JP2005286636A - デジタル放送受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 伝送路の状況の変化によらず安定した等化精度を維持し、良好な受信性能を実現するデジタル放送受信装置を提供する。
【解決手段】 等化回路２１４ａは、図示しないＦＦＴ回路からのパイロット信号をパイロット信号抽出回路６００にて抽出する。ドップラー周波数推定回路６０２は、異なるシンボルの同一サブキャリア周波数の２つのパイロット信号の相関値からドップラー周波数を推定する。フィルタ係数ＲＯＭ６０６ａは、モード・ガードインターバルとドップラー周波数の大小との組合せに対応するフィルタ係数を記憶データとして保持する。補間フィルタ選択回路６０４は、ドップラー周波数の推定値およびモード・ガードインターバル情報に基づいてフィルタ係数ＲＯＭ６０６ａから最適なフィルタ係数を選択する。伝送路推定回路６０８は、選択された補間フィルタにパイロット信号を投入して伝送路推定を行なう。
【選択図】 図５

Description

この発明は、デジタル放送受信装置に関し、より特定的には、地上波デジタル放送の復調において直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式の受信信号のマルチパスによる歪みを補償する等化回路に関する。

近年、移動体端末向けのデジタル音声放送や、地上系のデジタルテレビ放送において、ＯＦＤＭ伝送方式が注目されている。

このＯＦＤＭ伝送方式は、伝送するデジタルデータで互いに直交する多数の副搬送波（以下、サブキャリアとも称する）を変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。ＯＦＤＭ伝送方式は、使用するサブキャリアの数が数百〜数千と多くなると、各々の変調波のシンボル周期が極めて長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという特徴を有している。

図１４は、ＯＦＤＭ変調信号を説明するための波形図である。

図１４を参照して、ＯＦＤＭ伝送方式では、伝送データを数百〜数千のサブキャリアに分散して変調することから、各サブキャリアの変調シンボルレートは極めて低くなり、１シンボル期間は極めて長くなる。

さらに、有効シンボル期間の前にガード期間（以下、ガードインターバルとも称する）を設定することにより、マルチパスによる歪みの影響を効果的に除去することができる。

図１４に示すように、ガードインターバルＧ２は有効シンボル期間（Ｓ２＋Ｇ２’）の後半の部分Ｇ２’を巡回的に複写して形成する。マルチパス干渉の遅延時間がガード期間内であれば、復調時に有効シンボル期間の信号のみを復調することで、遅延した隣接シンボルによる符号間干渉を防ぐことができる。

なお、日本方式地上デジタルＴＶ放送の場合、有効シンボル期間長は３種類ある。有効シンボル期間長をサブキャリア数で表わすと、モード１が２０４８であり、モード２が４０９６であり、モード３が８１９２である。

また、１つの有効シンボル期間に施される高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）の周波数帯域は、いずれのモードにおいても、たとえば８．１９２ＭＨｚに設定されている。この周波数帯域は、基本サブキャリア周波数にサブキャリア数を乗じたものであることから、各モードの基本サブキャリア周波数は、モード１、モード２、モード３でそれぞれ、４ｋＨｚ、２ｋＨｚ、１ｋＨｚとなる。したがって、モード１、モード２、モード３の各有効シンボル期間長はそれぞれ、２５０μｓ、５００μｓ、１ｍｓとなる。

また、ガード期間長に関しては４種類ある。ガード期間長のことを以降ガードインターバル長と称すると、ガードインターバル長は有効シンボル期間長の１／４、１／８、１／１６、１／３２の４種類である。

各サブキャリアの変調方式にＱＡＭ変調方式を用いるＯＦＤＭ伝送方式では、マルチパスによる歪みが発生すると、サブキャリアごとに、その振幅および位相が送信側の振幅および位相と異なるものとなる。このため、受信装置では、これらが等しくなるように、マルチパスによる歪みの影響を受けた信号を等化（補償する）必要がある。ＯＦＤＭ伝送方式では、受信側でＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を行なって復調を行なうため、伝送信号中にパイロット信号を散在させておき、このパイロット信号の振幅および位相を受信側において監視することで、伝送路特性を推定し、この推定した伝送路特性に基づいて受信信号を等化することとしている。

図１５は、地上波デジタルテレビ放送において提案されているパイロット信号の挿入パターンの一例を示す図である。

図１５を参照して、１つのＯＦＤＭシンボルの周波数方向には、１２本の搬送波に対して１本の割合で、パイロット用の搬送波信号が挿入される。さらに、時間方向には、ＯＦＤＭシンボルごとに、パイロット用の搬送波信号の挿入位置が３搬送波ずつシフトされるように配されている。なお、このような配置のパイロット信号は、スキャッタードパイロット信号とも呼ばれ、以下において、符号ＳＰを用いて表わす。

図１６は、たとえば特許文献１に記載される従来のデジタル放送受信装置の構成を示すブロック図である。なお、本図は、デジタル放送受信装置の全体構成のうちのＯＦＤＭ受信信号の等化に関する部位を抽出して示したものである。

図１６を参照して、アンテナ８００を介して受信されたＯＦＤＭ信号は、チューナ８０２にて中間周波信号（ＩＦ信号）に変換され、乗算器８０４，８０６に出力される。乗算器８０４，８０６には、さらに、搬送波生成回路８０８で生成された、位相が９０度異なる搬送波がそれぞれ供給されている。この搬送波は、乗算器８０４，８０６の出力から、ＦＦＴウィンドウ回路８１２がガードインターバルの相関を利用して検出した位相誤差に対応して生成されたものである。

乗算器８０４，８０６は、チューナ８０２からのＯＦＤＭ信号の中間周波信号と、搬送波生成回路８０８からの搬送波とをそれぞれ乗算する。乗算結果は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号として、ＦＦＴ回路８１０に与えられる。ＦＦＴ回路８１０は、入力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理してＯＦＤＭ信号を復調する。

パイロット信号抽出回路９００は、ＦＦＴ回路８１０の出力からパイロット信号を抽出し、補間フィルタ９０２に出力する。補間フィルタ９０２は、抽出したパイロット信号を補間処理することで、各搬送波の振幅と位相成分とを、その搬送波の伝送路特性として推定する。推定された伝送路特性は、除算回路９０４に与えられる。

除算回路９０４は、ＦＦＴ回路８１０より入力された復調信号を補間フィルタ９０２から伝送路特性として供給された振幅と位相とで除算し、伝送路特性に対する歪み成分を除去する。例えば、ＦＦＴ回路８１０より入力される搬送波の振幅が、本来の振幅の１／２である場合、補間フィルタ９０２より振幅情報として、１／２が供給される。そこで、除算回路９０４で、ＦＦＴ回路８１０から入力された信号の振幅を補間フィルタの振幅情報で除算すれば、元の１（＝（１／２）／（１／２））の振幅の信号を得ることができる。位相についても同様に、複素演算を行なうことで、元の位相の信号を得ることができる。

デマッピング回路８１８は、除算回路９０４から出力された信号の信号点をデマッピングする。ＴＰＳ検出回路８１６は、ＦＦＴ回路８１０より出力される信号に含まれる伝送制御信号（ＴＰＳ：Transfer Parameter Signal）を検出し、その伝送制御信号からＯＦＤＭ信号の変調方式に関する情報を検出し、その検出結果をデマッピング回路８１８に出力する。デマッピング回路８１８は、ＴＰＳ検出回路８１６からの変調方式情報に対応してデマッピング処理を行ない、処理結果を出力する。

ここで、先述のように、ガードインターバル長は、有効シンボル期間長に対する割合として、１／４，１／８，１／１６および１／３２の４種類が定義されている。このため、補間フィルタ９０２は、いずれの長さのガードインターバルの信号が受信されても等化処理を行なうことができるように、補間フィルタ９０２の帯域幅をガードインターバルが最も長い１／４の場合に固定されていた。

しかしながら、補間フィルタ９０２は、ガードインターバル長が１／４よりも短いＯＦＤＭ信号を受信したときには、本来必要とされない信号成分の帯域をも処理することになり、その信号に付随してノイズ成分が多くなり、正確な伝送路推定処理を行なうことができないといった問題があった。

そこで、特許文献１に記載の受信装置においては、図１６に示すように、ＦＦＴウィンドウ回路８１２がガードインターバル長を検出し、その検出信号を制御回路８２０に出力するとともに、制御回路８２０がその検出信号に応じて補間フィルタ９０２の帯域幅を制御するように構成される。

このような構成とすることにより、補間フィルタ９０２は、帯域幅を受信信号のガードインターバル長に合わせることで、必要最小限のパイロット信号だけを処理することとなり、不要な帯域のノイズ成分による影響を低減することができる。
特開平１１−２３９１１５号公報

ここで、従来のデジタル放送受信装置においてＯＦＤＭ信号を移動受信する場合を考える。この場合、受信信号には、装置本体の移動速度によって時間方向の変動量に大小が生じることになる。すなわち、時間方向の変動は、高速移動のときには激しく、低速移動のときには緩やかとなる。

