KR101704116B1 - 컨버터 - Google Patents

컨버터 Download PDF

Info

Publication number
KR101704116B1
KR101704116B1 KR1020140085138A KR20140085138A KR101704116B1 KR 101704116 B1 KR101704116 B1 KR 101704116B1 KR 1020140085138 A KR1020140085138 A KR 1020140085138A KR 20140085138 A KR20140085138 A KR 20140085138A KR 101704116 B1 KR101704116 B1 KR 101704116B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
balance
converter
output
switch
Prior art date
Application number
KR1020140085138A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20160007886A (ko
Inventor
이재삼
김도윤
채형준
Original Assignee
엘지이노텍 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지이노텍 주식회사 filed Critical 엘지이노텍 주식회사
Priority to KR1020140085138A priority Critical patent/KR101704116B1/ko
Publication of KR20160007886A publication Critical patent/KR20160007886A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101704116B1 publication Critical patent/KR101704116B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명의 실시예에 따른 컨버터는, 서브 컨버터로서 제1 및 제2 컨버터; 상기 제1 컨버터의 출력단과 상기 제2 컨버터의 출력단 사이에 연결되어 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력 전압의 균형을 유지하는 밸런스부;를 포함하는 컨버터.

Description

컨버터{CONVERTER}
본 발명은 컨버터에 관한 발명이다.
상대적으로 높은 전압을 요구하는 전자회로에 에너지를 공급하기 위하여, 계통에 연계하여 응용 분야에 사용하기 위해서는 높은 전압으로 승압해 주어야 한다. 뿐만 아니라 전자회로에 따라서는 높은 전압을 이용하여 낮은 전압으로 강압해 줄 필요도 있다. 이를 위한 다양한 강압형 및 승압형 컨버터 중의 하나로 직류-직류(DC-DC) 컨버터(converter)에 대한 모델링 및 분석이 연구되었다.
직류-직류 컨버터(converter)는 크게 절연형과 비절연형으로 나눌 수 있다.
절연형은 입력단과 출력단의 절연, 즉 자성 코어를 이용한 변압기로 전열을 하여 안정성을 확보할 수 있는 장점이 있고, 권선비 조절을 통해 승-감압비를 조절할 수 있다.
직류-직류 컨버터(converter)의 종류로써 벅 타입(Buck type)은 포워드(forward), 하프 브릿지(half bridge), 풀브릿지(full bridge) 컨버터 등이 있고, 벅-부스트 타입(Buck-boost type)은 플라이백 컨버터(flyback converter) 등이 있다.
특히 플라이백 컨버터는 고압의 스위칭 소자가 하나만 있으면 동작하므로 구조가 간단하여 저가로 컨버터를 구현할 수 있다.
또한 상기 직류-직류 컨버터는 출력 신호의 오차를 감지하여 이를 제어하는 제어부와 하나의 칩으로 형성되어 스위치모드서플라이유닛이라고 부를 수 있다.
최근 대 고전압 출력용 직류-직류 컨버터를 설계함에 있어서, 회로 소자의 개수와 차지하는 면적이 증가하는 문제가 있었다.
또한 대 고전압 출력용 컨버터를 위해 복수개의 컨버터를 조합한 컨버터가 개발되어 있으나, 각 컨버터의 출력의 밸런스를 유지하지 못하는 경우, 어느 하나의 컨버터로 출력이 쏠리는 전압 및 전류 쏠림 현상이 문제되었다.
본 발명의 실시예는 고전압 출력용 컨버터를 제공할 수 있다.
본 발명의 실시예는 고전압으로 그리드를 충전할 수 있는 컨버터를 제공할 수도 있다.
본 발명의 실시예는 복수개의 컨버터를 이용하여 입력 전원을 승압할 수 있는 컨버터를 제공할 수도 있다.
본 발명의 실시예는 복수개의 컨버터의 출력 전압을 균형을 유지할 수 있는 컨버터를 제공할 수도 있다.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터는, 서브 컨버터로서 제1 및 제2 컨버터; 상기 제1 컨버터의 출력단과 상기 제2 컨버터의 출력단 사이에 연결되어 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력 전압의 균형을 유지하는 밸런스부;를 포함하는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 제1 및 제2 컨버터의 입력 단은 병렬 연결되고 출력단은 직렬 연결된 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 제1 및 제2 컨버터는 입력 전압을 승압하여 상기 제1 및 제2 컨버터의 합 전압인 링크 전압을 출력하는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 제1 및 제2 컨버터 각각은, 풀 브릿지 스위치부; 풀 브릿지 다이오드부; 1차측이 상기 풀 브릿지 스위치부에 연결되고 2차측이 상기 풀 브릿지 다이오드부에 연결된 절연형 변압부; 및 상기 풀 브릿지 다이오드부에 연결된 출력부;를 포함하는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 제1 컨버터의 출력부는 제1 노드에 일단이 연결된 제1 인덕터 및 제1 커패시터를 포함하고, 상기 제2 컨버터의 출력부는 제4 노드에 일단이 연결된 제2 인덕터 및 제2 커패시터를 포함하고, 상기 제1 커패시터의 타단은 상기 제4 노드에 연결되고, 상기 제2 커패시터의 타단은 제3 노드에 연결된 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 밸런스부를 제어하는 밸런스 제어부;를 더 포함하고, 상기 밸런스부는 상기 밸런스 제어부에 의하여 제어되고 상기 제1 노드와 제2 노드 사이에 연결된 제1 밸런스 스위치와 상기 제2 노드와 상기 제3 노드 사이에 연결된 제2 밸런스 스위치를 포함하고, 상기 밸런스부는 상기 제2 노드와 상기 제4 노드 사이에 연결된 밸런스 인덕터를 포함하는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치는 일정한 데드 타임을 가지고 교대로 도통하는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 밸런스 제어부는 상기 제1 커패시터의 전압과 상기 제2 커패시터의 전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제1 및 제2 커패시터 중 어느 하나의 전압을 비교하여 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치의 도통 비율을 조절하는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 제1 및 제2 컨버터 각각은 위상천이 풀 브릿지 컨버터인 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터는, 