JPH10271848A

JPH10271848A - 電源装置

Info

Publication number: JPH10271848A
Application number: JP9093128A
Authority: JP
Inventors: Masanori Mishima; 正徳三嶋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-03-26
Filing date: 1997-03-26
Publication date: 1998-10-09

Abstract

(57)【要約】【課題】入力電流歪が少なく交流電源から負荷回路への
電力供給効率の高い電源装置を少ない部品点数で提供す
る。【解決手段】ダイオードＤ₃〜Ｄ₆はブリッジ接続され
て全波整流器を構成する。全波整流器の直流出力端間に
は平滑用のコンデンサＣ₁が接続される。コンデンサＣ
₁には一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路が
並列接続され、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は高周波
数で交互にオンオフされる。両スイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂にはそれぞれダイオードＤ₁，Ｄ₂が逆並列に接続
される。交流電源Ｖｓの両端間には一対のコンデンサＣ
₅₂，Ｃ₅₃の直列回路が接続され、スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂の接続点とコンデンサＣ₅₂，Ｃ₅₃の接続点と
の間に負荷回路１が接続される。ダイオードＤ₃〜Ｄ₆
の少なくとも１つにはコンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄が並列接続
される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した直流電圧を高周波に変換して負荷に供給する電源
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の電源装置として、特開平２−２
１１０５６号公報に記載された図３６に示す構成のもの
がある。この電源装置は、商用電源である交流電源Ｖｓ
を整流平滑して直流電源を得るとともに入力電流歪を低
減するためのチョッパ回路としての機能と、直流電源を
高周波に変換して負荷回路１に供給するインバータ回路
としての機能とを兼ね備えるものであり、整流素子とし
ての４個のダイオードＤ₁〜Ｄ₄をブリッジ接続した全
波整流器を備え、全波整流器の交流入力端間に交流電源
ＶｓがインダクタＬ₂を介して接続され、全波整流器の
直流出力端間に平滑用のコンデンサＣ₁が接続されてい
る。さらに、全波整流器の一方のアームを構成する一対
のダイオードＤ₁，Ｄ₂にそれぞれスイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂が並列接続され、スイッチング素子Ｑ₂の両端
間には直流カット用のコンデンサＣ₃₀と負荷回路１との
直列回路が接続される。

【０００３】この電源装置の動作を簡単に説明する。ス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は図示しない制御回路によっ
て同時にオンせず交互にオンオフするように制御され
る。スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオンオフの繰り返し
周波数（スイッチング周波数）交流電源Ｖｓの周波数
（電源周波数）に対して十分に高い周波数に設定され
る。いま、交流電源Ｖｓの電圧Ｖ_inの極性が図に矢印で
示す向きの期間であるときに、スイッチング素子Ｑ₁が
オンであると、交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ₃→スイッ
チング素子Ｑ₁→インダクタＬ₂→交流電源Ｖｓの経路
で電流が流れる。このときインダクタＬ₂にエネルギが
蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑ₁がオフになる
と、インダクタＬ₂→交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ₃→
コンデンサＣ₁→ダイオードＤ₂→インダクタＬ₂の経
路で、インダクタＬ₂に蓄積されたエネルギが放出され
る。つまり、交流電源Ｖｓの電圧Ｖ_inにインダクタＬ₂
の両端電圧が加算され、コンデンサＣ₁は電源電圧Ｖｓ
よりも高い電圧で充電される。このような動作によっ
て、交流電源Ｖｓを昇圧した直流電源を得る昇圧型のチ
ョッパ回路として機能する。

【０００４】一方、スイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂が交互
にオンオフすることにより負荷回路１には高周波電圧が
印加される。すなわち、スイッチング素子Ｑ₁のオン時
には、コンデンサＣ₁→スイッチング素子Ｑ₁→負荷回
路１→コンデンサＣ₃₀→コンデンサＣ₁の経路で電流が
流れ、スイッチング素子Ｑ₂がオンになるとコンデンサ
Ｃ₃₀→負荷回路₁→スイッチング素子Ｑ₂→コンデンサ
Ｃ₃₀の経路で電流が流れるのであって、スイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂のオンオフによって負荷回路１に流れる電
流の向きが交番する。このような動作によりインバータ
回路として機能することになる。ここに、スイッチング
素子Ｑ₁のオン時に、スイッチング素子Ｑ₁にはチョッ
パ回路としての電流とインバータ回路としての電流が同
じ向きに流れる。

【０００５】交流電源Ｖｓの電圧Ｖ_inの極性が図に矢印
で示す向きと逆になる期間では、スイッチング素子Ｑ₂
がチョッパ回路として用いられることになる。すなわ
ち、スイッチング素子Ｑ₂のオン時に、交流電源Ｖｓ→
インダクタＬ₂→スイッチング素子Ｑ₂→ダイオードＤ
₄→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れてインダクタＬ₂
にエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ₂のオフ時
に、インダクタＬ₂→ダイオードＤ₁→コンデンサＣ₁
→ダイオードＤ₄→交流電源Ｖｓ→インダクタＬ₂の経
路で、インダクタＬ₂に蓄積されたエネルギが放出され
るのである。

【０００６】上述のように、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂は昇圧型のチョッバ回路とインバータ回路とに兼用さ
れる。このようにチョッバ回路とインバータ回路とでス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を共用するから、回路を構成
する部品点数が比較的少なく、回路構成が簡単であっ
て、比較的安価に提供することが可能になるという長所
を有している。

【０００７】一方、電源装置として、特開平４−１９３
０６６号公報に記載された図３７に示す構成のものも知
られている。この構成は、整流素子としての４個のダイ
オードＤ₃〜Ｄ₆をブリッジ接続した全波整流器を備
え、全波整流器の交流入力端にフィルタ回路２’を介し
て交流電源Ｖｓが接続されている。全波整流器Ｄの直流
出力端間には容量が比較的大きい平滑用のコンデンサＣ
₁が接続され、コンデンサＣ₁には、容量の比較的小さ
いコンデンサＣ₃，Ｃ₃'の直列回路と、トランジスタよ
りなるスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路とが並列
に接続されている。各スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂には
それぞれダイオードＤ₁，Ｄ₂が逆並列に接続される。
負荷回路１はコンデンサＣ₃，Ｃ₃'の接続点とスイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点との間に接続され、コンデ
ンサＣ₃，Ｃ₃'の接続点はダイオードＤ₅，Ｄ₆の接続
点に接続されている。

【０００８】図３６に示した従来構成と同様に、図３７
に示す構成も図示しない制御回路によりスイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂が同時にオンにならないように交互にオン
オフされる。また、スイッチング周波数は電源周波数よ
りも十分に高く設定される。いま、交流電源Ｖｓの電圧
Ｖ_inの極性が図に矢印で示す向きの期間であるときに、
スイッチング素子Ｑ₁がオンになると、交流電源Ｖｓ→
フィルタ回路２’→ダイオードＤ₃→スイッチング素子
Ｑ₁→負荷回路１→フィルタ回路２’→交流電源Ｖｓの
経路で電流が流れ、交流電源Ｖｓから負荷回路１に電流
を直接流すことができる。また、交流電源Ｖｓの電圧Ｖ
_inの極性が図の矢印とは逆向きの期間であるときに、ス
イッチング素子Ｑ₂がオンになると、交流電源Ｖｓ→フ
ィルタ回路２’→負荷回路１→スイッチング素子Ｑ₂→
ダイオードＤ₄→フィルタ回路２’→交流電源Ｖｓの経
路で電流が流れ、交流電源Ｖｓから負荷回路１に電流を
直接流すことができる。

【０００９】ここにおいて、コンデンサＣ₃，Ｃ₃'の容
量はスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチング期間に
電荷を完全に放出する程度に設定される。したがって、
交流電源Ｖｓのほぼ全期間に亙って交流電源Ｖｓから入
力電流を高周波的に流すことができるものである。この
構成では、交流電源Ｖｓから負荷回路１に対して電流を
直接流すものであるから、交流電源Ｖｓから負荷回路１
への電力供給経路に複数の電力変換過程が存在せず、電
力供給の効率が高いという長所がある。また、コンデン
サＣ₁の両端電圧を交流電源Ｖｓの電圧Ｖ_inよりも上昇
させる機能を持たないから、コンデンサＣ₁の両端電圧
を比較的低くすることができてスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂などの回路素子に印加される電圧を低くすることが
でき、結果的に回路素子の耐圧を低くして低コストで提
供できるという長所もある。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前者の
回路構成では、交流電源Ｖｓから負荷回路１に電力を供
給する過程において、交流電源Ｖｓからチョッパ回路と
しての機能を通してコンデンサＣ₁を充電する過程と、
コンデンサＣ₁を電源するインバータ回路としての機能
を通して負荷回路１に高周波電圧を印加する過程との２
つの電力変換過程を有しているものであるから、交流電
源Ｖｓから負荷回路１への電力供給の効率は、各電力変
換過程の効率の積になり、電力供給効率の限界を十分に
高くすることができないものである。

