JP5855133B2 - 充電装置 - Google Patents
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Description
なお、当充電装置には、交流電源から効率よく電力を取り込むためのコイル(リアクトル)やスイッチング素子などで構成される力率改善(PFC;Power Factor Correction)回路や、交流電源と車載動力用バッテリを絶縁する絶縁用のトランスやスイッチング素子などで構成されるPWM(Pulse Width Modulation)制御のDC/DCコンバータ回路が使用されている。
上記力率改善回路やDC/DCコンバータ回路は、電気自動車が遭遇する様々な交流電源環境や車載動力用バッテリの充電あるいは放電状態に対応するように構成されており、100Vrms系や200Vrms系を含んだ広範囲の交流電源電圧において、車載動力用バッテリが80Vdc程度から400Vdc程度に変動しても対応できる。
このように、DC/DCコンバータ用のトランスには、狭幅から広幅の広範囲に変化するDutyの矩形波を印加する必要があり、1系統の回路構成では、交流電源電圧によって効率が高い場合と効率が低い場合との差が顕在化しやすい。
つまり、例えば入力される交流電源電圧範囲の概ね中央で高効率となるように設定すると、交流電源電圧が低い場合あるいは交流電源電圧が高い場合で効率が悪化することは否めず、全ての交流電源電圧に対して一様な高効率を確保することが困難である。
例えば、特許文献1には、1次巻線を2巻き備えたトランスと、このトランスに矩形波を印加するトランジスタを2個使用した電源装置が記載されている。この装置では、交流電源電圧が100Vrmsのとき、トランジスタをトランスに対してプッシュプル動作になるように接続し、交流電源電圧が200Vrmsのときには、トランジスタをトランスに対してハーフブリッジ動作になるように接続を切り換えて、両電圧に対し好適な動作を行う。
この回路では、交流電源電圧が100Vrmsのときは、2個のトランスにそれぞれのスイッチング素子によって矩形波を印加し、両トランスの出力を並列に接続して一式の直流出力を得るようにし、交流電源電圧が200Vrmsのときは、一方のトランス側のスイッチング素子の動作を停止して、動作する他方のトランスの出力だけで直流出力を得るようにすることで、両電圧に対して好適な動作を行う。
なお、両者の切り換えは、交流電源電圧に対応して動作するトランジスタにより、交流電源電圧が200Vrmsのときに、一方のトランス側のスイッチング素子に入力される動作信号を短絡し、スイッチング素子の動作を停止することによって行っている。
特に、電気自動車用の大容量のバッテリを充電する充電装置においては、力率改善回路やDC/DCコンバータ回路に使用する部品として、車両の移動先で充電する際の交流電源の環境や蓄電量によって変動するバッテリ電圧に対応する特性を有しており、かつ条件の悪い交流電源電圧と出力電圧の組み合わせであっても、充分に対応可能な定格部品を選定する必要がある。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係る充電装置の構成を示す図である。図1に示す充電装置1は、交流電源2から電気自動車用のバッテリ3を充電する装置であり、電源整流部5、接続切換部6、PFC(力率改善;Power Factor Correction)・DC/DCコンバータ部7および制御部9を備える。電気自動車用のバッテリ3は、電気自動車の動力用モータなどの高電圧の負荷4と接続される。
ダイオード5−1,5−2の各アノード端子は、低電位側出力となり、回路ブロック8−2のそれぞれのFET(電界効果トランジスタ)のソース端子と接続し、スイッチSW2を介して回路ブロック8−1のそれぞれのFETのソース端子と接続している。
また、ダイオード5−3,5−4の各カソード端子は、高電位側出力となり、回路ブロック8−1のコイルの一端(FETと接続しない方の端子)と接続し、スイッチSW1を介して回路ブロック8−2のコイルの一端と接続している。
さらに、交流電源2の一方の出力端子がダイオード5−1,5−3の接続点と接続し、交流電源2の他方の出力端子がダイオード5−2,5−4の接続点に接続している。
制御部9は、電源整流部5を介して交流電源2の電源電圧を入力し、入力電圧値と所定の電圧値とを比較して、入力電圧値(電源電圧値と同意)が所定の電圧値以上であれば、接続切換部6に対してスイッチSW1,SW2がともにオフになる接続切換信号を出力する。接続切換部6は、この接続切換信号を入力すると、スイッチSW1,SW2をともにオフする。これにより、ダイオードD1に電流が流れることで、回路ブロック8−1,8−2の入力側は、ダイオードD1を介して直列に接続され、PFC・DC/DCコンバータ部7から、バッテリ3の充電電力として一式の直流出力を得る。