입력단이 병렬로 연결되고 출력단이 직렬로 연결된 서브 컨버터로서 제1 및 제2 컨버터; 및 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력단에 연결되어 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력 전압의 균형을 유지하는 밸런스부;를 포함하고, 상기 밸런스부는 상기 제1 컨버터의 출력단의 제1 커패시터와 제1 폐루프를 구성하는 제1 밸런스 스위치 및 밸런스 인덕터, 상기 제2 컨버터의 출력단의 제2 커패시터 및 상기 밸런스 인덕터와 제2 폐루프를 구성하는 제2 밸런스 스위치를 포함하는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치를 교대로 도통 시키는 밸런스 제어부를 더 포함하는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치는 일정한 데드 타임을 가지고 교대로 도통하는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 밸런스 제어부는, 상기 제1 전압과 제2 전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제1 및 제2 전압 중 어느 하나를 비교하여 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치의 도통 비율을 조절하는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 밸런스 제어부는, 상기 제1 커패시터의 양단의 제1 전압과 상기 제2 커패시터의 양단의 제2 전압 중 상기 제2 전압의 크기가 상기 제1 전압의 크기보다 작을 때 상기 제1 밸런스 스위치의 도통 비율을 증가시키는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 제1 밸런스 스위치가 턴온되기 전 상기 데드 타임에서 상기 제1 밸런스 스위치의 기생 바디 다이오드와 상기 밸런스 인덕터 그리고 상기 제1 커패시터에 의한 폐루프를 통해 전류가 흐르는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 제2 밸런스 스위치가 턴온되기 전 상기 데드 타임에서 상기 제2 밸런스 스위치의 기생 바디 다이오드와 상기 밸런스 인덕터 그리고 상기 제2 커패시터에 의한 폐루프를 통해 전류가 흐르는 컨버터.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터에서, 상기 밸런스부는 3상 채널에 의하여 상기 제1 및 제2 컨버터로부터 에너지를 제공받는 그리드에 연결되는 컨버터.
본 발명의 실시예는 고전압 출력용 컨버터를 제공할 수 있고, 고전압으로 그리드를 충전할 수 있는 컨버터를 제공할 수도 있고, 복수개의 컨버터를 이용하여 입력 전원을 승압할 수 있는 컨버터를 제공할 수도 있으며, 복수개의 컨버터의 출력 전압을 균형을 유지할 수 있는 컨버터를 제공할 수도 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 2는 도 1의 풀 브릿지다이오드부를 구체화한 회로도이다.
도 3은 컨버터의 모드 1에 관한 동작 도면이다.
도 4는 컨버터의 모드 2에 관한 동작 도면이다.
도 5는 컨버터의 모드 3에 관한 동작 도면이다.
도 6 및 7은 컨버터의 모드 4에 관한 동작 도면이다.
도 8은 컨버터의 모드 5에 관한 동작 도면이다.
도 9는 컨버터의 모드 6에 관한 동작 도면이다.
도 10은 컨버터의 동작 관계를 나타낸 파형도이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 병렬-직렬 컨버터의 회로도이다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터와 이를 제어하는 제어부를 나타낸 도면이다.
도 13은 센싱 전류와 컨트롤 전류 신호 그리고 출력 전류 신호의 관계를 나타낸 파형도이다.
14는 그리드 전원 장치를 도시한 회로도이다.
도 15는 그리드 전원 장치의 충전 모드를 나타낸 등가회로도이다.
도 16은 그리드 전원 장치의 방전 모드를 나타낸 등가회로도이다.
도 17은 본 발명의 다른 실시예에 따른 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 18은 본 발명의 다른 실시예에 따른 그리드 전원 장치를 나타낸 회로도이다.
도 19는 제1 밸런스 스위치가 턴온되고, 제2 밸런스 스위치가 턴오프되었을 때의 동작 관계를 나타낸 도면이다.
도 20은 제1 밸런스 스위치가 턴오프되고, 제2 밸런스 스위치가 턴오프되었을 때의 동작 관계를 나타낸 도면이다.
도 21은 제1 밸런스 스위치가 턴오프되고, 제2 밸런스 스위치가 턴온되었을 때의 동작 관계를 나타낸 도면이다.
도 22는 제1 밸런스 스위치가 턴오프되고, 제2 밸런스 스위치가 턴오프되었을 때의 동작 관계를 나타낸 도면이다.
도 23은 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치의 도통 비율을 나타낸 도면이다.
이하, 본 발명의 실시예에 의한 컨버터의 도면을 참고하여 상세하게 설명한다. 다음에 소개되는 실시 예들은 당업자에게 본 발명의 사상이 충분히 전달될 수 있도록 하기 위해 예로서 제공되는 것이다. 따라서, 본 발명은 이하 설명되는 실시 예들에 한정되지 않고 다른 형태로 구체화될 수도 있다. 그리고, 도면들에 있어서, 장치의 크기 및 두께 등은 편의를 위하여 과장되어 표현될 수도 있다. 명세서 전체에 걸쳐서 동일한 참조 번호들은 동일한 구성요소들을 나타낸다.
<제1 실시예>
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터를 나타낸 회로도이다. 그리고 도 2는 도 1의 풀 브릿지다이오드부를 구체화한 회로도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터(100)는 직류-직류(DC-DC) 컨버터가 될 수 있고, 상기 컨버터(100)는 풀 브릿지 스위치부(110)와 상기 풀 브릿지 스위치부(110)를 구성하는 스위치소자(Q1~Q4)의 개폐 동작에 따라 1차측의 전류와 전압을 2차측에 유도하는 변압부(120), 상기 변압부(120)의 2차측에서 전류를 일 방향으로 흐르도록 하는 풀 브릿지 다이오드부(130) 그리고 출력부(140)를 포함할 수 있다.
상기 풀 브릿지 스위치부(110)는 입력 전압(Vi)이 인가되는 입력단과 변압부(120)의 1차측 사이에 연결될 수 있다.
상기 풀 브릿지 스위치부(110)는 제1 내지 제4 스위치(Q1~Q4)로 구성될 수 있다.
상기 제1 내지 제4 스위치(Q1~Q4)는 기생 바디 다이오드(D1~D4)와 기생 커패시터(C1~C4)를 포함할 수 있다. 그리고 상기 제1 내지 제4 스위치(Q1~Q4)의 기생 커패시터 외에 별도의 커패시터(C1, C4)를 연결할 수 있다.
제1 스위치(Q1)는 제1 스위치의 다이오드(D1)와 제1 스위치의 커패시터(C1)를 포함할 수 있고, 제2 스위치(Q2)는 제2 스위치의 다이오드(D2)와 제2 스위치의 커패시터(C2)를 포함할 수 있고, 제3 스위치(Q3)는 제3 스위치의 다이오드(D3)와 제3 스위치의 커패시터(C3)를 포함할 수 있으며, 제4 스위치(Q4)는 제4 스위치의 다이오드(D4)와 제4 스위치의 커패시터(C4)를 포함할 수 있다.