【００１１】また、チョッパ回路としての機能を持たせ
るためにインダクタＬ₂を設けているが、入力電流歪の
低減のために不可欠な要素ではないにもかかわらず、イ
ンダクタＬ₂が存在することによって、部品点数の増加
につながるとともに、電力損失を生じて電力供給効率の
低下にもつながっている。一方、後者の構成では上述の
ように、電力変換過程が少なく電力供給効率が前者の構
成よりも高いという長所があり、また回路素子の耐圧が
低く低コスト化が可能であるという長所もあるが、交流
電源Ｖｓから負荷回路１に電流を直接流すことができる
のは、交流電源Ｖｓの各半周期において各一方のスイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂がオンになるときのみであり、他
方のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂がオンになっても交流
電源Ｖｓから負荷回路１に電流を直接流すことはできな
い。つまり、フィルタ回路２’を通る電流のピーク値が
高くなり、フィルタ回路２’が大型化するという問題を
生じる。

【００１２】本発明は上記事由に鑑みて為されたもの
で、その目的は、簡単な回路構成を用いながらも、入力
電流歪を低減するとともに交流電源から負荷回路への電
力供給効率を高めた電源装置を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、整流
素子をブリッジ接続して構成され交流電源を全波整流す
る全波整流器と、全波整流器の直流出力端間に接続され
た平滑用の第１のコンデンサと、第１のコンデンサに並
列接続され交流電源の電源周波数よりも高い周波数で交
互にオンオフされる第１のスイッチング素子および第２
のスイッチング素子と、第１のスイッチングおよび第２
のスイッチング素子にそれぞれ並列接続された前記整流
素子とは別の一対の整流素子と、交流電源の両端間に接
続された第２のコンデンサおよび第３のコンデンサの直
列回路と、第１のスイッチング素子および第２のスイッ
チング素子の接続点と第２のコンデンサおよび第３のコ
ンデンサの接続点との間に接続された負荷回路とを備
え、全波整流器を構成する整流素子の少なくとも１つに
並列接続された第４のコンデンサとを備えるものであ
る。この構成によれば、電源周期のほぼ全域に亙って入
力電流を流すことができ、しかもスイッチング素子のス
イッチング動作の１周期の間に各スイッチング素子の１
回ずつオンにして入力電流を２回流すことになるから、
入力電流歪が少なく、また交流電源から負荷回路に電力
を直接供給することができるから、電力供給効率が高く
なる。しかも、入力電流のピーク値が小さく交流電源か
らの入力部に高周波阻止用のフィルタ回路を設ける場合
にフィルタ回路として小型のものを用いることができ
る。さらに、部品点数は比較的少なく簡単な構成であ
る。

【００１４】請求項２の発明は、負荷回路が、トランス
と、トランスの２次側に接続された負荷とを備え、トラ
ンスの１次巻線の両端が負荷回路の両端となるものであ
る。この構成では、負荷回路がトランス構成であるか
ら、トランスの２次側に設けた負荷への低周波成分を除
去して一定の負荷電流を流すことができる。また、トラ
ンスの１次側のインピーダンスを大きくとれば、突入電
流をさらに少なくすることができる。

【００１５】請求項３の発明は、負荷回路が、第１のイ
ンダクタと、第１のインダクタに直列接続された放電灯
と、放電灯の非電源側端子間に接続され第１のインダク
タとともに共振回路を構成する第５のコンデンサとを備
え、第１のインダクタと放電灯との直列回路の両端が負
荷回路の両端となるものである。この構成によれば、ト
ランスを用いていないから、トランスによる損失がな
く、負荷への電力供給効率が一層高くなる。しかも無負
荷時には、第１のコンデンサを充電する経路が形成され
ないから、無負荷時には突入電流がほぼ０になる。

【００１６】請求項４の発明は、第１のスイッチング素
子および第２のスイッチング素子のオンオフのスイッチ
ング周波数を調節可能な制御回路を備えるものである。
この構成によれば、スイッチング素子のオン期間をほぼ
一定に保ちながら入力電流を調節したり負荷への供給電
力を調節することができる。したがって、負荷が放電灯
であれぱ、調光を行なったり、予熱、始動、点灯などの
制御が可能になる。また、負荷への供給電力が急に変化
して回路構成素子にストレスがかかるようなときに、ス
イッチング周波数を変化させることによってこれを回避
することができる。

【００１７】請求項５の発明は、第１のスイッチング素
子および第２のスイッチング素子のオン期間を調節可能
な制御回路を備えるものである。この構成によれば、ス
イッチング周波数をほぼ一定に保った状態で入力電流を
調節したり負荷への供給電力を調節することができる。
したがって、負荷が放電灯であれば調光を行なったり、
予熱、始動、点灯などの制御が可能になる。また、負荷
への供給電力が急に変化して回路構成素子にストレスが
かかるようなときに、スイッチング周波数を変化させる
ことによってこれを回避することができる。

【００１８】請求項６の発明は、第１のコンデンサの両
端電圧を検出する手段を備え、検出された電圧に基づい
て第１のコンデンサの両端電圧の上昇を抑制するように
前記制御回路が第１のスイッチング素子および第２のス
イッチング素子を制御するものである。この構成によれ
ば、第１のコンデンサの両端電圧が異常に上昇したとき
に、スイッチング素子の動作を停止させたり、負荷への
出力を低下させることによって、回路構成素子にストレ
スがかかるのを防止することができる。また、第１のコ
ンデンサの両端電圧の上昇を抑制してほぼ一定に保つよ
うにすれば、負荷への供給電力が安定する。したがっ
て、負荷が放電灯であれぱ、ちらつきの少ない光出力を
得ることができる。

【００１９】請求項７の発明は、前記トランスの印加電
圧に相当する電圧を検出する手段を備え、検出された電
圧に基づいてトランスの印加電圧の上昇を抑制するよう
に前記制御回路が第１のスイッチング素子および第２の
スイッチング素子を制御するものである。この構成によ
れば、負荷への印加電圧が異常に上昇したときや負荷が
短絡したようなときに、スイッチング素子の動作を停止
させたり、負荷への出力を低下させることによって、回
路構成素子にストレスがかかるのを防止することができ
る。

【００２０】請求項８の発明は、第４のコンデンサの両
端電圧を検出する手段を備え、前記制御回路は、第４の
コンデンサの両端電圧に基づいて負荷回路への出力をほ
ぼ一定に保つように第１のスイッチング素子および第２
のスイッチング素子を制御するものである。この構成に
よれば、負荷への出力をほぼ一定に保つことができるか
ら、負荷の安定した動作が期待できる。とくに、負荷が
放電灯であるときには、ちらつきの少ない光出力を得る
ことができる。

【００２１】請求項９の発明は、負荷回路に流れる電流
を検出する手段を備え、検出した電流に基づいて負荷回
路に流れる電流をほぼ一定に保つように第１のスイッチ
ング素子および第２のスイッチング素子を制御するもの
である。この構成によれば、交流電源の電圧が変動した
ときでも、負荷への供給電流をほぼ一定にすることがで
きるから、負荷の安定した動作が期待できる。とくに、
負荷が放電灯であるときに、ランブ電流の変動を小さく
して、ちらつきの少ない光出力を得ることができる。

【００２２】請求項１０の発明は、第４のコンデンサの
容量を可変する手段を備えるものである。この構成によ
れば、負荷に応じて入力電流を調整することができ、入
力電流歪を少なくすることができる。たとえば、負荷が
放電灯であって、調光する場合や負荷出力を切り換えた
場合でも入力電流歪を少なくすることができる。請求項
１１の発明は、負荷回路は複数の負荷を備えるものであ
る。この構成によれば、複数の負荷を同時に駆動するこ
とができる。

【００２３】請求項１２の発明は、第１のスイッチング
素子と第２のスイッチング素子とのいずれかと並列に、
または第１のコンデンサと並列に第２の負荷回路を接続
したものである。この構成によれば、第２の負荷回路へ
の出力を特別な制御なしにほぼ一定にできるから、複数
の負荷を同時に駆動しながらも安定した駆動が可能にな
る。とくに、負荷が放電灯であるときには、ちらつきの
少ない光出力を得ることができる。また一方の放電灯が
外れても他方の放電灯を点灯させておくことができる。
さらに、各負荷への供給電力を適宜比率に設定すること
ができる。また、交流電源の電圧が変動した場合でも、
全体としての負荷の電流をほぼ一定にすることができ、
ランプ電流の脈流を小さくして、ちらつきの少ない光出
力を得ることができる。

【００２４】請求項１３の発明は、第１のスイッチング
素子と第２のスイッチング素子とのうち少なくとも一方
は負荷回路に流れる電流の帰還により自励制御されるも
のである。この構成によれば、スイッチング素子の駆動
回路を簡略化ないし削除することができるから、部品点
数をより少なくすることが可能である。たとえば、負荷
回路にトランスを設け、その２次側に設けたインダクタ
を用いて帰還すれば、たとえば、無負荷のような異常時
に、自動的に回路が停止することになる。また、一方の
スイッチング素子の駆動を自励制御し、他方のスイッチ
ング素子の駆動を外部信号で他励制御すれば、負荷への
供給電力を制御することができ、負荷を放電灯としたと
きに調光や停止といった制御が容易に行える。

