JPH0565922B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は磁気抵抗効果型磁気ヘツド装置に係わ
る。

〔従来の技術〕

先ず、第７図を参照して、従来の磁気抵抗効果
（以下MRという）型磁気ヘツド装置のヘツド部
ｈの構造の一例を説明するに、例えばNi−Zn系
フエライト、Mn−Zn系フエライト等より成る磁
性基板１上に（この基板１が導電性を有する場合
には、これの上に被着されたSiO₂等の絶縁層２
を介して）、後述するMR感磁部５に対してバイ
アス磁界を与えるためのバイアス磁界発生用の電
流通路となる帯状の導電膜より成るバイアス導体
３が被着され、このバイアス導体３上に、絶縁層
４を介して例えば、Ni−Fe系合金、或いはNi−
Co系合金等のMR磁性薄膜から成るMR感磁部５
が配される。そして、このMR感磁部５上に、薄
い絶縁層６を介して、各一端が跨りバイアス導体
３及びMR感磁部５を横切る方向に延在して夫々
磁気回路の一部を構成する磁気コアとしての、例
えばMoパーマロイから成る対の磁性層７及び８
が被着される。基板１上には、非磁性の絶縁性保
護層９を介して、保護基板１０が接合される。

しかして、一方の磁性層７と基板１の前方端と
の間には、例えば絶縁層６より成る所要の厚さを
有する非磁性ギヤツプスペーサ層１１が介在され
て、前方の磁気ギヤツプｇが形成される。そし
て、この磁気ギヤツプｇが臨むように、基板１、
ギヤツプスペーサ層１１、磁性層７、保護層９及
び保護基板１０の前方面が研磨されて磁気テープ
の如き磁気記録媒体との対接面１２が形成され
る。

又、磁気ギヤツプｇを構成する磁性層７の後方
端と、他方の磁性層８の前方端とは、夫々MR感
磁部５上に絶縁層６を介して跨るように形成され
るも、両端間には互いに離間する不連続部１３が
形成される。両磁性層７及び８の夫々後方端及び
前方端は、絶縁層６の介存によつて電気的には絶
縁されるも、不連続部１３において磁気的には結
合されるようなされる。かくして、基板１−磁気
ギヤツプｇ−磁性層７−MR感磁部５−磁性層８
−基板１の閉磁路から成る磁気回路が形成され
る。

このようなMR型磁気ヘツド部ｈにおいては、
その磁気記録媒体と対接する前方ギヤツプｇから
の信号磁束が上述の磁気回路を流れることによつ
て、この磁気回路中のMR感磁部５の抵抗値が、
この信号磁束による外部磁界に応じて変化する。
そこで、MR感磁部５に検出電流を流し、この抵
抗値変化をこのMR感磁部５の両端の電圧変化と
して検出して、磁気媒体上の記録信号の再生を行
う。

この場合、MR感磁部５が磁気センサーとして
線形に動作し、且つ高感度とするためには、この
MR感磁部５を磁気的にバイアスする必要があ
る。このバイアス磁界は、バイアス導体３への通
電によつて発生する磁界と、MR感磁部５に通ず
る検出電流によつてそれ自体が発生する磁界とに
よつて与えられる直流磁界である。

即ち、この種のMR型磁気ヘツド装置は、第８
図にその概略的構成を示すように、MR感磁部５
に、バイアス導体３への直流電流i_Bの通電によつ
て発生した磁界と、MR感磁部５への検出電流i_MR
の通電によつて発生した磁界とによつてバイアス
磁界H_Bが与えられた状態で、前述した磁気媒体
からの信号磁界H_Sが与えられる。そして、この
信号磁界H_Sによる抵抗変化に基づくMR感磁部５
の両端電圧、すなわちＡ点の電位の変化を、低域
阻止用コンデンサ１６が介して増幅器１４に供給
して増幅して出力端子１５より出力するものであ
る。

