WO2013093963A1

WO2013093963A1 - 充電装置

Info

Publication number: WO2013093963A1
Application number: PCT/JP2011/007122
Authority: WO
Inventors: 大澤　孝
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2011-12-20
Filing date: 2011-12-20
Publication date: 2013-06-27
Also published as: JP5855133B2; JPWO2013093963A1

Abstract

　力率改善機能を有して交流電源の電圧を任意の電圧または電流に変換して出力する回路ブロック８－１と、回路ブロック８－２を備えたバッテリ充電装置において、両回路ブロック８－１，８－２の入力側を直列または並列のいずれかの接続に切り換える接続切換部６を備え、接続切換部６を操作して、交流電源２の電圧が所定の電圧値未満のときに、回路ブロック８－１，８－２の入力側を並列に接続し、交流電源２の電圧が所定の電圧値以上のときは、回路ブロック８－１，８－２の入力側を直列に接続する。

Description

充電装置

　この発明は、電気自動車などに搭載され、車載動力用バッテリを充電する充電装置に関する。

　地球温暖化ガスの排出量を削減する風潮の中で、二酸化炭素排出量の少なさが受け入れられて、電気自動車の需要が増加し、普及が加速している。この電気自動車に搭載される動力用（車載）バッテリは、充電装置を使用して外部の交流電源により充電される。
　なお、当充電装置には、交流電源から効率よく電力を取り込むためのコイル（リアクトル）やスイッチング素子などで構成される力率改善（ＰＦＣ；Power Factor Correction）回路や、交流電源と車載動力用バッテリを絶縁する絶縁用のトランスやスイッチング素子などで構成されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御のＤＣ／ＤＣコンバータ回路が使用されている。
　上記力率改善回路やＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、電気自動車が遭遇する様々な交流電源環境や車載動力用バッテリの充電あるいは放電状態に対応するように構成されており、１００Ｖｒｍｓ系や２００Ｖｒｍｓ系を含んだ広範囲の交流電源電圧において、車載動力用バッテリが８０Ｖｄｃ程度から４００Ｖｄｃ程度に変動しても対応できる。

　上記車載のＰＷＭ制御のＤＣ／ＤＣコンバータを使用する充電装置においては、例えば低電圧の交流電源電圧から高電圧のバッテリを充電するために巻数比の大きいトランスを使用した場合、高電圧の交流電源電圧から低電圧のバッテリを充電するときは、狭幅Ｄｕｔｙの矩形波をＤＣ／ＤＣコンバータ用のトランスに印加する操作を行い、逆に低電圧の交流電源電圧から高電圧のバッテリを充電するときは、広幅Ｄｕｔｙの矩形波をＤＣ／ＤＣコンバータ用のトランスに印加する操作を行うことになる。
　このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ用のトランスには、狭幅から広幅の広範囲に変化するＤｕｔｙの矩形波を印加する必要があり、１系統の回路構成では、交流電源電圧によって効率が高い場合と効率が低い場合との差が顕在化しやすい。
　つまり、例えば入力される交流電源電圧範囲の概ね中央で高効率となるように設定すると、交流電源電圧が低い場合あるいは交流電源電圧が高い場合で効率が悪化することは否めず、全ての交流電源電圧に対して一様な高効率を確保することが困難である。

　入力される交流電源電圧が変動しても高い効率を維持しようとした従来の技術として、交流電源電圧に対応して、動作する回路を切り換える技術が提案されている。
　例えば、特許文献１には、１次巻線を２巻き備えたトランスと、このトランスに矩形波を印加するトランジスタを２個使用した電源装置が記載されている。この装置では、交流電源電圧が１００Ｖｒｍｓのとき、トランジスタをトランスに対してプッシュプル動作になるように接続し、交流電源電圧が２００Ｖｒｍｓのときには、トランジスタをトランスに対してハーフブリッジ動作になるように接続を切り換えて、両電圧に対し好適な動作を行う。

　また、特許文献２には、２個のトランスと、それぞれのトランスに矩形波を印加するハーフブリッジ式スイッチング素子を使用したスイッチング電源回路が記載されている。
　この回路では、交流電源電圧が１００Ｖｒｍｓのときは、２個のトランスにそれぞれのスイッチング素子によって矩形波を印加し、両トランスの出力を並列に接続して一式の直流出力を得るようにし、交流電源電圧が２００Ｖｒｍｓのときは、一方のトランス側のスイッチング素子の動作を停止して、動作する他方のトランスの出力だけで直流出力を得るようにすることで、両電圧に対して好適な動作を行う。
　なお、両者の切り換えは、交流電源電圧に対応して動作するトランジスタにより、交流電源電圧が２００Ｖｒｍｓのときに、一方のトランス側のスイッチング素子に入力される動作信号を短絡し、スイッチング素子の動作を停止することによって行っている。

特開２０００－２０９８５８号公報特開２００４－１１２９２６号公報

　特許文献１，２でともに引用されている従来の技術には、交流電源を整流する回路構成において、交流電源電圧が１００Ｖｒｍｓのときに倍電圧整流を行い、交流電源電圧が２００Ｖｒｍｓのときに全波整流を行うものが記載されている。このような倍電圧整流回路を使用する構成では、交流の半サイクル分の電力をコンデンサに蓄えなければならず、大電力の機器には相応の容量を備えた大きなコンデンサが必要となるため、低コストで小型の機器には好ましくない。

　また、特許文献１，２に係る発明は、交流電源電圧によって入力回路を切り換える構成を備えているが、いずれも大電力を蓄えるバッテリを充電する充電装置に関するものではない。このため、高い力率を確保するための考慮がなく、当然のことながら力率改善回路がない。さらに、スイッチング素子や整流ダイオードに汎用的な定格電圧の低い素子を使用するため、出力を直列に接続する構成に関する発想もない。

　交流電源から大容量のバッテリを充電する充電装置では、高効率で充電を行うために、単純なＡＣ／ＤＣコンバータを使用せず、力率改善回路とＤＣ／ＤＣコンバータ回路とを組み合わせることが一般的である。
　特に、電気自動車用の大容量のバッテリを充電する充電装置においては、力率改善回路やＤＣ／ＤＣコンバータ回路に使用する部品として、車両の移動先で充電する際の交流電源の環境や蓄電量によって変動するバッテリ電圧に対応する特性を有しており、かつ条件の悪い交流電源電圧と出力電圧の組み合わせであっても、充分に対応可能な定格部品を選定する必要がある。

