JP4511714B2 - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex という）方式を用いて変調された信号を受信して、データを復調するＯＦＤＭ受信装置に係り、特に復調処理のための時間窓の制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ信号は、シンボル周期毎に互いに直交する多数のキャリアを、伝送データにより変調したものである。同じ伝送レートのシングルキャリア方式の信号と比較すると、シンボル時間が長くなるため、マルチパス干渉に対する耐性が高いという特徴が得られる。また上記の特徴に加えて、ガード期間と呼ばれる冗長な期間を設けることにより、マルチパス干渉に対する耐性を更に高めている。
【０００３】
ここで、キャリア番号をｋ、シンボル番号をｎ、キャリア数をＫ、シンボル期間長をＴｓ、ガード期間長をＴｇ、有効シンボル期間長をＴｕ、センターキャリアのキャリア番号をＫｃとし、シンボル番号ｎ及びキャリア番号ｋに対応する複素信号点ベクトルをｃ（ｎ, ｋ）とすると、ベースバンドのＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）は、次の（１）式のように表される。
【数１】
【０００４】
図１６に１シンボル分のＯＦＤＭ信号の構成を示す。実際には各々のキャリアは複素正弦波であるが、ここでは実軸のみを示している。図の斜線領域で示すように、ガード期間の信号は有効シンボル期間後部の信号と同一であることが特徴である。
【０００５】
図１６のＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）を模式的に表したものが図１７である。図１７において、ＯＦＤＭ信号の１つのシンボル期間はガード期間（・・、Ｇ１、Ｇ２、・・）と有効シンボル期間（・・、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、・・）とからなる。有効シンボル期間のＯＦＤＭ信号は、有効シンボル期間長で直交する周波数関係、即ち有効シンボル期間長の逆数の周波数間隔にある複数のキャリアの位相、振幅、又はその両方に対して、夫々変調を施して合成したものである。
【０００６】
ガード期間のＯＦＤＭ信号は、同一シンボルに属する有効シンボル期間のＯＦＤＭ信号を巡回的に繰り返した信号として生成される。ガード期間によって有効シンボル期間の信号を巡回的に配置することによって、同一シンボル内であれば、ガード期間を含め任意の有効シンボル期間長の信号を切り出しても前述のキャリアの直交性は保たれる。このため、キャリア間の干渉を生じることなくデータを復調することができる。
【０００７】
異なるシンボル期間に跨がって信号を切り出すと、キャリア間の直交性が崩れて干渉を起こすのみならず、シンボル間の干渉を引き起こす。故に、図１７に示す期間Ａから期間Ｂまでが、前述のキャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こさない切り出し期間になる。
【０００８】
また、ＯＦＤＭ方式では、ガード期間を設けることでマルチパスなどの影響を受けにくくしている。マルチパスによる遅延波が重畳された場合の受信処理について、図１８を用いて説明する。図１８において、信号Ｓ（ｔ）に対して信号Ｓ’（ｔ）は、遅延時間差Δｔをもって到来した遅延波のＯＦＤＭ信号を模式的に表わしたものである。実際には、信号Ｓ（ｔ）と信号Ｓ’（ｔ）が加算された信号が受信される。遅延時間差Δｔに相当する期間Ｄ及び期間Ｅは、信号Ｓ（ｔ）と信号Ｓ’（ｔ）の間で異なったシンボルが受信される期間である。この場合、期間Ｆから期間Ｇの間で受信信号を切り出せば、キャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こさないことが判る。
【０００９】
このようにＯＦＤＭ受信装置においては、キャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こさないように、受信されたＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間長の信号を切り出して復調することが重要である。
【００１０】
このような信号処理を行う従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例を図１９に示す。以下にこのＯＦＤＭ受信装置の動作について説明する。図１９において、アンテナ１は無線周波数帯の信号を受信し、チューナ２に与える。チューナ２は、無線周波数帯の信号から所望のチャネルの信号を選択した後、基底周波数帯に周波数変換し、その出力を直交検波回路３に与える。直交検波回路３は、基底周波数帯のＯＦＤＭ信号を直交検波することにより、同相軸（以下、Ｉ（In phase）軸という）の信号と、直交軸（以下、Ｑ（Quadrature phase）軸という）の信号とからなる複素信号に変換する。その変換出力は遅延回路４、相関算出回路５、及び高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）という）回路８に与えられる。
【００１１】
遅延回路４は、直交検波されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延させ、遅延出力を相関算出回路５に与える。相関算出回路５は、直交検波回路３から与えられたＯＦＤＭ信号と、遅延回路４で遅延されＯＦＤＭ信号とを入力し、両ＯＦＤＭ信号の相関を演算する。演算結果は移動積分回路６に供給される。移動積分回路６は、相関回路５から出力された相関量をガード期間に相当する時間だけ積分を行う（１Ｔｇ期間の積分）。その積分結果は時間窓制御回路７に供給される。時間窓制御回路７は、移動積分回路６で積分された相関量が最大となる時刻に同期して窓信号を発生し、この窓信号をＦＦＴ回路８に供給する。
【００１２】
ＦＦＴ回路８は、時間窓制御回路７から供給される窓信号に従って、直交検波回路３から供給されるＯＦＤＭ信号から、有効シンボル期間長の信号を切り出してＦＦＴ処理を施し、周波数領域の信号へ変換する。復調回路９は、ＦＦＴ回路８によって周波数領域に変換されたＯＦＤＭ信号を復調し、その出力を誤り訂正回路１０に供給する。誤り訂正回路１０は、復調結果に対して誤り訂正処理を施すことにより、伝送された情報系列（データ）を復元する。
【００１３】
時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を図２０〜図２２に基づいて説明する。図２０は遅延波が無い場合の時間窓制御回路７の動作を示すタイムチャートである。図２０において、（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は遅延回路４によって有効シンボル期間長だけ遅延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期間に有効シンボル期間の信号が巡回的に複写されているため、（ｃ）の斜線部に示す期間における（ａ）のＯＦＤＭ信号と、（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに相関がある。相関算出回路５でその相関量が求められ、移動積分回路６でガード期間長積分された相関量は（ｄ）のようになる。
【００１４】
時間窓制御回路７は、（ｄ）の積分された相関量が最大になる時刻に同期して、（ｅ）に示すようなＨレベルの窓信号を発生する。ＦＦＴ回路８は、（ｅ）の窓信号に従って信号を切り出してＦＦＴ処理を施す。（ｅ）の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号からシンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出せることが判る。
【００１５】
次に、遅延波が重畳された場合に、時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を図２１に基づいて説明する。図２１において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は時間Δｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）の遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が（ａ）の遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合に、移動積分回路６で積分された相関量は（ｅ）のようになる。即ち（ｅ）に示す相関量は、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号の（ｃ）の相関量と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号の（ｄ）の相関量との合成結果と等しくなる。
