JP4682668B2 - Ａ／ｄ変換装置、およびａ／ｄ変換装置を備えたセンサ装置 - Google Patents

Description

本発明は、Ａ／Ｄ変換装置、およびＡ／Ｄ変換装置を備えたセンサ装置に関し、特に、反転動作時間が電源電圧に応じて変化する複数個の反転回路をリング状に連結して成るリングゲート遅延回路を用いてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換装置およびそのＡ／Ｄ変換装置を備えたセンサ装置に関する。

近年、センサ回路によって検出された荷重、圧力などの物理量を表す検出信号は、Ａ／Ｄ変換回路によってデジタルデータに変換された後にマイクロコンピュータに入力され、そのマイクロコンピュータによって温度補正などの演算処理がされることにより物理量に対応する検出値が得られることが一般的である。そして、上記温度補正のために、センサ回路の温度に応じた電圧レベルの温度信号を発生する温度検出回路が設けられている。

上記Ａ／Ｄ変換回路としては、変換対象の電圧信号をアナログコンパレータを用いて基準電圧と比較することにより数値化する形式のものが知られている。しかしながら、このような形式のＡ／Ｄ変換回路では、電圧信号の微小な変化の数値化や、変換速度の大幅な向上が困難であるため、最終的に得られる検出値の精度が低くなるとともに、検出値の算出に要する時間が長くなるなどの問題点があった。

上記問題点を解決したＡ／Ｄ変換回路として、たとえば、特許文献１に記載のものが知られている。特許文献１に記載のＡ／Ｄ変換回路は、反転回路の反転動作時間が電源電圧に応じて変化するという性質を利用したもので、複数個の反転回路をリング状に連結して成るリングゲート遅延回路を設け、変換対象の電圧信号を上記リングゲート遅延回路に電源電圧として与えた状態でそのリングゲート遅延回路にパルス信号を入力したときのパルス信号周回数に基づいて電圧信号を二進数のデジタルデータに変換する構成となっている。このような構成のＡ／Ｄ変換回路では、分解能および変換速度の大幅な向上を実現できる。

しかし、上記リングゲート遅延回路は、反転回路の反転動作時間が温度によっても変動するため、そのまま温度特性に起因した非線形項が含まれてしまい、それによって出力値の精度が低下する恐れがある。この非線形項を除去するために、センサ回路に作用する圧力（被検出物理量）および温度と無関係に一定の電圧レベルとなる基準信号を発生する基準電圧発生回路を設け、その基準信号がＡ／Ｄ変換された基準情報を用いることにより、温度特性に起因した非線形項を消去することができる。

しかし、実際には、センサ回路、温度検出回路、および基準電圧発生回路における電気的特性のばらつきによるオフセットも存在する。そのため、特許文献１のセンサ装置は、さらに、同一条件下での検出信号、温度信号および基準信号のオフセット量に応じた補正電圧データをそれぞれ記憶する。そして、Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲート遅延回路に対し検出信号、温度信号および基準信号を電源電圧として与える際に、各印加電圧を記憶された補正電圧データ相当値だけ補正する。これらにより、Ａ／Ｄ変換回路による変換データ中に、上記オフセットに起因した誤差要因が含まれることがなくなり、その結果、十分に精度が高い物理量検出値が得られるようになっている。
特開平１１−４４５８５号広報

特許文献１では、センサ回路の温度特性（オフセット、ゲイン）とＡ／Ｄ変換回路の温度特性（オフセット、ゲイン）を併せて補正しており、印加圧力を演算する演算式には、それらの温度特性に起因した補正係数が含まれている。そのため、少なくとも２つの温度（例えば−４０、１２０℃）において、２つのセンサ検出量（０、最大）での検定を行って補正係数を決定する必要がある。

また、この検定作業は、荷重を検出しようとする場合には、高温および低温で所定の荷重を加える必要が生じることから、検定装置が大掛かりになり、検定のために高額な設備導入が必要となってしまいので、特に問題である。

また、特許文献１のセンサ装置は、温度検出回路が必須であることから、その分だけ、装置が複雑となり、また、コストアップにもつながってしまうという問題もある。

なお、演算式中の補正係数は、Ａ／Ｄ変換回路の温度特性にも起因していることから、上記検定作業は、Ａ／Ｄ変換回路がセンサ回路と組み合わされた場合に限られず、特許文献１に記載の形式のＡ／Ｄ変換回路が用いられた場合には、常に必須の作業であった。

