JPH0532803B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は磁気抵抗効果型磁気ヘツド信号再生装
置に係わる。

背景技術とその問題点 先ず、第１図を参照して、従来の磁気抵抗効果
（以下MRという）型磁気ヘツド信号再生装置の
ヘツド部ｈの構造の一例を説明するに、例えば
Ni−Zn系フエライト、Mn−Zn系フエライト等
より成る磁性基板１上に（この基板１が導電性を
有する場合には、これの上に被着されたSiO₂等
の絶縁層２を介して）、後述するMR感磁部５に
対してバイアス磁界を与えるためのバイアス磁界
発生用の電流通路となる帯状の導電膜より成るバ
イアス導体３が被着され、このバイアス導体３上
に、絶縁層４を介して例えば、Ni−Fe系合金、
或いはNi−Co系合金等のMR磁性薄膜から成る
MR感磁部５が配される。そして、このMR感磁
部５上に、薄い絶縁層６を介して、各一端が跨り
バイアス導体３及びMR感磁部５を横切る方向に
延在して夫々磁気回路の一部を構成する磁気コア
としての、例えばMoパーマロイから成る対の磁
性層７及び８が被着される。基板１上には、非磁
性の絶縁性保護層９を介して、保護基板１０が接
合される。

しかして、一方の磁性層７と基板１の前方端と
の間には、例えば絶縁層６より成る所要の厚さを
有する非磁性ギヤツプスペーサ層１１が介在され
て、前方の磁気ギヤツプｇが形成される。そし
て、この磁気ギヤツプｇが臨むように、基板１、
ギヤツプスペーサ層１１、磁性層７、保護層９及
び保護基板１０の前方面が研磨されて磁気テープ
の如き磁気記録体との接対面１２が形成される。

又、磁気ギヤツプｇを構成する磁性層７の後方
端と、他方の磁性層８の前方端とは、夫々MR感
磁部５上に絶縁層６を介して跨るように形成され
るも、両端間には互いに離間する不連続部１３が
形成される。両磁性層７及び８の夫々後方端及び
前方端は、絶縁層６の介存によつて電気的には絶
縁されるも、不連続部１３において磁気的には結
合されるようなされる。かくして、基板１−磁気
ギヤツプｇ−磁性層７−MR感磁部５−磁性層８
−基板１の閉磁路から成る磁気回路が形成され
る。

このようなMR型磁気ヘツド部ｈにおいては、
その磁気記録媒体と対接する前方ギヤツプｇから
の信号磁束が上述の磁気回路を流れることによつ
て、この磁気回路中のMR感磁部５の抵抗値が、
この信号磁束による外部磁界に応じて変化する。
そこで、MR感磁部５に検出電流を流し、この抵
抗値変化をこのMR感磁部５の両端の電圧変化と
して検出して、磁気媒体上の記録信号の再生を行
う。

この場合、MR感磁部５が磁気センサーとして
線形に動作し、且つ高感度とするためには、この
MR感磁部５を磁気的にバイアスする必要があ
る。このバイアス磁界は、バイアス導体３の通電
によつて発生する磁界と、MR感磁部５に通ずる
検出電流によつてそれ自体が発生する磁界とによ
つて与えられる直流磁界である。

即ち、この種のMR型磁気ヘツド装置は、第２
図にその概略的構成を示すように、MR感磁部５
に、バイアス導体３への直流電流i_Bの通電によつ
て発生した磁界と、MR感磁部５への検出電流i_MR
の通電によつて発生した磁界とによつてバイアス
磁界H_Bが与えられた状態で、前述した磁気媒体
からの信号磁界H_Sが与えられる。そして、この
信号磁界H_Sによる抵抗変化に基づくMR感磁部５
の両端電圧、すなわちＡ点の電位の変化を、低域
阻止用コンデンサ１６を介して増幅器１４に供給
して増幅して出力端子１５より出力するものであ
る。