【００１６】
時間窓制御回路７は、積分された（ｅ）の相関量が最大になる時刻に同期して（ｆ）に示す窓信号を発生する。（ｆ）の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得ることが判る。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら図２２に示すように、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合、移動積分回路６で得られる積分された相関量は（ｅ）のようになる。時間窓制御回路７は積分された相関量が最大になる時刻に同期して窓信号を発生するので、このときの窓信号は（ｆ）のようになり、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対して、期間Ｈにおいてシンボル間干渉を起こすことが判る。
【００１８】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号とが混在する場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことにより、放送データを安定して復調できるＯＦＤＭ受信装置を実現することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明のＯＦＤＭ受信装置は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式によって変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、デジタルデータを復調するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号の１つのシンボル期間はガード期間と有効シンボル期間とからなり、前記ガード期間の信号は同一シンボルに属する前記有効シンボル期間の信号を巡回的に繰り返したものであるとき、前記ＯＦＤＭ信号を前記有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延する遅延手段と、前記ＯＦＤＭ信号と前記遅延手段の遅延出力との相関量を求める相関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関量を入力し、前記ガード期間の１倍より大きく２倍以下の積分窓を用いて前記相関量の移動積分を行う移動積分手段と、前記移動積分手段の出力レベルが最大となる時刻に基づいて窓信号を発生する時間窓制御手段と、前記時間窓制御手段で発生した窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号を切り出して離散フーリエ変換するフーリエ変換手段と、を具備することを特徴とするものである。
【００２０】
ここで前記移動積分手段の前段あるいは後段に、前記相関量をシンボル間で平滑化するシンボル周期フィルタ手段を具備するようにしてもよい。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ受信装置について、図面を参照しつつ説明する。図１は本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図であり、従来例と同一部分は同一の符号を付けて説明する。チューナ２はアンテナ１により受信された無線周波数帯の信号を受信し、所望のチャネルの信号を選択した後、基底周波数帯の信号に変換するものである。直交検波回路３は、基底周波数帯のＯＦＤＭ信号を直交検波することにより、同相軸（Ｉ軸）の信号と、直交軸（Ｑ軸）の信号とからなる複素信号に変換するものである。この複素信号は遅延回路４、相関算出回路５、及び高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路８に与えられる。
【００２２】
遅延回路４は、直交検波されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延し、遅延出力を相関算出回路５に与えるものである。相関算出回路５は、直交検波回路３から与えられたＯＦＤＭ信号と、遅延回路４で遅延されＯＦＤＭ信号とを入力し、両ＯＦＤＭ信号の相関を演算する相関演算手段である。相関算出回路５の構成例を図２に示す。相関算出回路５は複素共役回路５１と複素乗算回路５２とから構成される。複素共役回路５１は遅延回路４から出力されるＯＦＤＭ信号、即ちＩ軸及びＱ軸成分からなる複素信号（ｘ＋ｊｙ）に対して複素共役をとり、複素信号（ｘ−ｊｙ）を出力するものである。複素乗算回路５２は直交検波回路３から出力される遅延しない複素信号（ｘ0 ＋ｊｙ0 ）と、複素共役回路５１から出力される遅延した複素信号（ｘ−ｊｙ）とを複素乗算し、乗算結果を相関信号として出力する回路である。
【００２３】
相関算出回路５の相関信号はシンボル周期フィルタ６Ａに供給される。シンボル周期フィルタ６Ａは相関信号を入力し、シンボル間で平滑化処理を施すことにより、無相関な部分を減衰させ、相関のある部分のみを抽出する回路である。シンボル周期フィルタ６Ａの構成例を図３に示す。このシンボル周期フィルタ６Ａは第１の係数器６１Ａ、加算器６２Ａ、シンボル時間遅延器６３Ａ、第２の係数器６４Ａにより構成される。シンボル周期フィルタ６Ａの入力のｚ変換をＸin（ｚ）とし、シンボル周期フィルタ６Ａの出力のｚ変換をＸout （ｚ）とし、係数器６１Ａの乗算係数をｋとし、係数器６４Ａの乗算係数を（１−ｋ）とし、シンボルに相当するサンプル数をＮS とすると、加算器６２Ａでは、ｋ・Ｘin（ｚ）＋（１−ｋ）・ｚ-Ns ・Ｘout （ｚ）＝Ｘout （ｚ）が成立する。この場合シンボル周期フィルタ６Ａの伝達周波数Ｈ（ｚ）は、Ｈ（ｚ）＝（１−（１−ｋ）・ｚ-Ns ）で表される。このようにＩＩＲ（Infinit Impulse Response）型のフィルタの構成をとることにより、シンボル周期の信号を平均化処理できる。
【００２４】
シンボル周期フィルタ６Ａで平均化処理された相関信号は時間窓制御回路７に供給される。時間窓制御回路７は、シンボル周期フィルタ６Ａから出力された相関信号が最大となる時刻に基づいて窓信号を発生する回路である。時間窓制御回路７の構成例を図４に示す。この時間窓制御回路７は、振幅算出回路７１、ピーク検出回路７２、窓信号発生回路７３を含んで構成される。またピーク検出回路７２は、大小比較回路７２１、シンボル周期カウンタ７２２、第１の記憶回路７２３、第２の記憶回路７２４を有している。
【００２５】
振幅算出回路７１で相関信号の出力振幅が所定のサンプル周期毎に検出されると、この振幅値は大小比較回路７２１と第１の記憶回路７２３に与えられる。大小比較回路７２１は、前回までのサンプルで入力され、記憶回路７２３に保持された最大振幅値Ｂと、今回のサンプル時に入力された振幅値Ａとを比較し、Ａ＞Ｂの場合には、記憶回路７２３及び記憶回路７２４の夫々が保持している内容を夫々の入力値に更新する信号を出力する。シンボル周期カウンタ７２２は、記憶回路７２３及び記憶回路７２４が夫々保持している内容をクリアする信号をシンボル周期毎に出力すると共に、シンボル周期中のサンプル数で示される時刻を記憶回路７２４に与える。このように構成されたピーク検出回路７２は、シンボル期間中において相関信号が最大となる時刻を窓信号発生回路７３に出力する。窓信号発生回路７３は、ピーク検出回路７２が出力する時刻に基づいてＨレベルとなる窓信号を発生する。この窓信号は図１のＦＦＴ回路８に供給される。
【００２６】
ＦＦＴ回路８は、時間窓制御回路７から供給される窓信号に従って、直交検波回路３から供給されるＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間長の信号を切り出し、ＦＦＴ処理を施して周波数領域の信号へ変換する回路である。復調回路９は、ＦＦＴ回路８によって周波数領域に変換されたＯＦＤＭ信号を復調する回路である。誤り訂正回路１０は、復調回路９の復調結果に対して誤り訂正処理を施すことにより、伝送された情報系列（データ）を復元する回路である。
【００２７】
以上のように構成されたＯＦＤＭ受信装置の動作について、時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を中心に図５〜図７を用いて説明する。図５は遅延波がない場合のタイムチャートである。図５において、（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は遅延回路４によって有効シンボル期間長だけ遅延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期間に有効シンボル期間の信号が巡回的に複写されているため、（ｃ）の斜線部に示す期間において、（ａ）のＯＦＤＭ信号と（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに大きな相関が得られる。相関算出回路５から相関信号が出力されると、シンボル周期フィルタ６Ａは（ｄ）に示すような平均化処理された相関信号を出力する。この場合、相関信号が最大となりえる期間は、遅延されたＯＦＤＭ信号のガード期間と一致する。