このため、等化回路における伝送路推定において、補間フィルタを高速移動時に適したものとすれば、低速移動時において最適な推定結果が得られない。一方、低速移動時に適した補間フィルタでは、高速移動時に最適な推定結果を得ることができないといった不具合が生じてしまう。

これに対しては、高速移動時と低速移動時との両方に対応可能な補間フィルタを構成することが必要とされる。しかしながら、図１６に示すような従来のデジタル放送受信装置では、補間フィルタは移動受信することを考慮した構成とはなっていない。

それゆえ、この発明の目的は、等化回路における補間フィルタを伝送路の状況の変化に適応させることによって、良好な受信性能を安定して実現するデジタル放送受信装置を提供することである。

この発明のある局面によれば、有効シンボル期間長とガードインターバル長との組合せによって特定される直交周波数多重分割伝送方式の受信信号を受信することができるデジタル放送受信装置であって、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、受信信号の有効シンボル期間長およびガードインターバル長とを判定するモード／ガードインターバル判定手段と、同相軸信号および直交軸信号を時間領域から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、周波数領域の信号を推定した伝送路特性に基づいて等化する等化手段とを備える。等化手段は、周波数領域の信号から既知のパイロット信号を抽出する抽出手段と、パイロット信号から伝送路特性を補間するための補間フィルタ手段を用いて、伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、推定した伝送路特性で周波数領域の信号を除算する除算手段とを含む。伝送路特性推定手段は、抽出したパイロット信号から伝送路のドップラー周波数を推定するドップラー周波数推定手段と、ドップラー周波数の推定結果と、有効シンボル期間長およびガードインターバル長の判定結果とに基づいて、補間フィルタ手段の所定数のタップ出力に対応するフィルタ係数を選択する補間フィルタ選択手段とを含む。

好ましくは、伝送路推定手段は、複数の有効シンボル期間長および複数のガードインターバル長と、ドップラー周波数の大小との組合せによって特定される複数組のフィルタ係数を記憶し、補間フィルタ選択手段の指示に応じて、複数組のフィルタ係数から１組を選択して出力する記憶手段をさらに含む。

この発明の別の局面によれば、有効シンボル期間長とガードインターバル長との組合せによって特定される直交周波数多重分割伝送方式の受信信号を受信することができるデジタル放送受信装置であって、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、受信信号の有効シンボル期間長およびガードインターバル長とを判定するモード／ガードインターバル判定手段と、同相軸信号および直交軸信号を時間領域から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、周波数領域の信号を推定した伝送路特性に基づいて等化する等化手段とを備える。等化手段は、周波数領域の信号から既知のパイロット信号を抽出する抽出手段と、パイロット信号から伝送路特性を補間するための補間フィルタ手段を用いて、伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、推定した伝送路特性で周波数領域の信号を除算する除算手段とを含む。伝送路特性推定手段は、抽出したパイロット信号から伝送路の遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、遅延時間の推定結果と、有効シンボル期間長およびガードインターバル長の判定結果とに基づいて、補間フィルタ手段の所定数のタップ出力に対応するフィルタ係数を選択する補間フィルタ選択手段とを含む。

好ましくは、伝送路推定手段は、複数の有効シンボル期間長および複数のガードインターバル長と、遅延時間の大小との組合せによって特定される複数組のフィルタ係数を記憶データとして保持し、補間フィルタ選択手段の指示に応じて、複数組のフィルタ係数から１組を選択して出力する記憶手段をさらに含む。

この発明の別の局面によれば、有効シンボル期間長とガードインターバル長との組合せによって特定される直交周波数多重分割伝送方式の受信信号を受信することができるデジタル放送受信装置であって、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、受信信号の有効シンボル期間長およびガードインターバル長とを判定するモード／ガードインターバル判定手段と、同相軸信号および直交軸信号を時間領域から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、周波数領域の信号を推定した伝送路特性に基づいて等化する等化手段とを備える。等化手段は、周波数領域の信号から既知のパイロット信号を抽出する抽出手段と、パイロット信号から伝送路特性を補間するための補間フィルタ手段を用いて、伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、推定した伝送路特性で周波数領域の信号を除算する除算手段とを含む。伝送路特性推定手段は、抽出したパイロット信号から伝送路のドップラー周波数を推定するドップラー周波数推定手段と、抽出したパイロット信号から伝送路の遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、ドップラー周波数および遅延時間の推定結果と、有効シンボル期間長およびガードインターバル長の判定結果とに基づいて、補間フィルタ手段の所定数のタップ出力に対応するフィルタ係数を選択する補間フィルタ選択手段とを含む。

好ましくは、伝送路推定手段は、複数の有効シンボル期間長および複数のガードインターバル長と、ドップラー周波数の大小と、遅延時間の大小との組合せによって特定される複数組のフィルタ係数を記憶データとして保持し、補間フィルタ選択手段の指示に応じて、複数組のフィルタ係数から１組を選択して出力する記憶手段をさらに含む。

好ましくは、ドップラー周波数推定手段は、第１のシンボルに含まれる複数個の第１のパイロット信号と、第２のシンボルに含まれ、複数個のパイロット信号とそれぞれサブキャリア周波数が一致する複数個の第２のパイロット信号との相関値をそれぞれ算出する手段と、算出した複数個の相関値を加算する加算手段と、相関値の加算結果が所定の閾値を超えるか否かによって、ドップラー周波数の大小を判定する判定手段とを含む。

好ましくは、遅延時間推定手段は、所定のシンボルに含まれる複数個の第１のパイロット信号と、所定のシンボルに含まれ、各々が前記複数個の第１のパイロット信号のそれぞれとデータ信号を隔てて隣り合う複数個の第２のパイロット信号との相関値をそれぞれ算出する手段と、算出した複数個の相関値を加算する加算手段と、相関値の加算結果が所定の閾値を超えるか否かによって、遅延時間の大小を判定する判定手段とを含む。

好ましくは、遅延時間推定手段は、抽出したパイロット信号を時間領域から周波数領域の信号に変換する第２のフーリエ変換手段と、第２のフーリエ変換手段の出力信号を複数のシンボルに渡って平均化する平均化手段と、平均化手段の出力信号のうちレベルが最大となる出力信号の遅延時間が所定の閾値を超えるか否かによって、遅延時間の大小を判定する判定手段とを含む。

好ましくは、モード／ガードインターバル判定手段は、直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて複数の有効シンボル期間長のいずれかに相当する期間の遅延を行なう遅延手段と、同相軸信号および直交軸信号と遅延後の同相軸信号および直交軸信号との相関を検出する相関検出手段と、相関検出手段の出力を受け、複数のガードインターバル長のいずれかに相当する期間の移動平均処理を出力する移動平均手段と、移動平均手段の出力の絶対値和を出力する絶対値加算手段と、絶対値加算手段の出力値の最大ピーク値を検出するピーク値検出手段と、ピーク値検出手段の出力に応じて、遅延手段の遅延量と移動平均手段の移動平均処理を行なう期間を指定するための設定が、受信信号の有効シンボル期間長およびガードインターバル長に一致するか否かを判定し、判定の結果に応じて設定を更新する判定手段とを含む。

この発明のある局面によれば、伝送路推定における補間フィルタのフィルタ係数をドップラー周波数に応じて選択可能な構成とすることにより、移動受信時においても高精度の等化特性を保持でき、安定した受信品質を得ることができる。

この発明の別の局面によれば、伝送路推定における補間フィルタのフィルタ係数を遅延時間に応じて選択可能な構成とすることにより、移動受信時においても高精度な等化特性を保持でき、安定した受信品質を得ることができる。

この発明の別の局面によれば、伝送路推定における補間フィルタのフィルタ係数をドップラー周波数および遅延時間に応じて選択可能な構成とすることにより、伝送路推定精度をさらに改善し、一層の受信品質の安定化を図ることができる。

以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１に従うデジタル放送受信装置の全体構成を示す概略ブロック図である。

図１を参照して、デジタル放送受信装置１０００は、アンテナ（図示せず）より受信されたＲＦ信号は、チューナ１００により選局され、ＯＦＤＭ復調部１０２にそれぞれ与えられる。

ＯＦＤＭ復調部１０２からの復調信号は、トランスポートストリームデコーダ（以下、ＴＳデコーダとも称する）１０４に与えられ、ＭＰＥＧデコード部１１０に与えられる。すなわち、ＴＳデコーダ１０４では、トランスポートストリームデータから映像や音声などのデータストリームの抽出が行なわれる。

ＭＰＥＧデコード部１１０は、ＴＳデコーダ１０４から与えられたデータストリームを受けて、ランダムアクセスメモリ（以下、ＲＡＭとも称する）１１２をデータを一時蓄積するバッファとして用いることで、映像信号および音声信号へと変換する。

デジタル放送受信装置１０００は、さらに、データバスＢＳ１を介して、ＴＳデコーダ１０４からの信号を受けて格納するための内蔵蓄積デバイス１４８と、データバスＢＳ１を介して、内蔵蓄積デバイス１４８に蓄積されたデータに対して、所定の処理を行なって出力するための演算処理部１４４と、演算処理部１４４の演算処理におけるプログラムを記録するためのＲＯＭ１４０と、演算処理部１４４の動作のためのメモリ領域を提供するＲＡＭ１４２と、データバスＢＳ１と外部との間でデータ入出力を行なうための高速デジタルインターフェイス１４６とを備える。

