーブの変化率を略一定にするものである。
【００２２】
図１７の回路は図２の回路と同様の入力電圧検出回路７を備えている。すなわち、位相制御された入力電圧をダイオードＤ1 、Ｄ2 にて整流し、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 で分圧した電圧Ｅ1 を比較器ＣＰの−入力端子に印加し、比較器ＣＰの＋入力端子には基準電圧Ｅ0 を印加して、位相角に応じたデューティを有する出力電圧Ｅ2 を発生させている。比較器ＣＰの入力電圧Ｅ0 、Ｅ1 、及び出力電圧Ｅ2 は図１８のようになる。ここで、基準電圧Ｅ0 を低い電圧に設定した場合、出力電圧Ｅ2 は電源電圧が立ち上がった瞬間にＨｉｇｈレベルとなり、電源電圧がほぼ０Ｖに低下した時にＬｏｗレベルとなるので、出力電圧Ｅ2 の出力波形のｔ1 の時間を測定することで位相制御手段の位相角を検出することが出来る。ここでは、この出力電圧Ｅ2 の波形をマイコン等を用いた制御回路ＩＣ３に入力し、図１８の固定期間Ｔ及び可変期間ｔ1 をカウントすることにより位相角を検出する。
【００２３】
まず、電源投入時に固定時間Ｔをカウントすることにより商用電源の周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）を判別し、可変期間ｔ1 に対して商用電源周波数に応じたインバータ制御を行うように設定する。インバータ回路は制御回路ＩＣ３の出力によりトランスＴｆを介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互にオン／オフさせることによりランプ負荷に高周波電力を供給するものであり、回路動作は図１５の場合と同様である。この制御回路ＩＣ３の出力の周波数を図１８の可変期間ｔ1 に応じて変化させることにより、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の動作周波数を変化させ、インバータ回路の出力を位相制御信号に対して変化させるものである。これにより、位相制御信号に応じたインバータ回路の出力制御が可能になる。
【００２４】
本実施例では、位相角に応じたインバータ回路のスイッチング周波数の変化を図１９（ａ）のように設定することによって、インバータ回路の電源電圧が一定である位相角が９０°までは、位相角が大きくなるに連れてインバータの動作周波数が徐々に高くなるため、インバータ回路の出力は減少する方向に動作する。また、位相角が９０°〜１８０°の範囲ではインバータの動作周波数は一定で、位相角が大きくなるに連れてインバータ回路の電源電圧が徐々に減少するため、インバータ回路の出力は減少する方向に動作する。以上の動作により、位相制御手段の位相角の全位相範囲において、調光カーブの変化率を略一定にすることができる。
【００２５】
尚、図１９（ａ）の例では、位相角が９０°〜１８０°の範囲において周波数を一定としているが、図１９（ｂ）の▲１▼〜▲３▼のように、位相角が９０°〜１８０°の範囲では位相角が大きくなるに連れて周波数を低くしたり、図１９（ｂ）の▲４▼のように、位相角の増加に対する周波数の増加率を低くしたりすることにより、位相角が９０°の制御の変換点において、その前後の調光カーブの変化率をより一定になるように制御することも可能である。つまり、インバータ回路の動作制御による調光制御としては、位相角が９０°までは光出力を下げる方向に制御し、位相角が９０°〜１８０°の範囲では光出力を一定にする、或いは上げる方向に切り換える、或いは位相角が９０°までの範囲に対して調光制御の変化率を下げながら光出力を下げる、という制御にすることにより、インバータ回路に供給される電源電圧の変化と合わせて放電灯点灯装置としての調光カーブの変化率を略一定にするものである。
【００２６】
また、本実施例では、位相制御手段のサイリスタのオフ区間である時間ｔ1 をカウントすることにより位相角を検出しているが、サイリスタのオン区間である時間ｔ2 をカウントしてもよい。
【００２７】
（実施例６）
本発明の実施例６を図２０に示す。本実施例は実施例５と同様に、位相制御された入力電圧を整流、分圧して比較器ＣＰに電圧Ｅ1 として入力し、基準電圧Ｅ0 と比較して得られた出力電圧Ｅ2 を制御回路ＩＣ３に入力するものである。制御回路ＩＣ３はマイクロコンピュータで構成されており、インバータ回路はこの制御回路ＩＣ３の出力により、トランスＴｆを介してスイッチング素子Ｑ1 をＯＮ／ＯＦＦさせ、ランプ負荷に高周波電力を供給する、いわゆる一石式インバータである。
【００２８】
本実施例では、インバータ回路の制御回路ＩＣ３は、比較器ＣＰの出力電圧Ｅ2 の時間ｔ1 、ｔ2 をそれぞれカウントし、制御回路ＩＣ３の内部にて図１８で表される「ｔ2 −ｔ1 」を計算し、その絶対値に対してインバータ回路のスイッチングのデューティ比を予め図２１のように設定しておくものである。これにより、位相角の変化に伴い、インバータ回路のスイッチングのデューティ比を制御するものである。したがって、位相角が９０°までは、位相角が大きくなるに連れてインバータの動作周波数のデューティ比が徐々に小さくなるため、インバータ回路の出力は減少する方向に動作し、位相角が９０°〜１８０°の範囲では、位相角が大きくなるに連れてインバータ回路の動作周波数のデューティ比は徐々に大きくなるため、インバータ回路の電源電圧の低下のみでインバータ回路の出力は減少する方向に動作するようになり、実施例５と同様に全位相角範囲で調光カーブの変化率が略一定になるように制御することができる。