상기 제1 스위치(Q1)의 제어 단자로는 PWM(Pulse width modulation) 신호가 공급되고, 상기 제1 스위치(Q1)의 양 단자는 입력단의 일단과 제1 노드(N1) 사이에 연결될 수 있고, 상기 제2 스위치(Q2)의 제어 단자로는 PWM 신호가 공급되고, 상기 제2 스위치(Q2)의 양 단자는 입력단의 타단과 제1 노드(N1) 사이에 연결될 수 있고, 상기 제3 스위치(Q3)의 제어 단자로는 PWM 신호가 공급되고, 상기 제3 스위치(Q3)의 양 단자는 입력단의 일단과 제2 노드(N2) 사이에 연결될 수 있으며, 상기 제4 스위치(Q4)의 제어 단자로는 PWM 신호가 공급되고, 상기 제4 스위치(Q4)의 양 단자는 입력단의 타단과 제2 노드(N2) 사이에 연결될 수 있다.
상기 스위치소자(Q1~Q6)는 MOSFET이나 IGBT를 사용할 수 있고, 컨버터(100)를 보다 더 높은 주파수에서 동작 시키고자 하는 경우 MOSFET을 사용할 수 있다.
상기 변압부(120)의 1차측은 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2) 사이에 연결되고, 상기 변압부(120)의 2차측은 풀 브릿지 다이오드부(130)에 연결될 수 있다.
상기 변압부(120)는 1차측 전압보다 높은 2차측 전압을 유도하기 위한, 즉 스텝-업(Step-Up)시키기 위하여 권수비가 적절히 선택될 수 있다.
상기 풀 브릿지 다이오드부(130)는 상기 출력부(130)와 상기 변압부(120)의 2차측 사이에 연결될 수 있다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터(100)는 풀 브릿지 다이오드부(130)는 제1 내지 제4 다이오드(Da, Db, Dc, Dd)를 포함할 수 있다.
상기 제1 다이오드(Da)는 출력부(140)의 인덕터(L1)의 일 단자와 제3 노드(N3) 사이에 연결될 수 있다. 구체적으로 제1 다이오드(Da)의 캐소드 단자는 상기 인덕터(L1)의 일 단자에 연결되고, 애노드 단자는 상기 제3 노드(N3)에 연결될 수 있다. 그리고 상기 제2 다이오드(Db)는 출력부(140)의 커패시터(C1)의 일 단자와 제3 노드(N3) 사이에 연결될 수 있다. 구체적으로 제2 다이오드(Db)의 애노드 단자는 상기 커패시터(C1)의 일 단자에 연결되고, 캐소드 단자는 상기 제3 노드(N3)에 연결될 수 있다. 그리고 상기 제3 다이오드(Dc)는 출력부(140)의 인덕터(L1)의 일 단자와 제4 노드(N4) 사이에 연결될 수 있다. 구체적으로 제3 다이오드(Dc)의 캐소드 단자는 상기 인덕터(L1)의 일 단자에 연결되고, 애노드 단자는 상기 제4 노드(N4)에 연결될 수 있다. 또한 상기 제4 다이오드(Dd)는 출력부(140)의 커패시터(C1)의 일 단자와 제4 노드(N4) 사이에 연결될 수 있다. 구체적으로 제4 다이오드(Dd)의 애노드 단자는 상기 커패시터(C1)의 일 단자에 연결되고, 캐소드 단자는 상기 제4 노드(N4)에 연결될 수 있다.
상기 출력부(140)는 서로 직렬로 연결된 인덕터(L1)와 커패시터(C1)를 포함할 수 있고, 상기 커패시터(C1) 양단의 전압이 출력 전압(Vo)이 될 수 있다. 또한 출력부(140)는 커패시터(C1)와 병렬로 연결된 부하 저항(R1)을 포함할 수 있다.
이와 같은 구조의 컨버터를 위상천이 풀 브릿지 컨버터(Phase shifted full bridge)라고 할 수 있다. 상기 위상천이 풀 브릿지 컨버터는 구조상 변압부(120)의 누설인덕턴스(Lk)와 스위치 소자(Q1~Q4)와 변압부(120)의 내부의 기생커패시턴스 사이의 공진을 이용하여 소프트 스위칭을 실현할 수 있다.
도 3 내지 도 10은 본 발명의 실시예에 따른 컨버터의 동작 방식을 설명하기 위한 도면이다.
<컨버터의 동작 방법>
도 3은 컨버터의 모드 1에 관한 동작 도면이다.
모드 1(t0~t2)
도 3 및 도 10을 참조하면, 제1 및 제4 스위치(Q1, Q4)가 동시에 도통하고, 출력부(140)의 인덕터(L1)에 저장된 에너지가 출력부(140)의 부하저항(R1)을 통해 방전하므로, 변압부(120)의 1차측에 전압이 걸리지만, 2차측으로 에너지가 이동하지 않을 수 있다. 그리고 상기 변압부(120)의 2차측 전류가 계속 증가하다가 t1 시점에서 출력부(140)의 인덕터 전류(IL1)과 같아지면 에너지가 변압부(120)의 1차측에서 2차측으로 전달될 수 있다.
도 4는 컨버터의 모드 2에 관한 동작 도면이다.
모드 2(t2)
도 4 및 도 10을 참조하면, 제1 스위치(Q1)가 턴 오프되어 1측 전류는 상기 제1 스위치의 커패시터(C1)를 0V에서 입력전원(Vi)까지 충전시키고 제2 스위치의 커패시터(C2)를 입력전원(Vi)에서 0V까지 방전시킬 수 있다. 즉, 변압부(120)의 누설인덕턴스(Lk)는 제1 스위치의 커패시터(C1) 및 제2 스위치의 커패시터(C2)를 각각 공진회로로 구성함으로써, 제1 스위치(Q1) 양단 전압을 상승시키고 제2 스위치(Q2) 양단의 전압을 하강시키다가 상기 제2 스위치(Q2) 양단의 전압이 0V가 되면 제2 스위치의 다이오드(D2)가 도통하기 시작하여 모드 3이 시작될 수 있다.
도 5는 컨버터의 모드 3에 관한 동작 도면이다.
모드 3(t2~t3)
도 5 및 도 10을 참조하면, 모드 3은 제2 스위치의 다이오드(D2)와 제4 스위치(Q4)가 도통하는 환류 구간이 될 수 있다.
상기 환류 구간 동안 제2 스위치(Q2)는 영전압 상태에서 턴온 될 수 있다. 그리고 제4 스위치(Q4)가 턴 오프되면 이 모드는 종료될 수 있다.
도 6 및 7은 컨버터의 모드 4에 관한 동작 도면이다.
모드 4(t3)
도 6, 도 7 및 도 10을 참조하면, 변압부(120)의 누설인덕턴스(Lk)는 제3 스위치의 커패시터(C3) 및 제4 스위치의 커패시터(C4) 각각과 공진회로를 구성함으로써 제4 스위치의 커패시터(C4)를 0V에서 입력전원(Vi)까지 충전시키고 제3 스위치의 커패시터(C3)를 입력전원(Vi)에서 0V까지 방전시킬 수 있다. 상기 제3 스위치의 다이오드(D3가 도통하면 모드 5가 시작될 수 있다.
도 8은 컨버터의 모드 5에 관한 동작 도면이다.
모드 5(t3~t4)
도 8 및 도 10을 제3 스위치(Q3)가 턴 오프되어 제2 스위치의 다이오드(D2)와 제3 스위치의 다이오드(D3)를 통한 환류 모드가 시작될 수 있다. 환류 모드에서 무효전력을 입력단으로 환원시킬 수 있고, 이 때 제3 스위치(Q3)는 영전압 상태에서 턴 온될 수 있다.
도 9는 컨버터의 모드 6에 관한 동작 도면이다.
모드 6(t4~)
도 9 및 도 10을 변압부(120)의 1차측 전류가 0이된 이후에는 제2 스위치(Q2)와 제3 스위치(Q3)를 통해 전류가 흐르고 변압부(120)의 누설인덕턴스(Lk)는 다시 충전될 수 있다. 그리고 전술한 모드 1 내지 모드 5와 같은 동작이 제2 및 제2 스위치(Q2, Q3)를 통하여 일어날 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 병렬-직렬 컨버터의 회로도이다.
도 11을 참조하면, 실시예에 따른 컨버터(100)는 서브 컨버터로서 제1 컨버터(101)와 제2 컨버터(102)를 포함할 수 있다.
상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 각각의 동작 관계는 도 3 내지 도 9에서 설명한 바와 같다.
상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 입력 단은 서로 병렬 연결되고, 출력단은 서로 직렬 연결될 수 있다. 그리하여 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)가 서로 병렬-직렬 연결되어 하나의 입력 전원(Vi)을 인가 받고, 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102) 각각의 출력 전압의 합이 컨버터(100)의 출력 전압(Vo)이 될 수 있다.