本発明は、上述した点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、温度検出回路を必要とせず、かつ、温度検定もすることなく高精度な出力値が得られるＡ／Ｄ変換装置を提供すること、および、物理量のデジタル出力値が、簡単な検定作業によって温度に影響を受けない高精度なものとなるセンサ装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、一定の電圧レベルとなる第１基準信号、および、その第１基準信号とは異なる大きさの一定の電圧レベルとなる第２基準信号を発生する基準電圧発生回路と、反転動作時間が電源電圧に応じて変化する複数個の反転回路をリング状に連結して成るリングゲート遅延回路を備えて構成され、所定の物理量に応じて電圧レベルが変動する物理量信号、および、前記第１基準信号、第２基準信号が上記リングゲート遅延回路に電源電圧として与えられた状態でそのリングゲート遅延回路にパルス信号が入力されたときのパルス信号周回数に基づいて、前記物理量信号、第１基準信号および第２基準信号を、それぞれ、二進数のデジタルデータである物理量情報、第１基準情報および第２基準情報に第１基準信号、前記物理量信号、第２基準信号の順に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記物理量情報、第１基準情報、および第２基準情報のうちいずれか２つの差である第１差分値と、その３つの情報のうち上記第１差分値とは組み合わせが異なる２つの情報の差である第２差分値との比に基づいて、前記物理量の変動に対応した出力値を算出する信号処理手段とを含むことを特徴とする。

請求項１記載の発明によれば、リングゲート遅延回路を備えて構成されたＡ／Ｄ変換回路は温度特性を持っており、温度によってゲインおよびオフセットが変動するが、信号処理手段においては、物理量情報、第１基準情報、および第２基準情報のうちいずれか２つの情報から第1差分値が算出されるとともに、その３つの情報のうちの第1差分値とは組み合わせが異なる２つの情報から第2差分値が算出される。このとき、物理量情報、第１基準情報、および第２基準情報に含まれるＡ／Ｄ変換回路のオフセット分はいずれも同一であることから、第1差分値および第2差分値はＡ／Ｄ変換回路のオフセット分が消去された値となる。そして、さらに、それら第1差分値と第2差分値との比が算出され、これによりＡ／Ｄ変換回路６のゲインの温度による変動も除去される。従って、温度検出回路を必要とせず、かつ、検定もすることなく温度の影響を受けない高精度な出力値を得ることができる。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載のＡ／Ｄ変換装置において、前記信号処理手段において算出される比は、分子または分母のいずれか一方が、前記第１基準情報と前記第２基準情報との差であることを特徴とする。

請求項２記載の発明によれば、上記比において物理量情報の変化に基づいて変化するのは分子または分母のいずれか一方のみとなるため、上記比の大きさと物理量情報の大きさとの関係が単純になる。

また、請求項３に記載の発明は、請求項１または２記載のＡ／Ｄ変換装置と、検出対象の物理量に応じた電圧レベルの物理量信号を発生するセンサ回路とを備えたセンサ装置において、前記センサ回路の温度特性に基づく前記比の補正量と、前記第１基準情報または第２基準情報との関係を記憶した記憶手段をさらに備え、前記信号処理手段は、前記第１差分値と第２差分値との比を、前記記憶手段に記憶された関係および前記Ａ／Ｄ変換回路によって実際に得られた前記第１基準情報または第２基準情報に基づいて算出した補正量で補正して前記出力値を算出するものであることを特徴とする。

請求項３記載の発明によれば、センサ回路を備えており、このセンサ回路の出力が温度によって変化する可能性もある。そして、センサ回路の出力が温度によって変化する場合には、第1差分値と第2差分値との比にも温度に起因する変動量が含まれる。しかし、記憶手段には、センサ回路の温度特性に基づく前記比の補正量と第1基準情報または第2基準情報との関係が記憶されており、信号処理手段では、その記憶された関係に基づいて算出された補正量で上記比が補正される。ここで、前記Ａ／Ｄ変換回路から出力されるデジタルデータは、電源電圧として与えられる信号の大きさによって変動するだけでなく温度によっても変動するが、第1基準情報および第2基準情報は一定の電圧レベルの信号がＡ／Ｄ変換されたものであることから、第1基準情報および第2基準情報の大きさは温度に対応している。従って、記憶手段に記憶されている前記関係は、センサ回路から出力される信号の温度変動分に対応する前記比の補正量と考えることができ、信号処理手段では、この関係を用いて得られた補正量によって前記比が補正されて出力値が算出されることから、センサ回路の温度に起因する変動が除去されて精度の高い出力値が得られる。また、記憶手段に記憶されている上記関係は、複数の温度において前記比の値を算出するだけで得ることができるので、上記関係の決定も容易である。

また、請求項４に記載の発明は、請求項３記載のセンサ装置において、前記基準電圧発生回路は供給された電圧を抵抗分割することによって前記第１基準信号または第２基準信号を発生させるものであるとともに、前記センサ回路と共通の電圧電源から電源が供給されることを特徴とする。

