JP2793836B2

JP2793836B2 - 照明負荷制御装置

Info

Publication number: JP2793836B2
Application number: JP1105188A
Authority: JP
Inventors: 裕二中林; 茂久吉田; 素寛陰山; 章雄奥出
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-04-25
Filing date: 1989-04-25
Publication date: 1998-09-03
Anticipated expiration: 2013-09-03
Also published as: JPH02284381A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、照明負荷を高周波で調光点灯させる照明負
荷制御装置に関するものである。

［従来の技術］第12図は従来の照明負荷制御装置の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。商用交流電源ACは
ダイオードブリッジDBにより全波整流され、コンデンサ
C₀により平滑されて、直流電源E₁に変換される。この直
流電源E₁には、主スイッチング素子たるトランジスタ
Q₂,Q₃の直列回路が並列接続され、各トランジスタQ₂,Q₃
にはそれぞれダイオードD₁,D₂が逆並列接続されてい
る。トランジスタQ₂の両端には、直流成分をカットする
ための結合コンデンサCdと、負荷電流を帰還するための
電流トランスCTとを介して、負荷回路が接続されてい
る。負荷回路は、放電灯よりなる照明負荷２、限流及び
共振用のインダクタL₁、共振用のコンデンサC₂、共振及
び予熱電流通電用のコンデンサC₃を含むLC共振回路にて
構成されており、負荷電流は振動電流となる。この振動
電流は電流トランスCTの１次巻線を介して流れる。した
がって、電流トランスCTの２次巻線には、負荷海路に流
れる振動電流に応じて極性の変化する電圧が誘起され、
この誘起電圧を抵抗R₂を介してトランジスタQ₂のベース
・エミッタ間に印加して、トランジスタQ₂をスイッチン
グさせる。トランジスタQ₃のベースには、制御回路３の
出力信号が供給されている。制御回路３においては、ト
ランジスタQ₃の両端電圧を抵抗R₃、R₄により検出して、
トランジスタQ₃の両端電圧が立ち下がってから所定時間
トランジスタQ₃をオンさせるものである。

この高周波変換回路１は、直流電源E₁が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサC₁が抵
抗R₁を介して充電され、その充電電圧が２端子サイリス
タQ₁のブレークオーバ電圧に達すると２端子サイリスタ
Q₁がオンし、トランジスタQ₃のベースに２端子サイリス
タQ₁を介してベース電流を流してトランジスタQ₃を最初
にオン動作させ、発振動作を開始させるものである。

以下、第12図回路の動作について説明する。電源を投
入すると、起動回路によりトランジスタQ₃がオンとな
り、その両端電圧が“Low"レベルになる。これにより、
制御回路３がトリガーされて、その出力が“High"レベ
ルとなり、トランジスタQ₃のオン状態が維持される。ト
ランジスタQ₃がオンすると、ダイオードD₀が導通して、
コンデンサC₁は充電されなくなるので、起動回路は停止
する。このとき、電流トランスCTの２次巻線は、トラン
ジスタQ₂のベース・エミッタ間に逆バイアスの電圧を印
加するような極性に巻かれているので、トランジスタQ₂
はオフ状態を維持する。次に、調光航路４で設定された
所定時間の経過後に、制御回路３の出力は“Low"レベル
となり、トランジスタQ₃はオフ状態になる。トランジス
タQ₃がオフすると、トランジスタQ₃のコレクタ電流が減
少することによりインダクタL₁の残留インダクタンスは
逆の誘起電圧を発生し、インダクタL₁に流れる振動電流
は同一方向に流れようとするので、ダイオードD₁が導通
する。また、電流トランスCTの２次巻線が逆の誘起電圧
を発生することにより、トランジスタQ₂が順バイアスさ
れて、トランジスタQ₂はオン状態となる。ダイオードD₁
の電流がゼロになると、コンデンサCdの蓄積電荷を電源
としてトランジスタQ₂に電流が流れる。このとき、イン
ダクタL₁のコアは飽和磁束にに向かって直線的に磁化さ
れる。やがて、コアが飽和磁束に達すると、インダクタ
ンスは急激にゼロの方向に向かい、その結果、トランジ
スタQ₂のコレクタ電流の時間変化分は無限大となる。ト
ランジスタQ₂のコレクタ電流がベース電流のhfe倍に達
すると、トランジスタQ₂は不飽和状態となり、電流トラ
ンスCTから帰還されるベース電流が減少してトランジス
タQ₂はオフする。トランジスタQ₂がオフした後も、イン
ダクタL₁に流れる振動電流は同一方向に流れようとする
ので、ダイオードD₂が導通し、負荷回路、コンデンサC
d、直流電源E₁の経路で電流が流れる。ダイオードD₂が
導通すると、トランジスタQ₃の両端電圧はゼロになるの
で、制御回路３がトリガーされて、制御回路３の出力が
“High"レベルになり、トランジスタQ₃は順バイアスさ
れる。ダイオードD₂に流れる振動電流がゼロになった後
は、直流電源E₁より、コンデンサCd、負荷回路、トラン
ジスタQ₃の経路で電流が流れる。以下、上述の動作を繰
り返すことにより、インバータの発振動作が継続され
る。