演算処理部１４４が外部からの指示に従って内蔵蓄積デバイス１４８中に蓄積されたデータに対して所定の処理を行なうと、処理後のデータは、オンスクリーンディスプレイ（On Screen Display）処理部１３０から合成器１６０．２に与えられる。

合成器１６０．２は、ＭＰＥＧデコード部１１０からの出力と、オンスクリーンディスプレイ処理部１３０からの出力とを合成した後、映像出力端子１６４に与える。映像出力端子１６４からの出力は、表示部１００４に与えられる。

デジタル放送受信装置１０００は、さらに、内蔵蓄積デバイス１４８に蓄積されたデータに基づいて、演算処理部１４４が処理した結果のデータ等を受けて、表示部１００４において出力される映像に対する効果音などを生成して、合成器１６０．１に与えるための付加音生成器１２０と、内蔵蓄積デバイス１４８に蓄積されたデータ等に基づいて演算処理部１４４が処理したデータを受けて、音声信号を生成し、合成器１６０．１に与えるＰＣＭデコーダ１２２を備える。

合成器１６０．１は、ＭＰＥＧデコード部１１０からの出力と、付加音生成器１２０およびＰＣＭデコーダ１２２からの出力とを受けて、合成結果を音声出力端子１６２に与える。音声出力端子１６２に与えられた音声信号は、音声出力部１００２から音声信号として出力される。

なお、デジタル放送受信装置１０００は、必要に応じて、外部との間でデータ授受を行なうためのモデム１５０や、ＩＣカードからの情報を受取るためのＩＣカードインターフェイス１５２を備える構成としてもよい。

高速デジタルインターフェイス１４６を介して、たとえば、ホームサーバ用のＨＤＤ装置などの外部蓄積デバイス１８０や、外部入力機器１８２であるリモコン（あるいはキーボード等）とデータバスＢＳ１とが接続されている。

また、デジタル放送受信装置１０００は、映像出力を受けてディスプレイに表示する表示部１００４や音声出力信号を受けて音声を出力するスピーカ等の音声出力部１００２と一体化された構成で合ってもよい。

図２は、図１におけるＯＦＤＭ復調部１０２の構成を示すブロック図である。

図２を参照して、ＯＦＤＭ復調部１０２は、チューナ１００の出力をアナログ／デジタル変換するＡ／Ｄ変換器２０１と、ベースバンド信号を同相軸信号（Ｉ信号）と直交軸信号（Ｑ信号）に分離するＩ／Ｑ分離部２０２と、送信キャリア周波数と受信キャリア周波数のキャリア間隔の２分の１以下の誤差を補正する第１キャリア同期部２０４とを含む。

ＯＦＤＭ復調部１０２は、さらに、Ｉ信号、Ｑ信号を受けて所定期間遅延させ相関をとることによりガードインターバルを検出し、各ブロックへクロックや制御信号を出力するガードインターバル相関回路２０６を含む。

ガードインターバル相関回路２０６は、第１キャリア同期部２０４の出力を受けて遅延させ、遅延前後の信号の相関を見ることによりモード／ガードインターバルを判定するモード／ガードインターバル判定回路３００と、モード／ガードインターバル判定回路３００の出力を受けてシンボル同期パルスを発生するシンボル同期部３０２と、シンボル同期部３０２の出力を受けて同期クロックを出力するクロック同期部３０４とを含む。

ＯＦＤＭ復調部１０２は、さらに、ガードインターバル相関回路２０６の出力する制御信号に応じたポイント数にて高速フーリエ変換を行なうＦＦＴ回路２１０と、送信キャリア周波数と受信キャリア周波数とのキャリア間隔単位の誤差を補正する第２キャリア同期部２１２と、伝送路において受けた信号の歪みを補正する等化回路２１４ａとを含む。

ＯＦＤＭ復調部１０２は、さらに、送信側で施された周波数方向のインターリーブを解除する周波数デインターリーブ回路２１６と、送信側で施された時間方向のインターリーブを解除する時間デインターリーブ回路２１８と、送信側で変調方式に応じて配置されたデータを複合するデマッピング回路２２０と、送信側で施されたビット単位のインターリーブを解除するビットデインターリーブ回路２２２とを含む。

ＯＦＤＭ復調部１０２は、さらに、送信側で畳み込み符号化されたデータを複合するビタビ復号回路２２４と、送信側で施されたバイト単位のインターリーブを解除するバイトデインターリーブ回路２２６と、トランスポートストリーム形式に適合するようにデータの再構成を行なうＴＳ再生回路２２８と、送信側でリードソロモン符号化されたデータを復号するＲＳ復号回路２３０とを含む。

ＲＳ復号回路２３０は、図１に示すＴＳデコーダ１０４に対してリードソロモン復号された結果を出力する。

図３は、図２におけるガードインターバル相関回路２０６の構成を示すブロック図である。

図３を参照して、ガードインターバル相関回路２０６は、Ｉ信号およびＱ信号を受けてモードおよびガードインターバルの判定を行なうモード／ガードインターバル判定回路３００と、モード／ガードインターバル判定回路３００の出力を受けてシンボル期間を検出しシンボルパルスを出力するシンボル同期部３０２と、モード／ガードインターバル判定回路３００およびシンボル同期部３０２の出力を受けてクロック同期処理を行なうクロック同期部３０４とを含む。

モード／ガードインターバル判定回路３００は、Ｉ信号およびＱ信号を受けてガードインターバルの相関を検出するガードインターバル相関検出部４００と、ガードインターバル相関検出部４００の出力に応じて現在の設定が受信信号のモードおよびガードインターバルと一致しているかを判定し、回路のモードおよびガードインターバルの設定を行なうモード／ガードインターバル判定／設定部５００とを含む。

ガードインターバル相関検出部４００は、有効シンボル期間だけ信号遅延を行なう遅延メモリ４０２と、複素乗算演算により遅延前後の信号の相関をとる相関器４０４と、ガード期間幅の平均値を連続して出力する移動平均回路４０６と、移動平均回路４０６の出力を正の値に変換して加算する絶対値加算回路４０８とを含む。

モード／ガードインターバル判定／設定部５００は、絶対値加算回路４０８からの出力を受けて三角波のピーク値を検出する三角波ピーク値検出回路５０２と、複数のモード・ガードインターバルの組合せにそれぞれ対応する複数のピーク値を比較して最大ピーク値を検出するピーク値比較回路５０４と、最大ピーク値を示すモード・ガードインターバルの組合せを選出することによりモード・ガードインターバルの設定を行なうモード／ガードインターバル設定回路５０６とを含む。

ここで、本実施の形態に係るＯＦＤＭ信号のモードおよびガードインターバルの判定方法について説明する。

図４は、図３のガードインターバル相関回路２０６の動作を説明するための動作波形図である。

図４を参照して、Ａ／Ｄ変換器２０１から与えられる信号ＡＤＯは、各有効シンボル期間Ｓ１，Ｓ２，・・・の先頭に、各々ガードインターバルＧ１，Ｇ２，・・・が付加されている。ガードインターバルＧ１，Ｇ２，・・・は、図１４で示したように、有効シンボル期間Ｓ１，Ｓ２，・・・の最後尾のＧ１’，Ｇ２’，・・・をそれぞれ複写したものである。

したがって、遅延メモリ４０２によって有効シンボル期間遅延させると、遅延メモリ出力ＭＯに示すように、遅延後の信号のガードインターバルＧ１，Ｇ２，・・・の出力タイミングと遅延前の有効シンボル機関の部分Ｇ１’，Ｇ２’，・・・とがそれぞれ一致する。ＧｎとＧｎ’（ｎは自然数）とは複写関係にあるので、この期間における信号の相関は高くなる。一方、他の期間においては、ＯＦＤＭ信号は、ノイズ性の信号であるので相関は低くなる。

このため、図４に示すように、移動平均出力のＩ信号およびＱ信号である信号Ｉａｖ，Ｑａｖと絶対値加算回路の出力信号である信号Ｏａｂｓとは、ガードインターバルＧ１，Ｇ２，・・・の開始タイミングから次第に変化し、有効シンボル期間終了のタイミングでピーク値をとる。

移動平均出力Ｉａｖ，Ｑａｖは、第１キャリア同期部２０４へ供給される。また、絶対値加算出力Ｏａｂｓは、シンボル同期部３０２および三角波ピーク値検出回路５０２にそれぞれ供給される。

絶対値加算出力Ｏａｂｓは、三角波ピーク値検出回路５０２において、対応するモード・ガードインターバルの組合せごとにピーク値が検出され、後続のピーク値比較回路５０４において、ピーク値の最大値が比較される。