第９図は、このMR感磁部５に与える磁界Ｈ
と、その抵抗値Ｒとの関係を示す動作特性曲線図
を示し、この曲線は、磁界Ｈの絶対値が小さい範
囲−H_BR〜＋H_BRにおいて上に凸の２次曲線を示
すが、磁界Ｈの絶対値が大となつて、この範囲か
ら外れると、MR感磁部５を構成するMR磁性薄
膜の中央部分の磁化が磁気回路方向に飽和しはじ
め、２次曲線から離れてその抵抗Ｒは最小値R_nio
に漸近する。因みに、この抵抗Ｒの最大値R_nax
は、MR磁性薄膜の磁化がすべて電流方向に向い
た状態に於ける値である。そして、この動作特性
曲線における２次曲線の特性部分で、前述したバ
イアス磁界H_Bが与えられた状態で、第９図にお
いて符号１７を付して示す磁気媒体からの信号磁
界が与えられるようにして、これに応じて同図中
符号１８で示す抵抗値変化に基づく出力を得るよ
うにしている。この場合は、信号磁界の大きさが
大となるほど２次高調波歪が大となることが分
る。

又、上述のMR型磁気ヘツド装置における第２
図のＡ点の電位は、MR感磁部５の抵抗の固定分
と変化分との合成によつて決まる電位となるが、
この場合、その固定分は98％程度にも及ぶもので
あり、この抵抗の固定分の温度依存性が大きいの
で、Ａ点における電位の温度ドリフトが大きいと
いう欠点がある。このMR感磁部５の抵抗値Ｒ
は、 Ｒ＝Ro（１＋αcos²θ） ……(1) （但し、Roは抵抗の固定分、αは最大抵抗変
化率、θはMR感磁部５における電流方向と磁化
方向とのなす角度である）で表され、例えばMR
感磁部５が81Ni−19Fe（パーマロイ）合金による
厚さ250ÅのMR磁性薄膜から成る場合のαの実
測値はα＝0.017程度である。このαの値は、
MR感磁部５のMR磁性薄膜の膜厚や材料によつ
て多少の相違はあるものの高々α＝0.05程度であ
る。一方、この抵抗の固定分Roは Ro＝Ri（１＋aΔt） ……(2) （但し、Riは抵抗の初期値で、ａは温度係数、
Δtは温度変化分である）で与えられ、上述のMR
感磁部５の例における温度係数ａの実測値は、ａ
＝0.0027／deg程度である。このことは直流磁界
の検出において大きなノイズとなる。

更に、この種のMR型磁気ヘツド部による場
合、上述したようにその温度係数が大きいため
に、例えばMR感磁部５への通電、或いはバイア
ス導体３へのバイアス電流等によつて発生する熱
が、ヘツド部の磁気記録媒体との摺接によつて不
安定に放熱されてヘツドの温度が変化する場合、
大きなノイズ、所謂摺動ノイズを生ずることにな
る。

又、第８図の構成における増幅器１４が低イン
ピーダンス入力を呈する場合、MR感磁部５及び
コンデンサ１６から成る高域通過フイルタのカツ
トオフ周波数をoとすると、このコンデンサ１
６に必要な容量Ｃは、ＲをMR感磁部５の抵抗と
すると、 Ｃ＝１／Rωo ……(3) （ωo＝2πo）となる。今、MR感磁部５が前
述した厚さ250Åのパーマロイより成り、その長
さが50μｍとなると、その抵抗Ｒは120Ω程度とな
るので、o＝1kHzとすると、コンデンサ１６と
してはＣ＝1.3μFという大きな値のものが必要と
なり、特にマルチトラツク型のデジタルオーデイ
オ信号用磁気ヘツド装置を構成する場合には問題
となるものである。

又、磁気回路における透磁率、特に比較的肉薄
で断面積が小さい磁性層７及び８における透磁率
は、これができるだけ大であることが望まれ、こ
の透磁率は外部磁界が零のとき最大となるので、
上述したようなバイアス磁界を与えることは透磁
率の低下を招来する。

上述の直流バイアス式MR型磁気ヘツド装置
は、有効トラツク幅が広く、狭トラツク化が容易
であるという利点がある反面、直線性が悪く、直
流再生が困難で、摺動ノイズが大きく、バルクハ
ウゼンノイズが大きく、出力のばらつきが大きい
という欠点がある。