第３図は、このMR感磁部５に与える磁界Ｈ
と、その抵抗値Ｒとの関係を示す動作特性曲線図
を示し、この曲線は、磁界Ｈの絶対値が小さい範
囲−H_BR〜＋H_BRにおいて上に凸の２次曲線を示
すが、磁界Ｈの絶対値が大となつて、この範囲か
ら外れると、MR感磁部５を構成するMR磁性薄
膜の中央部分の磁化が磁気回路方に飽和しはじ
め、２次曲線から離れてその抵抗Ｒは最小値R_nio
に漸近する。因みに、この抵抗Ｒの最大値R_nax
は、MR磁性薄膜の磁化がすべて電流方向に向い
た状態に於ける値である。そして、この動作特性
曲線における２次曲線の特性部分で、前述したバ
イアス磁界H_Bが与えられた状態で、第３図にお
いて符号１７を付して示す磁気媒体からの信号磁
界が与えられるようにして、これに応じて同図中
符号１８で示す抵抗値変化に基づく出力を得るよ
うにしている。この場合は、信号磁界の大きさが
大となるほど２次高調波歪が大となることが分
る。

又、上述のMR型磁気ヘツド装置における第２
図のＡ点の電位は、MR感磁部５の抵抗の固定分
と変化分との合成によつて決まる電位となるが、
この場合、その固定分は98％程度にも及ぶもので
あり、この抵抗の固定分の温度依存性が大きいの
で、Ａ点における電位の温度ドリフトが大きいと
いう欠点がある。このMR感磁部５の抵抗値Ｒ
は、 Ｒ＝Ro（１＋α cos²θ） ……(1) （但し、Roは抵抗の固定分、αは最大抵抗変
化率、θはMR感磁部５における電流方向と磁化
方向とのなす角度である）で表され、例えばMR
感磁部５が81Ni−19Fe（パーマロイ）合金による
厚さ250ÅのMR磁性薄膜から成る場合のαの実
測値はα＝0.017程度である。このαの値は、
MR感磁部５のMR磁性薄膜の膜厚や材料によつ
て多少の相違はあるものの高々α＝0.05程度であ
る。一方、この抵抗の固定分Roは Ro＝Ri（１＋aΔt） ……(2) （但し、Riは抵抗の初期値で、ａ温度係数、
Δtは温度変化分である）で与えられ、上述のMR
感磁部５の例における温度係数ａの実測値は、ａ
＝0.0027／deg程度である。このこと直流磁界の
検出において大きなノイズとなる。

更に、この種のMR型磁気ヘツド部による場
合、上述したようにその温度係数が大きいため
に、例えばMR感磁部５への通電、或いはバイア
ス導体３へのバイアス電流等によつて発生する熱
が、ヘツド部の磁気記録媒体との摺接によつて不
安定に放熱されてヘツドの温度が変化する場合、
大きなノイズ、所謂摺動ノイズを生ずることにな
る。

又、第２図の構成における増幅器１４が低イン
ピーダンス入力を呈する場合、MR感磁部５及び
コンデンサ１６から成る高域通過フイルタのカツ
トオフ周波数をfoとすると、このコンデンサ１６
に必要な容量Ｃは、ＲをMR感磁部５の抵抗とす
ると、 Ｃ＝１／R〓_p ……(3) （ωo＝2πfo）となる。今、MR感磁部５が前述
した厚さ250Åのパーマロイより成り、その長さ
が50μmとなると、その抵抗Ｒは120Ω程度となる
ので、fo＝1kHzとすると、コンデンサ１６とし
てはＣ＝1.3μFという大きな値のものが必要とな
り、特にマルチトラツク型のデジタルオーデイオ
信号用磁気ヘツド装置を構成する場合には問題と
なるものである。

又、磁気回路における透磁率、特に比較的肉薄
で断面積が小さい磁性層７及び８における透磁率
は、これができるだけ大であることが望まれ、こ
の透磁率は外部磁界が零のとき最大となるので、
上述したようなバイアス磁界を与えることは透磁
率の低下を招来する。

上述の直流バイアス式MR型磁気ヘツド装置
は、有効トラツク幅が広く、狹トラツク化が容易
であるという利点がある反面、直線性が悪く、直
流再生が困難で、摺動ノイズが大きく、バルクハ
ウゼンノイズが大きく、出力のばらつきが大きい
という欠点がある。

その他の従来のMR型磁気ヘツド装置として
は、差動式MR型磁気ヘツド装置、バーバーポー
ル式MR型磁気ヘツド装置等が提案されている。
差動式MR型磁気ヘツド装置は、そのMR型磁気
ヘツド部に於いて、MR感磁部を一対設け、一対
のMR感磁部に対しては共通のバイアス導体によ
り同じバイアス磁界を与え、MR感磁部からは同
じ信号磁界によつて差動出力が得られるようにな
し、その差動出力を差動増幅器に供給し、その差
動増幅器より再生信号をえるようにしたものであ
る。