請求項４記載の発明によれば、共通の定電圧電源からセンサ回路および基準電圧発生回路に電源が供給されるので、物理量情報、第1基準情報、および第2基準情報に含まれる電源電圧の変動に基づく変動分は等しくなる。そのため、前記第1差分値と第2差分値との比は、電源電圧の変動が除去されたものとなっていることから、信号処理手段により算出される出力値がより高精度となる。

また、請求項５に記載の発明は、請求項３または４記載のセンサ装置であって、前記物理量信号、第１基準信号、および第２基準信号を、前記の順番で繰り返し上記Ａ／Ｄ変換回路に出力するアナログマルチプレクサをさらに含み、前記信号処理手段は、前記物理量情報、第１基準情報および第２基準情報のうちのいずれか一つを実測情報としてそのまま用いる一方で、他の２つの情報には、その実測情報に対応する電圧信号の直前に前記Ａ／Ｄ変換回路に入力された電圧信号から得られたデジタルデータ、および前記実測情報に対応する電圧信号の直後に前記Ａ／Ｄ変換回路に入力された電圧信号から得られたデジタルデータを用いて算出した前記実測情報と同じ時点における推定情報を用いて、前記第１差分値と第２差分値との比を算出するものであることを特徴とする。

請求項５記載の発明によれば、アナログマルチプレクサが設けられているので、Ａ／Ｄ変換回路を複数設ける必要がなくなる利点がある。しかし、その一方で、アナログマルチプレクサを用いる場合には、物理量信号、第1基準信号、および第2基準信号のそれぞれの取り込み時点の間に時間差が生じることとなり、その時間差の間に生じる各信号の変動分が精度低下の要因となってしまうが、信号処理手段における前記比の算出には、各信号がＡ／Ｄ変換されて得られた３つの情報のうち、一つの情報は実測情報としてそのまま用いられる一方で、他の２つの情報には、その実測情報に対応する電圧信号の直前および直後にＡ／Ｄ変換回路に入力された電圧信号から得られたデジタルデータを用いて算出された前記実測情報と同じ時点における推定情報が用いられるので、取り込み時点の時間差に基づく変動が少なくなって、出力値の精度がより向上する。

以下、本発明を半導体式の荷重センサ装置に適用した一実施例について図面を参照しながら説明する。この図１に示す荷重センサは、たとえば、車両において路面の凹凸状態を検出するために、ショックアブソーバーのロッドに内蔵されて減衰力を測定するために用いられる。

全体の電気的構成を示す図１において、本実施例によるセンサ装置は、センサ回路に相当する荷重検出用ブリッジ回路１と、この荷重検出用ブリッジ回路１からの出力を処理するための信号処理部２とを備えた構成となっており、これら荷重検出用ブリッジ回路１と信号処理部２とは、異なる半導体チップ上に分離した状態で形成されている。

上記荷重検出用ブリッジ回路１は、ピエゾ抵抗係数が大きな半導体チップ（例えばシリコン単結晶基板）を利用して形成されたもので、半導体チップに設けられたダイヤフラム上に拡散抵抗により形成した抵抗素子Ｒｄ１、Ｒｄ２を図示のようにハーフブリッジ接続して成り、抵抗素子Ｒｄ１は温度係数がゼロに近い材料である例えばＣｒＳｉにより形成され、他方の抵抗素子Ｒｄ２は、印加荷重の増大に応じて抵抗値が減少する構成となっている。また、荷重検出用ブリッジ回路１の入力端子Ｐ１及びＰ２間には、定電圧電源端子＋Ｖccから一定電圧が印加されるようになっている。従って、出力端子Ｑ１からは印加荷重に応じた電圧レベルの荷重信号Ｓｄが出力される。本実施例では、この荷重信号Ｓｄが物理量信号に相当する。

一方、信号処理部２は、半導体チップ上に以下に述べるような各回路要素を形成した構成となっている。基準電圧発生回路３は、拡散抵抗により形成した抵抗素子Ｒａ１、Ｒａ２およびＲａ３を備えたもので、それら抵抗素子Ｒａ１乃至Ｒａ３の直列回路をグランド端子と定電圧電源端子＋Ｖccとの間にグランド端子側から順に接続した構成となっている。そのため、抵抗素子Ｒａ１とＲａ２との間の出力端子Ｑ２からは、荷重検出用ブリッジ回路１に作用する荷重と無関係に、一定の電圧レベルとなる第１基準信号Ｓａ１が出力され、抵抗素子Ｒａ２とＲａ３との間の出力端子Ｑ３からは、荷重検出用ブリッジ回路１に作用する荷重と無関係であって、上記第１基準信号Ｓａ１よりも高い一定の電圧レベルとなる第２基準信号Ｓａ２が出力される。また、抵抗素子Ｒａ１乃至Ｒａ３の温度係数は一致することから、それら第１基準信号Ｓａ１、Ｓａ２は、温度に影響されずに一定となる。