【００２９】
（実施例７）
本発明の実施例７の動作を図２３に示す。また、図２２に本実施例に対する比較例１の動作を示す。本実施例の回路構成は図１７と同じである。本実施例では、電源位相角を制御する位相制御手段を電源に接続したインバータ点灯装置において、ランプ始動時に、調光レベルが最小値（Ｍｉｎ）の設定であっても始動させることが可能で、位相角に対する点灯特性にヒステリシスが発生しないインバータ点灯装置を提案するものである。
【００３０】
上述のように、位相制御手段の位相角が９０°以上では、インバータ回路に供給される電源電圧は、位相制御された電源電圧のピーク値に応じて低下する。インバータ回路は入力電圧が低下すると、ランプ負荷に印加されるランプ電圧が確保できなくなり、ランプの立消えに至る。また、電源電圧が所定値以下ではランプの始動ができない等の問題があり、位相制御手段の消灯状態（位相角１８０°）から位相角を減少させて行った場合、本来の調光レベルの最小値（Ｍｉｎ）では始動できず、より浅い調光レベルまで位相角を変化させた時に始動することになるので、図２２のように位相角に対する調光特性にヒステリシスが発生する。したがって、ランプ始動時、調光レベルが最小値（Ｍｉｎ）で点灯させたい場合でも、一度、始動可能な電源電圧を満足するレベルまで位相制御手段のボリューム等を調整してから調光レベルを下げなければならず、また、深い調光レベルへのボリューム調整時に誤って消灯させた場合、再度、調光レベルを浅い領域まで上げて調整しなければならず、特に深い調光レベルの設定が困難である。
【００３１】
そこで、本実施例では、図２３に示すように、位相制御手段による位相制御によりインバータ回路の入力電圧が低下する領域において、インバータ回路がランプを始動させることが出来るのに必要な電源電圧Ｖｄｃｏに対して、調光レベルの最小値（Ｍｉｎ）を、電源電圧ＶｄｃがＶｄｃｏ以上である位相角に設定するものである。つまり、インバータ回路の入力電圧がＶｄｃｏとなるときの位相制御手段による位相角がｘ0 とした時、調光制御による調光レベルのＭｉｎとなる位相角を
ｘ1 ≦ｘ0
となる位相角ｘ1 にすることにより、調光レベルが最小値（Ｍｉｎ）であってもインバータ回路には確実にＶｄｃｏ以上の電源電圧が供給されていることになる。
【００３２】
したがって、全調光レベル区間で、光出力が最大値（Ｍａｘ）から最小値（Ｍｉｎ）、そして消灯と、その逆の制御においてヒステリシス等の無い滑らかな調光制御が可能になり、また、一般的にランプ立消えに至る電源電圧は前記Ｖｄｃｏより低いので、インバータ回路の電源電圧不足による立消えも解消され、調光制御範囲内で調光レベルの最大値（Ｍａｘ）、最小値（Ｍｉｎ）、消灯の制御が可能になる。
【００３３】
本発明の実施例７に対する比較例２の制御を図２４に示す。本比較例２の回路構成も図１７と同じである。図２４は位相角に対する調光レベルのグラフであり、位相角９０°までに調光レベルの最小値（Ｍｉｎ）を設定するというものである。つまり、調光レベルが最小値（Ｍｉｎ）となる位相角ｘ2 をｘ2 ≦９０°とする。本比較例２の制御では、全調光レベルがインバータ回路の電源電圧Ｖｄｃが安定している範囲にて制御可能であり、また入力電流波形のピーク値を抑えることができる。
【００３４】
図１７のようなコンデンサインプット型の回路構成の入力電流波形は、図２５のように脈流電圧のピーク値付近で流れる。したがって、等しい出力電圧を得る場合、入力電圧が位相制御された場合でも、位相角が９０°以下で小さい場合には図２６のように入力電流波形は殆ど影響を受けることはないが、位相角が９０°を超えると、図２７のように入力電流が流れる時の入力電圧値が低くなっているため、入力電流のピーク値が高くなってしまう。したがって、調光レベルの最小値（Ｍｉｎ）を位相角９０°までに設定することにより、実施例７の効果に加えて、入力電流のピーク値を低く抑えることが出来る。
【００３５】
（実施例８）
本発明の実施例８の回路図を図２８に示す。上述の実施例７又は比較例２では、位相制御手段で制御可能な全位相角、現実にはボリューム等の全角度に対して一部の範囲でのみ制御を行うことになる。これは、制御特性としては問題がないが、位相制御で位相角を大きくとった領域でのボリューム操作は、全く出力調整に関与せず、既に消灯であるという、操作上の課題が残る。そこで、本実施例では、位相制御手段で制御可能な全位相角において、調光制御が可能なインバータ点灯装置を提案するものである。
【００３６】