最大ピーク値は、遅延メモリ４０２に設定される有効シンボル期間長の遅延量と受信信号の有効シンボル期間長が一致し、すなわち、回路設定のモードと受信信号のモードとが一致し、かつ移動平均回路４０６に設定されるガードインターバルと受信信号のガードインターバルとが一致したときに現われる出力である。回路設定と受信信号との間でモード・ガードインターバルのいずれか一方でも異なっていれば、絶対値加算出力Ｏａｂｓはほとんどピークを持たない。したがって、ピーク値比較回路５０４において最大ピーク値を検出すれば、受信信号のモード・ガードインターバルを判定することができる。モード／ガードインターバル設定回路５０６は、複数のモード・ガードインターバルの組合せの中からピーク値が最大となるモード・ガードインターバルを選出し、受信回路のモード・ガードインターバルを確定する。

次に、ＯＦＤＭ信号に生じた伝送路歪みの等化方法について説明する。

図５は、図２における等化回路２１４ａの構成を示すブロック図である。

図５を参照して、等化回路２１４ａは、図示しないＦＦＴ回路２１０の出力からパイロット信号ＳＰを抽出するパイロット信号抽出回路６００と、パイロット信号ＳＰから、伝送路特性の時間的変化の速度であるドップラー周波数を推定するドップラー周波数推定回路６０２と、ドップラー周波数の大小それぞれに対応するフィルタ係数を記憶データとして保持するフィルタ係数ＲＯＭ６０６ａと、ドップラー周波数の推定値およびモード／ガードインターバル判定回路３００で判定されたモード・ガードインターバルに基づいてフィルタ係数ＲＯＭ６０６ａから最適なフィルタ係数を選択する補間フィルタ選択回路６０４と、選択された補間フィルタにパイロット信号ＳＰを投入することにより伝送路の推定を行なう伝送路推定回路６０８とを備える。

等化回路２１４ａは、ＦＦＴ回路２１０の出力を伝送路特性で除算することによりデータ信号を推定する除算回路６１０をさらに備える。推定されたデータ信号は、図示しない周波数デインターリーブ回路２１６に与えられる。

本実施の形態に係る等化回路２１４ａは、受信信号のドップラー周波数を推定し、その推定結果に基づいて、最適な補間フィルタのフィルタ係数を選択する構成とすることを特徴とする。この点において、補間フィルタのフィルタ係数を伝送路の変化によらず固定とする従来の等化回路（例えば、図１６の等化回路８１４参照）とは異なる。本実施の形態に係る等化処理を説明するにあたり、最初に、ＯＦＤＭ信号を移動受信する際に、ドップラー周波数が受信信号にどのような影響を及ぼすかについて説明する。

ドップラー周波数は、先述のとおり、伝送路特性の時間的変化の速度に比例する。今、ドップラー周波数をｆｄとすると、ＯＦＤＭ信号を移動受信するときの進行方向の局からの受信信号のキャリア周波数は、ドップラー周波数ｆｄだけ増加し、進行方向とは逆方向からの受信信号のキャリア周波数は、ドップラー周波数ｆｄだけ減少する。すなわち、受信信号のキャリア周波数は、ドップラー周波数ｆｄだけ全体に平行移動することになる。以下において、受信信号のキャリア周波数がシフトする現象を、ドップラーシフトとも称する。たとえば、送信サブキャリアが１ｋＨｚ，２ｋＨｚ，・・・，１０２４ｋＨｚの１０２４本存在し、１０Ｈｚのドップラー周波数となる速度で移動受信をするときには、受信時のサブキャリア周波数は、１．０１ｋＨｚ，２．０１ｋＨｚ，・・・，１０２４．０１ｋＨｚとなる。

ＯＦＤＭ信号を受信するデジタル放送受信装置のＦＦＴ回路２１０では、ＦＦＴ処理の特性上、受信サブキャリアの周波数が送信サブキャリアの周波数と同一であれば、直交性が保持され、サブキャリアへの干渉のない周波数軸上の信号に変換することができる。

図６は、ＦＦＴ回路２１０における入出力信号とドップラー周波数との関係を説明するための模式図である。以下において、基本波である周波数１ｋＨｚのサブキャリアを考える。

図６（ａ）に示すように、ドップラー周波数が０のとき、すなわち、送信サブキャリアと受信サブキャリアとの周波数が一致するときには、受信信号の周波数は１ｋＨｚとなる。有効シンボル期間が１ｍｓｅｃであることから、受信信号は、有効シンボル期間１ｍｓｅｃでちょうど１周期となる。このため、ＦＦＴ回路２１０の入力信号は、ＦＦＴの取込み期間である１つの有効シンボル期間１ｍｓｅｃにおける１ｋＨｚの基本波と、その前後にコピーされた同じ１ｋＨｚの基本波とは、その境界部分において波形が連続した形状となる。

したがって、この入力信号をＦＦＴ処理して得られる出力信号は、周波数１ｋＨｚのみに存在する周波数軸上の信号となる。

一方、ドップラー周波数が１０ｋＨｚのとき、すなわち送信サブキャリアと受信サブキャリアとの間で周波数がわずかに変化するときには、受信信号の周波数が１．０１ｋＨｚとなり、その１周期が有効シンボル期間１ｍｓｅｃに対してわずかに短くなる。このため、図６（ｂ）に示すように、入力信号において、有効シンボル期間の１．０１ｋＨｚの基本波とその前後にコピーされた１．０１ｋＨｚの基本波とは、境界部分において不連続な波形となる。

この不連続な入力信号をＦＦＴ処理すると、周波数軸上の信号に変換された出力信号には、１ｋＨｚの基本波以外に、２ｋＨｚ，３ｋＨｚ，４ｋＨｚ，・・・と高調波成分が発生する。この高調波成分は、他のサブキャリア（２ｋＨｚ，３ｋＨｚ，・・・）の信号に重畳される形で現われることから、サブキャリア間での干渉を引き起こすこととなる。

なお、ドップラーシフトが発生したときの受信信号を、希望シンボル成分、上記のサブキャリア間干渉による成分および雑音成分に分けて考えると、サブキャリア間干渉成分が信号の品質劣化の大きな要因となることが解析結果から見出されている（例えば、岡田他、「ＯＦＤＭにおけるドップラーシフトの影響の解析とその軽減法の検討」、映像情報メディア学会技術報告、Technical Report Vol.21,No.52,pp.1〜5,BCS'97参照）。本文献によれば、ドップラーシフトが発生したときのｌ番目のシンボルのｍ番目のサブキャリアの受信信号は、

で表わされる。ここで、

とおいた。Ｃ（ｍ,ｎ）は、ｌ番目のシンボルに含まれるＮ個のサブキャリアのうち、ｍ番目のサブキャリアとｎ番目のサブキャリアとの相関係数を示す。ｄ（ｌ,ｍ）は、ｌ番目のシンボルのｍ番目のサブキャリアの送信信号を示す。

式（１）で表わされる受信信号のうち、第１項はｎ＝ｍのときで希望シンボル成分に対応し、第２項はｎ≠ｍのときでサブキャリア間干渉成分に対応し、第３項は雑音成分に対応する。サブキャリア間干渉成分は、先述のように、ドップラーシフトに起因しており、ドップラー周波数が大きいほどその値は大きくなる。

ここで、式（１）の第２項のサブキャリア間干渉成分は、シンボル番号（時間方向）ｌが異なると、送信信号ｄ（ｌ,ｎ）が変わるため、その大きさは変化する。このため、受信信号は、ＩＱコンスタレーション上において、同じサブキャリア周波数（ｍが同じことに相当）であっても、微妙にずれが生じることになる。

そこで、異なるシンボル番号の受信信号のうち、サブキャリア周波数が等しい２つのパイロット信号の相関を算出すれば、サブキャリア間干渉成分が大きい、すなわちドップラー周波数が大きいときには、コンスタレーション上のずれが大きいため、相関値が低くなる。一方、サブキャリア間干渉成分が小さい、すなわちドップラー周波数が小さいときには、コンスタレーション上のずれは小さく、高い相関値が得られる。

したがって、この相関値の大小を予め設定した所定の閾値に基づいて判定する構成とすれば、ドップラーシフトによるサブキャリア間干渉の影響の大きさを知ることができる。さらに、得られたサブキャリア間干渉の度合いに適応して、補間フィルタの特性を変化させる構成とすれば、伝送路推定の精度を高め、安定した受信性能を確保することができる。

次に、このパイロット信号間の相関値の算出方法について説明する。相関値の算出は、図５に示すドップラー周波数推定回路６０２において行なわれる。

図７は、図５におけるドップラー周波数推定回路６０２の構成を示すブロック図である。

図７を参照して、ドップラー周波数推定回路６０２は、所定数のシンボルのパイロット信号を記憶するメモリ回路７００ａと、記憶したパイロット信号と別のシンボルに含まれる同一サブキャリア周波数のパイロット信号との相関を算出する相関回路７０２ａと、得られた相関値を１シンボル分加算する加算回路７０４ａと、加算結果から高周波成分を除去するためのフィルタ回路７０６ａと、フィルタ出力からドップラー周波数の大小を判定する判定回路７０８ａとを備える。