【００２５】

【発明の実施の形態】

（実施形態１）図１に示すように、本実施形態では、図
３７に示した従来構成と同様に、整流素子としての４個
のダイオードＤ₃〜Ｄ₆をブリッジ接続して構成した全
波整流器を備え、全波整流器の交流入力端間に交流電源
Ｖｓが接続され、全波整流器の直流出力端間に平滑用の
コンデンサＣ₁が接続される。また、全波整流器を構成
するダイオードＤ₃〜Ｄ₆の各アームを構成する各一対
のダイオードＤ₃，Ｄ₄とＤ₅，Ｄ₆の直列回路に対し
て４個のコンデンサＣ₅₁〜Ｃ₅₄の直列回路が並列接続さ
れる。コンデンサＣ₅₁〜Ｃ₅₄の直列回路のうちの両端の
コンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄はそれぞれダイオードＤ₃，Ｄ₆
に並列接続され、また中間のコンデンサＣ₅₂，Ｃ₅₃の直
列回路の両端には交流電源Ｖｓが接続される。

【００２６】コンデンサＣ₁の両端間にはトランジスタ
よりなるスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路が接続
され、各スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂にはそれぞれダイ
オードＤ₁，Ｄ₂が逆並列に接続される。負荷回路１
は、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点とコンデンサ
Ｃ₅₂，Ｃ₅₃の接続点との間に挿入される。ここに、負荷
回路１は誘導性であって、電流エネルギを蓄積する機能
を有するように構成されている。また、スイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂は図１ではｎｐｎ形のトランジスタとして
示してあるが、電流の向きを理解しやすくする目的であ
って、後述のようにＭＯＳＦＴなど他のスイッチング素
子を用いてもよいのはもちろんのことである。また、ス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は図示しない制御回路により
同時にオンせず交互にオンオフするように制御される。
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオンオフの繰り返し周波
数（スイッチング周波数）が交流電源Ｖｓの周波数（電
源周波数）に対して十分に高い周波数に設定される点は
従来構成と同様である。

【００２７】次に動作を説明する。まず、交流電源Ｖｓ
の電圧Ｖ_inの極性が図１に矢印で示す向き（以下では、
この向きを正極性と呼ぶ）である場合について説明す
る。定常動作時におけるスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の
スイッチング動作の１周期の動作を図２〜図７に示す。
なお、図２〜図７では電流経路を破線および一点鎖線で
示してある。なお、コンデンサＣ₁は電源投入直後に充
電されているものとする。

【００２８】上述のようにコンデンサＣ₁は充電されて
いるから、図２に示すように、スイッチング素子Ｑ₁が
オンでスイッチング素子Ｑ₂がオフになると、コンデン
サＣ₁→スイッチング素子Ｑ₁→負荷回路１→コンデン
サＣ₅₃→コンデンサＣ₅₄→コンデンサＣ₁の経路で電流
が流れ、負荷回路１に電流が流れる。また、定常状態で
はコンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₂の電荷が、コンデンサＣ₅₁→ス
イッチング素子Ｑ₁→負荷回路１→コンデンサＣ₅₂→コ
ンデンサＣ₅₁の経路で放出される。

【００２９】コンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄の容量はスイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン期間内に電荷を放出し終わる程
度に小容量に設定されており、コンデンサＣ₅₁の電荷が
放出し終わると、図３に示すように、交流電源Ｖｓ→ダ
イオードＤ₃→スイッチング素子Ｑ₁→負荷回路１→コ
ンデンサＣ₅₃→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れる。つ
まり、交流電源Ｖｓからの入力電流が流れる。また、コ
ンデンサＣ₅₂→ダイオードＤ₃→スイッチング素子Ｑ₁
→負荷回路１→コンデンサＣ₅₂の経路でも電流が流れる
（コンデンサＣ₅₂，Ｃ₅₃はコンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄よりも
容量が大きく設定されている）。図２、図３に示す期間
に負荷回路１にはエネルギが蓄積される。

【００３０】次に、スイッチング素子Ｑ₁がオフになる
と、図４に示すように、負荷回路１→コンデンサＣ₅₂→
コンデンサＣ₅₁→コンデンサＣ₁→ダイオードＤ₂→負
荷回路１の経路で電流が流れるとともに、負荷回路１→
コンデンサＣ₅₃→コンデンサＣ₅₄→ダイオードＤ₂→負
荷回路１の経路で電流が流れ、負荷回路１に蓄積された
エネルギが放出される。この期間にコンデンサＣ₁が充
電される。なお、この期間においてスイッチング素子Ｑ
₂はオンでもオフでもよい。

【００３１】負荷回路１に蓄積されたエネルギが放出さ
れると（この時点までにスイッチング素子Ｑ₂はオンに
なるように制御される）、図５に示すように、コンデン
サＣ₁を電源として、コンデンサＣ₁→コンデンサＣ₅₁
→コンデンサＣ₅₂→負荷回路１→スイッチング素子Ｑ₂
→コンデンサＣ₁の経路で電流が流れる。また、コンデ
ンサＣ₅₃→負荷回路１→スイッチング素子Ｑ₂→コンデ
ンサＣ₅₄→コンデンサＣ₅₃の経路でも電流が流れる。つ
まり、負荷回路１にはそれまでとは逆向きに電流が流れ
る。

【００３２】その後、コンデンサＣ₅₄の電荷が放出し終
わると、図６に示すように、交流電源Ｖｓからコンデン
サＣ₅₂→負荷回路１→スイッチング素子Ｑ₂→ダイオー
ドＤ₆→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れる。つまり、
この期間に交流電源Ｖｓからの入力電流が流れる。また
同時に、コンデンサＣ₅₃→負荷回路１→スイッチング素
子Ｑ₂→ダイオードＤ₆→コンデンサＣ₅₃の経路で電流
が流れる。ここに、図５、図６に示す期間には負荷回路
１にはエネルギが蓄積される。

【００３３】次に、スイッチング素子Ｑ₂がオフになる
と、図７に示すように、負荷回路１→ダイオードＤ₁→
コンデンサＣ₁→コンデンサＣ₅₄→コンデンサＣ₅₃→負
荷回路１という経路と、負荷回路１→ダイオードＤ₁→
コンデンサＣ₅₁→コンデンサＣ₅₂→負荷回路１という経
路とを通して負荷回路１に蓄積されたエネルギが放出さ
れる。この期間にはコンデンサＣ₁が充電される。この
とき、スイッチング素子Ｑ₁はオンでもオフでもよい。

【００３４】図７に示す電流経路が形成される条件は、
コンデンサＣ₅₃，Ｃ₅₄の直列回路の両端電圧と負荷回路
１との直列回路の両端電圧との加算電圧がコンデンサＣ
₁の両端電圧よりも高く、かつ負荷回路１の両端電圧が
コンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₂の直列回路の両端電圧よりも高い
期間であって、負荷回路１に蓄積されたエネルギが放出
されると（この時点までにスイッチング素子Ｑ₁はオン
になるように制御される）、図２に示した状態に戻るこ
とになる。

【００３５】上記動作は交流電源Ｖｓが正極性の場合を
示したが、負極性である場合もほぼ同様に動作する。た
だし、交流電源Ｖｓが正極性の場合には交流電源Ｖｓか
ら負荷回路１に電流が流れる経路としてダイオード
Ｄ₃，Ｄ₆を通る経路が形成されていたのに対して、交
流電源Ｖｓが負極性の場合にはダイオードＤ₄，Ｄ₅を
通る経路に変わる。

【００３６】以上のように、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂のオンオフの繰り返しによって、負荷回路１に交番し
た電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の
スイッチングの１周期の間に交流電源Ｖｓを通る経路が
形成されるから、交流電源Ｖｓからの入力電流を高周波
的に流すことができ、入力電流歪の増加を防止すること
ができる。しかも、上述の動作から明らかなように、交
流電源Ｖｓが正極性である期間と負極性である期間との
いずれにおいても、各スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオ
ン期間にそれぞれ交流電源Ｖｓからの入力電流が流れる
期間があるから、入力電流のピーク値を低減することが
可能になる。

【００３７】ところで、負荷回路１には図８に示す回路
を用いることができる。図８に示す回路では図１に示し
た交流電源Ｖｓに代えて、交流電源Ｖｓにフィルタ回路
２を組み合わせたものを用いている。つまり、図１にお
ける交流電源Ｖｓの両端は図８に示す構成ではフィルタ
回路２の出力端に相当する。また、各スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂と各ダイオードＤ₁，Ｄ₂との並列回路に代
えて、ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'とし
て用いている。この場合、ダイオードＤ₁，Ｄ₂の機能
はＭＯＳＦＥＴの内部の寄生ダイオードにより実現され
る。この構成により、トランジスタとダイオードとを用
いると４個必要であった部品が２個になり部品点数の削
減につながる。

【００３８】しかして、フィルタ回路２は、巻比が１：
１である２個の巻線を備えたラインチョークＬＦ₁と、
交流電源Ｖｓの両端となる両巻線の一端間に接続したコ
ンデンサＣ₂₃と、一方の巻線に直列に接続したインダク
タＬＦ₂とを備える。このフィルタ回路２は、電源周波
数を通過させスイッチング周波数を阻止するローパスフ
ィルタを構成する。このようなフィルタ回路２を設けた
ことにより、入力電流の高周波成分が抑制されて交流電
源Ｖｓへの高周波雑音の回り込みを防止することができ
るとともに、入力電流波形が正弦波に近くなり入力力率
を高めることができる。