その他の従来のMR型磁気ヘツド装置として
は、差動式MR型磁気ヘツド装置、バーバポール
式MR型磁気ヘツド装置等が提案されている。差
動式MR型磁気ヘツド装置は、そのMR型磁気ヘ
ツド部に於いて、MR感磁部を一対設け、一部の
MR感磁部に対しては共通のバイアス導体により
互いに逆のバイアス磁界を与え、一対のMR感磁
部に同じ信号磁界を与えて、一対のMR感磁部か
ら信号磁界に対応した差動出力が得られるように
なし、その差動出力を差動増幅器に供給し、その
差動増幅器より再生信号を得るようにしたもので
ある。

この差動式MR型磁気ヘツド装置は、直流再生
が可能（但し、オフセツトのばらつきが大きい）、
バルクハウゼンノイズが少ない、２次高調波歪が
除去される。出力のばらつきが少ない、回路とし
ては差動増幅器だけで良いという利点がある反
面、摺動ノイズの軽減効果が小さく、有効トラツ
ク幅が狭く、狭トラツク化が困難であるという欠
点がある。

又、バーバーポール式MR磁気ヘツド装置は、
そのMR型磁気ヘツド部に於けるMR感磁部に、
その長手方向に斜めとなる如く、金等より成る多
数の互いに平行な導体バーを被着形成したもので
ある。

このバーバーポール式MR型磁気ヘツド装置
は、バルクハウゼンノイズが少なく、出力のばら
つきが少なく、回路としては増幅器だけで良いと
いう利点がある反面、直流再生が困難、摺動ノイ
ズが大きい、狭トラツク化が困難、有効トラツク
幅があまり広くないという欠点がある。

そこで、上述した欠点を解消ないしは改善する
ために、先に本出願人は新規な磁気抵抗効果型磁
気ヘツド装置を特願昭59−38980号として出願し
た。

以下に第１０図を参照して、先に提案したMR
型磁気ヘツド装置の一例を説明する。この例にお
いては、そのMR型磁気ヘツド部ｈは第７図及び
第８図で説明したと同様の構成を採るもので、第
１０図において第７図及び第８図と対応する部分
に同一符号を付して重複説明を省略する。この例
においては、MR型磁気ヘツド部ｈのバイアス導
体３に、高周波数cの交流バイアス電流i_Aを流し
て、直流磁界に重畳して高周波磁界をMR感磁部
５に与える。ここに交流バイアス電流i_Aの波形、
したがつて交流磁界の波形は正弦波、矩形波等そ
の波形の如何を問わないものである。

このように、MR感磁部５に直流バイアス磁界
に重畳して交流バイアス磁界が与えられるので、
このMR感磁部５の両端間、即ちＡ点には周波数
cの交流信号が取り出される。

そして、この出力は、コンデンサ１６−周波数
cの成分を通す前置増幅器１４を介して掛算器２
２に供給され、この信号Ｘに上述の周波数cの交
流信号Ｙが掛算される。

このようにすれば、磁気媒体からの信号磁界
H_Sに応じた信号出力が出力端子１５に出力され
る。この場合、交流電流i_Aの周波数cは、今例え
ば最終的に出力端子１５から得る出力の帯域が例
えば０〜40kHz必要である場合、これの３倍以上
の周波数、例えばc＝140kHzに選定すれば良い。

第１１図Ａに、MR感磁部５の磁界対抵抗の特
性曲線を示すが、MR感磁部５に、第１１図Ｂに
示す如き大レベルの矩形波交流磁界H_B（ｔ）及び
信号磁界H_S（ｔ）の重畳磁界を与えた場合、MR
感磁部５からは第１１図Ｃに示す如き出力電圧Ｖ
（ｔ）が得られる。乗算器２２に於いて、この出
力電圧Ｖ（ｔ）と、第１１図Ｄに示す矩形波交流
電流を掛算することにより、低域通過フイルタ２
１の出力側には、第１１図Ｂの信号磁界H_S（ｔ）
に対応した信号出力V_O（ｔ）が出力される。

先に提案したMR型磁気ヘツド装置によれば、
直線性にすぐれた歪の小さい出力を得ることがで
き、直流再生が可能で、温度ドリフトが小さく、
摺動ノイズが改善され、有効トラツク幅が大で、
狭トラツク化可能であり、更にコンデンサの容量
を小さくできるなどの利益を有すると共に、ダイ
ナミツクレンジを大きくとることができ、また或
る場合は磁気回路の透磁率低下を回避することも
できる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、上述の第１０図に示した磁気抵抗効
果型磁気ヘツド装置は、夫々アナログ回路から成
る掛算器、低域通過フイルタを必要とするため多
チヤンネル化の場合、回路規模がそのチヤンネル
数の増加に応じて大きくなつてしまう。