パイロット信号抽出回路６００において抽出されたパイロット信号は、図７に示すように、メモリ回路７００ａと相関回路７０２ａとに与えられる。

メモリ回路７００ａは、パイロット信号抽出回路６００から与えられたパイロット信号のうちの４シンボル分（例えば、シンボル番号０,１,２,３）のパイロット信号を記憶する。各シンボルのパイロット信号は、図８に示すように、周波数方向において、１２本のサブキャリアに対して１本の割合で配される。また、時間方向には、シンボルごとに、パイロット信号の挿入位置が３サブキャリアずつシフトされるように配される。パイロット信号はそれぞれ、Ｉ信号とＱ信号とからなり、例えば、シンボル番号０のｉ番目（ｉ＝０，１２，２４，・・・）のサブキャリアのパイロット信号は、（Ｉ（０,ｉ），Ｑ（０,ｉ））で表わされる。

ここで、さらに、シンボル番号４のパイロット信号（Ｉ（４,ｉ），Ｑ（４,ｉ））が与えられたものとする。

相関回路７０２ａには、シンボル番号４のパイロット信号（Ｉ（４,ｉ），Ｑ（４,ｉ））とともに、メモリ回路７００ａから同一サブキャリア周波数のパイロット信号を有するシンボル番号０のパイロット信号（Ｉ（０,ｉ）,Ｑ（０,ｉ））が与えられる。

相関回路７０２ａは、シンボル番号０のパイロット信号とシンボル番号４のパイロット信号との間で、１２サブキャリアごとに存在する同一サブキャリア周波数のパイロット信号の相関を算出する。ｉ番目のサブキャリア周波数における相関値ＤＯＰ＿ＣＯＲＲ（ｉ）は、

で与えられる。

ここで、先述のように、ドップラー周波数が小さいときには、Ｉ（０,ｉ）とＩ（４,ｉ）およびＱ（０,ｉ）とＱ（４,ｉ）は、ともにずれが小さくほぼ同じ値になるため、相関値はある程度の大きさを持つ。これに対して、ドップラー周波数が大きいときには、当該ずれが大きいため、相関値が低くなる。なお、式（２）では、相関値を絶対値で表わしたが、ＤＯＰ＿ＣＯＲＲ（ｉ）を２乗することで、符号を除いてもよい。

相関回路７０２ａで算出された１２サブキャリアごとの相関値ＤＯＰ＿ＣＯＲＲ（ｉ）（ｉ＝０，１２，２４，・・・）は、加算回路７０４ａに与えられると、１シンボル分の相関値が加算される。

加算値ＤＯＰ＿ＣＯＲＲ＿ＳＵＭは、フィルタ回路７０６ａに入力される。

フィルタ回路７０６ａは、ローパスフィルタで構成され、加算値ＤＯＰ＿ＣＯＲＲ＿ＳＵＭに含まれる高周波成分を除去する。加算値は１シンボルごとに確定するため、フィルタ回路７０６ａは、シンボルごとに動作する。

続いて、フィルタ出力は、判定回路７０８ａに与えられる。判定回路７０８ａは、フィルタ回路通過後の加算値ＤＯＰ＿ＣＯＲＲ＿ＳＵＭと、所定の閾値との大小を比較する。閾値としては、伝送路推定回路のフィルタ特性を切替えることで受信性能が改善するドップラー周波数が設定される。加算値ＤＯＰ＿ＣＯＲＲ＿ＳＵＭが閾値よりも大きいときには、パイロット信号間の相関が大きい、すなわちドップラー周波数が小さいと推定する。一方、加算値ＤＯＰ＿ＣＯＲＲ＿ＳＵＭが閾値よりも小さいときには、パイロット信号間の相関が小さい、すなわちドップラー周波数が大きいと推定する。判定回路７０８ａの推定結果は、図示しない補間フィルタ選択回路に伝達される。

以上のように、ドップラー周波数推定回路６０２は、異なるシンボルの同一サブキャリア周波数のパイロット信号の相関の大きさからドップラー周波数の大小を推定する。この推定結果に基づいて、以下に述べる補間フィルタの最適化が行なわれる。

次に、等化回路２１４ａにおける補間フィルタの最適化について説明する。

再び図５を参照して、補間フィルタ選択回路６０４には、上記のドップラー周波数推定回路６０２からの推定結果が与えられるとともに、図示しないモード／ガードインターバル判定回路３００で判定されたモード・ガードインターバルが与えられる。補間フィルタ選択回路６０４は、ドップラー周波数の推定結果と受信信号のモード・ガードインターバル情報とに基づいて、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ａに格納される複数のフィルタ係数から最適なフィルタ係数を選出する。

ここで、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ａについて詳細に説明する。

フィルタ係数ＲＯＭ６０６ａは、伝送路推定回路６０８に含まれる補間フィルタのフィルタ係数をテーブルとして保持する。任意の１つのサブキャリアに対して必要なテーブル数は、モード・ガードインターバルの組合せの総パターン数と、ドップラー周波数の大小の２パターンとの積に相当する数となる。例えば、地上波デジタル放送の場合では、運用上５パターンのモード・ガードインターバルの組合せが採用されていることから、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ａのテーブル数は、５×２＝１０個となる。

伝送路推定回路６０８の補間フィルタは、パイロット信号を用いて他のサブキャリアのデータを補間できる構成であればよく、パイロット信号をいくつ使って実現してもよい。したがって、一般的な補間フィルタの構成は、

のように表わされる。ここで、ＳＰ１，ＳＰ２，・・・，ＳＰｎは、パイロット信号を示す。Ａ１，Ａ２，・・・，Ａｎは、補間フィルタの複数のタップ出力に対するフィルタ係数であり、対応するパイロット信号ＳＰの重み係数に相当する。

したがって、１つのモード・ガードインターバルのパターンに対応する補間フィルタがｊ個のフィルタ係数の組合せで生成されるとすれば、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ａのテーブル数は、５×２×ｊ＝１０×ｊ個となる。

例えば、図８に示すように、６点（Ａ〜Ｆ）のパイロット信号ＳＰＡ〜ＳＰＦを用いて、データ部分の伝送路推定を行なう場合、補間フィルタでは、これら６点に対するフィルタ係数で構成される。ドップラー周波数が大きいときは、時間方向の変動が大きいため、フィルタ係数としては、パイロット信号ＳＰＢ，ＳＰＣ，ＳＰＤ，ＳＰＥに対応するフィルタ係数の値をパイロット信号ＳＰＡ，ＳＰＦのフィルタ係数よりも小さく設定する。これにより、パイロット信号ＳＰＢ，ＳＰＣ，ＳＰＤ，ＳＰＥに対する重み付けが軽減され、伝送路推定において、あまり考慮されなくなる。

一方、ドップラー周波数が小さいときは、時間方向の変動量が小さいことから、パイロット信号ＳＰＢ，ＳＰＣ，ＳＰＤ，ＳＰＥに対応するフィルタ係数をパイロット信号ＳＰＡ，ＳＰＦと同等に設定する。これにより、伝送路推定において、パイロット信号ＳＰＡ〜ＳＰＦの全てが考慮されることになる。このように、ドップラー周波数の大小に応じてフィルタ係数の大きさを変える構成とすることにより、データキャリアの伝送路推定精度をさらに高めることができる。

再び図５を参照して、補間フィルタ選択回路６０４は、これらのテーブルの中から、モード・ガードインターバルとドップラー周波数の大小との推定結果に基づいて、適切なフィルタ係数を選択して伝送路推定回路６０８に出力する。

伝送路推定回路６０８は、最適化された補間フィルタに対して、パイロット信号抽出回路６００で抽出したパイロット信号を投入する。これによって、データ信号の伝送路推定が行なわれる。推定した伝送路特性は、除算回路６１０に与えられる。

除算回路６１０では、ＦＦＴ出力を伝送路特性で除算することによって、データ信号の等化がなされ、後段の周波数デインターリーブ回路２１６へと出力される。

以上のように、この発明の実施の形態１によれば、伝送路推定における補間フィルタのフィルタ係数をドップラー周波数に応じて選択可能な構成とすることにより、移動受信時においても等化精度を保持でき、安定した受信品質を得ることができる。

［実施の形態２］
先の実施の形態では、伝送路推定における補間フィルタのフィルタ係数を時間方向の変動量（ドップラー周波数）に応じて選択可能とする構成について提案した。

ところで、実際の伝送路環境にはマルチパスが存在しており、直接波に対して、パスごとに異なる遅延時間が発生する。各パスの遅延時間は、移動受信することによって変動し、移動速度によってその変動量は大小様々となる。

したがって、移動受信時の伝送路推定精度を高めるには、遅延時間の変動量に適応したフィルタ特性を実現することが望ましい。そこで、本実施の形態では、遅延時間の変動に応じてフィルタ特性を選択可能なデジタル放送受信装置について提案する。

最初に、受信信号における遅延時間の影響について説明する。

受信信号における遅延時間の影響は、その遅延時間がガードインターバルの期間内の場合、ＦＦＴ回路の出力信号の位相に現われる。なお、遅延時間がガードインターバル期間を超える場合については、システム上ほとんど発生しないため、ここでは考えないものとする。先述の式（１）〜（３）において、遅延時間のみを考慮し、ドップラー周波数ｆｄ＝Δｆ＝０とすると、式（３）は、