この差動式MR型磁気ヘツド装置は、直流再生
が可能（但し、オフセツトのばらつきが大きい）、
バルクハウゼンノイズが少ない、出力のばらつき
が少ない、回路としては増幅器だけで良いという
利点がある反面、摺動ノイズの軽減効果が小さ
く、有効トラツク幅が狹く、狹トラツク化が困難
であるという欠点がある。

又、バーバーポール式MR型磁気ヘツド装置
は、そのMR型磁気ヘツド部に於けるMR感磁部
に、その長手方向に斜めとなる如く、金等より成
る多数の互いに平行な導体バーを被着形成したも
のである。

このバーバーポール式MR型磁気ヘツド装置
は、バルクハウゼンノイズが少なく、出力のばら
つきが少なく、回路としては増幅器だけで良いと
いう利点がある反面、直流再生が困難、摺動ノイ
ズが大きい、狹トラツク化が困難、有効トラツク
幅があまり広くないという欠点がある。

そこで、上述した欠点を解消ないしは改善する
ために、先に本出願人は新規な磁気抵抗効果型磁
気ヘツド信号再生装置を特願昭59−38980号とし
て出願した。

以下に第４図を参照して、先に提案したMR型
磁気ヘツド信号再生装置の一例を説明する。この
例においては、そのMR型磁気ヘツド部ｈは第１
図及び第２図で説明したと同様の構成を採るもの
で、第４図において第１図及び第２図と対応する
部分に同一符号を付して重複説明を省略する。こ
の例においては、MR型磁気ヘツド部ｈのバイア
ス導体３に、直流バイアス電流i_Bに重畳して高周
波数fcのレベルの小さい交流バイアス電流i_Aを流
して、直流磁界に重畳して高周波磁界をMR感磁
部５に与える。ここに交流バイアス電流i_Aの波
形、したがつて交流磁界の波形は正弦波、矩形波
等その波形の如何を問わないものである。

このように、MR感磁部５に直流バイアス磁界
に重畳して交流バイアス磁界が与えられるので、
このMR感磁部５の両端間、即ち第４図における
Ａ点には周波数fcの交流信号が取り出される。

第５図Ａは、直流バイアス磁界H_Bと、信号磁
界H_Sに交流バイアス磁界H_Aが重畳された状態で
の磁界ＨとMR感磁部５の抵抗Ｒとの関係を示し
ている。ここで交流バイアス磁界H_Aの変化分ΔH
が小さい時には、或る瞬間での交流バイアス磁界
の変化に対する抵抗変化の大きさΔRは、第５図
Ａの２次曲線の微分の絶対値として得られ、第５
図Ｂに示すように、直流バイアス磁界H_Bと信号
磁界H_Sの大きさと出力たる抵抗変化分との関係
は、原理的には直線となる。従つて、第４図にお
けるＡ点に得られる交流信号の大きさは、直流バ
イアス磁界H_Bと、磁気記録媒体からの信号H_Sの
和の変化に応じて変化する出力となる。

そして、この出力は、第４図に示すように上述
した周波数fcの成分を通す高域通過フイルタ（前
置増幅器）１９を介して整流器２０に供給して整
流し、その整流出力を低域通過フイルタ２１に供
給するものである。このようにすれば、磁気媒体
からの信号磁界H_Sに応じて信号出力がとり出せ
る。この場合、交流電流i_Aの周波数fcは、今例え
ば最終的に出力端子１５から得る出力の帯域が０
〜100kHz必要である場合、これより十分高い周
波数、例えばfc＝1MHzに選定すれば良い。この
場合高域通過フイルタ１９は低域カツトオフ周波
数を100kHzより高く、且つ周波数fc、例えば1M
Hzより低い例えば500kHzに選んでおくものとす
る。しかして、高域通過フイルタの出力を前述し
たように整流器２０によつて整流し後、カツトオ
フ周波数が100kHzの低域通過フイルタ２１を通
すことにより、出力端子１５に０〜100kHzの帯
域の信号が得られる。