調光回路４から制御回路３に供給される調光信号とし
ては、周波数が一定で、オン・デューティ（１周期に占
めるオン時間の割合）が可変とされた信号が用いられ
る。調光用の可変抵抗VRを最小値と最大値の間で変化さ
せると、調光信号のオン・デューティは０％〜100％の
範囲で直線的に変化する。

第12図の装置における制御回路３は、上述のようなオ
ン・デューティが可変とされた調光信号を調光回路４か
ら供給されて、調光制御も行うものである。この制御回
路３は汎用の集積回路（例えば日本電気製μPD4538）よ
りなる単安定マルチバイブレータIC₁を備えている。こ
の単安定マルチバイブレータIC₁は、立ち下がりトリガ
ー入力端子Ｂが“High"レベルから“Low"レベルに変化
した後、一定時間は出力端子Ｑが“High"レベル、出力
端子が“Low"レベルとなる。本実施例にあっては、ト
ランジスタQ₃の両端電圧を抵抗R₃、R₄の直列回路で分圧
することにより検出し、単安定マルチバイブレータIC₁
のトリガー信号としている。単安定マルチバイブレータ
IC₁の出力端子Ｑが“High"レベルになる時間（出力端子
が“Low"レベルになる時間）は、抵抗R₅とコンデンサ
C₄の時定数で決定される。出力端子Ｑは駆動用のトラン
ジスタQ₄のベースに接続され、出力端子は駆動用のト
ランジスタQ₅のベースに接続されている。トランジスタ
Q₄のコレクタは直流電源E₂の正極に、トランジスタQ₅の
エミッタは直流電源E₂の負極に、それぞれ接続され、ト
ランジスタQ₄のエミッタとトランジスタQ₅のコレクタ
は、トランジスタQ₃のベースに接続されている。したが
って、単安定マルチバイブレータIC₁は、トランジスタQ
₃のオン期間を決めるためのタイマー回路として動作す
る。単安定マルチバイブレータIC₁の時定数設定用の抵
抗R₅とコンデンサC₄の接続点には、ダイオードD₃及び抵
抗R₆介してオペアンプIC₂の出力が接続されている。オ
ペアンプIC₂は反転入力端子を出力端子に接続されたイ
ンピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印加され
たコンデンサC₅の電圧を低インピーダンス化して出力す
る。コンデンサC₅には電荷放電用の抵抗R₇が並列接続さ
れており、オペアンプIC₃の出力電圧により充電され
る。オペアンプIC₃は反転入力端子を出力端子に接続さ
れたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印
加されたコンデンサC₆の電圧を低インピーダンス化して
出力する。コンデンサC₆は、トランジスタQ₈,Q₉を含む
カレントミラー回路８からの定電流により充電され、両
端に並列接続されたトランジスタQ₆がオンしたときに、
電荷を放電される。カレントミラー回路８からコンデン
サC₆に供給される定電流は、直流電源E₂からトランジス
タQ₉を介して抵抗R₈に流れる電流の同じとなる。トラン
ジスタQ₆のベースには、直流電源E₂の電圧を抵抗R₁₀,R₉
により分圧して得られた電圧により順バイアスが与えら
れる。抵抗R₉の両端にはトランジスタQ₇が並列接続され
ており、トランジスタQ₇が調光回路４の出力によりオン
されたときには、トランジスタQ₆の順バイアスは消失
し、トランジスタQ₆はオフする。このとき、コンデンサ
C₆はカレントミラー回路８から定電流により充電され、
その充電電圧V₁は直線的に上昇する。コンデンサC₆の充
電電圧V₁の波形は、周波数が一定で、電圧上昇期間が調
光信号におけるオン時間幅に等しい三角波となる。した
がって、調光信号におけるオン時間幅が長くなるにつれ
て、コンデンサC₆の充電電圧V₁のピーク値は高くなる。
オペアンプIC₂,IC₃とコンデンサC₅及び抵抗R₇は、コン
デンサC₆の充電電圧V₁のピーク保持回路を構成してお
り、その出力電圧V₂は、コンデンサC₆の充電電圧V₁のピ
ークの直流電圧となる。このため、出力電圧V₂は、調光
回路４の調光信号におけるオン・デューティに比例し
て、直線的に変化する電圧となる。また、抵抗R₆は制御
抵抗であり、上記出力電圧V₂により抵抗R₅と並列的に電
流経路を形成し、出力電圧V₂の上昇に応じてコンデンサ
C₄の充電電流を増加させて、単安定マルチバイブレータ
IC₁の時定数を小さく制御するものである。これによ
り、調光信号のオン・デューティ大きくなるにつれて、
出力電圧V₂が上昇し、単安定マルチバイブレータIC₁の
時定数が小さくなり、トランジスタQ₃のオン期間が短く
なるので、照明負荷２の光出力は低下する。