예를 들어 입력 전압(Vi)가 200V이고, 제1 및 제2 컨버터(101, 102) 각각의 출력 전압이 350V로 입력 전압(Vi)를 승압하는 경우, 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압의 총합은 700V가 될 수 있다. 그런데, 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102) 각각의 출력 전압이 밸런스를 이루지 못하는 경우를 살펴보면, 제1 컨버터(101)의 출력부(140)의 제1 인덕터(L1)에 흐르는 제1 인덕터 전류(IL1)이 3.1A이고, 출력단의 전류(Io)가 3.0A이면, 제1 커패시터(C1)로 흐르는 전류(Ic1)은 0.1A이고, 제2 컨버터(102)의 제2 인덕터(L2)에 흐르는 전류(IL2)는 2.9A이고, 제2 커패시터(C2)에 흐르는 전류(Ic2)는 -0.1A이고 제1 커패시터(C1)과 제2 커패시터(C2) 사이의 가지에 흐는 전류는 3.0A로써, 제1 컨버터(101)의 출력 전압은 상승하게 되고, 제2 컨버터(102)의 출력 전압은 감소하게 된다. 즉, 제1 및 제2 컨버터(101, 102)들의 출력 전압이 불균형이 유지된다. 이와 같이 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압의 균형을 이루기 위해 후술할 제어부(200)를 이용한다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터와 이를 제어하는 제어부를 나타낸 도면이다. 그리고 도 13은 센싱 전류와 컨트롤 전류 신호 그리고 출력 전류 신호의 관계를 나타낸 파형도이다.
도 12를 참조하면, 실시예에 따른 컨버터(100)를 제어하는 제어부(200)는 제1 연산증폭기(210), 제2 연산증폭기(220) 그리고 PWM 신호 생성부(230)를 포함할 수 있다.
상기 제1 연산증폭기(210)는 반전단자로 제2 컨버터(102)의 출력 전압(VH)를 피드백 받고, 비반전단자로 인가되는 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 전체 출력 전압인 링크 전압(VLink)의 절반의 전압(1/2Vlink)과 비교하여, 오차를 증폭하여 컨트롤 전류 신호(Icon)를 출력한다. 상기 제1 연산증폭기(210)의 피드백 단의 임피던스(Z)는 저항, 인덕터 그리고 커패시터 중 적어도 하나 이상을 포함할 수 있다.
제2 연산증폭기(220)는 비반전단자로 컨트롤 전류 신호(Icon)를 입력받고, 이를 반전 단자로 입력되는 센싱 전류(Isen)와 비교하여 PWM 신호 생성부(230)로 출력 전류 신호(Ip)를 출력할 수 있다.
상기 센싱 전류(Isen)는 상기 제2 컨버터(102)의 출력부(140)에 흐르는 전류, 즉 제2 커패시터(C2) 또는 제2 인덕터(L2)에 흐르는 전류가 될 수 있다.
구체적으로 도 13을 참조하면, 센싱 전류(Isen)의 피크값과 컨트롤 전류 신호(Icon)를 비교한다. 이에 상기 센싱 전류(Isen)의 피크값이 상기 컨트롤 전류 신호(Icon)에 도달하면 로우 논리의 신호로 바뀌는 출력 전류 신호(Ip)를 출력할 수 있다.
상기 PWM 신호 생성부(230)는 제2 연산증폭기(220)의 출력 전류 신호(Ip)의 펄스 폭을 기초로 하여 제2 컨터버(120)의 풀 브릿지 스위치부(110)의 제1 내지 제4 스위치(Q1~Q4)를 구동할 수 있다. 즉, 풀 브릿지 스위치부(110) 내에 포함된 제1 내지 제4 스위치(Q1~Q4)의 온(ON), 오프(OFF)를 제어하여 제2 컨버터(102)의 기 설정된 전압을 일정하게 유지시킬 수 있다.
상기 제2 컨버터(102)의 출력 전압을 기 설정 값이 되도록 제어하는 경우, 동시에 제1 컨버터(101)의 출력 전압 또한 기 설정 값이 되도록 할 수 있다.
즉 제1 및 제2 컨버터(101, 102) 중 어느 하나의 컨버터를 제어함으로써 나머지 하나의 컨버터를 제어할 수 있다.
도 12는 제2 컨버터(102)를 제어하는 것으로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니고, 제1 컨버터(101)를 전술한 바와 같이 제어함으로써 제2 컨버터(102)의 출력 전압 또한 제어되도록 할 수도 있다.
이와 같이 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102) 중 어느 하나의 컨버터를 제어하는 경우 나머지 하나의 컨버터는 고정 듀티비(Duty ratio)로 스위치를 제어할 수 있다.
이와 같이 컨버터(100)의 출력 전압(Vo)이 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 중 어느 하나로 쏠리는 전압 쏠림 현상을 방지할 수 있으므로, 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력부를 구성하는 제1 및 제2 커패시터(C1, C2)의 용량을 줄일 수 있다.
도 14는 그리드 전원 장치를 도시한 회로도이다.
도 14를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 그리드(Grid) 전원 장치(1000)는 그리드(400), 컨버터(100), 상기 컨버터(100)를 제어하는 제어부(200) 그리고 그리드 제어부(300)를 포함할 수 있다.
상기 그리드(400)는 일 예로 충전기가 될 수 있다.
상기 그리드 제어부(300)는 6개의 스위치(S1~S6)를 통하여 상기 그리드(400)를 충전 또는 방전시킬 수 있다.
상기 6개의 스위치(S1~S6)는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)가 될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
상기 제1, 제3 및 제5 스위치(S1, S3, S5)는 컬렉터 단자가 공통으로 연결되어, 컨버터(100)의 일단과 연결되고, 상기 제2, 제4 및 제6 스위치(S2, S4, S6)의 에미터 단자가 공통으로 연결되어, 상기 컨버터(100)의 타단과 연결되고, 상기 제1 스위치(S1)의 에미터 단자과 상기 제4 스위치(S4)의 컬렉터 단자가 서로 연결되고, 상기 제3 스위치(S3)의 에미터 단자과 상기 제6 스위치(S6)의 컬렉터 단자가 서로 연결되며, 상기 제5 스위치(S5)의 에미터 단자과 상기 제2 스위치(S2)의 컬렉터 단자가 서로 연결될 수 있다. 그리고 상기 제1 스위치(S1)의 에미터 단자 및 상기 제4 스위치(S4)의 컬렉터 단자가 만나는 노드와 그리드(400) 사이, 상기 제3 스위치(S3)의 에미터 단자 및 상기 제6 스위치(S6)의 컬렉터 단자가 만나는 노드와 그리드(400) 사이, 상기 제5 스위치(S5)의 에미터 단자 및 상기 제2 스위치(S2)의 컬렉터 단자가 만나는 노드와 그리드(400) 사이 각각에 인덕터(L)가 연결될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 그리드 전원 장치(1000)는 컨버터(100)와 제어부(200)를 이용하여 상기 그리드 제어부(300) 양단에 고 전압의 일정 전압을 제공하고, 상기 그리드 제어부(300)의 스위칭 동작을 통해 상기 그리드(400)와 컨버터(100) 사이의 입력 전류의 리플을 감소시켜 상기 컨버터(100)의 출력 전압(Vo) 및 전류(Io)의 리플을 감소시켜 효율을 상승시키고, 능동 소자의 용량과 사이즈를 줄일 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 그리드 전원 장치(1000)는 다상 채널을 이용하고 상기 다상 채널의 수는 3상으로 구성할 수 있다. 각 상의 위상을