アナログマルチプレクサ４は、上記荷重検出用ブリッジ回路１からの荷重信号Ｓｄ、基準電圧発生回路３からの第１、第２基準信号Ｓａ１、Ｓａ２を、後述する制御回路５から与えられるセレクト信号に基づいて所定の順番で繰り返し選択出力するためのものである。

Ａ／Ｄ変換回路６は、基本的には特開平５−２５９９０７号公報に記載されたＡ／Ｄ変換回路と同様の構成のものであり、詳細には図示しないが、反転動作時間が電源電圧Ｖｉｎに応じて変化するＮＡＮＤゲート７ａ（本発明でいう反転回路に相当）と、同じく反転動作時間が電源電圧Ｖｉｎに応じて変化する偶数個のインバータ７ｂ（同じく本発明でいう反転回路に相当）とをリング状に連結して成るリングゲート遅延回路７（以下の説明では、リングゲート遅延回路をＲＧＤ（Ring Gate Delay ）と略称する）、このＲＧＤ７内でのパルス信号の周回数をカウントするための周回数カウンタ８、この周回数カウンタ８の計数値を上位ビットとし、且つＲＧＤ７内の各インバータ７ｂの出力を下位ビットとして格納するためのスタックメモリ９などを含んで構成されている。

このような構成のＡ／Ｄ変換回路６による変換原理の大略は以下の通りである。即ち、ＲＧＤ７内のＮＡＮＤゲート７ａに対し、図２に示すようなパルス信号ＰＡを与えると、ＮＡＮＤゲート７ａ及び各インバータ７ｂがその電源電圧Ｖｉｎに応じた速度で逐次的に反転動作を開始して、そのパルス信号ＰＡの入力期間中は信号周回動作が継続して行われ、斯様なパルス信号周回数を示す二進数のデジタルデータが、スタックメモリ９に対しリアルタイムで与えられる。この後、図２に示すように、一定のサンプリング周期Δｔ（例えば〜１００μ秒）を得るためのパルス信号ＰＢの立ち上がり毎にスタックメモリ９をラッチすれば、そのスタックメモリ９内の各ラッチデータの差に基づいて、インバータ７ｂに与えられている電源電圧Ｖｉｎを二進数のデジタルデータに変換した値が得られる。また、Ａ／Ｄ変換回路６には、電源電圧Ｖｉｎとして荷重信号Ｓｄ、第１基準信号Ｓａ１、第２基準信号Ｓａ２が順次供給されるので、Ａ／Ｄ変換回路６では、荷重信号Ｓｄ、第１基準信号Ｓａ１、および第２基準信号Ｓａ２が順次、デジタルデータに変換される。なお、以下においては、Ａ／Ｄ変換回路６による変換データのうち、荷重信号Ｓｄに対応したデジタルデータを荷重情報Ｄｄ、第１基準信号Ｓａ１に対応したデジタルデータを第１基準情報Ｄａ１、第２基準信号Ｓａ２に対応したデジタルデータを第２基準情報Ｄａ２と呼ぶことにする。

ここで、上記Ａ／Ｄ変換回路６におけるインバータ７ｂの反転動作時間は、電源電圧Ｖｉｎに応じて変化するだけでなく、回路の温度によっても変化する。図３は、上記ＲＧＤ７の電源電圧Ｖｉｎと周回数カウンタ８の計数値との関係を示す図である。この図３に示すように、ある所定の温度（図３では−３０℃および８５℃）におけるＲＧＤ７の電源電圧Ｖｉｎと周回数カウンタ８の計数値との関係は直線で近似される。なお、実際には、上記関係は、図４に示すような曲線状の特性を持っているが、本実施例では、抵抗素子Ｒｄ１、Ｒｄ２の大きさを調整することにより、直線誤差が小さい範囲を使用するようにしている。なお、第１基準信号Ｓａ１および第２基準信号Ｓａ２は、抵抗素子Ｒａ１、Ｒａ２、Ｒａ３の大きさを調整することにより、荷重信号Ｓｄの変動範囲の下限および上限付近とされている。