［発明が解決しようとする課題］ところで、上述の従来例において、調光回路４では、
交流電源ACより降圧用のトランスTf、全波整流用のダイ
オードブリッジDB、限流用の抵抗Ｒを介して、平滑用の
電解コンデンサＣを充電し、直流電源E₃を得ている。そ
れ故、電源投入後、調光回路４の直流電源E₃が完全に立
ち上がるまでは、調光回路４から出力される調光信号は
不安定なものとなる。このような不安定な調光信号が点
灯装置20制御回路３に入力されると、制御回路３が破壊
されたり、異常動作する可能性があり、場合によっては
点灯装置を故障に至らしめるという問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、不安定な調光信号が点灯装置
の制御回路に入力されて制御回路が破損されたり、異常
動作したりすることを防止できるようにした照明負荷制
御装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］第１図は、本発明を適用される照明負荷制御装置の一
例を示している。この装置では、交流電源ACの電圧を各
点灯装置20にて直流電源に変換した後、トランジスタイ
ンバータ等よりなる高周波変換回路１を安定器として使
用して、照明負荷２を点灯させている。各点灯装置20の
制御回路３には、調光信号線l₂,l₃を介して、調光回路
４から調光信号を供給している。そして、調光回路４に
おける調光操作部（例えば可変抵抗器VR）の操作に応じ
て点灯装置20の照明負荷２を任意に調光するものであ
る。制御回路３は調光回路４の調光信号が安定するまで
動作開始を遅延する遅延要素を備えている。

［作用］第２図は、上記装置の動作説明図である。同図（ａ）
は制御回路３の動作を示しており、同図（ｂ）は調光回
路４の動作を示している。時刻t₀において電源を投入す
ると、時刻t₁において調光回路４の調光信号が安定化さ
れ、その後、時刻t₂において制御回路３の動作が開始す
る。

第３図は、上記装置の他の動作説明図である。同図
（ａ）は制御回路３の動作を示しており、同図（ｂ）は
調光回路４の動作を示している。時刻t₀において電源を
投入すると、時刻t₁において調光回路４の調光信号が安
定化され、時刻t₂において調光信号の出力が開始され
る。その後、時刻t₃において制御回路３が動作を開始す
る。

第４図は、上記装置の別の動作説明図である。同図
（ａ）は制御回路３の動作を示しており、同図（ｂ）は
点灯装置20の直流電源の立ち上がりを示しており、同図
（ｃ）は調光回路４の直流電源の立ち上がりを示してい
る。時刻t₀において電源を投入すると、時刻t₁において
調光信号が安定化され、時刻t₂において点灯装置20の直
流電源が安定化される。その後、時刻t₃において、制御
回路３の動作が開始される。

以上のように、調光信号が安定化されるまで、制御回
路３の動作開始を遅延させれば、制御回路３に不安定な
調光信号が入力されることを防止することができる。

［実施例１］第５図は本発明の第１実施例の回路図である。本実施
例にあっては、制御回路３のトランジスタQ₇にトランジ
スタQ₁₅を並列接続している。トランジスタQ₁₅がオンで
ある場合には、トランジスタQ₇の両端が短絡され、あた
かもトランジスタQ₇にオン・デューティが100％の安定
な調光信号が入力されたのと同様の状態となる。このト
ランジスタQ₁₅調光回路４からの信号により制御され
る。