Figure 112014064118098-pat00001
만큼 (N은 상의 개수) 차이가 나도록 상기 그리드 제어부(300)의 스위치를 온(ON), 오프(OFF)할 수 있다. 그리하여 인덕터(IL)의 전류들이 모두 120도의 위상 차이가 나도록 할 수 있다. 인덕터(IL) 전류들의 합인 컨버터(100)의 출력 전류(Io)는 결과적으로 위상차를 갖는 전류가 중첩됨으로써 리플 상쇄 효과를 얻을 수 있다. 또한 컨버터(100)에서의 낮은 스위칭 주파수의 선택은 높은 인덕턴스를 요구하게 된다. 하지만, 상전류가 중첩되어 단성에 비해 3배의 스위칭 주파수 효과를 가지고, 각 상으로 전류가 분배되므로 시스템 설계에 필요한 인덕턴스와 커패시턴스는 작아지므로 그리드 전원 장치(1000)의 사이즈와 비용을 줄일 수 있다.
도 15는 그리드 전원 장치의 충전 모드를 나타낸 등가회로도이다.
도 15를 참조하면, 그리드(400)가 충전 및 방전될 수 있는 경우, 상기 그리드(400)가 충전되는 모드를 설명한다.
그리드(400)가 충전되는 충전 모드에서 각 상마다 두 개의 스위치 중 상단의 스위치(S1, S3, S5)가 능동 스위치로 동작하고, 하단의 스위치(S4, S6, S2)가 다이오드로 동작할 수 있다. 따라서 컨버터(100)의 출력 단 측에서 그리드(400) 측으로 에너지가 전달되므로 충전 모드로 동작할 수 있다.
상기 컨버터(100)의 출력 전압은 일정 직류 전압을 유지하고 있기 때문에 그리드(400)에는 필요한 에너지를 공급받을 수 있다.
한편 충전 모드에서 계속해서 에너지를 충전하면 충전 전압을 계속 증가하게 되는데 이를 방지하기 위하여 상기 그리드(400)를 전압 제어할 수 있고, 기준 전압이 되었을 때 상기 그리드(400)의 전압이 상승하지 않고 기준 전압을 유지하도록 제어할 수 있다. 이를 위해 정전압제어기를 별도로 구비할 수 있다.
도 16은 그리드 전원 장치의 방전 모드를 나타낸 등가회로도이다.
도 16을 참조하면, 방전 모드에서 각 상마다 두개의 스위치 중 하단의 스위치(S4, S6, S2)가 능동 스위치로 동작하고, 상단의 스위치(S1, S3, S5)가 다이오드로 동작할 수 있다. 따라서 그리드(400)에서 컨버터(100) 측으로 에너지가 전달되고 상기 컨버터(100) 측에서 에너지가 소비될 수 있는 방전 모드로 동작할 수 있다.
도 17은 본 발명의 다른 실시예에 따른 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 17을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터(100)는 제1 및 제2 컨버터(101, 102), 밸런스부(500) 그리고 상기 밸런스부(500)를 제어하는 밸런스 제어부(600)를 포함할 수 있다.
도 17에서 설명하는 컨버터(100)의 제1 및 제2 컨버터(101, 102)는 도 11에서 설명한 바와 동일하다. 다만, 도 11에서 도면 번호 200인 제어부가 아닌 밸런스부(500)와 밸런스 제어부(600)를 이용하여 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압(Vo1, Vo2)이 동일 전압을 유지하도록 할 수 있다. 이 경우, 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 제1 내지 제4 스위치(Q1~Q4)를 제어하는 제어부는 별로도 구비되고, 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102) 각각의 제1 내지 제4 스위치(Q1~Q4)를 고정 듀티비, 예를 들어 50%의 듀티비로 제어할 수 있다.
상기 밸런스 제어부(500)는 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압(Vo1, Vo2)가 동일 전압을 유지하도록 제어된다.
상기 밸런스부(500)는 제1 및 제2 밸런스 스위치(Qa, Qb)를 포함할 수 있다. 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치(Qa, Qb) 각각은 기생 바디 다이오드(Da, Db)를 포함할 수 있다.
상기 밸런스부(500)는 또한 밸런스 인덕터(Lc)를 더 포함할 수 있다.
밸런스부(500)를 구성하는 회로 소자의 연결관계를 살펴본다.
제1 밸런스 스위치(Qa)의 제어 단자는 밸런스 제어부(600)에 의하여 제어되고 드레인 단자는 제1 노드(N1)에 연결되고, 소스 단자는 제2 노드(N2)에 연결될 수 있다.
제2 밸런스 스위치(Qb)의 제어 단자는 밸런스 제어부(600)에 의하여 제어되고, 드레인 단자는 제2 노드(N2)에 연결되고, 소스 단자는 제3 노드(N3)에 연결될 수 있다.
밸런스 인덕터(Lc)는 제2 노드(N2)와 제4 노드(N4) 사이에 연결될 수 있다.
상기 제4 노드(N4)는 제1 및 제2 컨버터(101, 102) 각각의 제1 및 제2 커패시터(C1, C2)가 서로 연결되는 노드이다.
상기 밸런스 제어부(600)는 제2 컨버터(102)의 출력 전압(Vo2)을 피드백 받고 이를 컨버터(100)의 출력 전압의 절반의 전압과 비교하여, 제1 및 제2 밸런스 스위치(Qa, Qb)의 동작을 제어할 수 있다.
<제2 실시예>
도 18은 본 발명의 다른 실시예에 따른 그리드 전원 장치를 나타낸 회로도이다.
도 18을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 그리드 전원 장치(1000)는 컨버터(100), 밸런스부(500), 밸런스 제어부(600) 그리고 그리드(400)와 그리드 제어부(300)를 포함할 수 있다.
상기 밸런스부(500)는 제1 및 제2 밸런스 스위치(Qa, Qb)와 밸런스 인덕터(Lc)를 포함할 수 있고, 이들의 연결관계는 도 17에서 설명한 바와 같다.
상기 그리드 제어부(300)는 제1 및 제3 노드(N1, N3) 사이에 연결될 수 있다.
상기 밸런스부(500)는 제1 컨버터(101)의 출력 전압인 제1 전압의 크기와 제2 컨버터(102)의 출력 전압인 제2 전압의 크기를 서로 비교하여 동일한 크기의 전압이 되도록 할 수 있다.
상기 컨버터(100)를 구성하는 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압은 밸런스부(500)에 의하여 제어되어 동일 전압을 유지하고, 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102) 각각의 전압의 합 전압(Vo)은 상기 그리드 제어부(300)의 동작에 따라서 상기 그리드(400)로 제공되어 상기 그리드(400)로 에너지를 전달할 수 있다.
도 19는 제1 밸런스 스위치가 턴온되고, 제2 밸런스 스위치가 턴오프되었을 때의 동작 관계를 나타낸 도면이고, 도 20은 제1 밸런스 스위치가 턴오프되고, 제2 밸런스 스위치가 턴오프되었을 때의 동작 관계를 나타낸 도면이고, 도 21은 제1 밸런스 스위치가 턴오프되고, 제2 밸런스 스위치가 턴온되었을 때의 동작 관계를 나타낸 도면이며, 도 22는 제1 밸런스 스위치가 턴오프되고, 제2 밸런스 스위치가 턴오프되었을 때의 동작 관계를 나타낸 도면이다. 그리고 도 23은 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치의 도통 비율을 나타낸 도면이다.
<모드 1(Ta)>
도 19 및 도 23을 참조하면, 모드 1(Ta)에서 제1 밸런스 스위치(Qa)는 턴온되고, 제2 밸런스 스위치(Qb)는 턴 오프될 수 있다.