となり、ｋに無関係な関数となる。また、式（１）は、遅延時間がガードインターバル期間内であれば、第２項は無視してもよいため、

となる。ここで、第３項の雑音成分を無視すると、受信信号は、ＩＱコンスタレーション上において、送信信号ｄ（ｌ，ｍ）の位置を中心とした半径γの円状を回転する点で与えられる。さらに、その回転する位相は、ｍ番目のサブキャリアの周波数ｆｍにのみ依存することから、同一シンボルに含まれるサブキャリアのＩＱコンスタレーション上の位置関係を比較することにより、遅延時間の大小を判定することができる。

したがって、同一シンボル内の異なるサブキャリア周波数のパイロット信号の相関を算出すれば、遅延時間の大小の傾向を確認することができる。すなわち、相関値が大きければ、遅延時間は小さく、相関値が小さければ遅延時間は大きいことが推定される。

そこで、本実施の形態では、等化回路に遅延時間推定回路を配し、推定した遅延時間に応じて伝送路推定回路のフィルタ特性を選択する構成とする。以下に、等化回路について詳細に説明する。なお、本実施の形態に係るデジタル放送受信装置に搭載される、等化回路以外の回路部位については、先述の実施の形態１におけるものとそれぞれ同じであるため、詳細な説明は繰り返さない。

図９は、この発明の実施の形態２に従うデジタル放送受信装置における等化回路２１４ｂの構成を示すブロック図である。

図９を参照して、等化回路２１４ｂは、図５の等化回路２１４ａと基本的に同じ構成であり、ドップラー周波数推定回路が遅延時間推定回路に置き換えられた点でのみ異なっている。したがって、重複する回路部位についての詳細な説明は省略する。

本実施の形態によれば、補間フィルタ選択回路６０４は、推定した遅延時間およびモード・ガードインターバルの情報に基づいて、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｂから最適なフィルタ係数を選択する。ここで、遅延時間推定回路における遅延時間の推定方法について説明する。

図１０は、図９における遅延時間推定回路６１２の構成を示すブロック図である。

図１０を参照して、遅延時間推定回路６１２は、所定のシンボルのパイロット信号を記憶するメモリ回路７００ｂと、記憶したパイロット信号と同一シンボルに含まれ、異なるサブキャリア周波数のパイロット信号との相関を算出する相関回路７０２ｂと、得られた相関値を１シンボル分加算する加算回路７０４ｂと、加算結果から高周波成分を除去するためのフィルタ回路７０６ｂと、フィルタ出力から遅延時間の大小を判定する判定回路７０８ｂとを備える。

パイロット信号抽出回路６００において抽出されたパイロット信号は、図１０に示すように、メモリ回路７００ｂと相関回路７０２ｂとに与えられる。

メモリ回路７００ｂは、パイロット信号抽出回路６００から与えられたパイロット信号のうちの１シンボル分（例えば、シンボル番号４）のパイロット信号を蓄積する。１シンボルあたりにパイロット信号は、図８に示すように、１２本のサブキャリアに対して１本の割合で配される。パイロット信号はそれぞれ、Ｉ信号とＱ信号とからなり、例えば、シンボル番号４のｉ番目のサブキャリアのパイロット信号は、（Ｉ（４,ｉ），Ｑ（４,ｉ））で表わされる。

相関回路７０２ｂには、メモリ回路７００ｂからシンボル番号４のｉ番目のサブキャリアのパイロット信号（Ｉ（４,ｉ），Ｑ（４,ｉ））とともに、パイロット信号抽出回路６００から同一シンボルであって、ｉ番目のパイロット信号とデータ信号を挟んで隣り合う（ｉ＋１２）番目のサブキャリア周波数のパイロット信号を有するシンボル番号４のパイロット信号（Ｉ（４,ｉ＋１２）,Ｑ（４,ｉ＋１２））が与えられる。

相関回路７０２ｂは、ｉ番目のサブキャリアのパイロット信号と（ｉ＋１２）番目のサブキャリアのパイロット信号との相関を算出する。相関算出に差動復調の実数部を用いると、ｉ番目のサブキャリア周波数における相関値ＤＥＬ＿ＣＯＲＲ（ｉ）は、

となる。

ここで、遅延時間が小さいときには、Ｉ（４,ｉ）とＩ（４,ｉ＋１２）およびＱ（４,ｉ）とＱ（４,ｉ＋１２）は、ともにほぼ同じ値になるため、相関値はある程度の大きさを持つ。これに対して、遅延時間が大きいときには、信号のずれが大きいため、相関値が低くなる。なお、式（４）では、相関値を絶対値で表わしたが、ＤＥＬ＿ＣＯＲＲ（ｉ）を２乗することで、符号を除いてもよい。

相関回路７０２ｂで算出されたサブキャリア間の相関値ＤＥＬ＿ＣＯＲＲ（ｉ）（ｉ＝０，１２，２４，・・・）は、加算回路７０４ｂに与えられると、１シンボル分の相関値が加算される。

加算値ＤＯＰ＿ＣＯＲＲ＿ＳＵＭは、フィルタ回路７０６ｂに入力される。

フィルタ回路７０６ｂは、ローパスフィルタで構成され、加算値ＤＥＬ＿ＣＯＲＲ＿ＳＵＭに含まれる高周波成分を除去する。加算値は１シンボルごとに確定するため、フィルタ回路７０６ｂは、シンボルごとに動作する。

続いて、フィルタ出力は、判定回路７０８ｂに与えられる。判定回路７０８ｂは、フィルタ回路通過後の加算値ＤＥＬ＿ＣＯＲＲ＿ＳＵＭと、所定の閾値との大小を比較する。なお、閾値は、伝送路推定回路のフィルタ特性を切替えることで受信性能が改善する遅延時間となるように設定することが望ましい。

比較結果において、加算値ＤＥＬ＿ＣＯＲＲ＿ＳＵＭが閾値よりも大きいときには、パイロット信号間の相関が大きい、すなわち遅延時間が小さいと推定する。一方、加算値ＤＥＬ＿ＣＯＲＲ＿ＳＵＭが閾値よりも小さいときには、パイロット信号間の相関が小さい、すなわち遅延時間が大きいと推定する。判定回路７０８ｂの推定結果は、図示しない補間フィルタ選択回路に伝達される。

以上のように、遅延時間推定回路６１２では、一つのシンボルの１２サブキャリア隔てて隣り合うパイロット信号の相関の大きさから、遅延時間の大小を推定する。この推定結果に基づいて、以下に述べる補間フィルタの最適化が行なわれる。

次に、等化回路２１４ｂにおける補間フィルタの最適化について説明する。

再び図９を参照して、補間フィルタ選択回路６０４には、上記の遅延時間推定回路６１２からの推定結果が与えられるとともに、図示しないモード／ガードインターバル判定回路で判定されたモード・ガードインターバルと、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｂに格納されるフィルタ係数とが与えられる。補間フィルタ選択回路６０４は、遅延時間の推定結果と受信信号のモード・ガードインターバル情報とに基づいて、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｂに格納される複数のフィルタ係数から最適なフィルタ係数を選択する。

ここで、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｂについて説明する。

フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｂは、実施の形態１と同様に、伝送路推定回路６０８に含まれる補間フィルタのフィルタ係数をテーブルとして保持する。ある１つのサブキャリアに対して必要なテーブル数は、モード・ガードインターバルの組合せの総パターン数と、遅延時間の大小の２パターンとの積に相当する数となる。例えば、地上波デジタル放送の場合では、運用上５パターンのモード・ガードインターバルの組合せが採用されていることから、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｂのテーブル数は、５×２＝１０個となる。

さらに、１つのモード・ガードインターバルのパターンに対応する補間フィルタがｊ個のフィルタ係数の組合せで生成されるとすれば、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｂのテーブル数は、５×２×ｊ＝１０×ｊ個となる。

例えば、図８に示すように、６点（Ａ〜Ｆ）のパイロット信号ＳＰＡ〜ＳＰＦを用いて、データ部分の伝送路推定を行なう場合、補間フィルタでは、これら６点に対するフィルタ係数で構成される。遅延時間が大きいときは、周波数方向の変動が大きいため、フィルタ係数としては、パイロット信号ＳＰＡ，ＳＰＦに対応するフィルタ係数の値をパイロット信号ＳＰＢ，ＳＰＣ，ＳＰＤ，ＳＰＥのフィルタ係数よりも小さく設定する。これにより、パイロット信号ＳＰＡ，ＳＰＦに対する重み付けが軽減され、伝送路推定において、あまり考慮されなくなる。

一方、遅延時間が小さいときは、周波数方向の変動量が小さいことから、パイロット信号ＳＰＡ，ＳＰＦに対応するフィルタ係数をパイロット信号ＳＰＢ，ＳＰＣ，ＳＰＤ，ＳＰＥと同等に設定する。これにより、伝送路推定において、パイロット信号ＳＰＡ〜ＳＰＦの全てが考慮されることになる。このように、遅延時間の大小に応じてフィルタ係数の大きさを変える構成とすることにより、データキャリアの伝送路推定精度をさらに高めることができる。