【００３９】一方、負荷回路１は、リーケージトランス
Ｔ₁と、リーケージトランスＴ₁の２次巻線の両端に各
フィラメントの一端が接続された負荷としての蛍光ラン
プのような放電灯Ｌａ₁と、放電灯Ｌａ₁のフィラメン
トの他端間に接続された予熱用（ないし共振用）のコン
デンサＣ₂とからなる。この負荷回路１では、リーケー
ジトランスＴ₁の１次巻線の両端が入力端になる。すな
わち、リーケージトランスＴ₁の１次巻線の一端はコン
デンサＣ₅₂，Ｃ₅₃の接続点に接続され、他端はスイッチ
ング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の接続点に接続される。コンデンサ
Ｃ₂はリーケージトランスＴ₁の漏れインダタンスとと
もに共振回路を構成する。

【００４０】図８に示した回路の各部の動作波形を図９
に示す。図では交流電源Ｖｓの１周期における動作を示
してあり、同図（ａ）は交流電源Ｖｓの入力電圧Ｖ_inと
入力電流Ｉ_in、同図（ｂ）はコンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₂の接
続点の電圧、同図（ｃ）は放電灯Ｌａ₁に流れるランブ
電流を示す。図より明らかなように放電灯Ｌａ₁のラン
プ電流は交流電源Ｖｓの電圧成分の影響をあまり受けな
いのである。図９には交流電源Ｖｓからの入力電流（同
図（ｃ））と各スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフ
との関係（同図（ａ）はスイッチング素子Ｑ₁'、（ｂ）
はスイッチング素子Ｑ₂'を示す）を示す。図９より明ら
かなように、いずれのスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオ
ン期間においても入力電流が流れるものである。

【００４１】本実施形態の回路では比較的少ない部品点
数であって、小型化、低コスト化につながるものであ
る。しかも、入力電流を高周波的に流すことによって入
力電流歪を低減することができ、また交流電源Ｖ_inの電
圧に入力電流をほぼ比例させて高い入力力率を得ること
ができる。スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のスイッチング
周期内で交流電源Ｖｓから入力電流を２回流すことがで
き（各スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'に１回ずつ流れ
る）、入力電流のピーク値を低減することができるもの
である。その結果、フィルタ回路２として小型のもので
も高周波成分を阻止することができる。また、交流電源
Ｖｓから負荷回路１に対して電力を直接的に供給する過
程があるから、それだけ電力供給効率が高くなるもので
ある。

【００４２】（実施形態２）実施形態１では、ダイオー
ドＤ₃，Ｄ₆にそれぞれコンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄を並列接
続していたが、図１１に示すように、コンデンサＣ₅₁を
省略してもよい。この構成では、コンデンサＣ₅₁から負
荷回路１への電力供給過程（図２の過程）がないから入
力電流歪が実施形態１よりもやや大きくなるが、従来構
成に比較すれば入力電流のピーク値を抑制することがで
き、また実施形態１に比較すると部品点数が少なくな
る。他の構成および動作は実施形態１と同様である。

【００４３】（実施形態３）本実施形態では、図１２に
示すように、実施形態１の構成にさらにコンデンサ
Ｃ₅₅，Ｃ₅₆を追加したものであり、全波整流器を形成す
るすべてのダイオードＤ₃〜Ｄ₆に対してコンデンサＣ
₅₁，Ｃ₅₄〜Ｃ₅₆を並列接続しているものである。この構
成によれば、ダイオードＤ₃〜Ｄ₆に並列接続されたコ
ンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄〜Ｃ₅₆に流れる電流が、図１に示し
た構成におけるコンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄に比較するとほぼ
半分になるから、コンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄〜Ｃ₅₆へのスト
レスを低減することになる。他の構成および動作は実施
形態１と同様である。

【００４４】（実施形態４）本実施形態は、図１３に示
すように、リーケージトランスＴ₁やトランスＴ₂を用
いることなく、インダクタＬ₁と放電灯Ｌａ₁とを直列
接続し、放電灯Ｌａ₁のフィラメントの非電源側にコン
デンサＣ₂を接続した負荷回路１を用いてある。この構
成もインダクタＬ₁とコンデンサＣ₂とにより共振回路
を構成するものである。他の構成および動作は実施形態
１と同様である。

【００４５】（実施形態５）本実施形態は、図１４に示
すように、図１に示した実施形態１の構成と同様のもの
であって、負荷回路１として図８に示したリーケージト
ランスＴ₁と放電灯Ｌａ₁とコンデンサＣ₂とを備える
ものを用いている。また、図１４ではフィルタ回路２の
図示を省略している。

【００４６】ところで、図１４においてはスイッチング
素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフを制御するための制御回路３
を図示してある。本実施形態において実施形態１と異な
る点は、制御回路３として、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ
₂'をオンオフさせるスイッチング周波数、オン時間、デ
ューティ比などを任意に制御できるものを用いることに
よって、負荷回路１への供給電力を調節することができ
るようにしてある点である。すなわち、放電灯Ｌａ₁の
光出力が調節可能であって調光制御が可能になってい
る。ここに、上述のオン時間の制御とはオン時間を変化
させる（一般にはオフ時間を一定に保つ）ことを意味
し、デューティ比の制御とは周波数を一定としてオン時
間とオフ時間との比率を変化させることを意味する。

【００４７】すなわち、スイッチング周波数の制御と
は、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'を図１５（ａ）のよう
にオンオフさせている状態から、たとえば図１５（ｂ）
のようにオンオフさせる状態に移行させることを意味す
る。図示例ではスイッチング周波数を高周波側に移行さ
せている。このようにスイッチング周波数を変化させる
と、リーケージトランスＴ₁の漏れインダクタンスとコ
ンデンサＣ₂とにより構成されている共振回路の共振周
波数とスイッチング周波数との関係によって、放電灯Ｌ
ａ₁への供給電力が変化し、放電灯Ｌａ₁の光出力を制
御することが可能になる。また、デューティ比の制御と
は、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'を図１６（ａ）のよう
にオンオフさせている状態から、たとえば図１６（ｂ）
のようにオンオフさせる状態に移行させることを意味す
る。つまり、周波数を一定のままオン時間とオフ時間と
の比率を制御するのであって、図示例ではスイッチング
素子Ｑ₁'のデューティ比を小さくし、スイッチング素子
Ｑ₂'のデューティ比を大きくしている。このように制御
すると、交流電源Ｖｓからの入力電力量を変化させるこ
とができ、結果的に負荷回路１への供給電力を調節する
ことが可能である。

【００４８】さらに、スイッチング周波数とデューティ
比とをともに制御し、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'を図
１７（ａ）のようにオンオフさせている状態から、たと
えば図１７（ｂ）のようにオンオフさせる状態に移行さ
せてもよい。他の構成および動作は実施形態１と同様で
ある。（実施形態６）本実施形態は、負荷回路１に設けた放電
灯Ｌａ₁を点灯させる際の制御例を示すものである。フ
ィラメント（熱陰極）を有する放電灯Ｌａ₁を点灯させ
る過程は、予熱→始動→点灯であって、予熱過程では主
としてフィラメントに通電し、始動過程では両フィラメ
ント間に高電圧を印加して放電を開始させ、放電開始後
には定格点灯させるのである。

【００４９】しかして、上記各過程は、図８に示した実
施形態１の回路構成（実際には図１４に示した実施形態
５のような制御回路３を備える回路構成）において、ス
イッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'を図１８に示すように制御す
ることで実現される。図１８はスイッチング周波数を制
御するものであって、リーケージトランスＴ₁の漏れイ
ンダクタンスとコンデンサＣ₂とにより構成される共振
回路の共振周波数に対して、スイッチング周波数を高く
設定してある。

【００５０】予熱時には同図（ａ）のようにスイッチン
グ周波数を高く設定して共振周波数とスイッチング周波
数との差を大きくしておき、放電灯Ｌａ₁の両端への印
加電圧を低くしてある。始動時には同図（ｂ）のように
予熱時よりもスイッチング周波数を下げることで共振周
波数との差を小さくし、放電灯Ｌａ₁の両端への印加電
圧を高くする。このようにして放電灯Ｌａ₁が点灯する
と、負荷回路１の共振周波数が低周波側に偏移するか
ら、放電灯Ｌａ₁の定格点灯に必要なランプ電流が得ら
れるようにスイッチング周波数を同図（ｃ）のようにさ
らに引き下げるのである（ここでは、点灯時にスイッチ
ング周波数を始動時よりも引き下げているが、始動時と
点灯時との関係は必ずしもこの関係になるとは限らな
い）。

【００５１】また、実施形態５で説明したように、スイ
ッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフのデューティ比を制
御することによっても放電灯Ｌａ₁への供給電力を調節
することができるから、図１９に示すように、スイッチ
ング周波数を変化させずにデューティ比のみを変化させ
ることによって、同図（ａ）の制御により予熱し、同図
（ｂ）の制御により始動し、同図（ｃ）の制御により定
格点灯させるようにしてもよい。

【００５２】さらに、図２０のように、スイッチング素
子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフのスイッチング周波数とデュー
ティ比とを同時に制御してもよい。この場合、同図
（ａ）の制御により予熱し、同図（ｂ）の制御により始
動し、同図（ｃ）の制御により定格点灯させることにな
る。（実施形態７）本実施形態は、図２１に示すように、実
施形態１の回路構成において、ダイオードＤ₃，Ｄ₆の
両端電圧に比例した電圧を出力する電圧検出回路５ａ，
５ｂを付加してある。また、電圧検出回路５ａ，５ｂの
出力電圧は切換スイッチ要素ＳＷ₂により択一的に選択
され、選択された出力電圧はダイオードＤ₃₁により整流
された後にコンデンサＣ₃₂により平滑される。このコン
デンサＣ₃₂の両端電圧は制御回路３に入力される。ま
た、切換スイッチ要素ＳＷ₂は電源極性判別回路４によ
り検出される交流電源Ｖｓの極性に応じて切り換えられ
る。