かかる点に鑑み本発明は、掛算器及び低域通過
フイルタを用いた交流バイアス式の磁気抵抗効果
型磁気ヘツド装置に於いて、回路をデジタル化し
て、多チヤンネル化を容易にすることのできるも
のを提案しようとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

第１の本発明による磁気抵抗効果型磁気ヘツド
装置は、信号磁界の与えられる磁気抵抗効果感磁
部（MR感磁部）５と、そのMR感磁部５に周波
数がcの交流バイアス磁界を与える交流磁界発生
手段３，２９と、MR感磁部５の出力を交流バイ
アス磁界に同期する周波数が2cのパルス信号を
用いてサンプルホールドするサンプルホールド回
路３２、そのサンプルホールド回路３２の出力を
パルス信号を用いてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器
３３及びそのＡ／Ｄ変換器３３よりのデジタル信
号をパルス信号を用いてろ波するデジタルフイル
タ３４を備える処理回路とを有し、この処理回路
によつて、MR感磁部５の出力のサンプルデジタ
ル値列の１つ置きのサンプルデジタル値の符号を
反転した反転処理サンプルデジタル値列の隣接す
るサンプルデジタル値同志のサンプルデジタル算
術平均値の列よりなるサンプルデジタル算術平均
値列を得るようにしたことを特徴とするものであ
る。

又、第２の本発明による磁気抵抗効果型磁気ヘ
ツド装置は、第１の本発明による磁気抵抗効果型
磁気ヘツド装置に於いて、MR感磁部５₁，５₂，
……，５_oの出力を積分回路４５_1a，４５_2a，…
…，４５_oa及び４５_1b，４５_2b，……，４５_obに
供給し、この積分回路の出力をサンプルホールド
回路３２_1a，３２_2a，……，３２_oa，３２_1b，３
２_2b，……，３２_obに供給するようにするもので
ある。

〔作用〕

第１の本発明によれば、サンプルホールド回路
３２、Ａ／Ｄ変換器３３及びデジタルフイルタ３
４を備える処理回路によつて、MR感磁部５の出
力及び周波数がcの交流バイアス磁界と同期した
交流信号の掛け算及びその掛け算出力の平滑化に
相当する信号処理をデジタル的に行うことができ
る。かくして、回路のデジタル化に伴ない、チヤ
ンネル数の増加に拘わらず、回路規模が大きくな
る虞はない。

又、第２の本発明によれば、MR感磁部５₁，
５₂，……，５_oの出力を積分した後サンプルホー
ルドするので、再生信号のＳ／Ｎが大となる。

実施例 以下に、第１図を参照して、本発明の一実施例
を詳細に説明する。ヘツド部ｈの構成は上述の第
７図及び第８図と同様である。２９は交流信号発
生器としての矩形波発生器（正弦波発生器も可）
で、これよりの周波数がcの矩形波信号を電流ド
ライバ３１に供給し、これよりの矩形波電流をバ
イアス導体３に流す。

かくして、MR感磁部５よりの出力をコンデン
サ１６−前置増幅器１４を通じることにより、そ
の出力側に第２図Ａに示す如き矩形波信号３６が
出力される。

そして、この矩形波信号３６をサンプルホール
ド回路３２に供給してサンプルホールドする。
尚、サンプルパルス信号はパルス発生器３０から
のパルス信号を基にして作られ、これに同期した
所定位相、所定時間幅のパルスである。３０はパ
ルス発生器で、矩形波発生器２９よりの矩形波信
号に同期し、それの２逓倍の周波数2cのパルス
信号を発生する。そして、このパルス信号をサン
プルホールド回路３２にサンプルパルスとして供
給する。第２図Ａのa₁，a₂，……，a₂₄，……は、
矩形波信号３６の各サンプル点及びその値を示
す。

このサンプルホールド回路３２の出力は、Ａ／
Ｄ変換器３３に供給されてデジタル信号に変換さ
れる。このＡ／Ｄ変換器３３の出力はデジタルフ
イルタ３４に供給される。これらＡ／Ｄ変換器３
３及びデジタルフイルタ３４には、パルス発生器
３０よりのパルス信号が供給される。