図2は、実施の形態1に係る充電装置の別の構成例を示す図である。図2に示す充電装置1AのPFC・DC/DCコンバータ部7Aは、図1と回路ブロックの構成が異なる。図2に示す回路ブロック8A−1,8A−2は、力率改善用のコイルを兼用する1次巻線と、交流電源2と車両の電源とを絶縁する2次巻線を備えたフライバック式のトランスを使用して構成される。
回路ブロック部8A−1,8A−2では、図2に示すようにそれぞれのトランスの2次巻線側(出力側)に備える平滑コンデンサが、バッテリ3に対して直列に接続される。
また、回路ブロック8A−2のトランスの1次巻線の一方の端子(FETと接続しない方の端子)は、ダイオードD1のカソード端子とスイッチSW1のもう一方の端子に接続し、当該トランスの1次巻線のもう一方の端子はFETのドレイン端子と接続し、FETのソース端子がスイッチSW2のもう一方の端子と電源整流部5のもう一方の端子に接続する。
また、交流電源2の電源電圧値が所定の電圧値未満であれば、制御部9は、接続切換部6のスイッチSW1,SW2がともにオンになるよう操作して、回路ブロック8A−1,8A−2の入力側を並列に接続する。これにより、PFC・DC/DCコンバータ部7Aからバッテリ3の充電電力として一式の直流出力を得る。
しかしながら、例えば上記回路ブロックを1個備えた構成では、100Vrmsの電源電圧から400Vdcのバッテリを充電するためには、約3倍(400/100√2)の昇圧を確保するトランスを使用する必要があり、当構成において、200Vrmsの電源電圧で80Vdcのバッテリを充電する場合、印加する矩形状波のDutyを約1/7〔(80/200)×(100√2/400)〕にして対応せざるを得ない。このように、上記回路ブロックを1個だけ備えた構成では、必然的に、電圧が印加されない期間が拡大(矩形波のDuty幅を狭小化)するために、効率が悪化することは否めない。
これに対して、この発明に係る充電装置では、高効率ながら対応電圧が狭い複数の回路ブロックの入力側を並列あるいは直列に切り換えて接続することにより、広範囲の交流電源電圧において高い効率を確保することができる。
例えば、制御部9が、2個の回路ブロックのそれぞれのPFC部のコンデンサの電圧、あるいは、それぞれのDC/DCコンバータ部の平滑コンデンサの電圧をフィードバックして、PFC部あるいはDC/DCコンバータ部のそれぞれのFETを制御する。
また、2個の回路ブロックの入力側を直列に接続して動作させるときは、各回路ブロックのそれぞれのFETも直列に接続されるため、それぞれのFETを同時に動作させなければ所望のDutyで電流を通電することができないので、制御部9は、駆動信号の出力タイミングを制御することにより、それぞれの回路ブロックのFETを同位相で動作させる。
また、2個の回路ブロックの入力側の接続を切り換えるスイッチSW1,SW2は、例えばリレーの接点であり、交流電源電圧によってリレーの動作コイルへの電流を通電または停止することによって操作される。
なお、複数の回路ブロックの入力側を並列接続から直列接続に切り換える第1の交流電圧値は、例えば170Vrms、直列接続から並列接続に切り換える第2の交流電圧値は、例えば150Vrmsである。
このように構成することで、広範囲の交流電源電圧に対して好適な巻数比のトランスや好適なインダクタンスのコイルを使用することができる。
また、好適なDutyの矩形波をトランスに印加することができ、高効率の充電装置を構成することができる。
このようにすることで、直列接続と並列接続の切り換えを繰り返すハンチング動作の発生が回避され、挙動の安定した充電装置を実現できる。
図3は、この発明の実施の形態2に係る充電装置の構成を示す図である。図3に示す充電装置1Bは、上記実施の形態1の図2の構成における接続切換部6のスイッチSW1をスイッチング素子(FET1)とし、スイッチSW2をスイッチング素子(FET2)とした接続切換部6Aで代替している。なお、図3において、図2と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
また、2個の回路ブロックの入力側を直列に接続して動作させるときは、各回路ブロックのそれぞれのFETも直列に接続されるため、それぞれのFETを同時に動作させなければ所望のDutyで電流を通電することができないので、制御部9は、駆動信号の出力タイミングを制御することにより、それぞれの回路ブロックのFETを同位相で動作させる。
さらに、図3の構成において、上記実施の形態1と同様に、制御部9によって接続切換部6AのFET1,FET2をオンオフする上記所定の電圧値として、2個の回路ブロックの入力側を並列接続から直列接続に切り換える第1の電圧値と、直列接続から並列接続に切り換える第2の電圧値を設定して、両者の関係を〔(第1の電圧値>第2の電圧値)〕としてもよい。例えば、第1の交流電圧値を170Vrmsとし、第2の交流電圧値を150Vrmsとする。