また、図３に示すように、上記関係は温度によってゲイン（傾き）およびオフセット（切片）が変化する。従って、荷重情報Ｄｄをそのまま検出荷重を表す出力値としてしまうと、十分な精度が得られない。しかし、所定の温度における関係が直線近似されている場合、その直線は下記式１で表すことができる。
（式１） Ｄ＝αＳ＋β
ただし、式１において、α、βは定数
従って、第１基準情報Ｄａ１、荷重情報Ｄｄおよび第２基準情報Ｄａ２のいずれか２つの情報の差分値ΔＤを求めると、上記オフセットβが消去される。たとえば、第１差分値ΔＤ１として、第２基準情報Ｄａ２から第１基準情報Ｄａ１を引いたものを求めると式２のようになり、第２差分値ΔＤ２として、荷重情報Ｄｄから第１基準情報Ｄａ１を引いたものを求めると式３のようになる。
（式２） ΔＤ１＝Ｄａ２−Ｄａ１＝α（Ｓａ２−Ｓａ１）
（式３） ΔＤ２＝Ｄｄ−Ｄａ１＝α（Ｓｄ−Ｓａ１）
そして、さらに上記第１差分値ΔＤ１と第２差分値ΔＤ２との比Ｒを求めると、式４に示されるように、上記ゲインαも消去される。なお、式４では、第２差分値ΔＤ２が分子となり、第１差分値ΔＤ１が分母となっているが、分子を第１差分値ΔＤ１とし、分母を第２差分値ΔＤ２として比Ｒを求めてもよい。
（式４） Ｒ＝ΔＤ２／ΔＤ１＝（Ｓｄ−Ｓａ１）／（Ｓａ２−Ｓａ１）
従って、上記比Ｒを出力値とすれば、温度検出回路を必要とせず、かつ、Ａ／Ｄ変換回路６の検定作業もすることなく、温度によって影響されない出力値を得ることができる。
前述の荷重検出用ブリッジ回路１からの荷重信号Ｓｄが温度によって変動しない、あるいは、温度変動が問題とならないレベルである場合には、上記比Ｒをそのまま出力値とすることができる。しかし、荷重検出用ブリッジ回路１に温度特性がある場合、比Ｒを荷重検出用ブリッジ回路１の温度に基づいて補正することが好ましい。そのためには、温度を検出あるいは推定する手段が必要となる。

ここで、前述のようにＡ／Ｄ変換回路６におけるインバータ７ｂの反転動作時間は、電源電圧Ｖｉｎに応じて変化するだけでなく、回路の温度によっても変化するが、第１基準信号Ｓａ１および第２基準信号Ｓａ２は、いずれも温度に影響されずに一定の電圧レベルとなっている。従って、それら第１基準信号Ｓａ１および第２基準信号Ｓａ２がＡ／Ｄ変換された第１基準情報Ｄａ１および第２基準情報Ｄａ２の大きさは温度に対応しており、たとえば、図３に示すように、第２基準情報Ｄａ２は、８５℃のときはＤａ２（８５）となり、−３０℃のときはＤａ２（−３０）となる。このように第１基準情報Ｄａ１および第２基準情報Ｄａ２の大きさが温度に対応していることから、温度検出回路を設けることなく、温度の推定あるいは検出が可能となる。

図５は、第２基準情報Ｄａ２と補正量ΔＲとの間の関係に基づいて予め記憶された補正マップであり、記憶手段に相当するＥＰＲＯＭ１０に記憶されている。この図５に示す補正マップは、荷重検出用ブリッジ回路１に負荷を加えない状態で温度を使用範囲内で変化させつつ、逐次、上記比Ｒを演算することにより求めることができるので、前述の特許文献１のように、最大荷重を加える検定に比較して作業を容易に行うことができる。このようにして求めた補正マップにおいて、第２基準情報Ｄａ２が温度に対応して変化し、また、比ＲはＡ／Ｄ変換回路６の温度特性を含んでいないので、補正量ΔＲは、荷重検出用ブリッジ回路１の温度特性に基づく比Ｒの変動分を表す。なお、実際のセンサ装置では、荷重検出用ブリッジ回路１、基準電圧発生回路３内における抵抗値のばらつきなどに起因したオフセットも存在するが、上述のようにして求めた補正マップの補正量ΔＲにはそれらのオフセットも含まれるため、この補正マップを用いることによりそれらのオフセットも除去される。

上記補正マップおよびＡ／Ｄ変換回路６から実際に出力される第２基準情報Ｄａ２を用いて求められる補正量ΔＲを比Ｒに加えてやることにより、荷重検出用ブリッジ回路１の温度特性も補正された補正出力値Ｒ’（＝Ｒ＋ΔＲ）が得られる。