図２８の回路では、交流電源ＡＣに並列に位相制御手段が接続され、その出力をダイオードブリッジＤＢにより整流し、本案の特徴となる昇圧チョッパ回路を接続し、その出力をコンデンサＣ0 にて受けて、その昇圧された直流電圧をインバータ回路に供給している。この構成により、インバータ回路の電源電圧は、図２９に示すように、位相角の広い範囲で一定となるため、調光制御による制御可能な範囲が大きく広がり、また、安定した電源電圧の条件下での調光制御が可能になる。
【００３７】
【発明の効果】
本発明によれば、位相制御手段をインバータ点灯装置の電源に接続してランプ負荷を調光制御する点灯装置において、インバータ回路の電源電圧を平滑にした場合、電源位相角が０°〜９０°の区間においても位相制御手段の電圧を検出して、調光制御回路にて調光信号としてインバータ回路に入力することで、連続的な調光制御が可能であるという効果がある。更に、昇圧チョッパ回路を電源平滑回路に付加することで、位相入力電流高調波歪みの低減、位相角が９０°〜１８０°の区間における電源低下を、チョッパ制御にて抑制することができるといった効果を有している。また、白熱灯器具によく用いられている位相制御付きの器具に直接接続し、インバータ回路の電源が略一定の平滑の場合においても、位相角０°からの調光点灯が可能である効果も有している。
【００３８】
請求項４の発明によれば、交流脈流電圧を平滑しない非平滑電源によるインバータ点灯装置において、その電源回路に昇圧チョッパ手段を接続することで、脈流直流電圧によるインバータ回路の効果を有しながら、負荷となる放電灯の点弧する休止区間を短くすることができ、位相制御手段による調光制御を広い区間にて可能とした効果を有している。更に位相制御手段の出力電圧を検出する調光制御回路にてインバータ回路へ調光信号として入力し、位相制御手段の出力を電源電圧と、調光信号の２つの制御により、電源電圧の位相制御による調光制御よりも、より滑らかにリニアに調光制御することが出来るものである。
【００３９】
請求項８乃至１０の発明によれば、位相角が９０°までの調光信号の変化率に対して、位相角が９０°〜１８０°での調光信号の変化率を減少させることにより、位相制御手段の位相角の全位相範囲において、調光カーブの変化率を略一定にすることができる。
【００４０】
請求項１１の発明によれば、位相制御手段からの位相制御に対して、調光レベルが最小となる位相角を、インバータ回路の電源電圧がランプを始動させるのに必要な電圧以上となる位相角に設定することにより、全調光レベル区間で、光出力が最大から最小、そして消灯へと減少する制御、並びに、その逆の制御においてヒステリシス等のない滑らかな調光制御が可能になり、また、インバータ回路の電源電圧不足による立消えも解消され、調光制御範囲内で調光レベルの最大から最小、消灯の制御が可能になる。
【００４１】
請求項１２の発明によれば、位相制御手段からの位相制御された電圧が入力されても、昇圧チョッパを介してインバータ回路には常に一定の電源電圧が供給されるため、安定した調光制御が可能になり、更に、位相制御の広い区間内で、光出力を調整することができ、その全調光レベル区間で、光出力が最大から最小、そして消灯へと減少する制御、及び、その逆の制御において、ヒステリシス等の無い滑らかな調光制御が可能で、インバータ回路の電源電圧不足による立消えも解消される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施例１の基本構成を示すブロック回路図である。
【図２】 本発明の実施例１の具体的な構成を示す回路図である。
【図３】 本発明の実施例１の動作説明のための波形図である。
【図４】 本発明の実施例２の基本構成を示すブロック回路図である。
【図５】 本発明の実施例２のインバータ電源電圧の波形図である。
【図６】 本発明の実施例２の具体的な構成を示す回路図である。
【図７】 本発明の実施例２の入力電流と負荷電流を示す波形図である。
【図８】 本発明の実施例３の基本構成を示すブロック回路図である。
【図９】 本発明の実施例３の動作説明のための波形図である。
【図１０】 本発明の実施例４の基本構成を示すブロック回路図である。
【図１１】 従来例１の回路図である。
【図１２】 従来例２の回路図である。
【図１３】 従来例１の動作説明図である。
【図１４】 従来例２の動作説明図である。
【図１５】 従来例３の回路図である。
【図１６】 従来例３の動作説明図である。
【図１７】 本発明の実施例５の回路図である。
【図１８】 本発明の実施例５の動作説明のための波形図である。
【図１９】 本発明の実施例５の制御特性を示す説明図である。
【図２０】 本発明の実施例６の回路図である。
【図２１】 本発明の実施例６の制御特性を示す説明図である。
【図２２】 本発明の実施例７に対する比較例１の制御特性を示す説明図である。
【図２３】 本発明の実施例７の制御特性を示す説明図である。
【図２４】 本発明の実施例７に対する比較例２の制御特性を示す説明図である。
【図２５】 本発明の実施例７に対する比較例２の位相制御しない場合の動作を示す波形図である。
【図２６】 本発明の実施例７に対する比較例２の位相角が小さい場合の動作を示す波形図である。