　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、簡易な構成で、大電力を蓄えるバッテリを高効率で充電することができる充電装置を得ることを目的とする。

　この発明に係る充電装置は、交流電源を直流出力に整流する整流部と、力率改善機能を有して交流電源の電圧を任意の電圧または電流に変換して出力する複数の回路ブロックと、回路ブロックの動作を制御する制御部とを備え、複数の回路ブロックの出力側を直列に接続して得られる一式の電力で、車両に搭載された動力用のバッテリを充電する充電装置であって、複数の回路ブロックの入力側を直列または並列のいずれかの接続に切り換える接続切換部を備え、交流電源の電圧が所定の電圧値未満のときは、複数の回路ブロックの入力側を並列に接続し、交流電源の電圧が所定の電圧値以上のときは、複数の回路ブロックの入力側を直列に接続する。

　この発明によれば、簡易な構成で、大電力を蓄えるバッテリを高効率で充電することができるという効果がある。

この発明の実施の形態１に係る充電装置の構成を示す図である。実施の形態１に係る充電装置の別の構成例を示す図である。この発明の実施の形態２に係る充電装置の構成を示す図である。実施の形態２に係る制御部のＦＥＴを駆動する回路の構成例を示す図である。この発明の実施の形態３に係る充電装置の構成を示す図である。実施の形態３に係る充電装置の別の構成例を示す図である。この発明の実施の形態４に係る充電装置の構成を示す図である。

　以下、この発明をより詳細に説明するため、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係る充電装置の構成を示す図である。図１に示す充電装置１は、交流電源２から電気自動車用のバッテリ３を充電する装置であり、電源整流部５、接続切換部６、ＰＦＣ（力率改善；Power Factor Correction）・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７および制御部９を備える。電気自動車用のバッテリ３は、電気自動車の動力用モータなどの高電圧の負荷４と接続される。

　電源整流部５は、全波整流用に接続されたダイオード５－１～５－４を備えている。
　ダイオード５－１，５－２の各アノード端子は、低電位側出力となり、回路ブロック８－２のそれぞれのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のソース端子と接続し、スイッチＳＷ２を介して回路ブロック８－１のそれぞれのＦＥＴのソース端子と接続している。
　また、ダイオード５－３，５－４の各カソード端子は、高電位側出力となり、回路ブロック８－１のコイルの一端（ＦＥＴと接続しない方の端子）と接続し、スイッチＳＷ１を介して回路ブロック８－２のコイルの一端と接続している。
　さらに、交流電源２の一方の出力端子がダイオード５－１，５－３の接続点と接続し、交流電源２の他方の出力端子がダイオード５－２，５－４の接続点に接続している。

　接続切換部６は、制御部９の接続切換信号に応じてオンオフするスイッチＳＷ１，ＳＷ２およびダイオードＤ１を備える。スイッチＳＷ１は、ダイオード５－３，５－４の各カソード端子と回路ブロック８－２のＰＦＣ部のコイルの一端との接続をオンオフする。また、スイッチＳＷ２は、ダイオード５－１，５－２の各アノード端子と回路ブロック８－１のＰＦＣ部およびＤＣ／ＤＣコンバータ部のそれぞれのＦＥＴのソース端子との接続をオンオフする。ダイオードＤ１は、スイッチＳＷ１と回路ブロック８－２のＰＦＣ部のコイルの一端との接続点にカソード端子が接続しており、スイッチＳＷ２と回路ブロック８－１のＰＦＣ部およびＤＣ／ＤＣコンバータ部のそれぞれのＦＥＴのソース端子との接続点にアノード端子が接続している。

　ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７は、１００Ｖｒｍｓ系または２００Ｖｒｍｓ系などの各種の交流電源２を電源として、８０Ｖｄｃ程度から４００Ｖｄｃ程度に変動する電気自動車用（動力用）の直流電圧を生成する。図１の例では、ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７が２個の回路ブロック８－１，８－２から構成されており、回路ブロック８－１，８－２は、出力側がバッテリ３に対して直列に接続され、入力側がスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフにより電源整流部５を介して交流電源２に対して並列接続と直列接続が切り換えられるように接続されている。つまり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンされると、回路ブロック８－１，８－２の入力側が並列に接続され、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオフすると、ダイオードＤ１を介して回路ブロック８－１，８－２の入力側が直列に接続される。なお、ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７は、３個以上の回路ブロックを使用して構成してもよい。

　また、回路ブロック８－１，８－２は、ＰＦＣ（力率改善）部とＤＣ／ＤＣコンバータ部から構成される。ＰＦＣ部は、コイル、ＦＥＴ、ダイオードおよびコンデンサから構成されており、制御部９の駆動信号に従ってＦＥＴがコイルに流れる電流を断続し、ＦＥＴがオンの間にコイルとコアに蓄えた磁気エネルギを、ＦＥＴをオフして吐き出す昇圧電源として機能する。当ＰＦＣ部によって、交流の１サイクルの中で電源電圧が低下するタイミングであっても相応の電力を出力して力率を高くしている。

　ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、フォワード式のトランス、Ｈ形に接続された４個のＦＥＴからなるブリッジ部、４個の整流ダイオードからなる整流部、コイルおよび平滑コンデンサから構成される。ブリッジ部の各ＦＥＴは、制御部９の駆動信号によってオンオフ動作して略矩形波を生成し、略矩形波をトランスの１次巻線に印加する。整流部は、４個の整流ダイオードから構成される全波整流回路であり、トランスの２次巻線に発生する略矩形波を整流する。整流部で整流された電流は、平滑用のコイルおよび平滑コンデンサによって平滑化され、直流電圧が出力される。

　制御部９は、ＰＦＣ部のＦＥＴおよびＤＣ／ＤＣコンバータ部のブリッジ部のＦＥＴをオンオフさせる駆動信号を出力する。また、制御部９は、電源整流部５で全波整流された電源電圧を入力し、電源電圧に応じて接続切換部６のスイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンオフする接続切換信号を出力する。

　次に動作について説明する。
　制御部９は、電源整流部５を介して交流電源２の電源電圧を入力し、入力電圧値と所定の電圧値とを比較して、入力電圧値（電源電圧値と同意）が所定の電圧値以上であれば、接続切換部６に対してスイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフになる接続切換信号を出力する。接続切換部６は、この接続切換信号を入力すると、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオフする。これにより、ダイオードＤ１に電流が流れることで、回路ブロック８－１，８－２の入力側は、ダイオードＤ１を介して直列に接続され、ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７から、バッテリ３の充電電力として一式の直流出力を得る。