従って、補正演算回路１１（本発明でいう信号処理手段に相当）は、Ａ／Ｄ変換回路６から出力された荷重情報Ｄｄ、第１基準情報Ｄａ１、第２基準情報Ｄａ２、および、ＥＰＲＯＭ１０に記憶された図５に示す補正マップに基づいて、比Ｒおよび補正量ΔＲを算出し、さらに、それら比Ｒおよび補正量ΔＲから補正出力値Ｒ’を算出するようになっている。そして、補正演算回路１１による演算結果は、Ｉ／Ｏブロック１２から出力されたる。

制御回路５は、ＲＧＤ７にスタートパルスＰＡを、スタックメモリ９にクロックパルスＰＢを、アナログマルチプレクサ４にセレクト信号を、それぞれ出力するようになっている。図２は、制御回路５の動作タイミングチャートを示しており、スタートパルスＰＡ、クロックパルスＰＢ、およびセレクト信号は図２に示すように同期している。これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中において、ＲＧＤ７内で信号周回動作が継続して行われるとともに、パルス信号ＰＢの立ち上がり毎にスタックメモリ９がラッチされ、そのラッチデータの差（例えば１回目の立ち上がり（t0）と２回目の立ち上がり（t1）における各ラッチデータの差）に基づいて、Ａ／Ｄ変換対象信号としてＲＧＤ７の入力信号に応じたデジタルデータが出力される。この間（１回目の立ち上がり（t0）と２回目の立ち上がり（t1））、アナログマルチプレクサ４に対して出力されたセレクト信号により、第１基準信号Ｓａ１がＲＧＤ７に出力され、第１基準信号Ｓａ１に応じたデジタルデータが第１基準情報Ｄａ１として得られる。

同様に、クロックパルスＰＢの２回目の立ち上がり（t1）と同期して、アナログマルチプレクサ４に対して、荷重検出用ブリッジ回路１からの荷重信号Ｓｄを選択するためのセレクト信号により、アナログマルチプレクサ４から上記荷重信号Ｓｄが出力され、この信号が、Ａ／Ｄ変換回路６内のＲＧＤ７に対しＡ／Ｄ変換対象信号として印加される。そして、次のクロックパルスＰＢの立ち上がり（t2）にスタックメモリ９がラッチされ、荷重信号Ｓｄに応じたデジタルデータが荷重情報Ｄｄとして得られる。

同様に、クロックパルスＰＢの３回目の立ち上がり（t2）と同期して、アナログマルチプレクサ４に対して、基準電圧発生回路３からの第２基準信号Ｓａ２を選択するためのセレクト信号により、アナログマルチプレクサ４から上記第２基準信号Ｓａ２が出力され、この信号が、Ａ／Ｄ変換回路６内のＲＧＤ７に対しＡ／Ｄ変換対象信号として印加される。そして、次のクロックパルスＰＢの立ち上がり（t3）にスタックメモリ９がラッチされ、第２基準信号Ｓａ２に応じたデジタルデータが第２基準情報Ｄａ２として得られる。

これらの動作を連続的に行うことにより、クロックパルスＰＢの立ち上がり毎に、
第１基準情報Ｄａ１→荷重情報Ｄｄ→第２基準情報Ｄａ２→（第１基準情報Ｄａ１）
と逐次デジタルデータが得られる。

そして、各１個ずつのデータ（第１基準情報Ｄａ１、荷重情報Ｄｄ、第２基準情報Ｄａ２）が得られた時点で補正演算回路１１に対して演算指令を出力する。

この演算指令を受けた補正演算回路１１は、スタックメモリ９から読み出した第１、第２基準情報Ｄａ１、Ｄａ２および荷重情報Ｄｄに基づいて、たとえば式２、３から第１差分値ΔＤ１および第２差分値ΔＤ２を算出して、さらに、その第１差分値ΔＤ１と第２差分値ΔＤ２から比Ｒを算出する。また、それとともにＥＰＲＯＭ１０から読み出した補正マップおよび第２基準情報Ｄａ２を使用して補正量ΔＲを決定する。そして、算出した比Ｒにその補正量ΔＲを加えることにより補正出力値Ｒ’の演算を行い、その演算結果をＩ／Ｏブロック１２から出力する。この演算は、望ましくはサンプリング時間Ｔｓ（すなわちＰＢ３クロック）内に行われることで、連続的に演算結果を出力できる。