이 때 전류는 제1 밸런스 스위치(Qa)와 밸런스 인덕터(Lc) 그리고 제2 커패시터(C2)를 통해 흐를 수 있다. 그리하여 상기 제2 커패시터(C2)에 전류를 공급하여 상기 제2 컨버터(102)의 출력 전압(Vo2)을 증가시킬 수 있다.
<모드 2(Tb)>
도 21 및 도 23을 참조하면, 모드 1(Ta)에서 제1 밸런스 스위치(Qa)는 턴오프되고, 제2 밸런스 스위치(Qb)는 턴 온될 수 있다.
이 때 전류는 제1 커패시터(C1)와 밸런스 인덕터(Lc) 그리고 제2 밸런스 스위치(Qb)를 경유하여 흐를 수 있다. 이 경우, 상기 제1 커패시터(C1)에 전류를 공급함으로써 상기 제1 컨버터(101)의 출력 전압(Vo1)을 증가시킬 수 있다.
이와 같이 제1 및 제2 밸런스 스위치(Qa, Qb)는 서로 상보적으로 동작할 수 있다.
또한 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압(Vo1, Vo2)이 균형을 이루는 경우 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치(Qa, Qb)의 도통 비율이 동일하나, 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압(Vo1, Vo2) 균형을 이루지 못하는 경우 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치(Qa, Qb)의 도통 비율은 달라질 수 있다.
즉, 상기 제2 컨버터(102)의 출력 전압(Vo2)이 감소하는 경우, 상기 제2 컨버터(102)의 출력 전압(Vo2)은 상기 컨버터(100)의 출력 전압(Vo)의 절반에 해당하는 전압보다 작아지고, 이 경우, 상기 모드 1 구간을 증가 또는 상기 모드 2 구간을 감소 시켜, 제2 커패시터(C2)로 흐르는 전류를 증가시킬 수 있다. 그리하여 상기 제2 컨버터(102)의 출력 전압(Vo2)을 증가시킬 수 있다.
즉, 모드 1 구간을 증가시키거나, 모드 2 구간을 감소시킴으로써 상대적으로 모드 1 구간을 증가시키는 경우, 제1 밸런스 스위치(Qa)와 밸런스 인덕터(Lc) 그리고 제2 커패시터(C2) 간에 전류 패스를 형성하여, 상기 제2 커패시터(C2)에 전류가 흐르는 시간을 증가시킴으로써, 상기 제2 커패시터(C2)의 충전량을 높인다.
반대로, 상기 제2 컨버터(102)의 출력 전압(Vo2)이 증가하는 경우, 상기 제2 컨버터(102)의 출력 전압(Vo2)은 상기 컨버터(100)의 출력 전압(Vo)의 절반에 해당하는 전압보다 커지고, 이 경우, 상기 모드 1 구간을 감소 또는 상기 모드 2 구간을 증가 시켜, 제1 커패시터(C1)로 흐르는 전류를 증가시킬 수 있다. 그리하여 상기 제1 컨버터(101)의 출력 전압(Vo1)을 증가시킬 수 있다.
즉, 모드 2 구간을 증가시키거나, 모드 1 구간을 감소시킴으로써 상대적으로 모드 2 구간을 증가시키는 경우, 제2 밸런스 스위치(Qb)와 밸런스 인덕터(Lc) 그리고 제1 커패시터(C1) 간에 전류 패스를 형성하여, 상기 제1 커패시터(C1)에 전류가 흐르는 시간을 증가시킴으로써, 상기 제1 커패시터(C1)의 충전량을 높인다.
이와 같이 제2 컨버터(102)의 출력 전압(Vo2)을 센싱하여 이를 컨버터(100)의 출력 전압(Vo)의 절반의 전압과 비교하고, 제1 밸런스 스위치(Qa) 및 제2 밸런스 스위치(Qb) 중 적어도 하나 이상을 제어함으로써, 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압의 균형을 유지할 수 있다.
한편 제2 컨버터(102)의 출력 전압(Vo2)을 센싱하는 것으로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니고, 제1 컨버터(101)의 출력 전압(Vo1)을 센싱하고, 이를 컨버터(100)의 출력 전압(Vo)의 절반의 전압과 비교하여 제1 밸런스 스위치(Qa) 및 제2 밸런스 스위치(Qb) 중 적어도 하나 이상을 제어함으로써, 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압의 균형을 유지할 수도 있다.
<모드 3(Td)>
도 20, 도 22 및 도 23을 참조하면, 모드 3(Td)은 모드 1(Ta)와 모드 2(Tb) 사이 구간 그리고 모드 2(Tb)와 다음 번 모드 1(Ta) 사이의 구간에서 데드타임이다.
도 20 및 도 23에서와 같이, 모드 2에서 제2 밸런스 스위치(Qb)가 턴온되기 전, 제2 밸런스 스위치(Qb)의 전압을 0V로 만들어 주는 영 전압 스위칭(Zero voltage swicting) 방식을 통해 소프트 스위칭을 실현할 수 있다. 즉, 상기 제2 밸런스 스위치의 다이오드(Db)와 밸런스 인덕터(Lc) 그리고 제2 커패시터(C2)에 의한 폐루프를 구성한다. 이 경우, 전류는 제2 밸런스 스위치의 다이오드(Db)와 밸런스 인덕터(Lc) 그리고 제2 커패시터(C2)를 경유하여 흐를 수 있다. 그리고 도 22 및 도 23에서와 같이, 제1 밸런스 스위치(Qa)가 턴온되기 전, 제1 밸런스 스위치(Qa)의 전압을 0V로 만들어 줄 수 있다. 즉 제1 밸런스 스위치의 다이오드(Da)와 밸런스 인덕터(Lc) 그리고 제1 커패시터(C1) 간에 폐루프를 형성할 수 있다. 이 경우, 전류는 제1 밸런스 스위치의 다이오드(Da)와 제1 커패시터(C1) 그리고 밸런스 인덕터(Lc)를 경유하여 흐를 수 있다.
이와 같이 상기 밸런스부(500)와 밸런스 제어부(600)는 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압(Vo1, Vo2)이 동일 전압으로 유지하도록 할 수 있다. 또한 상기 밸런스부(500)와 밸런스 제어부(600)는 간단한 구조로써 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치(Qa, Qb) 중 어느 하나를 제어하여 상기 제1 및 제2 컨버터(101, 102)의 출력 전압(Vo1, Vo2)의 균형을 유지할 수 있으므로, 회로의 사이즈와 비용을 줄일 수 있다.
한편 본 발명에 따른 실시예는 대 전압을 컨버터에 적용될 수 있을 뿐만 아니라, 가전제품에 필요한 수많은 전자 부품에 전원을 공급하는데 이용될 수 있다. 구체적으로 전력 공급용 에너지 저장 시스템(Energy storage system; ESS)의 전원 공급 장치, 신재생 발전 단지용 ESS, 송/배전용 ESS 그리고 태양/ 풍력 발전 ESS 등에 사용될 수 있다.
특히 저 전력인 10A 이하의 전류를 요구하는 배터리 충 방전 시스템, 연료 전지 그리고 배터리팩을 구비한 전기 자동차에 적용될 수 있다..
이상에서 설명한 본 발명의 상세한 설명에서는 본 발명의 바람직한 실시 예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자 또는 해당 기술분야에 통상의 지식을 갖는 자라면 후술할 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 기술 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 기술적 범위는 명세서의 상세한 설명에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허청구범위에 의해 정하여져야만 할 것이다.
100 컨버터 시스템.
101 제1 컨버터
102 제2 컨버터
110 풀 브릿지 스위치부
120 변압부
130 풀 브릿지 다이오드부
140 출력부
200 제어부
210 제1 연산증폭기
220 제2 연산증폭기
230 PWM 신호 생성부
300 그리드 제어부
400 그리드
500 밸런스부
600 밸런스 제어부
1000 그리드 전원 장치.