　一方、入力電圧値（電源電圧値と同意）が所定の電圧値未満であれば、制御部９は、接続切換部６に対して、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンになる接続切換信号を出力する。接続切換部６は、この接続切換信号を入力すると、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をともにオンする。これにより、回路ブロック８－１，８－２の入力側が並列に接続されたＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７から、バッテリ３の充電電力として一式の直流出力を得る。なお、このときダイオードＤ１には逆方向に電圧が印加されて電流は流れない。

　ここで、上記所定の電圧値を例えば１６０Ｖｒｍｓとすれば、電源電圧値が所定の電圧値以上の交流電源２は、２００Ｖｒｍｓ系の交流電源である。また、電源電圧値が所定の電圧値未満の交流電源２は、１００Ｖｒｍｓ系の交流電源となる。

　なお、実施の形態１に係る充電装置は、図２のように構成してもよい。
　図２は、実施の形態１に係る充電装置の別の構成例を示す図である。図２に示す充電装置１ＡのＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７Ａは、図１と回路ブロックの構成が異なる。図２に示す回路ブロック８Ａ－１，８Ａ－２は、力率改善用のコイルを兼用する１次巻線と、交流電源２と車両の電源とを絶縁する２次巻線を備えたフライバック式のトランスを使用して構成される。

　回路ブロック８Ａ－１，８Ａ－２のＦＥＴは、上記トランスの１次巻線への通電電流を断続するスイッチング素子である。また、整流ダイオードは、トランスの２次巻線からの出力電流を整流する。平滑コンデンサは、整流ダイオードの出力電流を蓄えて平滑する。
　回路ブロック部８Ａ－１，８Ａ－２では、図２に示すようにそれぞれのトランスの２次巻線側（出力側）に備える平滑コンデンサが、バッテリ３に対して直列に接続される。

　回路ブロック８Ａ－１のトランスの１次巻線の一方の端子（ＦＥＴと接続しない方の端子）が、電源整流部５の一方の端子およびスイッチＳＷ１の一方の端子と接続しており、当該トランスの１次巻線のもう一方の端子は、ＦＥＴのドレイン端子と接続し、ＦＥＴのソース端子がダイオードＤ１のアノード端子とスイッチＳＷ２の一方の端子に接続する。
　また、回路ブロック８Ａ－２のトランスの１次巻線の一方の端子（ＦＥＴと接続しない方の端子）は、ダイオードＤ１のカソード端子とスイッチＳＷ１のもう一方の端子に接続し、当該トランスの１次巻線のもう一方の端子はＦＥＴのドレイン端子と接続し、ＦＥＴのソース端子がスイッチＳＷ２のもう一方の端子と電源整流部５のもう一方の端子に接続する。

　制御部９は、交流電源２の電源電圧値が所定の電圧値以上であれば、接続切換部６のスイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフになるよう操作して、回路ブロック８Ａ－１，８Ａ－２の入力側をダイオードＤ１を介して直列に接続する。これにより、ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７Ａから、バッテリ３の充電電力として一式の直流出力を得る。
　また、交流電源２の電源電圧値が所定の電圧値未満であれば、制御部９は、接続切換部６のスイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンになるよう操作して、回路ブロック８Ａ－１，８Ａ－２の入力側を並列に接続する。これにより、ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７Ａからバッテリ３の充電電力として一式の直流出力を得る。

　この発明では、交流電源の電源電圧によって、使用するスイッチング素子や整流ダイオードに高電圧が印加されないように、ＰＦＣ部およびフォワード式のトランスを用いたＤＣ／ＤＣコンバータ部あるいは、力率改善用のコイルを兼用するフライバック式のトランスを用いたＤＣ／ＤＣコンバータ部によって構成される回路ブロックを複数使用して、それぞれの回路ブロックのトランスの２次側の構成部材を直列に接続して一式の充電出力を得る。

　このように、２次側の構成部材を直列に接続することで、使用するスイッチング素子や整流ダイオードとして、汎用的な定格電圧の低い素子を使用することができる。さらに、複数の回路ブロックを使用することから、交流電源電圧が低電圧であれば、これらの回路ブロックを並列に接続し、交流電源電圧が高電圧の場合には、直列に接続する構成を実現することができる。

　交流電源電圧によって、複数の回路ブロックの入力側を並列あるいは直列に切り換えて接続することで、使用するトランスの巻数比とこのトランスの１次側に印加する矩形波状の電圧のＤｕｔｙを好適な範囲に限定することができ、入力する交流電源電圧や出力するバッテリ３への充電電圧を様々な条件で効率を高く維持することが可能である。

　なお、効率を高く維持するためには、トランスの巻数比を、特定の電源電圧と出力電圧に対する巻数に設定して、トランスの１次側に印加する略矩形波を、電圧が印加されない期間の少ない波形（広幅Ｄｕｔｙの矩形波）にすることが望ましい。
　しかしながら、例えば上記回路ブロックを１個備えた構成では、１００Ｖｒｍｓの電源電圧から４００Ｖｄｃのバッテリを充電するためには、約３倍（４００／１００√２）の昇圧を確保するトランスを使用する必要があり、当構成において、２００Ｖｒｍｓの電源電圧で８０Ｖｄｃのバッテリを充電する場合、印加する矩形状波のＤｕｔｙを約１／７〔（８０／２００）×（１００√２／４００）〕にして対応せざるを得ない。このように、上記回路ブロックを１個だけ備えた構成では、必然的に、電圧が印加されない期間が拡大（矩形波のＤｕｔｙ幅を狭小化）するために、効率が悪化することは否めない。

　上述したように、全ての交流電源電圧範囲を１系統の回路構成によって対応する場合には、交流電源電圧によって、効率が高いときと、効率が低いときの差が顕在化しやすく、全ての電圧範囲において高い効率を確保することは困難であった。
　これに対して、この発明に係る充電装置では、高効率ながら対応電圧が狭い複数の回路ブロックの入力側を並列あるいは直列に切り換えて接続することにより、広範囲の交流電源電圧において高い効率を確保することができる。

　なお、図１および図２の構成において、２個の回路ブロックの入力側を直列に接続して動作させるときに、２個の回路ブロックの動作にアンバランスが生じて両者が異なる電力を出力することがないように、制御部９が、両者が出力するそれぞれの電圧を入力して、これら入力電圧（回路ブロックの出力電圧と同意）値に基づいて両者の出力が同等になるようにＰＦＣ部あるいはＤＣ／ＤＣコンバータ部のそれぞれのＦＥＴを制御してもよい。
　例えば、制御部９が、２個の回路ブロックのそれぞれのＰＦＣ部のコンデンサの電圧、あるいは、それぞれのＤＣ／ＤＣコンバータ部の平滑コンデンサの電圧をフィードバックして、ＰＦＣ部あるいはＤＣ／ＤＣコンバータ部のそれぞれのＦＥＴを制御する。