【００２８】
図４の窓信号発生回路７３は、ピーク検出回路７２が出力する時刻からガード期間Ｔｇだけ経過した後にＨレベルとなり、有効シンボル期間Ｔｕだけ経過した後にＬレベルとなる窓信号を発生する。ピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、前述のように遅延されたＯＦＤＭ信号のガード期間（図中のｔ0 からｔ1 ）と一致するので、窓信号は図５（ｅ）から（ｇ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号に対してシンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｆ）に示すように発生されることが望ましい。
【００２９】
図６は遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合のタイムチャートである。図６において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、シンボル周期フィルタ６Ａから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って実際に出力される相関信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すような階段状の信号となる。図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図６中のｔ2 からｔ3 となるので、窓信号は図６の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００３０】
図７は遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合のタイムチャートである。図７において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、シンボル周期フィルタ６Ａから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが大きくなる。従って実際に出力される相関信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すような階段状の信号となる。図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図７中のｔ4 からｔ5 となるので、窓信号は図７の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００３１】
以上のような方法で窓信号を生成すると、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が存在し、その受信電力が遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号の受信電力より大きい場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことができる。
【００３２】
（実施の形態２）
次に本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信装置について、図面を参照しつつ説明する。図８は本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１と同一部分は同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。このＯＦＤＭ受信装置も実施の形態１と同様に、チューナ２、直交検波回路３、遅延回路４、相関算出回路５、時間窓制御回路７、ＦＦＴ回路８、復調回路９、誤り訂正回路１０を有している。本実施の形態では図７のシンボル周期フィルタ６Ａに代えて、移動積分回路６Ｂが設けられている。移動積分回路６Ｂは相関算出回路５の相関信号を入力し、ガード期間の２倍の積分窓を用いて移動積分を行う回路である。以下、前記の２倍の積分窓を用いて移動積分を行うことを、２Ｔｇ期間の移動積分と呼ぶ。
【００３３】
移動積分回路６Ｂの構成例を図９に示す。この移動積分回路６Ｂは、シフトレジスタ６１Ｂと総和算出回路６２Ｂとからなる回路である。シフトレジスタ６１Ｂは複数の１サンプル遅延器（Ｚ-1）の従属接続体からなり、夫々のタップ出力を有する回路である。総和算出回路６２Ｂは、複数の加算器の従属接続体からなる回路であり、入力信号と夫々遅延器の出力とを累積加算して加算結果を出力する機能を有する。ガード期間のサンプル数をＮG とすると、移動積分回路６Ｂのタップ数は２ＮG であり、全てのタップ係数が１のＦＩＲ（Finite Impulse Response ）型のフィルタと見なすことができる。
【００３４】
以上のように構成されたＯＦＤＭ受信装置の動作について、時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を中心に、図１０〜図１４を用いて説明する。図１０は遅延波がない場合のタイムチャートである。図１０において、（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は遅延回路４によって有効シンボル期間長だけ遅延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期間に有効シンボル期間の信号が巡回的に複写されているため、（ｃ）の斜線部に示す期間において、（ａ）のＯＦＤＭ信号と（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに大きな相関が得られる。相関算出回路５から相関信号が与えられると、移動積分回路６Ｂは、サンプリング開始時刻を１サンプル遅延器（Ｚ-1）の遅延時間だけずらしながら、相関信号を２Ｔｇ期間だけ入力し、サンプル値を図９の総和算出回路６２Ｂを用いて加算する。こうすると（ｄ）に示すような台形状に変化する積分信号が得られる。積分信号が最大となり得る期間はｔ6 〜ｔ7 となり、受信されたＯＦＤＭ信号のガード期間と一致する。
【００３５】
図４の窓信号発生回路７３は、ピーク検出回路７２が出力する時刻にＨレベルとなり、有効シンボル期間Ｔｕだけ経過した後にＬレベルとなる窓信号を発生する。ピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、前述のように受信されたＯＦＤＭ信号のガード期間（図１０中のｔ6 からｔ7 ）と一致するので、窓信号は図１０の（ｅ）から（ｇ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号に対してシンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｆ）に示すように台形状の積分信号、即ち（ｄ）のフラットな部分の中央から発生されることが望ましい。
【００３６】
次に、マルチパス環境下でのシンボル切り出しタイミングについて説明する。図１１は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＜Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合のタイムチャートである。図１１において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分を有する信号となる。
【００３７】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図１１中のｔ8 からｔ9 となるので、窓信号は図１１の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００３８】
図１２は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＜Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合のタイムチャートである。図１２において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが大きくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分を有する信号となる。
【００３９】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図１２中のｔ10からｔ11となるので、窓信号は図１２の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００４０】