再び図９を参照して、補間フィルタ選択回路６０４は、これらのテーブルの中から、モード・ガードインターバルと遅延時間の大小との推定結果に基づいて、適切なフィルタ係数を選択して伝送路推定回路６０８に出力する。

伝送路推定回路６０８は、最適化された補間フィルタに対して、パイロット信号抽出回路６００で抽出したパイロット信号を投入する。これによって、データキャリアの伝送路推定が行なわれる。推定した伝送路特性は、除算回路６１０に与えられる。

除算回路６１０では、ＦＦＴ出力を伝送路特性で除算することによって、データキャリアの等化がなされ、後段の周波数デインターリーブ回路２１６へと出力される。

［実施の形態２の変更例］
本変更例では、図１０に示す遅延時間推定回路の第２の構成例について説明する。

図１１は、図１０における遅延時間推定回路の第２の構成を示すブロック図である。なお、本図の遅延時間推定回路を含む等化回路の構成は、図９で示したものと同一であるため、詳細な説明は繰り返さない。

図１１を参照して、遅延時間推定回路６１４は、抽出したパイロット信号をＦＦＴ処理するＦＦＴ回路７１０と、ＦＦＴ回路７１０の出力信号を平均化するフィルタ回路７０６ｃと、フィルタ回路７０６ｃの出力を所定の閾値と比較して、遅延時間の大小を判定する判定回路７０８ｃとを備える。判定回路７０６ｃの判定結果は、図示しない補間フィルタ選択回路６０４に与えられる。

パイロット信号抽出回路６００は、抽出したパイロット信号をシンボルごとにＦＦＴ回路７１０に入力する。ＦＦＴ回路７１０は、入力されたパイロット信号を時間領域信号とみなし、周波数領域信号に変換する。

図１２は、ＦＦＴ回路７１０から出力される遅延プロファイルである。なお、遅延プロファイルとは、遅延波の遅延時間に対する電力を表わす伝搬特性である。

図１２から明らかなように、ＦＦＴ回路７１０の出力信号は、直接波（遅延時間が０）以外に、遅延時間が異なる複数の遅延波が含まれている。この遅延プロファイルを、フィルタ回路７０６ｃにおいて複数のシンボルに渡って平均化し、判定回路７０８ｃに入力する。

判定回路７０８ｃでは、平均化された遅延波の遅延時間に、所定の閾値τより大きい方に遅延波の最大レベルのものが含まれていれば、遅延時間が大きいと判定する。一方、遅延時間が閾値τよりも小さいほうに遅延波の最大レベルのものが含まれていれば、遅延時間が小さいと判定する。遅延時間の大小を示す判定結果は、補間フィルタ選択回路６０４に与えられる。というのは、遅延波のレベルは、先述の式（７）の第２項のγに相当しており、γが大きいと受信信号のＩＱコンスタレーション上の変動も大きくなることから、遅延波のうち特にレベルの大きいものについて考慮する必要があるためである。

なお、直接波に対する遅延波の影響を考えるには、厳密には、すべての遅延波を考慮すべきであるが、本実施の形態の目的は、正確な遅延時間を求めることではなく、遅延時間の大小を判定することにあることから、レベルが最大の遅延波のみを考慮すれば足りると考える。

また、判定回路７０８ｃについては、実験などから直接波のレベルと考慮すべき遅延波のレベルとの関係がある程度求められれば、この求められたレベルを閾値Ｐとして、閾値Ｐより大きいレベルの遅延波が遅延時間の閾値τの前後どちらに属するかを判定する構成とすることが望ましい。

図示しない補間フィルタ選択回路６０４は、実施の形態２で説明したものと同様に、遅延時間の大小の判定結果と、モード・ガードインターバルの推定結果とに基づいて、最適なフィルタ係数を選択して伝送路推定回路６０８に出力する。

伝送路推定回路６０８は、最適化された補間フィルタにパイロット信号を投入して、データ信号の伝送路特性を推定し、除算回路６１０に入力する。

除算回路６１０は、ＦＦＴ出力を推定された伝送路特性で除算することによって等化し、後段の周波数デインターリーブ回路２１６に伝達する。

以上のように、この発明の実施の形態２によれば、伝送路推定における補間フィルタのフィルタ係数を遅延時間に応じて選択可能な構成とすることにより、移動受信時においても等化精度を保持することができ、安定した受信品質の確保が可能となる。

［実施の形態３］
上記の実施の形態では、ドップラー周波数の推定結果、あるいは遅延時間の推定結果に基づいて、等化回路の補間フィルタの特性を最適化する構成を提案した。

本実施の形態では、さらに、ドップラー周波数および遅延時間の双方の推定結果からフィルタ特性を選択する構成について提案する。ドップラー周波数と遅延時間とは、互いに独立したものとして扱うことが可能であることから、それぞれの推定結果を総合して最適なフィルタ特性を選出することにより、より高精度な伝送路特性推定の実現を図る。

図１３は、この発明の実施の形態３に従うデジタル放送受信装置における等化回路の構成を示すブロック図である。

図１３を参照して、等化回路２１４ｃは、パイロット信号抽出回路６００と、ドップラー周波数推定回路６０２と、遅延時間推定回路６１２と、補間フィルタ選択回路６０４と、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｃと、伝送路推定回路６０８と、除算回路６１０とを備える。

図１３から明らかなように、本実施の形態に係る等化回路２１４ｃは、図５に示す実施の形態１の等化回路２１４ａに遅延時間推定回路６１２が付加された構成である。また、遅延時間推定回路６１２は、実施の形態２で述べたものに等しい。したがって、等化回路２１４ｃの各部位についての詳細な説明は省略する。

図１３において、パイロット信号抽出回路６００から出力するパイロット信号は、伝送路推定回路６０８に与えられるとともに、ドップラー周波数推定回路６０２および遅延時間推定回路６１２に与えられる。

ドップラー周波数推定回路６０２は、実施の形態１にて説明したように、異なるシンボルに含まれる同一サブキャリア周波数のパイロット信号間の相関を算出し、相関値の大きさからドップラー周波数の大小を推定して推定結果を補間フィルタ選択回路６０４に出力する。

遅延時間推定回路６１２は、実施の形態２にて説明したように、同一シンボルに含まれる１２サブキャリア周波数離れたパイロット信号間の相関を算出し、相関値の大きさから遅延時間の大小を推定して、推定結果を補間フィルタ選択回路６０４に出力する。

補間フィルタ選択回路６０４には、これら２つの推定結果に加えて、図示しないモード／ガードインターバル回路からのモード・ガードインターバルの推定結果が与えられる。補間フィルタ選択回路６０４は、これら３つの推定結果に基づいて、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｃから最適なフィルタ係数を選出し、伝送路推定回路６０８に与える。

ここで、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｃについて説明する。

フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｃは、先の実施の形態と同様に、伝送路推定回路６０８に含まれる補間フィルタのフィルタ係数をテーブルとして保持する。ある１つのサブキャリアに対して必要なテーブル数は、モード・ガードインターバルの組合せの総パターン数と、ドップラー周波数の大小の２パターンと、遅延時間の大小の２パターンとの積に相当する数となる。地上波デジタル放送の場合では、運用上５パターンのモード・ガードインターバルの組合せが採用されていることから、フィルタ係数ＲＯＭのテーブル数は、５×２×２＝２０個となる。

さらに、１つのモード・ガードインターバルのパターンに対応する補間フィルタがｊ個のフィルタ係数の組合せで生成されるとすれば、フィルタ係数ＲＯＭ６０６ｃのテーブル数は、５×２×２×ｊ＝２０×ｊ個となる。

したがって、補間フィルタ選択回路６０４は、１つのモード・ガードインターバルのパターンが確定すると、ドップラー周波数の大小と遅延時間の大小との組合せからなる４パターンのフィルタ係数の中から推定結果に基づいて１つのパターンを選出し、伝送路推定回路６０８に出力する。

伝送路推定回路６０８は、最適化された補間フィルタに対して、パイロット信号抽出回路６００で抽出したパイロット信号を投入する。これによって、データキャリアの伝送路推定が行なわれる。推定した伝送路特性は、除算回路６１０に与えられる。