次に、デジタルフイルタ３４の機能を説明す
る。このデジタルフイルタ３４では、第２図Ａ，
Ｂに示す如く、Ａ／Ｄ変換器３３よりも、サンプ
ルホールド回路３２に於けるサンプル値a₁〜a₂₄
に対応するデジタル値のうち、１つ置きのサンプ
ル値、例えばa₂，a₄，a₆，……a₂₂，a₂₄，……に
対応するデジタル値の符号を反転し、サンプル値
a₁，−a₂，a₃，−a₄，a₅，−a₆，……，a₂₁，−a₂₂，
……に対応するデジタル値の隣接するもの同士の
算術平均を採つて平滑化する。かくして、デジタ
ルフイルタ３４の出力は、第２図Ｂに示す如く、
算術平均値b₁＝（a₁−a₂）／２，b₂＝（−a₂＋
a₃）／２，b₃＝（a₃−a₄）／２，……，b₂₂＝（−
a₂₂＋a₂₃）／２，b₂₃＝（a₂₃−a₂₄）／２，……に
対応したデジタル値となる。従つて、このデジタ
ルフイルタ３４の出力をＤ／Ａ変換すれば、第２
図Ｂの曲線３７に示す如く、信号磁界H_Sに対応
したアナログ信号が得られる。

尚、第１図に於いて、前置増幅器の出力を反転
するインバータ、そのインバータの出力をサンプ
ルホールドするサンプルホールド回路及びその出
力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器を付加し、サン
プルホールド回路３２及びＡ／Ｄ変換器３３に
は、矩形波発生器２９よりの矩形波信号を供給
し、新らたに付加したサンプルホールド回路及び
Ａ／Ｄ変換器には矩形波発生器２９よりの矩形波
信号を180°移相して供給すると共に、Ａ／Ｄ変換
器３３及び新らたに付加されたＡ／Ｄ変換器の各
出力の供給されるデジタルフイルタ３４に、矩形
波発生器２９よりの矩形波信号及びこの信号の
180°移相された信号を供給し、このデジタルフイ
ルタ３４に於いて、Ａ／Ｄ変換器３３及び新らた
に付加されたＡ／Ｄ変換器よりの各デジタル値の
時間軸上で隣接するもの同士を順次算術平均する
ようにしても良い。

次に、第３図を参照して、本発明の他の実施例
を説明する。この実施例は、第１図の実施例を多
チヤンネル化した場合で、第３図に於いて、第１
図と対応する部分には同一符号又は同一符号にチ
ヤンネル毎の添字を付して示し、重複説明を一部
省略する。

h₁，h₂，……，h_oは第１、第２、……、第ｎチ
ヤンネルのヘツド部で、バイアス導体３は共通と
される。サンプルホールド回路３２₁，３２₂，…
…，３２_oでは、各チヤンネルの前置増幅器１４
_１，１４₂，……，１４_oの各出力３６（第４図Ａ
参照）がサンプルホールド回路３２₁，３２₂，…
…，３２_oに供給されて、パルス発生器３０より
の周波数が2cのパルス信号を基にして作られた
サンプルパルス信号４２（第４図Ｂ参照）によつ
てサンプリングされてホールドされ、その各ホー
ルド出力がマルチプレクサ４０に供給される。

マルチプレクサ４０では、各チヤンネルのサン
プルホールド回路３２₁，３２₂，……，３２_oの
各サンプリング毎のアナログ出力４３₁，４３₂，
……，４３_o（レベルの違いは無視している）を
第４図Ｃに示す如く、各サンプルパルスの中間に
位置するシリアル信号に変換した後、Ａ／Ｄ変換
器３３に供給し、得られたデジタル信号をデジタ
ルフイルタ３４に供給する。かくして出力端子４
１には、各チヤンネルのデジタル算術平均信号の
シリアル信号が得られる。出力端子４１よりの出
力をデマルチプレクサに供給すれば、各チヤンネ
ル毎のデジタル算術平均信号、即ち各チヤンネル
のMR感磁部５₁，５₂，……，５_oの信号磁界に応
じたデジタル信号が得られる。