図１３は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＞Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合のタイムチャートである。図１３において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分がない信号となる。
【００４１】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻は、図１３中のｔ12となるので、窓信号は図１３の（ｆ）のタイミングで発生されることになる。この窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しては、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。しかし遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しては、図１３中の期間Ｉにおいてシンボル間干渉を引き起こす。しかしながらこの場合、（ｂ）のＯＦＤＭ信号の受信電力の方が小さいことと、干渉を起こす時間が最小限に抑えられていることから、シンボル間干渉の量は最小限に抑えられていることが判る。
【００４２】
図１４は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＞Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合のタイムチャートである。図１４において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが大きくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分がない信号となる。
【００４３】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻は、図１４中のｔ13となるので、窓信号は図１４の（ｆ）のタイミングで発生されることになる。この窓信号は、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しては、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。しかし遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しては、図１４中の期間Ｊにおいてシンボル間干渉を引き起こす。しかしながらこの場合も、（ａ）のＯＦＤＭ信号の受信電力の方が小さいことと、干渉を起こす時間が最小限に抑えられていることから、シンボル間干渉の量は最小限に抑えられていることが判る。
【００４４】
以上のような方法で窓信号を生成すると、実施の形態１と同様に、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が存在し、その受信電力が遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号の受信電力よりも大きい場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことができる。更に、遅延時間がガード期間長Ｔｇを越えるような場合にも、シンボル間干渉の量を最小限に抑えるような切り出しが可能となる。
【００４５】
またここでは、移動積分回路６Ｂは２Ｔｇ期間の移動積分を行うものとして説明したが、移動積分の期間は１Ｔｇより大きく、２Ｔｇ未満でもよい。但しこの場合は、シンボル間干渉を起こさずに有効シンホル期間長の信号を切り出し得る遅延波の遅延時間の範囲が狭まることになる。
【００４６】
また実施の形態１及び２では、相関算出回路５の出力部にシンボル周期フィルタ又は移動積分回路を設けたが、図１５に示すように、シンボル周期フィルタ６Ａと移動積分回路６Ｂとの２つを同時に設けてもよい。またこれらの回路は信号処理が線形な演算なので、接続順序を入れ替えても良い。
【００４７】
【発明の効果】
以上のような本発明によれば、地上波デジタル放送において、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号とが混在する場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことにより、放送データを安定して復調できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の各実施の形態において、夫々のＯＦＤＭ受信装置に用いられる相関算出回路の構成図である。
【図３】実施の形態１において、ＯＦＤＭ受信装置に用いられるシンボル周期フィルタの構成図である。
【図４】本発明の各実施の形態において、夫々のＯＦＤＭ受信装置に用いられる時間窓制御回路の構成図である。
【図５】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図６】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図７】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図８】本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】実施の形態２において、ＯＦＤＭ受信装置に用いられる移動積分回路の構成図である。
【図１０】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１１】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１２】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１３】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波の遅延時間が長く、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１４】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波の遅延時間が長く、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１５】本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信装置の他の構成例を示すブロック図である。
【図１６】シンボル期間におけるＯＦＤＭ信号の詳細を示す波形図である。
【図１７】ＯＦＤＭ信号におけるシンボル期間の構成を示す模式図である。
【図１８】遅延波が存在する場合のＯＦＤＭ信号の切出期間を示す説明図である。
【図１９】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２０】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図２１】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図２２】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
１ アンテナ
２ チューナ
３ 直交検波回路
４ 遅延回路
５ 相関算出回路
６ 移動積分回路
６Ａ シンボル周期フィルタ
７ 時間窓制御回路
８ ＦＦＴ回路
９ 復調回路
１０ 誤り訂正回路
５１ 複素共役回路
５２ 複素乗算回路
６１Ａ，６４Ａ 係数器
６１Ｂ シフトレジスタ
６２Ｂ 総和算出回路
６２Ａ 加算器
６３Ａ シンボル時間遅延器
７１ 振幅算出回路
７２ ピーク検出回路
７３ 窓信号発生回路
７２１ 大小比較回路
７２２ シンボル周期カウンタ
７２３ 第１の記憶回路
７２４ 第２の記憶回路
Ｔｇ ガード期間
Ｔｓ シンボル期間
Ｔｕ 有効シンボル期間
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex という）方式を用いて変調された信号を受信して、データを復調するＯＦＤＭ受信装置に係り、特に復調処理のための時間窓の制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ信号は、シンボル周期毎に互いに直交する多数のキャリアを、伝送データにより変調したものである。同じ伝送レートのシングルキャリア方式の信号と比較すると、シンボル時間が長くなるため、マルチパス干渉に対する耐性が高いという特徴が得られる。また上記の特徴に加えて、ガード期間と呼ばれる冗長な期間を設けることにより、マルチパス干渉に対する耐性を更に高めている。
【０００３】