【００５３】電源極性判別回路４は、電圧検出回路５
ａ，５ｂの出力電圧に基づいて交流電源Ｖｓの極性を判
別する。すなわち、電圧検出回路５ａ，５ｂは交流電源
Ｖｓの各端の電位と接地電位（コンデンサＣ₁の負極電
位）との電位差を検出するから、両電圧検出回路５ａ，
５ｂの出力に基づいて交流電源Ｖｓの極性を知ることが
できるのである。

【００５４】上述の構成により、コンデンサＣ₃₂の両端
電圧はダイオードＤ₃，Ｄ₆の両端電圧を反映したもの
になるから、この電圧により回路の動作状態を知ること
ができる。そこで、制御回路３ではコンデンサＣ₃₂の両
端電圧に応じてスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'をオンオフ
させるスイッチング周波数やデューティ比を変化させる
ことにより、回路の動作状態に応じた制御を行なうので
ある。

【００５５】図２１に示した回路の各部の波形を図２２
に示す。同図（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧彼形、同図
（ｂ）は電源極性判別回路４によって制御される切換ス
イッチ要素ＳＷ₂により選択された電圧検出回路５ａ，
５ｂの出力電圧、同図（ｃ）はコンデンサＣ₃₂の両端電
圧Ｖ_C32である。同図（ｂ）において、期間Ｔａは電圧
検出回路５ａの出力電圧が選択されている期間、期間Ｔ
ｂは電圧検出回路５ｂの出力電圧が選択されている期間
を示す。図２２より明らかなように、コンデンサＣ₃₂の
両端電圧により交流電源Ｖｓのピーク値付近かゼロクロ
ス点付近かを知ることができる。

【００５６】しかして、放電灯Ｌａ₁のランプ電流の波
高率（クレストファクタ）を改善するように制御する場
合には、コンデンサＣ₃₂の両端電圧の変化に基づいて交
流電源Ｖｓのピーク値付近ではスイッチング周波数を低
くし、交流電源Ｖｓのゼロクロス点付近ではスイッチン
グ周波数を高く設定すればよい。また、スイッチング周
波数ではなくデューティ比を制御してもよい。この場
合、交流電源Ｖｓのピーク値付近ではデューティ比を５
０％に近づけ、交流電源Ｖｓのゼロクロス点付近ではオ
ン期間とオフ期間との比を大きくすればよい。さらに、
スイッチング周波数とデューティ比とは同時に変化させ
てもよい。このように波高率を小さくすれば、放電灯Ｌ
ａ₁の光出力のちらつきを低減することができる。

【００５７】また、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'やコン
デンサＣ₁のような回路構成素子が過電圧により破壊さ
れるのを防止するために、コンデンサＣ₃₂の両端電圧に
より過電圧を検出することも可能である。つまり、コン
デンサＣ₃₂の両端電圧が異常に高くなった揚合には、ス
イッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の発振を停止すれば、過電圧
による破壊を回避することができる。他の構成および動
作は実施形態１と同様である。

【００５８】（実施形態８）ところで、実施形態１の回
路構成において、放電灯Ｌａ₁の調光を行なう場合のよ
うに軽負荷になると、入力電流に休止期間が生じること
がある。つまり、調光度が大きくなると（つまり光出力
が小さくなると）入力電流の休止区間が増加して、入力
電流歪が増加することになる。同様に負荷が大きくなる
と、入力電流のゼロクロス点付近において大きな変化が
生じて（入力電流が流れている間に入力電流の極性が反
転して）不連続な波形が現れるから、入力電流歪が増加
することになる。このように、負荷が増減するような使
用形態であると、負荷の増減により入力電流波形が変化
する。

【００５９】そこで、本実施形態では、図２３に示すよ
うに、実施形態１の回路構成において、ダイオードブリ
ッジＤＢ₂₁，ＤＢ₂₂とトランジスタＴｒ₂₁，Ｔｒ₂₂とか
らなる交流スイッチ（トランジスタＴｒ₂₁，Ｔｒ₂₂のコ
レクタエミッタ間をダイオードブリッジＤＢ₂₁，ＤＢ₂₂
の直流出力端にそれぞれ接続して無極性化したスイッチ
ング素子）とコンデンサＣ₆₁，Ｃ₆₂との直列回路をコン
デンサＣ₅₁，Ｃ₅₄にそれぞれ並列接続している。この回
路では、トランジスタＴｒ₂₁，Ｔｒ₂₂のオンオフによ
り、コンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄を単独使用する状態と、コン
デンサＣ₅₁，Ｃ₅₄にコンデンサＣ₆₁，Ｃ₆₂を並列接続す
る状態とを選択する。

【００６０】この構成では、負荷が大きくなって入力電
流波形に歪が生じるときには、コンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄に
コンデンサＣ₆₁，Ｃ₆₂を並列接続して合成容量を大きく
することにより、コンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄の両端に発生す
る電圧を大きくして、入力電流波形を正弦波に近づける
ことができる。トランジスタＴｒ₂₁，Ｔｒ₂₂は通常は同
時にオンオフされるが、必要に応じて一方のみをオンオ
フさせてもよい。

【００６１】また、図２４に示すように、コンデンサＣ
₅₁，Ｃ₅₄にコンデンサＣ₆₁，Ｃ₆₂を直列接続し、コンデ
ンサＣ₆₁，Ｃ₆₂に図２３に示したものと同構成の交流ス
イッチを接続する構成を採用してもよい。この構成で
は、常時はトランジスタＴｒ₂₁，Ｔｒ₂₂をオンにしてお
き、軽負荷時にはトランジスタＴｒ₂₁，Ｔｒ₂₂をオフに
してコンデンサコンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄にコンデンサ
Ｃ₆₁，Ｃ₆₂を直列接続し合成容量を小さくすることによ
り、コンデンサＣ₅₁，Ｃ₅₄とＣ₆₁，Ｃ₆₂の直列回路の両
端に発生する電圧を小さくして、入力電流波形を正弦波
に近づけることができる。

【００６２】図２３、図２４で示した回路構成は、１本
の放電灯Ｌａ₁に２種類の出力特性を持たせたい場合な
どの切替手段として有効である。なお、本実施形態で
は、制御回路３によるスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の制
御に応じて負荷の大きさが増減する場合について例示し
ており、トランジスタＴｒ₂のオンオフは、制御回路３
によるスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の制御状態に応じて
決定される。他の構成および動作は実施形態１と同様で
ある。

【００６３】上述のように、コンデンサＣ₅₄の両端電圧
に応じてスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'を制御したり、コ
ンデンサＣ₅₄のインピーダンスを変化させたりすること
により、放電灯Ｌａ₁のランプ電流の変動を抑制するこ
とができ、光出力の変動を抑制してちらつきを防止した
り、あるいは入力電流歪を改善したりすることが可能で
ある。

【００６４】（実施形態９）本実施形態は、図２５に示
すように、図１４に示した実施形態５の構成に加えて、
負荷の大きさを負荷回路１に設けた電流検出部６で検出
し、電流検出部６の出力に基づいて制御回路３がスイッ
チング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフのスイッチング周波数
やデューティ比を制御することによって、放電灯Ｌａ₁
に流れるランプ電流の変動を抑制するものである。電流
検出部６は、低抵抗を回路中に挿入し両端電圧を用いる
ものや変流器の２次出力を用いるものなどで実現され
る。

【００６５】しかして、ランプ電流が比較的大きい期間
ではスイッチング周波数を高くするなどしてランプ電流
を低減させる方向に制御してランプ電流の変動を抑制
し、光出力の変動を抑制することができる。他の構成お
よび動作は実施形態１と同様である。（実施形態１０）本実施形態は、図２６に示すように、
図１４に示した実施形態５の構成において、コンデンサ
Ｃ₁の両端に２個の抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁の直列回路を並列接
続することによりコンデンサＣ₁の両端電圧を分圧し、
分圧して得た電圧とあらかじめ設定した基準電圧Ｖ_ref
との大小をコンバレータＣＰ₄により比較判定し、コン
パレータＣＰ₄の出力に応じて、スイッチング素子
Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフを制御するものである。本実施形
態の目的は放電灯Ｌａ₁の寿命末期時の半波点灯状態
（いわゆるエミレス状態）や寿命末期や放電灯Ｌａ₁が
外れることによる無負荷状態を検出し、負荷回路１への
出力を停止ないし低減させることにある。

【００６６】しかして、図２６に示す構成では、エミレ
ス状態や無負荷状態においてコンデンサＣ₁両端電圧が
上昇し抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁の接続点の電圧が基準電圧Ｖ_ref
を越えるとコンパレータＣＰ₄の出力がＨレベルにな
り、これによって制御回路３はスイッチング素子Ｑ₁'，
Ｑ₂'のオンオフを停止するか、または出力を低減して放
電灯Ｌａ₁を調光点灯状態にするのである。