尚、第３図に於いて、各チヤンネルのサンプル
ホールド回路３２₁，３２₂，……，３２_oに供給
するサンプルパルスの位相を順次所定量ずつ異な
らしめ、その各チヤンネルのサンプルホールド回
路３２₁，３２₂，……，３２_oの出力をマルチプ
レクサ４０に供給して、そこで加算することによ
り、シリアル信号（第４図Ｃ参照）を得るように
しても良い。

次に、第５図を参照して、本発明の更に他の実
施例を説明するも、第５図に於いて、第１図及び
第３図と対応する部分には同一符号を付して重複
説明を省略する。各チヤンネルの前置増幅器１４
_１，１４₂，……，１４_oの出力を夫々積分回路４
５_1a，４５_2a，……，４５_oaに直接供給すると共
に、夫々インバータ４６₁，４６₂，……，４６_o
を介して夫々積分回路４５_1b，４５_2b，……，４
５_obに供給する。そして、各チヤンネルの積分回
路４５_1a，４５_2a，……，４５_oa及び４５_1b，４
５_2b，……，４５_obの各出力を夫々サンプルホー
ルド回路４６_1a，４６_2a，……，４６_oa及び４６_1
ｂ，４６_2b，……，４６_obに供給する。サンプルホ
ールド回路４６_1a，４６_2a，……，４６_oa及び４
６_1b，４６_2b，……，４６_obの各出力をマルチプ
レクサ４０に供給する。マルチプレクサ４０の出
力がＡ／Ｄ変換器３３−デジタルフイルタ３４の
縦続回路に供給される。

矩形波発生器２９よりの矩形波信号がパルス発
生器３０に供給されて、その矩形波信号に同期
し、同一周波数で位相差が180°の２相の矩形波信
号が作られる。パルス発生器３０よりの例えば正
相の矩形波信号が積分回路４５_1a，４５_2a，…
…，４５_oa、サンプルホールド回路４６_1a，４６_2
ａ，……，４６_oa、マルチプレクサ４０、Ａ／Ｄ
変換器３３及びデジタルフイルタ３４に供給され
る。又、パルス発生器３０よりの逆相の矩形波信
号が積分回路４５_1b，４５_2b，……，４５_ob、サ
ンプルホールド回路４６_1b，４６_2b，……，４６_o
ｂ、マルチプレクサ４０、Ａ／Ｄ変換器３３及び
デジタルフイルタ３４に供給される。

前置増幅器１４₁，１４₂，……，１４_oの出力
３６（第２図Ａ参照）のうち、サンプル点a₁，
a₃，……，a₂₃，……に対応する部分が積分回路
４５_1a，４５_2a，……，４５_oaによつて積分され、
サンプル点a₂，a₄，……，a₂₄，……に対応する
部分が積分回路４５_1b，４５_2b，……，４５_obに
よつて積分される。

次に第６図を参照して、第５図の積分回路及び
サンプルホールド回路の動作を説明する。第６図
Ａは前置増幅器の出力３６を示し、その一部の矩
形波信号３６Ａは、その前縁で発生する積分開始
（セツト）パルス５３（第６図Ｄ参照）によつて
積分が開始され、その後縁の極く僅か手前で発生
するサンプルパルス５４（第６図Ｅ参照）によつ
て積分出力のサンプルが行なわれ、その後縁で発
生する積分解除（リセツト）パルス５５（第６図
Ｆ参照）によつて積分が解除される。

マルチプレクサ４０では、各チヤンネルのサン
プルホールド回路４６_1a，４６_2a，……，４６_o
ａ；４６_1b，４６_2b，……，４６_obの出力が夫々シ
リアル信号化された後、Ａ／Ｄ変換器３３に供給
されてデジタル信号に変換され、デジタルフイル
タ３４に供給される。デジタルフイルタ３４で
は、各チヤンネルの信号毎の、時間軸上で隣接す
るデジタルデータ同士の算術平均を行ない、出力
端子４１にデジタル算術平均データのシリアル信
号が得られる。この出力端子４１よりのシリアル
信号をデマルチプレクサ（図示せず）に供給し
て、各チヤンネルのデータに分離することによ
り、各チヤンネルの信号磁界H_S1，H_S2，……，
H_Soに対応した各チヤンネルのデジタル信号が得
られる。