このような構成による磁気ヘツド装置において
は、第６図Ａに示す外部磁界（信号磁界＋バイア
ス磁界）がMR感磁部５に与えられた場合、第４
図における点Ｂにおいては第６図Ｂに示すよう
に、周波数fcのキヤリアを信号で振幅変調した出
力が得られ、第６図Ｃに示すように出力端子１５
においては、信号磁界に応じた出力がとり出され
る。

かかる磁気ヘツド信号再生装置によれば、MR
感磁部５の磁界対抵抗２次特性曲線による動作特
性の微分に相当する直線的動作特性による出力が
とり出されるので、否のない再生信号をとり出す
ことができるものである。

又、MR感磁部５の低抗の固定分について温度
依存性が大であつても、MR感磁部５の動作特性
曲線を微分し特性によつているので、この抵抗の
固定分の温度ドリフトによる影響を格段に低減す
ることができる。

更に、上述したようにMR感磁部５の抵抗固定
分の温度依存性による影響を排除したことによつ
て、MR型磁気ヘツド部の前述した磁気媒体との
摺動によるノイズの発生を少なくすることができ
る。

又、かかる磁気ヘツド装置におけるコンデンサ
１６は、周波数fcの成分を通過させれば良いか
ら、例えばfc＝500kHzとすると、このコンデンサ
１６の容量Ｃは、Ｃ＝2600pFで良いことになる。
そして、この周波数fcを更に上げれば、この容量
Ｃは更に小さくできるものである。

第７図は先に提案したMR型磁気ヘツド信号再
生装置の他の例を示し、第７図において第４図と
対応する部分には同一符号を付して重複説明を省
略する。この場合は、バイアス導体３には、直流
バイアス電流は流されずに、交流バイアス電流i_A
のみを流すようにする。この動作を模式的に示し
たのが第８図である。この図において、実線の曲
線が、実際のMR感磁部の磁界対抵抗の動作特性
曲線であるが、この特性の２次曲線部分を外挿す
ると破線図示のようになり、これにより最小抵抗
値R_nioに対応する磁界を＋Ho及び−Hoとする。
この例では信号磁界H_Sに重畳して交流バイアス
磁界H_Aが与えられ、信号磁界の極性と大きさと
に対応し且つ交流バイアス磁界に応じたMR感磁
部５の低抗変化が得られる。

この場合の動作特性曲線は２次曲線で、この
MR感磁部５の抵抗値Ｒは、次のように表され
る。

Ｒ＝R_nax−ΔR_nax（Ｈ／Ho）² ……(4) ここに、ΔR_naxはΔR_nax＝ΔR_nax−ΔR_naoで与
えられる。MR感磁部５に与えられる磁界Ｈは、
次式に示すようにバイアス磁界H_A(t)と、信号磁
界H_S(t)との和で表される。

Ｈ(t)＝H_A(t)＋H_S(t) ……(5) ここに磁界H_A(t)は、バイアス導３に流される
電流によつて得られ、 H_A(t)＝H_AO・sin（ω_Cｔ） ……(6) の如く表される。但し、角周波数ω_Cは次式のよ
うに表される。

ω_C＝2πfc ……(7) MR感磁部５の出力電圧Ｖ(t)は、MR検出電流
をＩとすると、 Ｖ(t)＝Ｉ・Ｒ ……(8) であり、上記(4)、(5)、(6)式から次のように表され
る。

Ｖ(t)＝Ｉ・R_nax−Ｉ・ΔR_nax／Ho²×〔H_AO ²・si
n²ω_C＋2H_AO・H_S(t)×sinω_C＋｛H_S(t)｝²〕……(9) 次に、この出力電圧Ｖ(t)と、交流バイアス磁界
H_Aと同相同期周波数の信号、例えばsin（ω_C ｔ）
を乗算器２２によつて乗算する。その出力Vz(t)
は、次式のように表される。