Claims (19)

  1. 입력단이 병렬 연결되고 출력단이 직렬 연결된 서브 컨버터로서 제1 및 제2 컨버터;
    상기 제1 및 제2 컨버터 중 어느 하나를 제어하는 제어부;
    상기 제1 컨버터의 출력단과 상기 제2 컨버터의 출력단 사이에 연결되어 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력 전압의 균형을 유지하는 밸런스부; 및
    상기 밸런스부를 제어하는 밸런스 제어부;를 포함하고,
    상기 제1 및 제2 컨버터 각각은, 풀 브릿지 스위치부; 풀 브릿지 다이오드부; 1차측이 상기 풀 브릿지 스위치부에 연결되고 2차측이 상기 풀 브릿지 다이오드부에 연결된 절연형 변압부; 및 상기 풀 브릿지 다이오드부에 연결된 출력부;를 포함하고,
    상기 제1 컨버터의 출력부는 제1 노드에 일단이 연결된 제1 인덕터 및 제1 커패시터를 포함하고, 상기 제2 컨버터의 출력부는 제4 노드에 일단이 연결된 제2 인덕터 및 제2 커패시터를 포함하고, 상기 제1 커패시터의 타단은 상기 제4 노드에 연결되고, 상기 제2 커패시터의 타단은 제3 노드에 연결되고,
    상기 제어부는 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력부의 출력전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력부 중 어느 하나의 출력전압을 비교하여 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력부의 출력전압을 조절하고,
    상기 밸런스부는 상기 밸런스 제어부에 의하여 제어되고 상기 제1 노드와 제2 노드 사이에 연결된 제1 밸런스 스위치와 상기 제2 노드와 상기 제3 노드 사이에 연결된 제2 밸런스 스위치와 상기 제2 노드와 상기 제4 노드 사이에 연결된 밸런스 인덕터를 포함하고,
    상기 밸런스 제어부는 상기 제1 커패시터의 전압과 상기 제2 커패시터의 전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제1 및 제2 커패시터 중 어느 하나의 전압을 비교하여 상기 제1 및 제2 밸런스 스위치의 도통 비율을 조절하는 컨버터.
  2. 삭제
  3. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 컨버터는 입력 전압을 승압하여 상기 제1 및 제2 컨버터의 합 전압인 링크 전압을 출력하는 컨버터.
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 밸런스 스위치는 일정한 데드 타임을 가지고 교대로 도통하는 컨버터.
  8. 삭제
  9. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 컨버터 각각은 위상천이 풀 브릿지 컨버터인 컨버터.
  10. 입력단이 병렬로 연결되고 출력단이 직렬로 연결된 서브 컨버터로서 제1 및 제2 컨버터;
    상기 제2 컨버터를 제어하는 제어부;
    상기 제1 및 제2 컨버터의 출력단에 연결되어 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력 전압의 균형을 유지하며, 상기 제1 컨버터의 출력단의 제1 커패시터와 제1 폐루프를 구성하는 제1 밸런스 스위치 및 밸런스 인덕터, 상기 제2 컨버터의 출력단의 제2 커패시터 및 상기 밸런스 인덕터와 제2 폐루프를 구성하는 제2 밸런스 스위치를 포함하는 밸런스부; 및
    상기 제1 및 제2 밸런스 스위치를 교대로 도통 시키는 밸런스 제어부;를 포함하고,
    상기 제어부는 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력단의 출력전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제2 컨버터의 출력단의 출력전압을 비교하여 상기 제2 컨버터의 출력단의 출력전압을 조절하고,
    상기 밸런스 제어부는, 상기 제1 커패시터의 양단의 제1 전압과 상기 제2 커패시터의 양단의 제2 전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제2 전압을 비교하여, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압 중 상기 제2 전압의 크기가 상기 제1 전압의 크기보다 작을 때 상기 제1 밸런스 스위치의 도통 비율을 증가시키는 컨버터.
  11. 삭제
  12. 제10 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 밸런스 스위치는 일정한 데드 타임을 가지고 교대로 도통하는 컨버터.
  13. 삭제
  14. 제10 항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제1 컨버터를 제어하고, 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력단의 출력전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제1 컨버터의 출력단의 출력전압을 비교하여 상기 제1 컨버터의 출력단의 출력전압을 조절하고,
    상기 밸런스 제어부는, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제1 전압을 비교하여, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압 중 상기 제2 전압의 크기가 상기 제1 전압의 크기보다 작을 때 상기 제1 밸런스 스위치의 도통 비율을 증가시키는 컨버터.
  15. 제10 항에 있어서,
    상기 제1 밸런스 스위치가 턴온되기 전 데드 타임에서 상기 제1 밸런스 스위치의 기생 바디 다이오드와 상기 밸런스 인덕터 그리고 상기 제1 커패시터에 의한 폐루프를 통해 전류가 흐르는 컨버터.
  16. 제10 항에 있어서,
    상기 제2 밸런스 스위치가 턴온되기 전 데드 타임에서 상기 제2 밸런스 스위치의 기생 바디 다이오드와 상기 밸런스 인덕터 그리고 상기 제2 커패시터에 의한 폐루프를 통해 전류가 흐르는 컨버터.
  17. 제10항에 있어서,
    상기 밸런스부는 3상 채널에 의하여 상기 제1 및 제2 컨버터로부터 에너지를 제공받는 그리드에 연결되는 컨버터.
  18. 제10 항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제1 컨버터를 제어하고, 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력단의 출력전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제1 컨버터의 출력단의 출력전압을 비교하여 상기 제1 컨버터의 출력단의 출력전압을 조절하고,
    상기 밸런스 제어부는, 상기 제1 전압과 제2 전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제2 전압을 비교하여, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압 중 상기 제2 전압의 크기가 상기 제1 전압의 크기보다 작을 때 상기 제1 밸런스 스위치의 도통 비율을 증가시키는 컨버터.
  19. 제10 항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제2 컨버터를 제어하고, 상기 제1 및 제2 컨버터의 출력단의 출력전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제1 컨버터의 출력단의 출력전압을 비교하여 상기 제2 컨버터의 출력단의 출력전압을 조절하고,
    상기 밸런스 제어부는, 상기 제1 전압과 제2 전압의 합 전압의 절반의 전압과 상기 제1 전압을 비교하여, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압 중 상기 제2 전압의 크기가 상기 제1 전압의 크기보다 작을 때 상기 제1 밸런스 스위치의 도통 비율을 증가시키는 컨버터.
KR1020140085138A 2014-07-08 2014-07-08 컨버터 KR101704116B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020140085138A KR101704116B1 (ko) 2014-07-08 2014-07-08 컨버터