以上、説明したように、本実施例によれば、補正演算回路１１において、第１基準情報Ｄａ１および第２基準情報Ｄａ２から第1差分値ΔＤ１が算出されるとともに、第２基準情報Ｄａ２と荷重情報Ｄｄとの差が第2差分値ΔＤ２として算出される。このとき、荷重情報Ｄｄ、第１基準情報Ｄａ１、および第２基準情報Ｄａ２に含まれるＡ／Ｄ変換回路６のオフセット分はいずれも同一であることから、第1差分値ΔＤ１および第2差分値ΔＤ２はＡ／Ｄ変換回路６のオフセット分が消去された値となる。そして、さらに、それら第1差分値ΔＤ１と第2差分値ΔＤ２との比Ｒが算出され、これによりＡ／Ｄ変換回路６のゲインの温度による変動も除去される。従って、温度検出回路を必要とせず、かつ、検定もすることなく温度の影響を受けない出力値を得ることができる。

また、さらに、本実施例によれば、Ａ／Ｄ変換回路６から出力されるデジタルデータは、電源電圧Ｖｉｎとして与えられる信号の大きさによって変動するとともに、温度によっても変動するが、第2基準情報Ｄａ２は一定の電圧レベルの信号がＡ／Ｄ変換されたものであることから温度に対応しており、Ａ／Ｄ変換回路６から実際に出力された第２基準情報Ｄａ２と、ＥＰＲＯＭ１０に予め記憶された補正マップから補正量ΔＲが決定され、比Ｒにその補正量ΔＲが加算されて補正出力値Ｒ’が算出されることから、より精度の高い出力値が得られる。

さらに、本実施例では、荷重検出用センサ回路１および基準電圧発生回路３には共通の定電圧電源から電源が供給されている。従って、荷重情報Ｄｄ、第1基準情報Ｄａ１、および第2基準情報Ｄａ２に含まれる電源電圧Ｖｉｎの変動に基づく変動分も等しくなるため、第1差分値ΔＤ１と第2差分値ΔＤ２との比Ｒは、電源電圧Ｖｉｎの変動が除去されたものとなり、このことによっても、補正演算回路１１からの出力値の精度が向上する。

以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上述の実施例に限定されるものではなく、次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施することができる。

たとえば、前述の実施例の場合、第１基準情報Ｄａ１、荷重情報Ｄｄ、第２基準情報Ｄａ２の実測値は、図６の矢印に示すように、クロックパルスＰＢの立ち上がり毎（Δｔ）に順次得られる。すなわち、第１基準信号Ｓａ１、荷重信号Ｓｄ、および第２基準信号Ｓｄ２がＡ／Ｄ変換回路６へ入力される時期には、クロックパルスＰＢの周期に基づく時間差が生じている。そして、荷重信号ＳｄがＡ／Ｄ変換回路６へ供給された時点における第１基準信号Ｓａ１および第２基準信号Ｓａ２の大きさと、実際にそれら第１基準信号Ｓａ１や第２基準信号Ｓａ２がＡ／Ｄ変換回路６に供給されたときの大きさとの間に差がある場合には、比Ｒや最終的な補正出力値Ｒ’に、その差に基づく誤差が生じる。そこで、図６に示すように、第１基準情報Ｄａ１および第２基準情報Ｄａ２は、荷重情報Ｄｄの直前および直後に得られた実測値を用いて内挿して、荷重情報Ｄｄと同じ時点における推定値すなわち推定情報を算出する。そして、それら第１基準情報Ｄａ１の推定情報および第２基準情報Ｄａ２の推定情報と荷重情報Ｄｄの実測値すなわち実測情報とを用いて比Ｒや補正量ΔＲの演算を行えば、Ａ／Ｄ変換回路６への取り込み時間差に基づく変動が少なくなって、出力値の精度がより向上する。なお、図６に示されている例は、荷重情報Ｄｄをそのまま用いるために、第１基準情報Ｄａ１および第２基準情報Ｄａ２の推定値を算出する例であるが、第１基準情報Ｄａ１または第２基準情報Ｄａ２をそのまま用い、荷重情報Ｄｄおよび残りの基準情報の推定値を算出するようにしてもよい。

また、前述の実施例では、パルス信号ＰＢの１周期毎にセレクト信号を切り替えていたが、２周期毎など、複数周期毎にセレクト信号を切り替えてもよい。

また、アナログマルチプレクサ４とＡ／Ｄ変換回路６との間に、オペアンプおよび抵抗を組み合わせて成る高入力インピーダンス差動増幅回路や、電圧フォロア回路、ソースフォロア回路などのインピーダンス変換回路を設けてもよい。

また、センサ回路としては、ホール素子を構成する回路や、ＭＲ素子を構成する回路などを用いることもできる。要するに、センサ回路には特に限定はなく、加速度、磁束、湿度などの他の物理量を検出するセンサ回路でもよい。また、本発明のＡ／Ｄ変換回路は、センサ回路と組み合わせる場合だけでなく、アナログ信号となっている物理量をデジタル変換する場合に広く用いることができる。