Vz(t)＝Ｖ(t)・sin（ω_C ｔ）＝Ｉ・R_nax・sin
（ω_Cｔ）−Ｉ・ΔR_nax／Ho²・〔H_AO ²・sin²（ω_C ｔ
） ＋2H_AO・H_S(t)・sin（ω_Cｔ）＋｛H_S(t)｝²］
・sin（ω_C ｔ）……(10) そして、これを低域通過フイルタ２１に通ずる
と、次(10)においてω_C成分を有する項 Ｉ・R_nax・sin（ω_C ｔ）＝０ ……(11) H_AO ²・sin²（ω_C ｔ）＝H_AO／２｛sin（ωt）−cos
（2ωt）×sin（ωt）｝＝０……(12) 2H_AO・H_S(t)・sin²（ωt）＝H_AO・H_S(t)・｛１−co
s（2ωt）｝＝H_AO・H_S(t)……(R) ｛H_S(t)｝²・sin（ωt）＝０ (14) となる。従つて、端子１５で得られる出力電圧
Vo(t)は、 Vo(t)＝−Ｉ・ΔR_nax×H_AO・H_S(t)／Ho² (15) となり、信号磁界H_S(t)に比例する電圧が得られ
る。尚、この場合、乗算器２２への入力に、信号
磁界H_S(t)が含まれていても、出力に混入する虞
は少ないので、高域通過フイルタ１９を省略する
こともできる。

かるMR型磁気ヘツド信号再生装置によれば、
外部磁界の極性に応じた出力をとり出せることに
なり、先に例と同様の利点に加えて、ダイナミツ
クレンジが大となるという利点がある。また、こ
の場合、磁気的バイアスを交流成分のみとするこ
とによつて直流バイアスによる磁気回路の透磁率
低下を回避できる利益もある。

先に提案したMR型磁気ヘツド信号再生装置に
よれば、直線性にすぐれた歪の小さい出力を得る
ことができ、直流再生が可能で、温度ドリフトが
小さく、摺動ノイズが改善され、有効トラツク幅
が大で、挾トラツク化可能であり、更にコンデン
サの容量を小さくできるなどの利益を有すると共
に、更に第７図で説明した構成とするときは、ダ
イナミツクレンジを大きくとることができ、また
或る場合は磁気回路の透磁率低下を回避すること
もできる。

ところで、例えば第７図のMR型磁気ヘツド装
置の出力端子１５の出力の周波数特性は、磁気テ
ープの走行速度が4.8cm／secの場合、第９図に曲
線ａとして示す如く、周波数が1kHz付近でレス
ボンスが最大で、周波数がこれより漸次大又は小
になるにつれて、次第にレスボンスが減少する特
性を有している。上述した他の種々の方式のMR
型磁気ヘツド装置に於いても、出力の周波数特性
に略同様な傾向が見られる。

そこで、MR型磁気ヘツド信号再生装置の出力
の周波数特性を平坦にするには、第９図に曲線ｂ
にて示す如く、曲線ａに対し逆の周波数特性をす
るイコライザ回路を出力側に縦続接続することが
考えられる。

ところが、MR型磁気ヘツド信号再生装置で
は、出力レベルが大になるにつれて歪が増加し、
出力レベルが小になるにつれてＳ／Ｎが低下する
という特性を呈する。従つて、MR型磁気ヘツド
装置の出力側に上述の如きイコライザ回路を縦続
接続したのでは、出力のレスポンスが最大となる
周波数付近の歪を減少させようとすると、高域の
Ｓ／Ｎが低下するし、高域のＳ／Ｎを増大させよ
うとすると、出力のレスポンスが最大となる周波
数付近の歪が増加してしまう。

発明の目的 かかる点に鑑み、本発明は出力の周波数特性が
平坦になると共に、歪が減少し、Ｓ／Ｎが増大す
る磁気抵抗効果型磁気ヘツド信号再生装置を提案
しようとするものである。

発明の概要 本発明による磁気抵抗効果型磁気ヘツド信号再
生装置は、信号磁界の与えられる磁気抵抗効果感
磁部と、磁気抵抗効果感磁部の出力から信号磁界
に応じた信号出力を取出す信号取出し手段と、イ
コライザ回路と、信号取出し手段からの信号出力
をイコライザ回路に供給して得たイコライザ出力
に応じた負帰還磁界を磁気抵抗効果感磁部に与え
る負帰還磁界発生手段とを有し、信号出力の周波
数特性を平坦にするようにしたことを特徴とする
ものである。