ここで、キャリア番号をｋ、シンボル番号をｎ、キャリア数をＫ、シンボル期間長をＴｓ、ガード期間長をＴｇ、有効シンボル期間長をＴｕ、センターキャリアのキャリア番号をＫｃとし、シンボル番号ｎ及びキャリア番号ｋに対応する複素信号点ベクトルをｃ（ｎ, ｋ）とすると、ベースバンドのＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）は、次の（１）式のように表される。
【数１】
図１６に１シンボル分のＯＦＤＭ信号の構成を示す。実際には各々のキャリアは複素正弦波であるが、ここでは実軸のみを示している。図の斜線領域で示すように、ガード期間の信号は有効シンボル期間後部の信号と同一であることが特徴である。
【０００５】
図１６のＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）を模式的に表したものが図１７である。図１７において、ＯＦＤＭ信号の１つのシンボル期間はガード期間（・・、Ｇ１、Ｇ２、・・）と有効シンボル期間（・・、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、・・）とからなる。有効シンボル期間のＯＦＤＭ信号は、有効シンボル期間長で直交する周波数関係、即ち有効シンボル期間長の逆数の周波数間隔にある複数のキャリアの位相、振幅、又はその両方に対して、夫々変調を施して合成したものである。
【０００６】
ガード期間のＯＦＤＭ信号は、同一シンボルに属する有効シンボル期間のＯＦＤＭ信号を巡回的に繰り返した信号として生成される。ガード期間によって有効シンボル期間の信号を巡回的に配置することによって、同一シンボル内であれば、ガード期間を含め任意の有効シンボル期間長の信号を切り出しても前述のキャリアの直交性は保たれる。このため、キャリア間の干渉を生じることなくデータを復調することができる。
【０００７】
異なるシンボル期間に跨がって信号を切り出すと、キャリア間の直交性が崩れて干渉を起こすのみならず、シンボル間の干渉を引き起こす。故に、図１７に示す期間Ａから期間Ｂまでが、前述のキャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こさない切り出し期間になる。
【０００８】
また、ＯＦＤＭ方式では、ガード期間を設けることでマルチパスなどの影響を受けにくくしている。マルチパスによる遅延波が重畳された場合の受信処理について、図１８を用いて説明する。図１８において、信号Ｓ（ｔ）に対して信号Ｓ’（ｔ）は、遅延時間差Δｔをもって到来した遅延波のＯＦＤＭ信号を模式的に表わしたものである。実際には、信号Ｓ（ｔ）と信号Ｓ’（ｔ）が加算された信号が受信される。遅延時間差Δｔに相当する期間Ｄ及び期間Ｅは、信号Ｓ（ｔ）と信号Ｓ’（ｔ）の間で異なったシンボルが受信される期間である。この場合、期間Ｆから期間Ｇの間で受信信号を切り出せば、キャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こさないことが判る。
【０００９】
このようにＯＦＤＭ受信装置においては、キャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こさないように、受信されたＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間長の信号を切り出して復調することが重要である。
【００１０】
このような信号処理を行う従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例を図１９に示す。以下にこのＯＦＤＭ受信装置の動作について説明する。図１９において、アンテナ１は無線周波数帯の信号を受信し、チューナ２に与える。チューナ２は、無線周波数帯の信号から所望のチャネルの信号を選択した後、基底周波数帯に周波数変換し、その出力を直交検波回路３に与える。直交検波回路３は、基底周波数帯のＯＦＤＭ信号を直交検波することにより、同相軸（以下、Ｉ（In phase）軸という）の信号と、直交軸（以下、Ｑ（Quadrature phase）軸という）の信号とからなる複素信号に変換する。その変換出力は遅延回路４、相関算出回路５、及び高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）という）回路８に与えられる。
【００１１】
遅延回路４は、直交検波されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延させ、遅延出力を相関算出回路５に与える。相関算出回路５は、直交検波回路３から与えられたＯＦＤＭ信号と、遅延回路４で遅延されＯＦＤＭ信号とを入力し、両ＯＦＤＭ信号の相関を演算する。演算結果は移動積分回路６に供給される。移動積分回路６は、相関回路５から出力された相関量をガード期間に相当する時間だけ積分を行う（１Ｔｇ期間の積分）。その積分結果は時間窓制御回路７に供給される。時間窓制御回路７は、移動積分回路６で積分された相関量が最大となる時刻に同期して窓信号を発生し、この窓信号をＦＦＴ回路８に供給する。
【００１２】
ＦＦＴ回路８は、時間窓制御回路７から供給される窓信号に従って、直交検波回路３から供給されるＯＦＤＭ信号から、有効シンボル期間長の信号を切り出してＦＦＴ処理を施し、周波数領域の信号へ変換する。復調回路９は、ＦＦＴ回路８によって周波数領域に変換されたＯＦＤＭ信号を復調し、その出力を誤り訂正回路１０に供給する。誤り訂正回路１０は、復調結果に対して誤り訂正処理を施すことにより、伝送された情報系列（データ）を復元する。
【００１３】
時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を図２０〜図２２に基づいて説明する。図２０は遅延波が無い場合の時間窓制御回路７の動作を示すタイムチャートである。図２０において、（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は遅延回路４によって有効シンボル期間長だけ遅延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期間に有効シンボル期間の信号が巡回的に複写されているため、（ｃ）の斜線部に示す期間における（ａ）のＯＦＤＭ信号と、（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに相関がある。相関算出回路５でその相関量が求められ、移動積分回路６でガード期間長積分された相関量は（ｄ）のようになる。
【００１４】
時間窓制御回路７は、（ｄ）の積分された相関量が最大になる時刻に同期して、（ｅ）に示すようなＨレベルの窓信号を発生する。ＦＦＴ回路８は、（ｅ）の窓信号に従って信号を切り出してＦＦＴ処理を施す。（ｅ）の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号からシンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出せることが判る。
【００１５】
次に、遅延波が重畳された場合に、時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を図２１に基づいて説明する。図２１において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は時間Δｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）の遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が（ａ）の遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合に、移動積分回路６で積分された相関量は（ｅ）のようになる。即ち（ｅ）に示す相関量は、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号の（ｃ）の相関量と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号の（ｄ）の相関量との合成結果と等しくなる。
【００１６】
時間窓制御回路７は、積分された（ｅ）の相関量が最大になる時刻に同期して（ｆ）に示す窓信号を発生する。（ｆ）の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得ることが判る。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら図２２に示すように、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合、移動積分回路６で得られる積分された相関量は（ｅ）のようになる。時間窓制御回路７は積分された相関量が最大になる時刻に同期して窓信号を発生するので、このときの窓信号は（ｆ）のようになり、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対して、期間Ｈにおいてシンボル間干渉を起こすことが判る。