　図１および図２の構成において、２個の回路ブロックの入力側を並列に接続して動作させるときに、各回路ブロックのそれぞれのＦＥＴを同時に動作させれば、配線に重畳するリプルの影響が大きくなるので、リプルを軽減してノイズを小さくするために、制御部９は、駆動信号の出力タイミングを制御することにより、それぞれの回路ブロックのＦＥＴの動作位相を互いにずらして動作させる。
　また、２個の回路ブロックの入力側を直列に接続して動作させるときは、各回路ブロックのそれぞれのＦＥＴも直列に接続されるため、それぞれのＦＥＴを同時に動作させなければ所望のＤｕｔｙで電流を通電することができないので、制御部９は、駆動信号の出力タイミングを制御することにより、それぞれの回路ブロックのＦＥＴを同位相で動作させる。

　なお、上記説明では、１つの制御部９で全ての制御を行う構成を示したが、それぞれの回路ブロックごとに制御部を設け、それぞれの制御を分担してもよい。
　また、２個の回路ブロックの入力側の接続を切り換えるスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、例えばリレーの接点であり、交流電源電圧によってリレーの動作コイルへの電流を通電または停止することによって操作される。

　さらに、複数の回路ブロックの入力側の接続を切り換える電圧値を１点にすると、交流電源電圧が当該電圧値を挟んで上下に変動した場合に、直列接続と並列接続の切り換えを繰り返すハンチング動作が発生することがあるので、図１および図２の構成において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンオフする上記所定の電圧値として、２個の回路ブロックの入力側を並列接続から直列接続に切り換える第１の電圧値と、直列接続から並列接続に切り換える第２の電圧値を設定し、第１の電圧値が第２の電圧値よりも高い値であるものとする。つまり、複数の回路ブロックの入力側の接続を切り換える電圧値にヒステリシスを設け、制御部９は、２個の回路ブロックの入力側が並列接続である場合に、交流電源電圧が第２の電圧値以上であっても第１の電圧値未満であればその接続を維持し、交流電源電圧が第１の電圧値以上になると、２個の回路ブロックの入力側を並列接続から直列接続に切り換えるように制御する。また、制御部９は、２個の回路ブロックの入力側が直列接続である場合に、交流電源電圧が第１の電圧値未満であっても第２の電圧値以上であれば、その接続を維持し、交流電源電圧が第２の電圧値未満になると、２個の回路ブロックの入力側を直列接続から並列接続に切り換えるように制御する。

　上記並列接続から直列接続への切り換える電圧値と、直列接続から並列接続への切り換える電圧値を別々に設定し、切り換える電圧値にヒステリシスを設けることで、ハンチング動作の発生が回避され、挙動の安定した充電装置を実現できる。
　なお、複数の回路ブロックの入力側を並列接続から直列接続に切り換える第１の交流電圧値は、例えば１７０Ｖｒｍｓ、直列接続から並列接続に切り換える第２の交流電圧値は、例えば１５０Ｖｒｍｓである。

　以上のように、この実施の形態１によれば、交流電源２を直流出力に整流する電源整流部５と、力率改善機能を有して交流電源の電圧を任意の電圧または電流に変換して出力する回路ブロック８－１，８－２と、回路ブロック８－１，８－２の動作を制御する制御部９とを備え、回路ブロック８－１，８－２の出力側を直列に接続して得られる一式の充電電力で、車両に搭載された動力用のバッテリ３を充電する充電装置１であって、回路ブロック８－１，８－２の入力側を直列または並列のいずれかの接続に切り換える接続切換部６を備え、接続切換部６を制御して、交流電源２の電圧が所定の電圧値未満のときに、回路ブロック８－１，８－２の入力側を並列に接続し、交流電源２の電圧が所定の電圧値以上のときは、回路ブロック８－１，８－２の入力側を直列に接続する。
　このように構成することで、広範囲の交流電源電圧に対して好適な巻数比のトランスや好適なインダクタンスのコイルを使用することができる。
　また、好適なＤｕｔｙの矩形波をトランスに印加することができ、高効率の充電装置を構成することができる。

　また、この実施の形態１によれば、回路ブロックを、ＰＦＣ部（力率改善回路）およびフォワード式のＤＣ／ＤＣコンバータ部で構成するか、もしくは、フライバック式のＤＣ／ＤＣコンバータ部で構成する。例えば、効率を重視する回路構成とする場合、ＰＦＣ部およびフォワード式のＤＣ／ＤＣコンバータ部で回路ブロックを構成し、サイズとコストを重視する場合は、フライバック式のＤＣ／ＤＣコンバータ部で回路ブロックを構成することで、目的に応じた好適な仕様の充電装置を実現できる。

　さらに、この実施の形態１によれば、所定の電圧値が、回路ブロック８－１，８－２の入力側を直列に切り換える第１の電圧値と、第１の電圧値より低い値であって、回路ブロック８－１，８－２の入力側を並列に切り換える第２の電圧値からなり、制御部９が、回路ブロック８－１，８－２の入力側が並列接続である場合に、交流電源２の電圧が第２の電圧値以上であっても第１の電圧値未満であればその接続を維持し、交流電源２の電圧が第１の電圧値以上になると、回路ブロック８－１，８－２の入力側を並列接続から直列接続に切り換えるように制御し、回路ブロック８－１，８－２の入力側が直列接続である場合に、交流電源２の電圧が第１の電圧値未満であっても第２の電圧値以上であればその接続を維持し、交流電源２の電圧が第２の電圧値未満になると、回路ブロック８－１，８－２の入力側を直列接続から並列接続に切り換えるように制御する。
　このようにすることで、直列接続と並列接続の切り換えを繰り返すハンチング動作の発生が回避され、挙動の安定した充電装置を実現できる。