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020140085138A KR101704116B1 (ko) 2014-07-08 2014-07-08 컨버터

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20160007886A KR20160007886A (ko) 2016-01-21
KR101704116B1 true KR101704116B1 (ko) 2017-02-07

Family

ID=55308430

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020140085138A KR101704116B1 (ko) 2014-07-08 2014-07-08 컨버터

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101704116B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20200037430A (ko) * 2017-08-29 2020-04-08 엠케이에스 인스트루먼츠, 인코포레이티드 Rf 밸런싱 회로 및 교차 결합된 simo 전송 네트워크를 위한 제어

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013093963A1 (ja) 2011-12-20 2013-06-27 三菱電機株式会社 充電装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013093963A1 (ja) 2011-12-20 2013-06-27 三菱電機株式会社 充電装置

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
논문(H.K Kim et al., "Minimization of input current ripple in 2-level full-bridge converter for fuel cell power system",IEEE, 2012)*
논문(T.S. Win et al, "A Half-bridge inverter based active power quality compensator with a DC Voltage Balancer for electrified railways",IEEE, 2011)*
논문(이희준 외, "고승압 듀얼 컨버터와 단상 하프 브리지 인버터를 적용한 새로운 PCS", 한국전력전자학회,2013)*

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20200037430A (ko) * 2017-08-29 2020-04-08 엠케이에스 인스트루먼츠, 인코포레이티드 Rf 밸런싱 회로 및 교차 결합된 simo 전송 네트워크를 위한 제어
KR102360431B1 (ko) * 2017-08-29 2022-02-14 엠케이에스 인스트루먼츠, 인코포레이티드 Rf 밸런싱 회로 및 교차 결합된 simo 전송 네트워크를 위한 제어

Also Published As

Publication number Publication date
KR20160007886A (ko) 2016-01-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Faridpak et al. Improved hybrid switched inductor/switched capacitor DC–DC converters
US20210067045A1 (en) Three-level modulation for wide output voltage range isolated dc/dc converters
Prudente et al. Voltage multiplier cells applied to non-isolated DC–DC converters
US11329567B2 (en) Merged voltage-divider forward converter
US10211734B1 (en) Bidirectional DC-DC converter
Chu et al. Flyback-based high step-up converter with reduced power processing stages
Rosas-Caro et al. DC-DC multiplier boost converter with resonant switching
US9684320B2 (en) DC-DC converter and method for controlling the same and power supply of energy storage system including the same DC-DC converter
Demetriades et al. Dynamic modeling of the dual-active bridge topology for high-power applications
CN105991021B (zh) 双向dc-dc变换器
He et al. Soft-switching voltage-demultiplier-cell-based high step-down DC–DC converter
WO2011089483A1 (en) Dc to dc power converter
Keyhani et al. A ZVS single-inductor multi-input multi-output DC-DC converter with the step up/down capability
Maroti et al. High gain three‐state switching hybrid boost converter for DC microgrid applications
Zakis et al. Quasi-Z-source inverter based bi-directional DC/DC converter: Analysis of experimental results
Vinnikov et al. Quasi-Z-source half-bridge DC-DC converter for photovoltaic applications
KR101140336B1 (ko) 절연형 벅 부스트 ｄｃ?ｄｃ 컨버터
US20230155515A1 (en) A dc-dc converter assembly
Leung et al. A ZCS isolated full-bridge boost converter with multiple inputs
WO2019076874A1 (en) DC-DC CONVERTER ASSEMBLY
KR101704116B1 (ko) 컨버터
KR101673665B1 (ko) 컨버터
Khodabakhsh et al. A study of T-type and ZVS-PWM full-bridge converters for switch-mode power supplies
JP2015012645A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びａｃ−ｄｃコンバータ
Amir et al. Voltage multiplier-based continuous conduction LCCL series resonant inverter fed high voltage DC-DC converter

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E90F Notification of reason for final refusal
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20200109

Year of fee payment: 4