【００１８】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号とが混在する場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことにより、放送データを安定して復調できるＯＦＤＭ受信装置を実現することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明のＯＦＤＭ受信装置は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式によって変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、デジタルデータを復調するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号の１つのシンボル期間はガード期間と有効シンボル期間とからなり、前記ガード期間の信号は同一シンボルに属する前記有効シンボル期間の信号を巡回的に繰り返したものであるとき、前記ＯＦＤＭ信号を前記有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延する遅延手段と、前記ＯＦＤＭ信号と前記遅延手段の遅延出力との相関量を求める相関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関量を入力し、前記ガード期間の１倍より大きく２倍以下の積分窓を用いて前記相関量の移動積分を行う移動積分手段と、前記移動積分手段の出力レベルが最大となる時刻に基づいて窓信号を発生する時間窓制御手段と、前記時間窓制御手段で発生した窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号を切り出して離散フーリエ変換するフーリエ変換手段と、を具備することを特徴とするものである。
【００２０】
ここで前記移動積分手段の前段あるいは後段に、前記相関量をシンボル間で平滑化するシンボル周期フィルタ手段を具備するようにしてもよい。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ受信装置について、図面を参照しつつ説明する。図１は本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図であり、従来例と同一部分は同一の符号を付けて説明する。チューナ２はアンテナ１により受信された無線周波数帯の信号を受信し、所望のチャネルの信号を選択した後、基底周波数帯の信号に変換するものである。直交検波回路３は、基底周波数帯のＯＦＤＭ信号を直交検波することにより、同相軸（Ｉ軸）の信号と、直交軸（Ｑ軸）の信号とからなる複素信号に変換するものである。この複素信号は遅延回路４、相関算出回路５、及び高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路８に与えられる。
【００２２】
遅延回路４は、直交検波されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延し、遅延出力を相関算出回路５に与えるものである。相関算出回路５は、直交検波回路３から与えられたＯＦＤＭ信号と、遅延回路４で遅延されＯＦＤＭ信号とを入力し、両ＯＦＤＭ信号の相関を演算する相関演算手段である。相関算出回路５の構成例を図２に示す。相関算出回路５は複素共役回路５１と複素乗算回路５２とから構成される。複素共役回路５１は遅延回路４から出力されるＯＦＤＭ信号、即ちＩ軸及びＱ軸成分からなる複素信号（ｘ＋ｊｙ）に対して複素共役をとり、複素信号（ｘ−ｊｙ）を出力するものである。複素乗算回路５２は直交検波回路３から出力される遅延しない複素信号（ｘ0 ＋ｊｙ0 ）と、複素共役回路５１から出力される遅延した複素信号（ｘ−ｊｙ）とを複素乗算し、乗算結果を相関信号として出力する回路である。
【００２３】
相関算出回路５の相関信号はシンボル周期フィルタ６Ａに供給される。シンボル周期フィルタ６Ａは相関信号を入力し、シンボル間で平滑化処理を施すことにより、無相関な部分を減衰させ、相関のある部分のみを抽出する回路である。シンボル周期フィルタ６Ａの構成例を図３に示す。このシンボル周期フィルタ６Ａは第１の係数器６１Ａ、加算器６２Ａ、シンボル時間遅延器６３Ａ、第２の係数器６４Ａにより構成される。シンボル周期フィルタ６Ａの入力のｚ変換をＸin（ｚ）とし、シンボル周期フィルタ６Ａの出力のｚ変換をＸout （ｚ）とし、係数器６１Ａの乗算係数をｋとし、係数器６４Ａの乗算係数を（１−ｋ）とし、シンボルに相当するサンプル数をＮS とすると、加算器６２Ａでは、ｋ・Ｘin（ｚ）＋（１−ｋ）・ｚ-Ns ・Ｘout （ｚ）＝Ｘout （ｚ）が成立する。この場合シンボル周期フィルタ６Ａの伝達周波数Ｈ（ｚ）は、Ｈ（ｚ）＝（１−（１−ｋ）・ｚ-Ns ）で表される。このようにＩＩＲ（Infinit Impulse Response）型のフィルタの構成をとることにより、シンボル周期の信号を平均化処理できる。
【００２４】
シンボル周期フィルタ６Ａで平均化処理された相関信号は時間窓制御回路７に供給される。時間窓制御回路７は、シンボル周期フィルタ６Ａから出力された相関信号が最大となる時刻に基づいて窓信号を発生する回路である。時間窓制御回路７の構成例を図４に示す。この時間窓制御回路７は、振幅算出回路７１、ピーク検出回路７２、窓信号発生回路７３を含んで構成される。またピーク検出回路７２は、大小比較回路７２１、シンボル周期カウンタ７２２、第１の記憶回路７２３、第２の記憶回路７２４を有している。
【００２５】
振幅算出回路７１で相関信号の出力振幅が所定のサンプル周期毎に検出されると、この振幅値は大小比較回路７２１と第１の記憶回路７２３に与えられる。大小比較回路７２１は、前回までのサンプルで入力され、記憶回路７２３に保持された最大振幅値Ｂと、今回のサンプル時に入力された振幅値Ａとを比較し、Ａ＞Ｂの場合には、記憶回路７２３及び記憶回路７２４の夫々が保持している内容を夫々の入力値に更新する信号を出力する。シンボル周期カウンタ７２２は、記憶回路７２３及び記憶回路７２４が夫々保持している内容をクリアする信号をシンボル周期毎に出力すると共に、シンボル周期中のサンプル数で示される時刻を記憶回路７２４に与える。このように構成されたピーク検出回路７２は、シンボル期間中において相関信号が最大となる時刻を窓信号発生回路７３に出力する。窓信号発生回路７３は、ピーク検出回路７２が出力する時刻に基づいてＨレベルとなる窓信号を発生する。この窓信号は図１のＦＦＴ回路８に供給される。
【００２６】
ＦＦＴ回路８は、時間窓制御回路７から供給される窓信号に従って、直交検波回路３から供給されるＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間長の信号を切り出し、ＦＦＴ処理を施して周波数領域の信号へ変換する回路である。復調回路９は、ＦＦＴ回路８によって周波数領域に変換されたＯＦＤＭ信号を復調する回路である。誤り訂正回路１０は、復調回路９の復調結果に対して誤り訂正処理を施すことにより、伝送された情報系列（データ）を復元する回路である。
【００２７】
以上のように構成されたＯＦＤＭ受信装置の動作について、時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を中心に図５〜図７を用いて説明する。図５は遅延波がない場合のタイムチャートである。図５において、（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は遅延回路４によって有効シンボル期間長だけ遅延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期間に有効シンボル期間の信号が巡回的に複写されているため、（ｃ）の斜線部に示す期間において、（ａ）のＯＦＤＭ信号と（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに大きな相関が得られる。相関算出回路５から相関信号が出力されると、シンボル周期フィルタ６Ａは（ｄ）に示すような平均化処理された相関信号を出力する。この場合、相関信号が最大となりえる期間は、遅延されたＯＦＤＭ信号のガード期間と一致する。
【００２８】
図４の窓信号発生回路７３は、ピーク検出回路７２が出力する時刻からガード期間Ｔｇだけ経過した後にＨレベルとなり、有効シンボル期間Ｔｕだけ経過した後にＬレベルとなる窓信号を発生する。ピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、前述のように遅延されたＯＦＤＭ信号のガード期間（図中のｔ0 からｔ1 ）と一致するので、窓信号は図５（ｅ）から（ｇ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号に対してシンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｆ）に示すように発生されることが望ましい。