　さらに、この実施の形態１によれば、制御部９が、回路ブロック８－１，８－２の入力側が並列接続である場合に、それぞれの回路ブロック８－１，８－２の動作位相を互いにずらして動作させ、回路ブロック８－１，８－２の入力側が直列接続である場合は、それぞれの回路ブロック８－１，８－２を同位相で動作させる。このようにすることで、回路ブロック８－１，８－２の入力側を並列に接続したときは、回路ブロック８－１，８－２の動作位相を互いにずらして動作させることで、配線に重畳するリプルが軽減され、ノイズを低減でき、また、回路ブロック８－１，８－２の入力側を直列に接続したときは、所望のＤｕｔｙで動作させることができる充電装置を実現できる。

実施の形態２．
　図３は、この発明の実施の形態２に係る充電装置の構成を示す図である。図３に示す充電装置１Ｂは、上記実施の形態１の図２の構成における接続切換部６のスイッチＳＷ１をスイッチング素子（ＦＥＴ１）とし、スイッチＳＷ２をスイッチング素子（ＦＥＴ２）とした接続切換部６Ａで代替している。なお、図３において、図２と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。

　制御部９は、電源整流部５を介して交流電源２の電源電圧を入力し、入力電圧値と所定の電圧値とを比較して、入力電圧値（電源電圧値と同意）が所定の電圧値以上であれば（例えば、交流電源２が２００Ｖｒｍｓ系の交流電源である場合）、接続切換部６Ａに対してＦＥＴ１，ＦＥＴ２がともにオフになる接続切換信号を出力する。接続切換部６Ａは、この接続切換信号を入力すると、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２をともにオフする。これにより、ダイオードＤ１に電流が流れることで、回路ブロック８Ａ－１，８Ａ－２の入力側は、ダイオードＤ１を介して直列に接続されて、ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７Ａからバッテリ３の充電電力として一式の直流出力を得る。

　一方、入力電圧値（電源電圧値と同意）が所定の電圧値未満であれば（例えば、交流電源２が１００Ｖｒｍｓ系の交流電源である場合）、制御部９は、接続切換部６Ａに対してＦＥＴ１，ＦＥＴ２がともにオンになる接続切換信号を出力する。接続切換部６Ａは、この接続切換信号を入力すると、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２をともにオンする。これにより、回路ブロック８Ａ－１，８Ａ－２の入力側が並列に接続されたＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７Ａからバッテリ３の充電電力として一式の直流出力を得る。なお、このときダイオードＤ１には逆方向に電圧が印加されて電流は流れない。

　なお、図３の構成において、２個の回路ブロックの入力側を直列に接続して動作させるときに、２個の回路ブロックの動作にアンバランスが生じて両者が異なる電力を出力することがないように、制御部９が、両者が出力するそれぞれの電圧を入力して、これら入力電圧値に基づいて両者の出力が同等になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ部のＦＥＴを制御してもよい。例えば、制御部９が、２個の回路ブロックのそれぞれのＤＣ／ＤＣコンバータ部の平滑コンデンサの電圧（それぞれの出力電圧）をフィードバックしてＤＣ／ＤＣコンバータ部のそれぞれのＦＥＴを制御することで、両者の出力電圧を同等にする。

　図３の構成において、２個の回路ブロックの入力側を並列に接続して動作させるときに、各回路ブロックのそれぞれのＦＥＴを同時に動作させれば、配線に重畳するリプルの影響が大きくなるので、リプルを軽減してノイズを小さくするために、制御部９は、駆動信号の出力タイミングを制御することにより、それぞれの回路ブロックのＦＥＴの動作位相を互いにずらして動作させる。
　また、２個の回路ブロックの入力側を直列に接続して動作させるときは、各回路ブロックのそれぞれのＦＥＴも直列に接続されるため、それぞれのＦＥＴを同時に動作させなければ所望のＤｕｔｙで電流を通電することができないので、制御部９は、駆動信号の出力タイミングを制御することにより、それぞれの回路ブロックのＦＥＴを同位相で動作させる。

　また、上記説明では、１つの制御部９で全ての制御を行う構成を示したが、それぞれの回路ブロックごとに制御部を設け、それぞれの制御を分担してもよい。
　さらに、図３の構成において、上記実施の形態１と同様に、制御部９によって接続切換部６ＡのＦＥＴ１，ＦＥＴ２をオンオフする上記所定の電圧値として、２個の回路ブロックの入力側を並列接続から直列接続に切り換える第１の電圧値と、直列接続から並列接続に切り換える第２の電圧値を設定して、両者の関係を〔（第１の電圧値＞第２の電圧値）〕としてもよい。例えば、第１の交流電圧値を１７０Ｖｒｍｓとし、第２の交流電圧値を１５０Ｖｒｍｓとする。
　このようにすることで、ハンチング動作の発生が回避され、挙動の安定した充電装置を実現できる。

　上記説明では、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をＦＥＴ１，ＦＥＴ２に代替した構成を示したが、ＦＥＴ以外にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やトランジスタによって代替してもよい。

　図４は、実施の形態２に係る制御部９内の接続切り換え用ＦＥＴ駆動回路の構成例を示す図である。接続切換部による回路ブロックの接続切り換えは、ＰＦＣやＤＣ／ＤＣコンバータ用ＦＥＴのように高速で行う必要がないので、図４に示すように１次巻線と２次巻線が絶縁されたパルストランスを使用して生成される接続切り換え信号を使用する。当構成において、接続切換部のＦＥＴ１，ＦＥＴ２をオンするときは、当パルストランスの１次側に矩形波を入力して、このパルストランスの２次側に発生する矩形波をダイオードによって整流して生成される電圧を、接続切換部のＦＥＴ１，ＦＥＴ２のゲート端子に印加する。当然のことながら、当パルストランスの１次側への矩形波印加を停止すれば、接続切換部のＦＥＴ１，ＦＥＴ２のゲート端子電圧が低下して接続切換部のＦＥＴ１，ＦＥＴ２はオフする。
　上記のように、パルストランスを使用することで、動作電位が異なる接続切換部のＦＥＴ１，ＦＥＴ２のオンオフを制御部９によって操作することができ、回路ブロック８Ａ－１，８Ａ－２の入力側を直列接続または並列接続に任意に切り換えることができる。

　以上のように、この実施の形態２によれば、接続切換部６Ａが、ＦＥＴなどの半導体のスイッチング素子により、回路ブロック８Ａ－１，８Ａ－２の入力側を直列または並列のいずれかの接続に切り換えるので、接点の寿命が課題となるリレー等の機械的なスイッチと比べて、長寿命で信頼性の高い充電装置を実現できる。また、上記実施の形態１と同様に、広範囲の交流電源電圧に対して好適な巻数比のトランスや好適なインダクタンスのコイルを使用することができる。また、好適なＤｕｔｙの矩形波をトランスに印加することができ、高効率の充電装置を構成することができる。