以下、本実施例に用いる調光回路４の回路構成につい
て説明する。商用交流電源ACは降圧トランスTfにて降圧
され、ダイオードブリッジDBにて全波整流され、限流用
の抵抗Ｒを介して、平滑用のコンデンサＣに充電され
る。コンデンサＣの電圧は、電圧規制用のツェナダイオ
ードZDにより電圧規制されて、定電圧の直流電源E₃が得
られる。直流電源E₃は可変抵抗VRにより分圧されて、基
準電圧VrとしてコンパレータIC₆の非反転入力端子に印
加される。直流電源E₃により給電される三角波発振器９
は、三角波電圧Vcを発生し、コンパレータIC₆の反転入
力端子に印加する。コンパレーIC₆の出力端子は、抵抗R
₁₃を介してトランジスタQ₁₁のベースに接続されてい
る。トランジスタQ₁₁のエミッタは直流電源E₃の負極に
接続され、コレクタは抵抗R₁₄を介して直流電源E₃の正
極に接続されると共に、抵抗R₁₅を介してトランジスタQ
₁₂のベースに接続されている。トランジスタQ₁₂のコレ
クタは直流電源E₃の正極に接続され、エミッタは抵抗R
₁₆を介して直流電源E₃の負極に接続されている。そし
て、抵抗R₁₆の両端から調光信号Snが得られる。つま
り、トランジスタQ₁₁と抵抗R₁₃,R₁₄によりエミッタ接地
型の反転増幅回路を構成しており、トランジスタQ₁₂と
抵抗R₁₅,R₁₆によりコレクタ接地（エミッタホロア）型
のインピーダンス変換回路を構成している。

三角波発振器９から得られる電圧Vcが基準電圧Vr以下
であるときには、コンパレータIC₆の出力端子は“High"
レベルとなるので、トランジスタQ₁₁はオンとなり、そ
のコレクタ電位が降下して、調光信号Snは“Low"レベル
となる。一方、三角波発振器９から得られる電圧Vcが基
準電圧Vrよりも高くなると、コンパレータIC₆の出力端
子は“Low"レベルとなるので、トランジスタQ₁₁はオフ
となり、そのコレクタ電位が上昇して、調光信号Snは
“High"レベルとなる。これにより、矩形波電圧よりな
る調光信号Snが得られる。基準電圧Vrは可変抵抗VRを操
作することにより、任意の電圧に設定することができる
ので、調光信号Snのオン・デューティは任意の大きさに
設定することができるものである。この調光信号Snは制
御回路３のトランジスタQ₇に供給されており、トランジ
スタQ₁₅がオフであれば、従来例で説明したように、制
御回路３の制御電圧V₂を調光信号Snのオン・デューティ
に応じて可変とし、照明負荷２の光出力を制御するもの
である。

ところで、調光回路４の直流電源E₃が立ち上がるまで
の間（第２図（ｂ）の時刻t₀〜t₁）においては、調光信
号Snが安定しない。そこで、調光信号Snが安定するまで
の間、トランジスタQ₁₅をオンさせるために、トランジ
スタQ₁₄と抵抗R₁₇,R₁₈及びツェナダイオードZD₁よりな
る安定検出回路12を設けている。電源が投入されると、
コンデンサＣの電圧が第２図（ｂ）の曲線に示すように
上昇するが、電圧がツェナダイオードZD₁のツェナ電圧
に達しないときには、トランジスタQ₁₄にベース電流が
流れないので、トランジスタQ₁₄はオフ状態を維持す
る。このとき、抵抗R₁₈を介してコンデンサＣからトラ
ンジスタQ₁₅にベース電流が流れるので、トランジスタQ
₁₅はオンとなる。したがって、あたかもトランジスタQ₇
がオンされたとの同様の状態となり、オン・デューティ
が100％の安定な調光信号が印加された場合と同様に、
照明負荷２の光出力は最小となる。次に、コンデンサＣ
の電圧がツェナダイオードZD₁のツェナ電圧に達する
と、抵抗R₁₇とツェナダイオードZD₁を介してトランジス
タQ₁₄にベース電流が流れるので、トランジスタQ₁₄がオ
ンとなる。このため、トランジスタQ₁₅のベース電流は
遮断され、トランジスタQ₁₅はオフとなる。このときに
は、調光回路４の調光信号Snは安定しているので、制御
回路３は調光回路４の調光信号Snに応じて、照明負荷２
の光出力を安定に制御することが可能となるものであ
る。