【００２９】
図６は遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合のタイムチャートである。図６において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、シンボル周期フィルタ６Ａから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って実際に出力される相関信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すような階段状の信号となる。図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図６中のｔ2 からｔ3 となるので、窓信号は図６の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００３０】
図７は遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合のタイムチャートである。図７において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、シンボル周期フィルタ６Ａから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが大きくなる。従って実際に出力される相関信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すような階段状の信号となる。図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図７中のｔ4 からｔ5 となるので、窓信号は図７の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００３１】
以上のような方法で窓信号を生成すると、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が存在し、その受信電力が遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号の受信電力より大きい場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことができる。
【００３２】
（実施の形態２）
次に本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信装置について、図面を参照しつつ説明する。図８は本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１と同一部分は同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。このＯＦＤＭ受信装置も実施の形態１と同様に、チューナ２、直交検波回路３、遅延回路４、相関算出回路５、時間窓制御回路７、ＦＦＴ回路８、復調回路９、誤り訂正回路１０を有している。本実施の形態では図７のシンボル周期フィルタ６Ａに代えて、移動積分回路６Ｂが設けられている。移動積分回路６Ｂは相関算出回路５の相関信号を入力し、ガード期間の２倍の積分窓を用いて移動積分を行う回路である。以下、前記の２倍の積分窓を用いて移動積分を行うことを、２Ｔｇ期間の移動積分と呼ぶ。
【００３３】
移動積分回路６Ｂの構成例を図９に示す。この移動積分回路６Ｂは、シフトレジスタ６１Ｂと総和算出回路６２Ｂとからなる回路である。シフトレジスタ６１Ｂは複数の１サンプル遅延器（Ｚ-1）の従属接続体からなり、夫々のタップ出力を有する回路である。総和算出回路６２Ｂは、複数の加算器の従属接続体からなる回路であり、入力信号と夫々遅延器の出力とを累積加算して加算結果を出力する機能を有する。ガード期間のサンプル数をＮG とすると、移動積分回路６Ｂのタップ数は２ＮG であり、全てのタップ係数が１のＦＩＲ（Finite Impulse Response ）型のフィルタと見なすことができる。
【００３４】
以上のように構成されたＯＦＤＭ受信装置の動作について、時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を中心に、図１０〜図１４を用いて説明する。図１０は遅延波がない場合のタイムチャートである。図１０において、（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は遅延回路４によって有効シンボル期間長だけ遅延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期間に有効シンボル期間の信号が巡回的に複写されているため、（ｃ）の斜線部に示す期間において、（ａ）のＯＦＤＭ信号と（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに大きな相関が得られる。相関算出回路５から相関信号が与えられると、移動積分回路６Ｂは、サンプリング開始時刻を１サンプル遅延器（Ｚ-1）の遅延時間だけずらしながら、相関信号を２Ｔｇ期間だけ入力し、サンプル値を図９の総和算出回路６２Ｂを用いて加算する。こうすると（ｄ）に示すような台形状に変化する積分信号が得られる。積分信号が最大となり得る期間はｔ6 〜ｔ7 となり、受信されたＯＦＤＭ信号のガード期間と一致する。
【００３５】
図４の窓信号発生回路７３は、ピーク検出回路７２が出力する時刻にＨレベルとなり、有効シンボル期間Ｔｕだけ経過した後にＬレベルとなる窓信号を発生する。ピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、前述のように受信されたＯＦＤＭ信号のガード期間（図１０中のｔ6 からｔ7 ）と一致するので、窓信号は図１０の（ｅ）から（ｇ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号に対してシンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｆ）に示すように台形状の積分信号、即ち（ｄ）のフラットな部分の中央から発生されることが望ましい。
【００３６】
次に、マルチパス環境下でのシンボル切り出しタイミングについて説明する。図１１は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＜Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合のタイムチャートである。図１１において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分を有する信号となる。
【００３７】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図１１中のｔ8 からｔ9 となるので、窓信号は図１１の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００３８】
図１２は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＜Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合のタイムチャートである。図１２において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが大きくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分を有する信号となる。
【００３９】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図１２中のｔ10からｔ11となるので、窓信号は図１２の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００４０】
図１３は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＞Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合のタイムチャートである。図１３において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分がない信号となる。
【００４１】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻は、図１３中のｔ12となるので、窓信号は図１３の（ｆ）のタイミングで発生されることになる。この窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しては、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。しかし遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しては、図１３中の期間Ｉにおいてシンボル間干渉を引き起こす。しかしながらこの場合、（ｂ）のＯＦＤＭ信号の受信電力の方が小さいことと、干渉を起こす時間が最小限に抑えられていることから、シンボル間干渉の量は最小限に抑えられていることが判る。