実施の形態３．
　図５は、この発明の実施の形態３に係る充電装置の構成を示す図である。図５に示す充電装置１Ｃは、上記実施の形態１の図２の構成における接続切換部６のスイッチＳＷ１をスイッチング素子（ＦＥＴ１）とし、スイッチＳＷ２をスイッチング素子（ＦＥＴ２）とし、ダイオードＤ１をスイッチング素子（ＦＥＴ３）とした接続切換部６Ｂで代替している。なお、図５において図２と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。

　制御部９は、電源整流部５を介して交流電源２の電源電圧を入力し、入力電圧値と所定の電圧値とを比較して、入力電圧値（電源電圧値と同意）が所定の電圧値以上であれば（例えば、交流電源２が２００Ｖｒｍｓ系の交流電源である場合）、接続切換部６Ｂに対してＦＥＴ１，ＦＥＴ２をともにオフし、ＦＥＴ３をオンする接続切換信号を出力する。接続切換部６Ｂは、この接続切換信号が入力されると、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２をともにオフし、ＦＥＴ３をオンする。これにより、回路ブロック８Ａ－１，８Ａ－２の入力側は、ＦＥＴ３を介して直列に接続され、ＦＥＴ３に電流を流すことで、ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７Ａからバッテリ３の充電電力として一式の直流出力を得る。

　一方、入力電圧値（電源電圧値と同意）が所定の電圧値未満であれば（例えば、交流電源２が１００Ｖｒｍｓ系の交流電源である場合）、制御部９は、接続切換部６Ｂに対してＦＥＴ１，ＦＥＴ２をともにオンし、ＦＥＴ３をオフする接続切換信号を出力する。接続切換部６Ｂは、この接続切換信号が入力されると、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２をともにオンし、ＦＥＴ３をオフする。これにより、回路ブロック８Ａ－１，８Ａ－２の入力側が並列に接続されたＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７Ａからバッテリ３の充電電力として一式の直流出力を得る。

　また、実施の形態３に係る充電装置は、図６のように構成してもよい。
　図６は、実施の形態３に係る充電装置の別の構成例を示す図である。図６に示す充電装置１Ｃの電源整流部５Ａでは、図５に示した電源整流部５のダイオード５－１～５－４をＦＥＴ１３－１～１３－４で代替している。なお、制御部９の位相入力部は、電源整流部５Ａのスイッチング素子のオンオフ動作を制御する部分であって、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して交流電源２の双方の電圧をそれぞれ入力し、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して入力された交流電源電圧と比較電源１０ｃの比較用直流電圧とをそれぞれ比較する比較器１０ａ，１０ｂから構成される。

　ＦＥＴ１３－３，１３－４を駆動するドライバとして、パルストランス１４ａ，１４ｂを設けている。パルストランス１４ａ，１４ｂは、比較器１０ａ，１０ｂの出力に応じた駆動信号をＦＥＴ１３－３，１３－４のゲート端子に出力してオンオフ動作させる。

　比較器１０ａは、抵抗Ｒ１を介して入力された交流電源電圧と比較電源１０ｃの比較用直流電圧との大小比較によって高レベルあるいは低レベルの電圧を出力し、比較器１０ｂは、抵抗Ｒ２を介して入力された交流電源電圧と比較用直流電圧との大小比較によって高レベルあるいは低レベルの電圧を出力する。

　例えば、交流電源２の抵抗Ｒ１側の交流電源電圧が比較用直流電圧以上になり、ＦＥＴ１３－２のダイオードの順方向に電流が流れるときに、比較器１０ａの出力が高レベルになってＦＥＴ１３－２をオンする。また、交流電源２の抵抗Ｒ２側の交流電源電圧が比較用直流電圧以上になり、ＦＥＴ１３－１のダイオードの順方向に電流が流れるときに、比較器１０ｂの出力が高レベルになって、ＦＥＴ１３－１をオンする。
　これにより、低電位側出力から交流電源２に電流を流す低電位側のダイオード（ダイオード５－１、５－２に相当）を、交流電源２の交流電源電圧の位相に同期して短絡することができ、損失の少ない同期整流を行うことができる。
　以上のように、制御部９は、交流電源２の交流電源電圧の位相に同期して、ＦＥＴ１３－１，１３－２のオンオフ動作を制御（同期整流）することで、電源整流部５Ａの低電位側のダイオード５－１，５－２で生じていた順方向の電圧降下による損失を低減できる。

　また、パルストランス１４ａ，１４ｂは、比較器１０ａ，１０ｂの出力に対応した制御信号をＦＥＴ１３－３，１３－４のゲート端子に出力してオンオフさせる。
　つまり、交流電源２の抵抗Ｒ１側の交流電源電圧が比較用直流電圧以上になり、ＦＥＴ１３－３のダイオードの順方向に電流が流れるときに、比較器１０ａの出力が高レベルになり、これに応じてパルストランス１４ａの２次側の電圧が上昇して、ＦＥＴ１３－３をオンする。
　また、交流電源２の抵抗Ｒ２側の交流電源電圧が比較用直流電圧以上になり、ＦＥＴ１３－４のダイオードの順方向に電流が流れるときに、比較器１０ｂの出力が高レベルになり、これに応じてパルストランス１４ｂの２次側の電圧が上昇して、ＦＥＴ１３－４をオンする。
　このように構成することで、高電位側のダイオード（ダイオード５－３，５－４に相当）で生じる順方向の電圧降下による損失をさらに低減できる。

　なお、ダイオードを並列に接続したＦＥＴ１３－１～１３－４のように、ダイオード機能付きまたは寄生ダイオードがあるＦＥＴを使用してもよく、あるいは、還流ダイオードを設けたＩＧＢＴを使用しても、同様の効果が得られる。
　また、高電位側のＦＥＴ１３－３，１３－４またはＩＧＢＴの駆動は、パルストランス以外にレベルシフト回路あるいは他の構成の絶縁ドライバ回路を使用することも可能である。

　なお、図６は、制御部９の中の位相入力部として比較器１０ａ，１０ｂを利用した回路構成を示したが、他の回路構成や、ＣＰＵを用いたデジタル回路で構成してもよい。
　例えば、ＣＰＵが、Ａ／Ｄコンバータを介して交流電源２の交流電源電圧を取り入れ、交流電源２の位相に同期した適切なタイミングでＦＥＴ１３－１～１３－４などのスイッチング素子のオンオフ動作を制御することもできる。
　つまり、制御部９が、ダイオード機能またはダイオードの順方向に電流が流れるときにスイッチング素子をオン（導通）する構成にして、電源整流部や接続切換部を、入力される交流電源に同期して動作させる（交流電源に同期して整流を行う）。