かかる本発明によれば、出力の周波数特性が平
坦になると共に、歪が減少し、Ｓ／Ｎが増大する
磁気抵抗効果型磁気ヘツド信号再生装置を得るこ
とができる。

実施例 以下に、第１０図を参照して、本発明の一実施
例を説明する。この実施例は、第７図の磁気抵抗
効果型磁気ヘツド信号再生装置に本発明を適用し
た場合で、第１０図に於いて第７図と対応する部
分には同一符号を付して重複説明を省略する。即
ち、低域通過フイルタ２１により信号出力を第９
図の曲線ａの周波数特性を有するイコライザ回路
２３に供給し、これよりの電流をバイアス導体３
に流して、このバイアス導体３（別個のバイアス
導体を設けて、これに電流を流すこともできる）
から負帰還磁界H_FBを発生させて、MR感磁部５
に与えるようにする。

かかるイコライザ回路２３の回路例を第１３図
に示す。２４，２５は夫々入出端子、３１は演算
増幅器で、入力端子２４を、抵抗器２６及びコン
デンサ２７の直列回路、抵抗器２８及びコンデン
サ２９の直列回路並びに抵抗器３０の並列回路を
通じて演算増幅器３１の反転入力端子に接続し、
その非反転入力端子を接地する。出力端子２５及
び演算増幅器３１の反転入力端子間に、抵抗器３
２及びコンデンサ３３の直列回路並びに抵抗器３
４の並列回路を接続する。尚、回路素子の定数例
は第１３図に図示の通りであるが、磁気テープの
走行速度、その磁性材料、磁気ヘツド装置の方式
の如何によつて異なる。

尚、本発明を上述の第４図及び第２図の方式の
MR型磁気ヘツド信号再生装置に適用した場合
を、夫々第１１図及び第１２図に示す。この場合
も第１０図と同様に、低域通過フイルタ２１又は
増幅器１４よりの信号出力を第９図の曲線ａの周
波数特性を有するイコライザ回路２３に供給し、
これよりの電流をバイアス導体３に流して、この
バイアス導体３から負帰還磁界H_FBを発生させ
て、MR感磁部５に与えるようにする。その他差
動式、バーバーポール式、無バイアス式MR型磁
気ヘツド装置にも本発明を適用できる。尚、これ
らの詳細説明は省略する。

上述せる本発明によれば、出力の周波数特性が
平坦になると共に、歪が減少し、Ｓ／Ｎが増大す
る磁気抵抗効果型磁気ヘツド信号再生装置を得る
ことができる。

尚、再生信号はデジタルオーデイオ信号に限ら
ず、デジタルビデオ信号、アナログオーデイオ／
ビデオ信号等も可能である。

発明の効果 上述せる本発明によれば、出力の周波数特性が
平坦になると共に、歪が減少し、Ｓ／Ｎが増大す
る磁気抵抗効果型磁気ヘツド信号再生装置を得る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の説明に供する磁気抵抗効果型
磁気ヘツド信号再生装置の略線的拡大断面図、第
２図は従来の磁気抵抗効果型磁気ヘツド信号再生
装置の構成図、第３図は磁気抵抗効果型感磁部の
特性曲線図、第４図は先に提案した磁気抵抗効果
型磁気ヘツド信号再生装置の一例の構成図、第５
図はその動作特性曲線図、第６図はその動作の説
明に供する波形図、第７図は先に提案した磁気抵
抗効果型磁気ヘツド信号再生装置の他の例の構成
図、第８図はその説明に供する特性曲線図、第９
図は本発明の説明に供する特性曲線図、第１０図
〜第１２図は本発明による磁気抵抗効果型磁気ヘ
ツド信号再生装置の各実施例を示す構成図、第１
３図はそのイコライザ回路の具体例を示す回路図
である。 ｈは磁気ヘツド部、１は基板、３はバイアス導
体、５は磁気抵抗効果感磁部、７及び８は磁性
層、１９は高域通過フイルタ、２０は整流器、２
１は低域通過フイルタ、２２は乗算器、２３はイ
コライザ回路である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 信号磁界の与えられる磁気抵抗効果感磁手段
   と、該磁気抵抗効果感磁手段の出力から上記信号
   磁界に応じた信号出力を取出す信号取出し手段
   と、イコライザ回路と、上記信号取出し手段から
   の信号出力を上記イコライザ回路に供給して得た
   イコライザ出力に応じた負帰還磁界を上記磁気抵
   抗効果感磁手段に与える負帰還磁界発生手段とを
   有し、上記信号出力の周波数特性を平坦にするよ
   うにしたことを特徴とする磁気抵抗効果型磁気ヘ
   ツド信号再生装置。