なお、第６図は電圧規制用のツェナダイオードZDのツ
ェナ電圧V_ZDと、安定検出用のツェナダイオードZD₁のツ
ェナ電圧_ZD1の関係を示している。同図に示すように、
時刻t₀で電源が投入された後、時刻t₂でコンデンサＣの
電圧VcがツェナダイオードZD₁のツェナ電圧V_ZD1に達し
てトランジスタQ₁₄がオフからオンへ変化すものであ
る。その後、コンデンサＣの電圧Vcはツェナダイオード
ZDのツェナ電圧V_ZDに達して電圧規制される。したがっ
て、安定検出用のツェナダイオードZD₁のツェナ電圧V
_ZD1は、電圧規制用のツェナダイオードZDのツェナ電圧V
_ZDよりも低く、且つ調光回路４が十分に安定に動作し得
るような電圧値に設定されている。

［実施例２］第７図は本発明の第２実施例の回路図である。調光回
路４には実施例１と同様にトランジスタQ₁₄と抵抗R₁₇,R
₁₈ツェナダイオードZD₁で構成される安定検出回路12を
設けており、調光信号が不安定である間はトランジスタ
Q₁₃をオンさせることにより、トランジスタQ₁₂の入力を
遮断し、調光信号Snが出力されないようにしたものであ
る。すなわち、第３図（ｂ）に示すように、時刻t₀で電
源を投入した後、直流電源E₃の電圧は同図の曲線で示す
ように上昇し、時刻t₁で調光信号が安定する。その後、
時刻t₂でトランジスタQ₁₁がオフして、調光信号Snを出
力することになる。一方、点灯装置を制御回路３にはタ
イマー回路13が設けられており、第３図（ａ）に示すよ
うに、時刻t₀で電源が投入された後、時刻t₃でトランジ
スタQ₁₅をオフにして、調光信号Snを受け付け始めるこ
とになる。このとき、時刻t₃とt₂の関係は、t₃＞t₂とな
るように設定されており、不安定な調光信号Snは絶対に
点灯装置20の制御回路３に入力されることはない。

［実施例３］第８図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例にあっては、実施例２において、点灯装置20の制御回
路３におけるタイマー回路13を始動補償用にも兼用した
ものである。電源投入後、一定時間はタイマー回路13に
よりトランジスタQ₁₅,Q₁₆がオンしている。このとき、
抵抗R₅が短絡されるため、スイッチング用トランジスタ
Q₃のオン区間が短くなり、高周波変換回路１の出力は低
下し、放電灯よりなる照明負荷２の両端には十分な電圧
が供給されず、放電灯は点灯せず、放電灯のフィラメン
トに予熱電流が流れる。一定時間の経過後、タイマー回
路13によりトランジスタQ₁₆がオフすると、スイッチン
グ用トランジスタQ₃のオン区間が長くなり、高周波変換
回路１の出力が上昇して、放電灯よりなる照明負荷２の
両端には正規の電圧が印加され、放電灯は点灯する。こ
れにより、放電灯の移動補償を行うことができ、寿命改
善が可能となる。通常の放電灯点灯装置においては、放
電灯の寿命改善の目的で上記のようなタイマー回路を設
けることが多く、このタイマー回路をトランジスタQ₁₅
の制御用のタイマー回路と兼用すれば、低コストで本発
明を実施することができる。

［実施例４］第９図は本発明の第４実施例の回路図である。本実施
例にあっては、点灯装置20の直流電源E₁の立ち上がり時
間が、調光回路４の直流電源E₃の立ち上がり時間よりも
遅い場合を想定した回路例であり、点灯電源E₁の安定検
出回路11と、信号電源E₃の安定検出回路12の論理和出力
により、トランジスタQ₁₅を制御している。点灯電源E₁
の安定検出回路11の構成は、信号電源E₃の安定検出回路
12（第５図参照）と同様であり、電源電圧が安定する
と、出力が“High"レベルから“Low"レベルに変化す
る。例えば、第４図（ｃ）に示すように、時刻t₀で電源
が投入された後、時刻t₁で信号電源E₃が安定すると、安
定検出回路12の出力が“High"レベルから“Low"レベル
に変化する。その後、第４図（ｂ）に示すように、時刻
t₂で点灯電源E₁が安定したとすると、安定検出回路11の
出力も“High"レベルから“Low"レベルに変化する。こ
れにより、論理和回路10の出力は“High"レベルから“L
ow"レベルに変化し、第４図（ａ）に示すように、時刻t
₃制御回路３が動作を開始する。