また、前述の実施例では、補正マップに第２基準情報Ｄａ２が用いられていたが、第１基準情報Ｄａ１も同様に温度に対応するので、第２基準情報に代えて第１基準情報Ｄａ１を用いてもよい。

また、Ａ／Ｄ変換回路６内のＲＧＤ７は、基本的な構成例を示したものであり、これと異なる構成のＲＧＤを設けることもできる。

本発明の一実施例を示す全体の電気的構成図 制御回路の動作タイミングチャート リングゲート遅延回路の電源電圧と周回数カウンタの計数値との関係を示す図 リングゲート遅延回路の電源電圧と周回数カウンタの計数値との関係を示す特性図 第２基準情報と補正量との間の予め記憶された補正マップ ＰＢ周期Δｔ毎に各情報が得られることを示す図

符号の説明

１：荷重検出用ブリッジ回路（センサ回路）、 ２：信号処理部
３：基準電圧発生回路、 ４：アナログマルチプレクサ、 ５：制御ブロック
６：Ａ／Ｄ変換回路、 ７：リングゲート遅延回路（ＲＧＤ）、
７ａ：ＮＡＮＤゲート、 ７ｂ：インバータ、 ８：周回数カウンタ、
９：スタックメモリ、 １０：ＥＰＲＯＭ（記憶手段）、
１１：補正演算回路（信号処理手段）、 １２：Ｉ／Ｏブロック

Claims (5)

1. 一定の電圧レベルとなる第１基準信号、および、その第１基準信号とは異なる大きさの一定の電圧レベルとなる第２基準信号を発生する基準電圧発生回路と、
   反転動作時間が電源電圧に応じて変化する複数個の反転回路をリング状に連結して成る
   リングゲート遅延回路を備えて構成され、所定の物理量に応じて電圧レベルが変動する物
   理量信号、および、前記第１基準信号、第２基準信号が上記リングゲート遅延回路に電源電圧として与えられた状態でそのリングゲート遅延回路にパルス信号が入力されたときのパルス信号周回数に基づいて、前記物理量信号、第１基準信号および第２基準信号を、それぞれ、二進数のデジタルデータである物理量情報、第１基準情報および第２基準情報に第１基準信号、前記物理量信号、第２基準信号の順に変換するＡ／Ｄ変換回路と、
   前記物理量情報、第１基準情報、および第２基準情報のうちいずれか２つの差である第１差分値と、その３つの情報のうち上記第１差分値とは組み合わせが異なる２つの情報の差である第２差分値との比に基づいて、前記物理量の変動に対応した出力値を算出する信号処理手段と
   を含むことを特徴とするＡ／Ｄ 変換装置。
2. 請求項１記載のＡ／Ｄ変換装置であって、
   前記信号処理手段において算出される比は、分子または分母のいずれか一方が、前記第
   １基準情報と前記第２基準情報との差であることを特徴とするＡ／Ｄ 変換装置。
3. 請求項１または２記載のＡ／Ｄ変換装置と、
   検出対象の物理量に応じた電圧レベルの物理量信号を発生するセンサ回路とを備えたセ
   ンサ装置であって、
   前記センサ回路の温度特性に基づく前記比の補正量と、前記第１基準情報または第２基準情報との関係を記憶した記憶手段をさらに備え、
   前記信号処理手段は、前記第１差分値と第２差分値との比を、前記記憶手段に記憶された関係および前記Ａ／Ｄ変換回路によって実際に得られた前記第１基準情報または第２基準情報に基づいて算出した補正量で補正して前記出力値を算出するものであることを特徴とするセンサ装置。
4. 請求項３記載のセンサ装置であって、
   前記基準電圧発生回路は供給された電圧を抵抗分割することによって前記第１基準信号または第２基準信号を発生させるものであるとともに、前記センサ回路と共通の電圧電源から電源が供給されることを特徴とするセンサ装置。
5. 請求項３または４記載のセンサ装置であって、
   前記物理量信号、第１基準信号、および第２基準信号を、前記の順番で繰り返し上記Ａ／Ｄ変換回路に出力するアナログマルチプレクサをさらに含み、
   前記信号処理手段は、前記物理量情報、第１基準情報および第２基準情報のうちのいずれか一つを実測情報としてそのまま用いる一方で、他の２つの情報には、その実測情報に対応する電圧信号の直前に前記Ａ／Ｄ変換回路に入力された電圧信号から得られたデジタルデータ、および前記実測情報に対応する電圧信号の直後に前記Ａ／Ｄ変換回路に入力された電圧信号から得られたデジタルデータを用いて算出した前記実測情報と同じ時点における推定情報を用いて、前記第１差分値と第２差分値との比を算出するものであることを特徴とするセンサ装置。

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