尚、各チヤンネルに設ける積分回路及びサンプ
ルホールド回路を夫々１個とし、マルチプレクサ
４０又はデジタルフイルタ３４に於いて、サンプ
ルデータの１サンプル置きの符号反転を行なうよ
うにしても良い。

〔発明の効果〕

上述せる本発明によれば、掛算器及び低域通過
フイルタを用いた交流バイアス式の磁気抵抗効果
型磁気ヘツド装置に於いて、回路をデジタル化し
て、多チヤンネル化を容易にすることのできるも
のを得ることができる。

又、特にMR感磁部の出力を積分してからサン
プルホールドすることにより、再生信号のＳ／Ｎ
を大にすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による磁気抵抗効果型磁気ヘツ
ド装置の一実施例を示すブロツク線図、第２図は
その動作説明に供する波形図、第３図は本発明に
よる磁気抵抗効果型磁気ヘツド装置の他の実施例
を示すブロツク線図、第４図はその動作説明に供
する波形図、第５図は本発明の更に他の実施例を
示すブロツク線図、第６図はその動作説明に供す
る波形図、第７図は従来の磁気抵抗効果型磁気ヘ
ツド装置のヘツド部の構造を示す断面図、第８図
は従来の磁気抵抗効果型磁気ヘツド装置を示す回
路図、第９図はその説明に供する特性曲線図、第
１０図は先に提案した磁気抵抗効果型磁気ヘツド
装置を示すブロツク線図、第１１図はその説明に
供する特性曲線図及び波形図である。 ３，３₁，３₂，……，３_oはバイアス導体、５，
５₁，５₂，……，５_oは磁気抵抗効果型感磁部、
３２，３２₁，３２₂，……，３２_o，３２_1a，３２
_２ａ，……，３２_oa，３２_1b，３２_2b，……，３２_ob
はサンプルホールド回路、３３，３３₁，３３₂，
……，３３_oはＡ／Ｄ変換器、３４，３４₁，３４
_２，……，３４_oはデジタルフイルタ、４０はマル
チプレクサ、４５_1a，４５_2a，……，４５_oa，４
５_1b，４５_2b，……，４５_obは積分回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 信号磁界の与えられる磁気抵抗効果感磁部
   と、該磁気抵抗効果感磁部に周波数がcの交流バ
   イアス磁界を与える交流磁界発生手段と、 上記磁気抵抗効果感磁部の出力を上記交流バイ
   アス磁界に同期する周波数が2cのパルス信号を
   用いてサンプルホールドするサンプルホールド回
   路、該サンプルホールド回路の出力を上記パルス
   信号を用いてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器及び該
   Ａ／Ｄ変換器よりのデジタル信号を上記パルス信
   号を用いてろ波するデジタルフイルタを備える処
   理回路とを有し、 該処理回路によつて、上記磁気抵抗効果感磁部
   の出力のサンプルデジタル値列の１つ置きのサン
   プルデジタル値の符号を反転した反転処理サンプ
   ルデジタル値列の隣接するサンプルデジタル値同
   志のサンプルデジタル算術平均値の列よりなるサ
   ンプルデジタル算術平均値列を得るようにしたこ
   とを特徴とする磁気抵抗効果型磁気ヘツド装置。 ２ 信号磁界の与えられる磁気抵抗効果感磁部
   と、該磁気抵抗効果感磁部に周波数がcの交流バ
   イアス磁界を与える交流磁界発生手段と、 上記磁気抵抗効果感磁部の出力が供給される積
   分回路と、 該積分回路の出力を上記交流バイアス磁界に同
   期する周波数が2cのパルス信号を用いてサンプ
   ルホールドするサンプルホールド回路、該サンプ
   ルホールド回路の出力を上記パルス信号を用いて
   Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器及び該Ａ／Ｄ変換器
   よりのデジタル信号を上記パルス信号を用いてろ
   波するデジタルフイルタを備える処理回路とを有
   し、 該処理回路によつて、上記積分回路の出力のサ
   ンプルデジタル値列の１つ置きのサンプルデジタ
   ル値の符号を反転した反転処理サンプルデジタル
   値列の隣接するサンプルデジタル値同志のサンプ
   ルデジタル算術平均値の列よりなるサンプルデジ
   タル算術平均値列を得るようにしたことを特徴と
   する磁気抵抗効果型磁気ヘツド装置。