　位相入力部の比較器１０ａ，１０ｂあるいはＣＰＵを使用する制御部９の回路構成は、交流電源２の交流電源電圧を整流した直流電源の低電位側出力を共通電位として利用できる。このため、簡素な回路で、上記回路ブロック部のスイッチング素子や同期整流用のスイッチング素子のオンオフ動作を制御することができる。

　上記において、電源整流部のダイオードをダイオード機能付きのスイッチング素子または寄生ダイオードがあるスイッチング素子もしくはダイオードを並列に接続したスイッチング素子で代替する構成を示したが、接続切換部のダイオードＤ１を同様な素子で代替する構成にしてもよい。

　以上のように、電源整流部や接続切換部におけるダイオードの順方向電圧降下（例えば、０．７～１Ｖ程度）を並列に接続したスイッチング素子で短絡することで、ダイオードによる電力損失を軽減することができ、高効率の充電装置を構成することができる。
　例えば、通電電流が１０Ａならば、順方向電圧降下が１Ｖのダイオードを電源整流部や接続切換部に使用すれば、電源整流部や接続切換部における電力損失は１０Ｗとなるが、導通時の抵抗が１０ｍΩのスイッチング素子を使用すれば、同１Ｗに低減できる。

　なお、図５および図６の構成において、２個の回路ブロックの入力側を直列に接続して動作させるときに、２個の回路ブロックの動作にアンバランスが生じて両者が異なる電力を出力することがないように、制御部９が、両者が出力するそれぞれの電圧を入力して、これら入力電圧値に基づいて両者の出力が同等になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ部のＦＥＴを制御してもよい。例えば、制御部９が、２個の回路ブロックのそれぞれのＤＣ／ＤＣコンバータ部の平滑コンデンサの電圧（それぞれの出力電圧）をフィードバックしてＤＣ／ＤＣコンバータ部のそれぞれのＦＥＴを制御することで、両者の出力電圧を同等にする。

　図５および図６の構成において、２個の回路ブロックの入力側を並列に接続して動作させるときに、各回路ブロックのそれぞれのＦＥＴを同時に動作させれば、配線に重畳するリプルの影響が大きくなるので、リプルを軽減してノイズを小さくするために、制御部９は、駆動信号の出力タイミングを制御することにより、それぞれの回路ブロックのＦＥＴの動作位相を互いにずらして動作させる。
　また、２個の回路ブロックの入力側を直列に接続して動作させるときは、各回路ブロックのそれぞれのＦＥＴも直列に接続されるため、それぞれのＦＥＴを同時に動作させなければ所望のＤｕｔｙで電流を通電することができないので、制御部９は、駆動信号の出力タイミングを制御することにより、それぞれの回路ブロックのＦＥＴを同位相で動作させる。

　なお、上記説明では、１つの制御部９で全ての制御を行う構成を示したが、それぞれの回路ブロックごとに制御部を設け、それぞれの制御を分担してもよい。
　さらに、図５および図６の構成において、上記実施の形態１と同様に、制御部９によって接続切換部６ＢのＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３をオンオフする上記所定の電圧値として、２個の回路ブロックの入力側を並列接続から直列接続に切り換える第１の電圧値と、直列接続から並列接続に切り換える第２の電圧値を設定して、両者の関係を〔（第１の電圧値＞第２の電圧値）〕としてもよい。例えば、第１の交流電圧値を１７０Ｖｒｍｓとし、第２の交流電圧値を１５０Ｖｒｍｓとする。このようにすることで、ハンチング動作の発生が回避され、挙動の安定した充電装置を実現できる。

　さらに、上記実施の形態２と同様に、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２，ＦＥＴ３を、ＦＥＴ以外にＩＧＢＴやトランジスタで代替してもよい。
　また、上記実施の形態２と同様に、接続切換部のＦＥＴ１，ＦＥＴ２およびＦＥＴ３のゲート端子に印加する駆動信号を、制御部９内のパルストランスの１次側に矩形波を入力し、このトランスの２次側に発生した矩形波を整流することで生成してもよい。なお、ＦＥＴ３のゲート端子に印加する駆動信号は、ＦＥＴ１，ＦＥＴ２の駆動信号を反転させた信号である。上記構成によって、接点の寿命があるリレーに代替して、半導体のスイッチを使用することで、長寿命で信頼性の高い充電装置を構成することができる。

　以上のように、この実施の形態３によれば、電源整流部５Ａ、および、接続切換部６Ｂを構成するダイオードを、ダイオード機能付きのスイッチング素子や、寄生ダイオードを有するスイッチング素子、またはダイオードを並列に接続したスイッチング素子を用いて構成し、制御部９が、ダイオードまたはダイオードに相当する部分に順方向電流が流れるタイミングに、スイッチング素子を導通にすることでダイオードの順方向電圧降下をスイッチング素子で短絡することとなり、当該ダイオードによる電力損失を軽減することができ、高効率の充電装置を実現できる。また、上記実施の形態１と同様に、広範囲の交流電源電圧に対して好適な巻数比のトランスや好適なインダクタンスのコイルを使用することができる。また、好適なＤｕｔｙの矩形波をトランスに印加することができ、高効率の充電装置を構成することができる。

実施の形態４．
　図７は、この発明の実施の形態４に係る充電装置の構成を示す図である。図７に示す充電装置１ＤのＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７Ｂは、回路ブロック８Ｂ－１，８Ｂ－２から構成される。また、回路ブロック８Ｂ－１，８Ｂ－２の各々は、回路ブロック部８Ｂ－１－１～８Ｂ－１－Ｎ、回路ブロック部８Ｂ－２－１～８Ｂ－２－Ｎ（Ｎは、２以上の任意の整数）から構成される。
　また、回路ブロック部８Ｂ－１－１～８Ｂ－１－Ｎ、回路ブロック部８Ｂ－２－１～８Ｂ－２－Ｎは、上記実施の形態１の図１で示したＰＦＣ部およびフォワード式のＤＣ／ＤＣコンバータ部からなる回路ブロックの出力用平滑コンデンサ、または、図２で示した力率改善用のコイルを兼用するフライバック式のトランスを用いたＤＣ／ＤＣコンバータ部からなる回路ブロックの出力用平滑コンデンサを共用しながら、定格電力が低い素子を使用した小容量の回路でそれぞれ構成したものである。
　なお、図１の回路ブロックの構成および、図２の回路ブロックの構成は、図７の構成において、Ｎ＝１とした場合である。