このようにすることで、ハンチング動作の発生が回避され、挙動の安定した充電装置を実現できる。
上記のように、パルストランスを使用することで、動作電位が異なる接続切換部のFET1,FET2のオンオフを制御部9によって操作することができ、回路ブロック8A−1,8A−2の入力側を直列接続または並列接続に任意に切り換えることができる。
図5は、この発明の実施の形態3に係る充電装置の構成を示す図である。図5に示す充電装置1Cは、上記実施の形態1の図2の構成における接続切換部6のスイッチSW1をスイッチング素子(FET1)とし、スイッチSW2をスイッチング素子(FET2)とし、ダイオードD1をスイッチング素子(FET3)とした接続切換部6Bで代替している。なお、図5において図2と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
図6は、実施の形態3に係る充電装置の別の構成例を示す図である。図6に示す充電装置1Cの電源整流部5Aでは、図5に示した電源整流部5のダイオード5−1〜5−4をFET13−1〜13−4で代替している。なお、制御部9の位相入力部は、電源整流部5Aのスイッチング素子のオンオフ動作を制御する部分であって、抵抗R1,R2を介して交流電源2の双方の電圧をそれぞれ入力し、抵抗R1,R2を介して入力された交流電源電圧と比較電源10cの比較用直流電圧とをそれぞれ比較する比較器10a,10bから構成される。
これにより、低電位側出力から交流電源2に電流を流す低電位側のダイオード(ダイオード5−1、5−2に相当)を、交流電源2の交流電源電圧の位相に同期して短絡することができ、損失の少ない同期整流を行うことができる。
以上のように、制御部9は、交流電源2の交流電源電圧の位相に同期して、FET13−1,13−2のオンオフ動作を制御(同期整流)することで、電源整流部5Aの低電位側のダイオード5−1,5−2で生じていた順方向の電圧降下による損失を低減できる。
つまり、交流電源2の抵抗R1側の交流電源電圧が比較用直流電圧以上になり、FET13−3のダイオードの順方向に電流が流れるときに、比較器10aの出力が高レベルになり、これに応じてパルストランス14aの2次側の電圧が上昇して、FET13−3をオンする。
また、交流電源2の抵抗R2側の交流電源電圧が比較用直流電圧以上になり、FET13−4のダイオードの順方向に電流が流れるときに、比較器10bの出力が高レベルになり、これに応じてパルストランス14bの2次側の電圧が上昇して、FET13−4をオンする。
このように構成することで、高電位側のダイオード(ダイオード5−3,5−4に相当)で生じる順方向の電圧降下による損失をさらに低減できる。
また、高電位側のFET13−3,13−4またはIGBTの駆動は、パルストランス以外にレベルシフト回路あるいは他の構成の絶縁ドライバ回路を使用することも可能である。
例えば、CPUが、A/Dコンバータを介して交流電源2の交流電源電圧を取り入れ、交流電源2の位相に同期した適切なタイミングでFET13−1〜13−4などのスイッチング素子のオンオフ動作を制御することもできる。
つまり、制御部9が、ダイオード機能またはダイオードの順方向に電流が流れるときにスイッチング素子をオン(導通)する構成にして、電源整流部や接続切換部を、入力される交流電源に同期して動作させる(交流電源に同期して整流を行う)。
例えば、通電電流が10Aならば、順方向電圧降下が1Vのダイオードを電源整流部や接続切換部に使用すれば、電源整流部や接続切換部における電力損失は10Wとなるが、導通時の抵抗が10mΩのスイッチング素子を使用すれば、同1Wに低減できる。
また、2個の回路ブロックの入力側を直列に接続して動作させるときは、各回路ブロックのそれぞれのFETも直列に接続されるため、それぞれのFETを同時に動作させなければ所望のDutyで電流を通電することができないので、制御部9は、駆動信号の出力タイミングを制御することにより、それぞれの回路ブロックのFETを同位相で動作させる。
さらに、図5および図6の構成において、上記実施の形態1と同様に、制御部9によって接続切換部6BのFET1,FET2,FET3をオンオフする上記所定の電圧値として、2個の回路ブロックの入力側を並列接続から直列接続に切り換える第1の電圧値と、直列接続から並列接続に切り換える第2の電圧値を設定して、両者の関係を〔(第1の電圧値>第2の電圧値)〕としてもよい。例えば、第1の交流電圧値を170Vrmsとし、第2の交流電圧値を150Vrmsとする。このようにすることで、ハンチング動作の発生が回避され、挙動の安定した充電装置を実現できる。