【００６７】エミレス状態や無負荷状態の検出には、コ
ンデンサＣ₁の両端電圧ではなく、図２７に示すよう
に、リーケージトランスＴ₁に検出用巻線ｎ₃を設け、
検出用巻線ｎ₃の誘起電圧をダイオードＤ₃₂を介して得
られた信号レベルと基準電圧Ｖ_refとをコンパレータＣ
Ｐ₄によって比較するものを採用してもよい。この場
合、コンパレータＣＰ₄にはリーケージトランスＴ₁の
１次巻線に流れる電流の瞬時値を反映した電圧が入力さ
れるから、制御回路３ではコンパレータＣＰ₄の出力を
所定のタイミングで取り込むようにしてある。

【００６８】また、図２８に示すように、スイッチング
素子Ｑ₂'のソースに直列に接続した抵抗Ｒ₁₂の両端電圧
と基準電圧Ｖ_refとをコンパレータＣＰ₄で比較しても
よい。この場合もコンパレータＣＰ₄ではスイッチング
素子Ｑ₂'のソース電流の瞬時値を検出するから、制御回
路３ではコンパレータＣＰ₄の出力を所定のタイミング
で取り込むようにしてある。

【００６９】本実施形態の構成では、放電灯Ｌａ₁が外
れて無負荷状態になったときや、放電灯Ｌａ₁のフィラ
メントのエミッタの消耗により放電灯Ｌａ₁が交流電源
Ｖｓの半波でしか点灯しなくなったエミレス状態におい
て、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'などの素子にストレス
がかかって破壊するのを防止することができる。（実施形態１１）上述した各実施形態では、スイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂（Ｑ₁'，Ｑ₂'）を制御回路３により制
御する他励制御式の構成を示したが、本実施形態では、
図２９に示すように、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を自
励制御している。

【００７０】すなわち、リーケージトランスＴ₁に一対
の帰還巻線ｎ₃₁，ｎ₃₂を設け、リーケージトランスＴ₁
の１次巻線に流れる電流の向きに応じてスイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂が交互にオンオフを行なうように帰還巻線
ｎ₃₁，ｎ₃₂の巻方向を設定してある。ただし、起動時に
は別途に設けた起動手段１２によりスイッチング素子Ｑ
₂を強制的にオンにする。

【００７１】図３０に示す構成によっても自励制御が可
能である。この構成では、負荷回路１にリーケージトラ
ンスＴ₁の２次巻線にインダクタＬ₁を挿入し、インダ
クタＬ₁に一対の帰還巻線ｎ₃₃，ｎ₃₄を設け、この帰還
巻線ｎ₃₃，ｎ₃₄をスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のベース
−エミッタ間に接続してある。この構成では、インダク
タＬ₁に流れる電流の向きに応じてスイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂がオンオフを交互に行なうように帰還巻線
ｎ₃₃，ｎ₃₄の巻方向を決めてある。この回路構成では、
放電灯Ｌａ₁が外れると、インダクタＬ₁には電流が流
れなくなるから発振が自動的に停止するという利点を有
している。この回路構成においても、図２９に示した回
路構成と同様に、起動手段１２が別途に必要である。本
実施形態の構成によれば、外部から制御信号を与える必
要がなく制御回路３が不要であるから、部品点数が少な
いという利点がある。他の構成および動作は実施形態１
と同様である。

【００７２】（実施形態１２）本実施形態は、図３１に
示すように、トランジスタよりなるスイッチング素子Ｑ
₁ を自励制御し、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素
子Ｑ₂'を制御回路３’からの制御信号により他励制御す
るものである。スイッチング素子Ｑ₁はリーケージトラ
ンスＴ₁に設けた帰還巻線ｎ₃₅の誘起電圧を受けてオン
オフされる。

【００７３】この回路構成では、制御回路３’を設けて
いるから、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂'のオンオフ動作
を制御して負荷回路１への出力を低減したり出力を停止
させたりすることができ、しかも１個のスイッチング素
子Ｑ₂'のみを制御すれば、その種の機能を実現すること
ができるから、２個のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂（Ｑ
₁'，Ｑ₂'）をともに他励制御するものに比較すると部品
点数が少なくなる。他の構成および動作は実施形態１と
同様である。

【００７４】（実施形態１３）本実施形態は、図３２に
示すように、複数（図示例はいずれも２個）の放電灯Ｌ
ａ₁Ｌａ₂を有する負荷回路１を用いる例であって、こ
れらの負荷回路１は上述した各実施形態のいずれにおい
ても採用し得るものである。図３２（ａ）に示す負荷回
路１は、２灯の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂の一方のフィラメ
ントの一端同士を接続し、他端間にリーケージトランス
Ｔ₁に設けた予熱巻線ｎ₃₆を接続することにより、２灯
の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂を直列接続したものであって、
放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂の直列回路をリーケージトランス
Ｔ₁の２次巻線に接続するとともに、放電灯Ｌａ₁，Ｌ
ａ₂の直列回路に１個のコンデンサＣ₂を並列接続して
ある。

【００７５】また、図３２（ｂ）に示す負荷回路１は、
図８に示した実施形態１の負荷回路１を２個並列に接続
したものに相当する。つまり、２個のリーケージトラン
スＴ₁₁，Ｔ₁₂の１次巻線同士を並列接続し、各リーケー
ジトランスＴ₁₁，Ｔ₁₂の２次巻線にそれぞれ放篭灯Ｌａ
₁，Ｌａ₂を並列接続するとともに、各放電灯Ｌａ₁，
Ｌａ₂のフィラメント間に共振用のコンデンサＣ₂₁，Ｃ
₂₂を接続したものである。

【００７６】図３２（ｃ）に示す負荷回路１は、リーケ
ージトランスＴ₁ではなく通常のトランスＴ₂を用い、
インダクタＬ₁₁と放電灯Ｌａ₁とからなる直列回路と、
インダクタＬ₁₂と放電灯Ｌａ₂とからなる直列回路とを
トランスＴ₂の２次巻線に並列接続した構成を有するも
のであり、各放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂のフィラメント間に
は共振用のコンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂が接続される。

【００７７】図３２（ｄ）に示す負荷回路１は、リーケ
ージトランスＴ₁の２次側にバランサＬ₃を介して２灯
の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂を接続したものである。すなわ
ち、リーケージトランスＴ₁の２次巻線の一端をバラン
サＬ₃のタップに接続し、バランサＬ₃の各端とリーケ
ージトランスＴ₁の２次巻線の他端との間にそれぞれ放
電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂を接続してある。また、各放電灯Ｌ
ａ₁，Ｌａ₂のフィラメント間にはそれぞれ共振用のコ
ンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂が接続される。この構成では、コン
デンサＣ₂₁，Ｃ₂₂とリーケージトランスＴ₁の漏れイン
ダクタンスとバランサＬ₃のインダクタンスとにより共
振回路が形成される。

【００７８】図３２（ｅ）に示す負荷回路１は、通常の
トランスＴ₂の１次巻線に共振用のインダクタＬ₁を直
列接続し、インダクタＬ₁に設けた２次巻線を放電灯Ｌ
ａ₁，Ｌａ₂のフィラメントに予熱電流を与えるための
予熱巻線として用いるものである。ここに、インダクタ
Ｌ₁は予熱巻線として用いる２次巻線を３個備えてい
る。２灯の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂は一方のフィラメント
の一端同士が接続され、他端間にはコンデンサＣ₄₁を介
してインダクタＬ₁の２次巻線が接続される。また、放
電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂の他のフィラメントにもそれぞれコ
ンデンサＣ₄₂，Ｃ₄₃を介してインダクタＬ₁の２次巻線
が接続される。トランスＴ₂の２次巻線の間には放電灯
Ｌａ₁，Ｌａ₂の直列回路と共振用のコンデンサＣ₂と
の並列回路が接続される。この構成では、インダクタＬ
₁とコンデンサＣ₂とにより共振回路が形成される。

【００７９】上述のような構成の負荷回路１を用いるこ
とによって、複数の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂を点灯させる
ことが可能になる。なお図３２（ａ）〜（ｂ）には２灯
の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂を含む負荷回路１を示したが、
３灯以上の場合でも同様な接続形態を採用することが可
能である。また、負荷回路１以外の構成は上述した各実
施形態の回路構成を採用することができる。

【００８０】（実施形態１４）本実施形態は、図３３に
示すように、図８に示した実施形態１の構成において、
負荷回路１ａと直流カット用のコンデンサＣ_3aとの直列
回路を一方のスイッチング素子Ｑ₂'に追加して並列接続
したものである。負荷回路１ａは、負荷回路１と同様
に、リーケージトランスＴ_1aの２次側の放電灯Ｌａ_1aを
接続し、放電灯Ｌａ_1aのフィラメント間に共振用のコン
デンサＣ_2aを接続した構成を有する。

【００８１】負荷回路１に関する動作は実施形態１で説
明した動作であり負荷回路１ａは図３６に示した従来構
成と同様の動作になる。定常状態における負荷回路１ａ
に関する動作を簡単に説明する。いま、スイッチング素
子Ｑ₁'がオンになると、コンデンサＣ₁→スイッチング
素子Ｑ₁'→負荷回路１ａ→コンデンサＣ_3a→コンデンサ
Ｃ₁の経路で電流が流れる。この期間にコンデンサＣ_3a
が充電される。