［実施例５］第10図は本発明の第５実施例の要部回路図である。本
実施例にあっては、調光回路４の電源部に電圧安定化の
ための三端子レギュレータ14を備えており、その入力側
及び出力側にそれぞれコンデンサCa,Cbを備えている。
この場合、安定検出回路12の検出端子ｃはコンデンサCa
の一端ａに接続しても良いし、コンデンサCbの一端ｂに
接続しても良い。その他の回路構成については、実施例
２又は３と同様である。

第11図（ａ）は安定検出回路12の検出端子ｃをコンデ
ンサCaの一端ａに接続した場合の動作波形図である。電
源スイッチSWの投入により、コンデンサCa,Cbの電位Va,
Vbは同図（ａ）に示すように上昇する。コンデンサCaの
電位VaがツェナダイオードZD₁のツェナ電圧V_ZD1に達す
ると、トランジスタQ₁₄がオンされて、トランジスタQ₁₃
がオフとなり、調光信号Snが出力される。このときに
は、コンデンサCbの電位Vbは既に安定しており、調光信
号Snは安定している。

第11図（ｂ）は安定検出回路12の検出端子ｃをコンデ
ンサCbの一端ｂに接続した場合の動作波形図である。こ
の場合、ツェナダイオードZD₁のツェナ電圧V_ZD1は第11
図（ａ）の場合に比べて低く設定され、コンデンサCbの
電位Vbが十分に上昇したことを安定検出回路12により検
出することになる。

安定検出回路12としては、いずれの回路例を用いても
良く、要はツェナダイオードZD₁が導通したときに、調
光回路４の調光信号Snが安定していれば良いものであ
る。

［発明の効果］本発明にあっては、上述のように、照明負荷の光出力
の制御手段を備える高周波点灯装置において、調光手段
の発生する調光信号が安定するまで制御手段の動作開始
を遅延せしめるようにしたので、不安定な調光信号が点
灯装置の制御手段に入力されて制御手段が破壊された
り、異常動作したりすることを防止できるという効果が
ある。

なお、制御手段の動作開始を遅延させるためのタイマ
ー回路を、点灯装置のソフトスタート用あるいは始動補
償用のタイマー回路と兼用すれば、実質的なコスト増加
を招くことなく、本発明を実施することができるので、
特に好都合である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明のための回路図、第２図乃至
第４図は同上の動作説明図、第５図は本発明の第１実施
例の回路図、第６図は同上の動作説明図、第７図は本発
明の第２実施例の回路図、第８図は本発明の第３実施例
の回路図、第９図は本発明の第４実施例の回路図、第10
図は本発明の第５実施例の要部回路図、第11図は同上の
動作説明図、第12図は従来例の回路図である。 E₁,E₂,E₃は直流電源、１は高周波変換回路、２は照明負
荷、３は制御回路、４は調光回路、11,12は安定検出回
路、20は点灯装置である。

フロントページの続き (72)発明者奥出章雄大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (56)参考文献特開昭58−223295（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−207100（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H05B 37/02 H05B 41/38 - 41/42

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、この直流電源から得られる直
流電圧を高周波電圧に変換する高周波変換回路と、高周
波変換回路から得られる高周波電圧を印加される照明負
荷と、照明負荷の光出力を連続的に可変とする制御手段
と、制御手段に照明負荷の光出力を設定する調光信号を
与える調光手段とを備える照明負荷制御装置において、
調光手段の発生する調光信号が安定するまで制御手段の
動作開始を遅延せしめる遅延要素を設けたことを特徴と
する照明負荷制御装置。
【請求項２】電源投入後、調光手段の発生する調光信号
が安定するまで調光信号の出力を禁止する第１の遅延要
素と、電源投入後、所定時間は制御手段の動作を禁止す
る第２の遅延要素を備え、第２の遅延要素の遅延時間は
第１の遅延要素の遅延時間よりも長く設定したことを特
徴とする請求項１記載の照明負荷制御装置。