また、上記実施の形態2と同様に、接続切換部のFET1,FET2およびFET3のゲート端子に印加する駆動信号を、制御部9内のパルストランスの1次側に矩形波を入力し、このトランスの2次側に発生した矩形波を整流することで生成してもよい。なお、FET3のゲート端子に印加する駆動信号は、FET1,FET2の駆動信号を反転させた信号である。上記構成によって、接点の寿命があるリレーに代替して、半導体のスイッチを使用することで、長寿命で信頼性の高い充電装置を構成することができる。
図7は、この発明の実施の形態4に係る充電装置の構成を示す図である。図7に示す充電装置1DのPFC・DC/DCコンバータ部7Bは、回路ブロック8B−1,8B−2から構成される。また、回路ブロック8B−1,8B−2の各々は、回路ブロック部8B−1−1〜8B−1−N、回路ブロック部8B−2−1〜8B−2−N(Nは、2以上の任意の整数)から構成される。
また、回路ブロック部8B−1−1〜8B−1−N、回路ブロック部8B−2−1〜8B−2−Nは、上記実施の形態1の図1で示したPFC部およびフォワード式のDC/DCコンバータ部からなる回路ブロックの出力用平滑コンデンサ、または、図2で示した力率改善用のコイルを兼用するフライバック式のトランスを用いたDC/DCコンバータ部からなる回路ブロックの出力用平滑コンデンサを共用しながら、定格電力が低い素子を使用した小容量の回路でそれぞれ構成したものである。
なお、図1の回路ブロックの構成および、図2の回路ブロックの構成は、図7の構成において、N=1とした場合である。
これによって、配線に重畳されるリプルが少なく、ノイズの小さな充電装置を実現することができる。また、平滑コンデンサに入出力するリプル電流を軽減できることから、リプル電流による平滑コンデンサの発熱が軽減され、平滑コンデンサの劣化を抑制できる。
また、回路ブロック部8B−1−1〜8B−1−Nと、回路ブロック部8B−2−1〜8B−2−Nの入力側を直列に接続して動作させるときは、各回路ブロック部を構成するそれぞれのFETも直列に接続されるため、直列に接続される個々のFETを同時に動作させなければ所望のDutyで電流を通電することができないので、制御部9は、駆動信号の出力タイミングを制御して回路ブロック部8B−1−1〜8B−1−Nと、回路ブロック部8B−2−1〜8B−2−Nの直列に接続される個々のFETを同位相で動作させる。このとき、各回路ブロック部を構成する個々のFETの動作位相を互いにずらして動作させれば、上記の並列接続構成と同様に配線に重畳するリプルを軽減してノイズを小さくすることができる。
Claims (3)
- 交流電源を直流出力に整流する整流部と、力率改善機能を有して前記交流電源の電圧を任意の電圧または電流に変換して出力する複数の回路ブロックと、前記回路ブロックの動作を制御する制御部とを備え、前記複数の回路ブロックの出力側を直列に接続して得られる一式の電力で、車両に搭載された動力用のバッテリを充電する充電装置であって、
前記複数の回路ブロックの入力側を直列または並列のいずれかの接続に切り換える接続切換部を備え、
前記交流電源の電圧が所定の電圧値未満のときは、前記複数の回路ブロックの入力側を並列に接続し、前記交流電源の電圧が所定の電圧値以上のときは、前記複数の回路ブロックの入力側を直列に接続し、
前記複数の回路ブロックの入力側を直列または並列のいずれかの接続に切り換える所定の電圧値は、入力側を並列から直列に切り換える第1の電圧値と、入力側を直列から並列に切り換える前記第1の電圧値より低い値の第2の電圧値からなり、
前記回路ブロックの入力側が並列に接続されるときに、それぞれの回路ブロックのスイッチング素子は、互いにずれた位相で動作し、前記回路ブロックの入力側が直列に接続されるときに、それぞれの回路ブロックのスイッチング素子は、同位相で動作し、
前記整流部を構成するダイオード、および、前記接続切換部を構成するダイオードに並列にスイッチング素子を接続し、もしくは、前記ダイオードの代わりに等価的な並列ダイオードを有したスイッチング素子を使用し、
前記ダイオードもしくは前記等価的なダイオードの順方向に電流が流れるタイミングに、当該スイッチング素子を導通にし、前記ダイオードもしくは前記等価的なダイオードの順方向電圧降下を当該スイッチング素子で短絡することを特徴とする充電装置。 - 前記接続切換部は、半導体のスイッチング素子によって構成されることを特徴とする請求項1記載の充電装置。
- 前記回路ブロックは、力率改善回路およびフォワード式のDC/DCコンバータ部、または、力率改善機能を有するフライバック式のDC/DCコンバータ部から構成されることを特徴とする請求項1記載の充電装置。
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