　制御部９は、駆動信号を各回路ブロック部のそれぞれのＦＥＴに駆動信号を出力してオンオフ動作を制御することで、各回路ブロック部における出力電圧を制御する。このとき、回路ブロック部８Ｂ－１－１～８Ｂ－１－Ｎと、回路ブロック８Ｂ－２－１～８Ｂ－２－ＮのＦＥＴを、位相をずらして動作させることにより、ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部７Ｂの入力および出力に重畳するリプルを軽減することができる。
　これによって、配線に重畳されるリプルが少なく、ノイズの小さな充電装置を実現することができる。また、平滑コンデンサに入出力するリプル電流を軽減できることから、リプル電流による平滑コンデンサの発熱が軽減され、平滑コンデンサの劣化を抑制できる。

　図７の構成において、回路ブロック部８Ｂ－１－１～８Ｂ－１－Ｎと、回路ブロック部８Ｂ－２－１～８Ｂ－２－Ｎの入力側を並列に接続して動作させるときに、配線に重畳するリプルをさらに軽減してノイズを小さくするために、制御部９は、駆動信号の出力タイミングを制御して、回路ブロック部８Ｂ－１－１～８Ｂ－１－Ｎと、回路ブロック部８Ｂ－２－１～８Ｂ－２－Ｎとを構成する個々のＦＥＴの動作位相を互いにずらして動作させる。
　また、回路ブロック部８Ｂ－１－１～８Ｂ－１－Ｎと、回路ブロック部８Ｂ－２－１～８Ｂ－２－Ｎの入力側を直列に接続して動作させるときは、各回路ブロック部を構成するそれぞれのＦＥＴも直列に接続されるため、直列に接続される個々のＦＥＴを同時に動作させなければ所望のＤｕｔｙで電流を通電することができないので、制御部９は、駆動信号の出力タイミングを制御して回路ブロック部８Ｂ－１－１～８Ｂ－１－Ｎと、回路ブロック部８Ｂ－２－１～８Ｂ－２－Ｎの直列に接続される個々のＦＥＴを同位相で動作させる。このとき、各回路ブロック部を構成する個々のＦＥＴの動作位相を互いにずらして動作させれば、上記の並列接続構成と同様に配線に重畳するリプルを軽減してノイズを小さくすることができる。

　以上のように、この実施の形態４によれば、力率改善機能を有して交流電源の電圧を任意の電圧または電流に変換して出力する複数の回路ブロック部８Ｂ－１－１～８Ｂ－１－Ｎと、回路ブロック部８Ｂ－２－１～８Ｂ－２－Ｎ（Ｎは２以上の任意の整数）を備え、それぞれの回路ブロック８Ｂ－１，８Ｂ－２は、複数の回路ブロック部８Ｂ－１－１～８Ｂ－１－Ｎと、回路ブロック部８Ｂ－２－１～８Ｂ－２－Ｎによって構成されながらも、一部の構成を互いに共用して構成される。このようにすることで、使用する素子の数量の増加を抑制しながら、個々の回路ブロックに使用する素子に、さらに定格電力が低い素子を使用することができる。

　なお、本発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

　この発明に係る充電装置は、簡易な構成で大電力を蓄えるバッテリを高効率に充電することができるので、電気自動車に搭載されて、駆動用バッテリを充電する充電装置に好適である。

　１，１Ａ～１Ｄ　充電装置、２　交流電源、３　バッテリ、４　負荷、５，５Ａ　電源整流部、５－１～５－４　ダイオード、６，６Ａ，６Ｂ　接続切換部、７，７Ａ，７Ｂ　ＰＦＣ・ＤＣ／ＤＣコンバータ部、８－１，８－２，８Ａ－１，８Ａ－２，８Ｂ－１，８Ｂ－２　回路ブロック、８Ｂ－１－１～８Ｂ－１－Ｎ，８Ｂ－２－１～８Ｂ－２－Ｎ　回路ブロック部、９　制御部、１０ａ，１０ｂ　比較器、１０ｃ　比較電源、１３－１～１３－４　ＦＥＴ、１４ａ，１４ｂ　パルストランス。

Claims

　交流電源を直流出力に整流する整流部と、力率改善機能を有して前記交流電源の電圧を任意の電圧または電流に変換して出力する複数の回路ブロックと、前記回路ブロックの動作を制御する制御部とを備え、前記複数の回路ブロックの出力側を直列に接続して得られる一式の電力で、車両に搭載された動力用のバッテリを充電する充電装置であって、
　前記複数の回路ブロックの入力側を直列または並列のいずれかの接続に切り換える接続切換部を備え、
　前記交流電源の電圧が所定の電圧値未満のときは、前記複数の回路ブロックの入力側を並列に接続し、
　前記交流電源の電圧が所定の電圧値以上のときは、前記複数の回路ブロックの入力側を直列に接続することを特徴とする充電装置。
　前記接続切換部は、半導体のスイッチング素子によって構成されることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
　前記整流部を構成するダイオード、および、前記接続切換部を構成するダイオードに並列にスイッチング素子を接続し、もしくは、前記ダイオードの代わりに等価的な並列ダイオードを有したスイッチング素子を使用し、
　前記ダイオードもしくは前記等価的なダイオードの順方向に電流が流れるタイミングに、前記スイッチング素子を導通にすることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
　前記複数の回路ブロックの入力側を直列または並列のいずれかの接続に切り換える所定の電圧値は、
　入力側を並列から直列に切り換える第１の電圧値と、
　入力側を直列から並列に切り換える前記第１の電圧値より低い値の第２の電圧値からなることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
　前記回路ブロックは、力率改善回路およびフォワード式のＤＣ／ＤＣコンバータ部、または、力率改善機能を有するフライバック式のＤＣ／ＤＣコンバータ部から構成されることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
　前記それぞれの回路ブロックは、複数の力率改善機能を有して前記交流電源の電圧を任意の電圧または電流に変換して出力する回路ブロック部によって構成されることを特徴とする請求項１記載の充電装置。
　前記回路ブロックの入力側が並列に接続されるときに、それぞれの回路ブロックのスイッチング素子は、互いにずれた位相で動作し、
　前記回路ブロックの入力側が直列に接続されるときに、それぞれの回路ブロックのスイッチング素子は、同位相で動作することを特徴とする請求項１記載の充電装置。