【００８２】一方、スイッチング素子Ｑ₁'がオフにな
り、スイッチング素子Ｑ₂'がオンになった直後では、負
荷回路１ａ（リーケージトランスＴ_1a）に蓄積されたエ
ネルギが放出されて負荷回路１ａ→コンデンサＣ_3a→ス
イッチング素子Ｑ₂'の寄生ダイオード→負荷回路１ａの
経路で電流が流れる。その後、負荷回路１ａのエネルギ
が放出されると、コンデンサＣ_3aの放電が開始され、コ
ンデンサＣ_3a→負荷回路１ａ→スイッチング素子Ｑ₂'→
コンデンサＣ_3aの経路で電流が流れ、負荷回路１ａには
それまでとは逆向きの電流が流れる。

【００８３】次に、スイッチング素子Ｑ₂'がオフにな
り、スイッチング素子Ｑ₁'がオンになると、負荷回路１
ａ→スイッチング素子Ｑ₁'の寄生ダイオード→コンデン
サＣ₁→コンデンサＣ_3a→負荷回路１ａの経路で負荷回
路１ａ（リーケージトランスＴ_1a）に蓄積されたエネル
ギが放出される。負荷回路１ａに蓄積されたエネルギが
放出されると、コンデンサＣ₁からスイッチング素子Ｑ
₁'を通して負荷回路１ａに電流が流れる状態に戻るので
あって、負荷回路１ａを流れる電流の向きが反転する。
つまり、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフによ
り、負荷回路１ａに交番した高周波電流が流れることに
なる。

【００８４】しかして、上述した動作は、コンデンサＣ
₁を電源とするハーフブリッジ型のインバータ回路の動
作であって、負荷回路１ａとコンデンサＣ_3aとを含む回
路には入力電流歪を低減する機能はない。つまり、放電
灯Ｌａ_1aのランプ電流はインバータ回路の電源電圧に依
存するから、電源となるコンデンサＣ₁の容量が十分に
大きければ放電灯Ｌａ_1aのランプ電流はほぼ一定にな
る。その結果、２灯の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ_1aの合成の光
出力は、図３２（ａ）に示した回路構成の２灯の放電灯
Ｌａ₁，Ｌａ₂の合成の光出力よりも変動が少なくな
る。これは、図３２（ａ）に示した構成では、両放電灯
Ｌａ₁，Ｌａ₂の光出力がともに変動しかつ変化の方向
が同じであるのに対して、本実施形態では一方の放電灯
Ｌａ₁の光出力は変動するが他方の放電灯Ｌａ_1aの光出
力は変動しないからである。

【００８５】また、本実施形態の構成では、２灯の放電
灯Ｌａ₁，Ｌａ_1aの一方が外れたとしても、残された放
電灯は点灯を維持することになる。たとえば、放電灯Ｌ
ａ_1aが外れたときに、リーケージトランスＴ_1aの１次側
のインダクタンスとコンデンサＣ_2aとにより形成される
共振回路の共振周波数を、スイッチング周波数に対して
やや進相側に調整することにより、残された放電灯Ｌａ
₁が点灯するときにスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'に流れ
る電流を進相と遅相の合成電流とすることができ、放電
灯Ｌａ₁のみを点灯させる場合に流れる遅相の電流より
もスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'に流れる電流のピーク値
を抑えることができる。

【００８６】なお、両放電灯Ｌａ，Ｌａ_1aの周波数特性
をややずらしておけば、電源変動や負荷変動に対して、
出力をほぼ一定に保つことができる。他の構成および動
作は実施形態１と同様である。（実施形態１５）本実施形態は、図３４に示すように、
図８に示した実施形態１の構成において、コンデンサＣ
₁の両端間にスイッチング素子Ｔｒ₃を介して直流点灯
用のランプＬａ₃を接続したものである。ランプＬａ₃
としては白熱電球などを用いることができる。

【００８７】この構成では、ランプＬａ₃に流れるラン
プ電流は、コンデンサＣ₁の容量が十分に大きければほ
ぼ一定であるから、放電灯Ｌａ₁とランプＬａ₃との合
成の光出力の変動は、図３２（ａ）などに示した回路構
成を採用する場合よりも少なくなる。なお、この回路構
成では、スイッチング素子Ｔｒ₃をオンオフすることに
より、放電灯Ｌａ₁とランプＬａ₃との光出力の比率を
任意に制御することができる。他の構成および動作は実
施形態１と同様である。

【００８８】上述の各実施形態においては、負荷として
高周波の交流で点灯する放電灯Ｌａ₁を例示したが、負
荷は放電灯Ｌａ₁に限定されるものではない。また、負
荷に直流電力の供給を必要とする場合には、図３５に示
すようにリーケージトランスＴ₁の２次出力を全波整流
器ＤＢ₁で整流して得られた直流電圧を負荷５に印加す
るように負荷回路１を構成してもよい。

【００８９】なお、上述した各実施形態の技術思想は適
宜に組み合わせて用いることが可能である。

【００９０】

【発明の効果】請求項１の発明は、整流素子をブリッジ
接続して構成され交流電源を全波整流する全波整流器
と、全波整流器の直流出力端間に接続された平滑用の第
１のコンデンサと、第１のコンデンサに並列接続され交
流電源の電源周波数よりも高い周波数で交互にオンオフ
される第１のスイッチング素子および第２のスイッチン
グ素子と、第１のスイッチングおよび第２のスイッチン
グ素子にそれぞれ並列接続された前記整流素子とは別の
一対の整流素子と、交流電源の両端間に接続された第２
のコンデンサおよび第３のコンデンサの直列回路と、第
１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の
接続点と第２のコンデンサおよび第３のコンデンサの接
続点との間に接続された負荷回路とを備え、全波整流器
を構成する整流素子の少なくとも１つに並列接続された
第４のコンデンサとを備えるものであり、電源周期のほ
ぼ全域に亙って入力電流を流すことができ、しかもスイ
ッチング素子のスイッチング動作の１周期の間に各スイ
ッチング素子の１回ずつオンにして入力電流を２回流す
ことになるから、入力電流歪が少なく、また交流電源か
ら負荷回路に電力を直接供給することができるから、電
力供給効率が高くなるという利点がある。しかも、スイ
ッチング素子のスイッチング動作の１周期の間に各スイ
ッチング素子の１回ずつオンにして入力電流を２回流す
ことにより、入力電流のピーク値が小さく交流電源から
の入力部に高周波阻止用のフィルタ回路を設ける場合に
フィルタ回路として小型のものを用いることができると
いう利点がある。さらに、部品点数が比較的少なく簡単
な構成になるという利点もある。

【００９１】請求項２の発明は、負荷回路が、トランス
と、トランスの２次側に接続された負荷とを備え、トラ
ンスの１次巻線の両端が負荷回路の両端となるものであ
り、負荷回路がトランス構成であるから、トランスの２
次側に設けた負荷への低周波成分を除去して一定の負荷
電流を流すことができるという利点がある。また、トラ
ンスの１次側のインピーダンスを大きくとれば、突入電
流をさらに少なくすることができるという利点がある。

【００９２】請求項３の発明は、負荷回路が、第１のイ
ンダクタと、第１のインダクタに直列接続された放電灯
と、放電灯の非電源側端子間に接続され第１のインダク
タとともに共振回路を構成する第５のコンデンサとを備
え、第１のインダクタと放電灯との直列回路の両端が負
荷回路の両端となるものであり、トランスを用いていな
いから、トランスによる損失がなく、負荷への電力供給
効率が一層高くなるという利点がある。しかも無負荷時
には、第１のコンデンサを充電する経路が形成されない
から、無負荷時には突入電流がほぼ０になるという利点
がある。

【００９３】請求項４の発明は、第１のスイッチング素
子および第２のスイッチング素子のオンオフのスイッチ
ング周波数を調節可能な制御回路を備えるものであり、
スイッチング素子のオン期間をほぼ一定に保ちながら入
力電流を調節したり負荷への供給電力を調節することが
できるという利点がある。その結果、負荷が放電灯であ
れぱ、調光を行なったり、予熱、始動、点灯などの制御
が可能になる。また、負荷への供給電力が急に変化して
回路構成素子にストレスがかかるようなときに、スイッ
チング周波数を変化させることによってこれを回避する
ことができる。

【００９４】請求項５の発明は、第１のスイッチング素
子および第２のスイッチング素子のオン期間を調節可能
な制御回路を備えるものであり、スイッチング周波数を
ほぼ一定に保った状態で入力電流を調節したり負荷への
供給電力を調節することができるという利点がある。そ
の結果、負荷が放電灯であれば調光を行なったり、予
熱、始動、点灯などの制御が可能になる。また、負荷へ
の供給電力が急に変化して回路構成素子にストレスがか
かるようなときに、スイッチング周波数を変化させるこ
とによってこれを回避することができる。

【００９５】請求項６の発明は、第１のコンデンサの両
端電圧を検出する手段を備え、検出された電圧に基づい
て第１のコンデンサの両端電圧の上昇を抑制するように
前記制御回路が第１のスイッチング素子および第２のス
イッチング素子を制御するものであり、第１のコンデン
サの両端電圧が異常に上昇したときに、スイッチング素
子の動作を停止させたり、負荷への出力を低下させるこ
とによって、回路構成素子にストレスがかかるのを防止
することができるという利点がある。また、第１のコン
デンサの両端電圧の上昇を抑制してほぼ一定に保つよう
にすれば、負荷への供給電力が安定するという利点があ
る。その結果、負荷が放電灯であれぱ、ちらつきの少な
い光出力を得ることができる。