【００４２】
図１４は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＞Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合のタイムチャートである。図１４において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが大きくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分がない信号となる。
【００４３】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻は、図１４中のｔ13となるので、窓信号は図１４の（ｆ）のタイミングで発生されることになる。この窓信号は、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しては、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。しかし遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しては、図１４中の期間Ｊにおいてシンボル間干渉を引き起こす。しかしながらこの場合も、（ａ）のＯＦＤＭ信号の受信電力の方が小さいことと、干渉を起こす時間が最小限に抑えられていることから、シンボル間干渉の量は最小限に抑えられていることが判る。
【００４４】
以上のような方法で窓信号を生成すると、実施の形態１と同様に、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が存在し、その受信電力が遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号の受信電力よりも大きい場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことができる。更に、遅延時間がガード期間長Ｔｇを越えるような場合にも、シンボル間干渉の量を最小限に抑えるような切り出しが可能となる。
【００４５】
またここでは、移動積分回路６Ｂは２Ｔｇ期間の移動積分を行うものとして説明したが、移動積分の期間は１Ｔｇより大きく、２Ｔｇ未満でもよい。但しこの場合は、シンボル間干渉を起こさずに有効シンホル期間長の信号を切り出し得る遅延波の遅延時間の範囲が狭まることになる。
【００４６】
また実施の形態１及び２では、相関算出回路５の出力部にシンボル周期フィルタ又は移動積分回路を設けたが、図１５に示すように、シンボル周期フィルタ６Ａと移動積分回路６Ｂとの２つを同時に設けてもよい。またこれらの回路は信号処理が線形な演算なので、接続順序を入れ替えても良い。
【００４７】
【発明の効果】
以上のような本発明によれば、地上波デジタル放送において、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号とが混在する場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことにより、放送データを安定して復調できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の各実施の形態において、夫々のＯＦＤＭ受信装置に用いられる相関算出回路の構成図である。
【図３】実施の形態１において、ＯＦＤＭ受信装置に用いられるシンボル周期フィルタの構成図である。
【図４】本発明の各実施の形態において、夫々のＯＦＤＭ受信装置に用いられる時間窓制御回路の構成図である。
【図５】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図６】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図７】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図８】本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】実施の形態２において、ＯＦＤＭ受信装置に用いられる移動積分回路の構成図である。
【図１０】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１１】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１２】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１３】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波の遅延時間が長く、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１４】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波の遅延時間が長く、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１５】本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信装置の他の構成例を示すブロック図である。
【図１６】シンボル期間におけるＯＦＤＭ信号の詳細を示す波形図である。
【図１７】ＯＦＤＭ信号におけるシンボル期間の構成を示す模式図である。
【図１８】遅延波が存在する場合のＯＦＤＭ信号の切出期間を示す説明図である。
【図１９】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２０】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図２１】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図２２】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
１ アンテナ
２ チューナ
３ 直交検波回路
４ 遅延回路
５ 相関算出回路
６ 移動積分回路
６Ａ シンボル周期フィルタ
７ 時間窓制御回路
８ ＦＦＴ回路
９ 復調回路
１０ 誤り訂正回路
５１ 複素共役回路
５２ 複素乗算回路
６１Ａ，６４Ａ 係数器
６１Ｂ シフトレジスタ
６２Ｂ 総和算出回路
６２Ａ 加算器
６３Ａ シンボル時間遅延器
７１ 振幅算出回路
７２ ピーク検出回路
７３ 窓信号発生回路
７２１ 大小比較回路
７２２ シンボル周期カウンタ
７２３ 第１の記憶回路
７２４ 第２の記憶回路
Ｔｇ ガード期間
Ｔｓ シンボル期間
Ｔｕ 有効シンボル期間
Claims (2)
- 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式によって変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、デジタルデータを復調するＯＦＤＭ受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号の１つのシンボル期間はガード期間と有効シンボル期間とからなり、前記ガード期間の信号は同一シンボルに属する前記有効シンボル期間の信号を巡回的に繰り返したものであるとき、
前記ＯＦＤＭ信号を前記有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延する遅延手段と、
前記ＯＦＤＭ信号と前記遅延手段の遅延出力との相関量を求める相関演算手段と、
前記相関演算手段で得られた相関量を入力し、前記ガード期間の１倍より大きく２倍以下の積分窓を用いて前記相関量の移動積分を行う移動積分手段と、
前記移動積分手段の出力レベルが最大となる時刻に基づいて窓信号を発生する時間窓制御手段と、
前記時間窓制御手段で発生した窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号を切り出して離散フーリエ変換するフーリエ変換手段と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 前記移動積分手段の前段あるいは後段に、前記相関量をシンボル間で平滑化するシンボル周期フィルタ手段を具備することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
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