【図２７】 本発明の実施例７に対する比較例２の位相角が大きい場合の動作を示す波形図である。
【図２８】 本発明の実施例８の回路図である。
【図２９】 本発明の実施例８の制御特性を示す説明図である。
【符号の説明】
１ 位相制御手段
２ インバータ回路
３ ランプ
４ 調光制御回路
Claims (12)
- 交流電源に直列に接続されたスイッチング素子及び該スイッチング素子のオン区間を変化させる調整装置とを含む位相制御手段と、前記位相制御手段に接続された点灯装置とからなり、前記点灯装置は、整流手段と、整流手段の出力を平滑する平滑手段と、平滑手段の出力を受けて高周波出力をランプ負荷に供給するインバータ回路により構成され、前記インバータ回路は、高周波でオン／オフするスイッチング素子と、ＬＣ共振回路とで構成され、その共振動作により高周波電力をランプ負荷に供給する放電灯点灯装置において、前記位相制御手段からの位相制御された電圧を調光制御回路に調光信号として入力し、前記調光制御回路の出力を受けてランプ負荷に供給する高周波電力を変化させるように前記インバータ回路の動作を制御する動作制御手段を前記インバータ回路に備え、前記動作制御手段は、前記位相制御手段による位相制御に対して、位相角が９０°までの調光制御と、位相角が９０°から１８０°の範囲における調光制御とで、調光制御の変化率を切り換えることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 前記調光制御回路は、前記位相制御手段の出力電圧を整流する整流素子と、整流素子により得られた検出電圧を基準電圧と比較する判別回路とを備え、前記判別回路の出力電圧を調光信号として前記インバータ回路に入力するように構成されたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記インバータ回路は、前記スイッチング素子の第１の動作周波数と、第１の動作周波数よりも高い第２の動作周波数の２つの周波数を切り替える手段を備え、前記切り替え手段は、前記判別回路の出力電圧により前記位相制御手段からの位相制御された電圧の位相に応じた比率で切り替え動作を行うことを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
- 前記平滑手段は昇圧チョッパ回路を含み、該昇圧チョッパ回路の出力にコンデンサを接続し、該コンデンサの両端電圧は、前記交流電源電圧を整流した脈流直流電圧よりも高い脈流直流電圧であることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記インバータ回路は、前記位相制御手段からの位相制御された脈流電圧の位相に応じて調光制御を変化させる動作制御手段を備えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記動作制御手段における調光制御は、インバータ回路のスイッチング素子をオン／オフさせる周波数を変化させる制御を含むことを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
- 前記動作制御手段における調光制御は、インバータ回路のスイッチング素子をオン／オフさせるデューティ比を変化させる制御を含む請求項５記載の放電灯点灯装置。
- 前記動作制御手段による調光制御は、位相角が９０°まではランプ負荷の光出力を下げる方向に制御し、位相角が９０°から１８０°の範囲では調光制御を一定にするように制御することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記動作制御手段による調光制御は、位相角が９０°までは前記ランプ負荷の光出力を下げる方向に制御し、位相角が９０°から１８０°の範囲では光出力を上げる方向に制御することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記動作制御手段による調光制御は、位相角の増加に伴ってランプ負荷の光出力を下げる方向に制御し、位相角が９０°から１８０°の範囲では、位相角が９０°までに比べて調光制御の変化率を下げることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記インバータ回路の動作制御手段において、調光下限時の位相角は、前記位相制御手段からの位相制御された電圧供給により、インバータ回路の電源電圧が前記ランプ負荷を始動点灯させることができる発振出力電圧を得られる電圧となる位相角以下としたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 位相角が９０°から１８０°の範囲において、インバータ回路に供給される直流電圧が略一定となるように制御することを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
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