【００９６】請求項７の発明は、前記トランスの印加電
圧に相当する電圧を検出する手段を備え、検出された電
圧に基づいてトランスの印加電圧の上昇を抑制するよう
に前記制御回路が第１のスイッチング素子および第２の
スイッチング素子を制御するものであり、負荷への印加
電圧が異常に上昇したときや負荷が短絡したようなとき
に、スイッチング素子の動作を停止させたり、負荷への
出力を低下させることによって、回路構成素子にストレ
スがかかるのを防止することができるという利点があ
る。

【００９７】請求項８の発明は、第４のコンデンサの両
端電圧を検出する手段を備え、前記制御回路は、第４の
コンデンサの両端電圧に基づいて負荷回路への出力をほ
ぼ一定に保つように第１のスイッチング素子および第２
のスイッチング素子を制御するものであり、負荷への出
力をほぼ一定に保つことができるから、負荷の安定した
動作が期待できるという利点がある。とくに、負荷が放
電灯であるときには、ちらつきの少ない光出力を得るこ
とができる。

【００９８】請求項９の発明は、負荷回路に流れる電流
を検出する手段を備え、検出した電流に基づいて負荷回
路に流れる電流をほぼ一定に保つように第１のスイッチ
ング素子および第２のスイッチング素子を制御するもの
であり、交流電源の電圧が変動したときでも、負荷への
供給電流をほぼ一定にすることができるから、負荷の安
定した動作が期待できるという利点がある。とくに、負
荷が放電灯であるときに、ランブ電流の変動を小さくし
て、ちらつきの少ない光出力を得ることができる。

【００９９】請求項１０の発明は、第４のコンデンサの
容量を可変する手段を備えるものであり、負荷に応じて
入力電流を調整することができ、入力電流歪を少なくす
ることができるという利点がある。たとえば、負荷が放
電灯であって、調光する場合や負荷出力を切り換えた場
合でも入力電流歪を少なくすることができる。請求項１
１の発明は、負荷回路は複数の負荷を備えるものであ
り、複数の負荷を同時に駆動することができるという利
点がある。

【０１００】請求項１２の発明は、第１のスイッチング
素子と第２のスイッチング素子とのいずれかと並列に、
または第１のコンデンサと並列に第２の負荷回路を接続
したものであり、第２の負荷回路への出力を特別な制御
なしにほぼ一定にできるから、複数の負荷を同時に駆動
しながらも安定した駆動が可能になるという利点があ
る。とくに、負荷が放電灯であるときには、ちらつきの
少ない光出力を得ることができる。また一方の放電灯が
外れても他方の放電灯を点灯させておくことができる。
さらに、各負荷への供給電力を適宜比率に設定すること
ができる。また、交流電源の電圧が変動した場合でも、
全体としての負荷の電流をほぼ一定にすることができ、
ランプ電流の脈流を小さくして、ちらつきの少ない光出
力を得ることができる。

【０１０１】請求項１３の発明は、第１のスイッチング
素子と第２のスイッチング素子とのうち少なくとも一方
は負荷回路に流れる電流の帰還により自励制御されるも
のであり、スイッチング素子の駆動回路を簡略化ないし
削除することができるから、部品点数をより少なくする
ことが可能であるという利点がある。たとえば、負荷回
路にトランスを設け、その２次側に設けたインダクタを
用いて帰還すれば、たとえば、無負荷のような異常時
に、自動的に回路が停止することになる。また、一方の
スイッチング素子の駆動を自励制御し、他方のスイッチ
ング素子の駆動を外部信号で他励制御すれば、負荷への
供給電力を制御することができ、負荷を放電灯としたと
きに調光や停止といった制御が容易に行える。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１を示す回路図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】同上の動作説明図である。

【図４】同上の動作説明図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】同上の動作説明図である。

【図７】同上の動作説明図である。

【図８】同上の具体構成を示す回路図である。

【図９】図８に示した回路の動作説明図である。

【図１０】図８に示した回路の動作説明図である。

【図１１】本発明の実施形態２を示す回路図である。

【図１２】本発明の実施形態３を示す回路図である。

【図１３】本発明の実施形態４を示す回路図である。

【図１４】本発明の実施形態５を示す回路図である。

【図１５】同上の動作説明図である。

【図１６】同上の動作説明図である。

【図１７】同上の動作説明図である。

【図１８】本発明の実施形態６を示す動作説明図であ
る。

【図１９】同上の動作説明図である。

【図２０】同上の動作説明図である。

【図２１】本発明の実施形態７を示す回路図である。

【図２２】同上の動作説明図である。

【図２３】本発明の実施形態８を示す回路図である。

【図２４】同上の他の回路例を示す回路図である。

【図２５】本発明の実施形態９を示す回路図である。

【図２６】本発明の実施形態１０を示す回路図である。

【図２７】同上の他の回路例を示す回路図である。

【図２８】同上の別の回路例を示す回路図である。

【図２９】本発明の実施形態１１を示す回路図である。

【図３０】同上の他の回路例を示す回路図である。

【図３１】本発明の実施形態１２を示す回路図である。

【図３２】本発明の実施形態１３の各種回路例を示す回
路図である。

【図３３】本発明の実施形態１４を示す回路図である。

【図３４】本発明の実施形態１５を示す回路図である。

【図３５】本発明の別の負荷の例を示す回路図である。

【図３６】従来例を示す回路図である。

【図３７】他の従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

１負荷回路３制御回路Ｖｓ交流電源Ｄ₁〜Ｄ₆ ダイオードＱ₁〜Ｑ₄，Ｑ₁'，Ｑ₂' スイッチング素子Ｃ₁コンデンサＣ₅₁〜Ｃ₅₄ コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】整流素子をブリッジ接続して構成され交
流電源を全波整流する全波整流器と、全波整流器の直流
出力端間に接続された平滑用の第１のコンデンサと、第
１のコンデンサに並列接続され交流電源の電源周波数よ
りも高い周波数で交互にオンオフされる第１のスイッチ
ング素子および第２のスイッチング素子と、第１のスイ
ッチングおよび第２のスイッチング素子にそれぞれ並列
接続された前記整流素子とは別の一対の整流素子と、交
流電源の両端間に接続された第２のコンデンサおよび第
３のコンデンサの直列回路と、第１のスイッチング素子
および第２のスイッチング素子の接続点と第２のコンデ
ンサおよび第３のコンデンサの接続点との間に接続され
た負荷回路とを備え、全波整流器を構成する整流素子の
少なくとも１つに並列接続された第４のコンデンサとを
備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】負荷回路は、トランスと、トランスの２
次側に接続された負荷とを備え、トランスの１次巻線の
両端が負荷回路の両端となることを特徴とする請求項１
記載の電源装置。
【請求項３】負荷回路は、第１のインダクタと、第１
のインダクタに直列接続された放電灯と、放電灯の非電
源側端子間に接続され第１のインダクタとともに共振回
路を構成する第５のコンデンサとを備え、第１のインダ
クタと放電灯との直列回路の両端が負荷回路の両端とな
ることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】第１のスイッチング素子および第２のス
イッチング素子のオンオフのスイッチング周波数を調節
可能な制御回路を備えることを特徴とする請求項２また
は請求項３記載の電源装置。
【請求項５】第１のスイッチング素子および第２のス
イッチング素子のオン期間を調節可能な制御回路を備え
ることを特徴とする請求項２または請求項３記載の電源
装置。
【請求項６】第１のコンデンサの両端電圧を検出する
手段を備え、検出された電圧に基づいて第１のコンデン
サの両端電圧の上昇を抑制するように前記制御回路が第
１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を
制御することを特徴とする請求項４または請求項５記載
の電源装置。
【請求項７】前記トランスの印加電圧に相当する電圧
を検出する手段を備え、検出された電圧に基づいてトラ
ンスの印加電圧の上昇を抑制するように前記制御回路が
第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子
を制御することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項８】第４のコンデンサの両端電圧を検出する
手段を備え、前記制御回路は、第４のコンデンサの両端
電圧に基づいて負荷回路への出力をほぼ一定に保つよう
に第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素
子を制御することを特徴とする請求項４または請求項５
記載の電源装置。
【請求項９】負荷回路に流れる電流を検出する手段を
備え、検出した電流に基づいて負荷回路に流れる電流を
ほぼ一定に保つように第１のスイッチング素子および第
２のスイッチング素子を制御することを特徴とする請求
項４または請求項５記載の電源装置。
【請求項１０】第４のコンデンサの容量を可変する手
段を備えることを特徴とする請求項２または請求項３記
載の電源装置。
【請求項１１】負荷回路は複数の負荷を備えることを
特徴とする請求項２または請求項３記載の電源装置。
【請求項１２】第１のスイッチング素子と第２のスイ
ッチング素子とのいずれかと並列に、または第１のコン
デンサと並列に第２の負荷回路を接続したことを特徴と
する請求項２または請求項３記載の電源装置。
【請求項１３】第１のスイッチング素子と第２のスイ
ッチング素子とのうち少なくとも一方は負荷回路に流れ
る電流の帰還により自励制御されることを特徴とする請
求項２または請求項３記載の電源装置。