除算回路６１０では、ＦＦＴ出力を伝送路特性で除算することによって、データキャリアの等化がなされ、後段の周波数デインターリーブ回路２１６へと出力される。

以上のように、この発明の実施の形態４によれば、伝送路推定における補間フィルタのフィルタ係数をドップラー周波数と遅延時間とに応じて選択可能な構成とすることにより、移動受信時においても高い伝送路推定精度を保持することができ、一層の受信品質の安定化を図ることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態１に従うデジタル放送受信装置の全体構成を示す概略ブロック図である。 図１におけるＯＦＤＭ復調部１０２の構成を示すブロック図である。 図２におけるガードインターバル相関回路２０６の構成を示すブロック図である。 図３のガードインターバル相関回路２０６の動作を説明するための動作波形図である。 図２における等化回路２１４ａの構成を示すブロック図である。 ＦＦＴ回路２１０における入出力信号とドップラー周波数との関係を説明するための模式図である。 図５におけるドップラー周波数推定回路６０２の構成を示すブロック図である。 地上波デジタルテレビ放送において提案されているパイロット信号の挿入パターンの一例を示す図である。 この発明の実施の形態２に従うデジタル放送受信装置における等化回路の構成を示すブロック図である。 図９における遅延時間推定回路６１２の構成を示すブロック図である。 図１０における遅延時間推定回路の第２の構成を示すブロック図である。 図１１におけるＦＦＴ回路７１０から出力される遅延プロファイルである。 この発明の実施の形態３に従うデジタル放送受信装置における等化回路の構成を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ変調信号を説明するための波形図である。 地上波デジタルテレビ放送において提案されているパイロット信号の挿入パターンの一例を示す図である。 たとえば特許文献１に記載される従来のデジタル放送受信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００，８０２ チューナ、１０２ ＯＦＤＭ復調部、１０４ ＴＳデコーダ、１１０ ＭＰＥＧデコード部、１２０ 付加音生成器、１２２ ＰＣＭデコーダ、１３０ オンスクリーンディスプレイ処理部、１４０ ＲＯＭ、１４２ ＲＡＭ、１４４ 演算処理部、１４６ 高速デジタルインターフェイス、１４８ 内蔵蓄積デバイス、１５０ モデム、１５２ ＩＣカードインターフェイス、１６０．１，１６０．２ 合成器、１６２ 音声出力端子、１６４ 映像出力端子、１８０ 外部蓄積デバイス、１８２ 外部入力機器、２０１ Ａ／Ｄ変換器、２０２ Ｉ／Ｑ分離部、２０３，２１１ 入力端子、２０４ 第１キャリア同期部、２０６ ガードインターバル相関回路、２０９，２１５ 出力端子、２１０，７１０，８１０ ＦＦＴ回路、２１２ 第２キャリア同期部、２１４ａ〜２１４ｃ，８１４ 等化回路、２１６ 周波数デインターリーブ回路、２１８ 時間デインターリーブ回路、２２０，８１８ デマッピング回路、２２２ ビットデインターリーブ回路、２２４ ビタビ復号回路、２２６ バイトデインターリーブ回路、２２８ ＴＳ再生回路、２３０ ＲＳ復号回路、３００ モード／ガードインターバル判定回路、３０２ シンボル同期部、３０４ クロック同期部、３０３，３０５，５０８ 出力端子、４００ ガードインターバル相関検出部、４０２ 遅延メモリ、４０４ 相関器、４０６ 移動平均回路、４０８ 絶対値加算回路、５００ モード／ガードインターバル判定／設定部、５０２ 三角波ピーク値検出回路、５０４ ピーク値比較回路、５０６ モード／ガードインターバル設定回路、６００，９００ パイロット信号抽出回路、６０２ ドップラー周波数推定回路、６０６ａ〜６０６ｃ フィルタ係数ＲＯＭ、６０４ 補間フィルタ選択回路、６０８ 伝送路推定回路、６１０，９０４ 除算回路、６１２，６１４ 遅延時間推定回路、７００ａ，７００ｂ メモリ回路、７０２ａ，７０２ｂ 相関回路、７０４ａ，７０４ｂ 加算回路、７０６ａ〜７０６ｃ フィルタ回路、７０８ａ〜７０８ｃ 判定回路、８００ アンテナ、８０４，８０６ 乗算器、８０８ 搬送波生成回路、８１２ ＦＦＴウィンドウ回路、８１６ ＴＰＳ検出回路、８２０ 制御回路、９０２ 補間フィルタ。

Claims (10)

1. 有効シンボル期間長とガードインターバル長との組合せによって特定される直交周波数多重分割伝送方式の受信信号を受信することができるデジタル放送受信装置であって、
   直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、前記受信信号の有効シンボル期間長およびガードインターバル長とを判定するモード／ガードインターバル判定手段と、
   前記同相軸信号および直交軸信号を時間領域から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、
   前記周波数領域の信号を推定した伝送路特性に基づいて等化する等化手段とを備え、
   前記等化手段は、
   前記周波数領域の信号から既知のパイロット信号を抽出する抽出手段と、
   前記パイロット信号から前記伝送路特性を補間するための補間フィルタ手段を用いて、前記伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、
   推定した前記伝送路特性で前記周波数領域の信号を除算する除算手段とを含み、
   前記伝送路特性推定手段は、
   抽出した前記パイロット信号から伝送路のドップラー周波数を推定するドップラー周波数推定手段と、
   前記ドップラー周波数の推定結果と、前記有効シンボル期間長およびガードインターバル長の判定結果とに基づいて、前記補間フィルタ手段の所定数のタップ出力に対応するフィルタ係数を選択する補間フィルタ選択手段とを含む、デジタル放送受信装置。
2. 前記伝送路推定手段は、複数の有効シンボル期間長および複数のガードインターバル長と、前記ドップラー周波数の大小との組合せによって特定される複数組の前記フィルタ係数を記憶し、前記補間フィルタ選択手段の指示に応じて、前記複数組のフィルタ係数から１組を選択して出力する記憶手段をさらに含む、請求項１に記載のデジタル放送受信装置。
3. 有効シンボル期間長とガードインターバル長との組合せによって特定される直交周波数多重分割伝送方式の受信信号を受信することができるデジタル放送受信装置であって、
   直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、前記受信信号の有効シンボル期間長およびガードインターバル長とを判定するモード／ガードインターバル判定手段と、
   前記同相軸信号および直交軸信号を時間領域から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、
   前記周波数領域の信号を推定した伝送路特性に基づいて等化する等化手段とを備え、
   前記等化手段は、
   前記周波数領域の信号から既知のパイロット信号を抽出する抽出手段と、
   前記パイロット信号から前記伝送路特性を補間するための補間フィルタ手段を用いて、前記伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、
   推定した前記伝送路特性で前記周波数領域の信号を除算する除算手段とを含み、
   前記伝送路特性推定手段は、
   抽出した前記パイロット信号から伝送路の遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、
   前記遅延時間の推定結果と、前記有効シンボル期間長およびガードインターバル長の判定結果とに基づいて、前記補間フィルタ手段の所定数のタップ出力に対応するフィルタ係数を選択する補間フィルタ選択手段とを含む、デジタル放送受信装置。
4. 前記伝送路推定手段は、複数の有効シンボル期間長および複数のガードインターバル長と、前記遅延時間の大小との組合せによって特定される複数組の前記フィルタ係数を記憶データとして保持し、前記補間フィルタ選択手段の指示に応じて、前記複数組のフィルタ係数から１組を選択して出力する記憶手段をさらに含む、請求項３に記載のデジタル放送受信装置。
5. 有効シンボル期間長とガードインターバル長との組合せによって特定される直交周波数多重分割伝送方式の受信信号を受信することができるデジタル放送受信装置であって、
   直交検波後の同相軸信号および直交軸信号を受けて、前記受信信号の有効シンボル期間長およびガードインターバル長とを判定するモード／ガードインターバル判定手段と、
   前記同相軸信号および直交軸信号を時間領域から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、
   前記周波数領域の信号を推定した伝送路特性に基づいて等化する等化手段とを備え、
   前記等化手段は、
   前記周波数領域の信号から既知のパイロット信号を抽出する抽出手段と、
   前記パイロット信号から前記伝送路特性を補間するための補間フィルタ手段を用いて、前記伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、
   推定した前記伝送路特性で前記周波数領域の信号を除算する除算手段とを含み、
   前記伝送路特性推定手段は、
   抽出した前記パイロット信号から伝送路のドップラー周波数を推定するドップラー周波数推定手段と、
   抽出した前記パイロット信号から伝送路の遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、
   前記ドップラー周波数および前記遅延時間の推定結果と、前記有効シンボル期間長およびガードインターバル長の判定結果とに基づいて、前記補間フィルタ手段の所定数のタップ出力に対応するフィルタ係数を選択する補間フィルタ選択手段とを含む、デジタル放送受信装置。
6. 前記伝送路推定手段は、複数の有効シンボル期間長および複数のガードインターバル長と、前記ドップラー周波数の大小と、前記遅延時間の大小との組合せによって特定される複数組の前記フィルタ係数を記憶データとして保持し、前記補間フィルタ選択手段の指示に応じて、前記複数組のフィルタ係数から１組を選択して出力する記憶手段をさらに含む、請求項５に記載のデジタル放送受信装置。
7. 前記ドップラー周波数推定手段は、
   第１のシンボルに含まれる複数個の第１のパイロット信号と、第２のシンボルに含まれ、前記複数個のパイロット信号とそれぞれサブキャリア周波数が一致する複数個の第２のパイロット信号との相関値をそれぞれ算出する手段と、
   算出した複数個の前記相関値を加算する加算手段と、
   前記相関値の加算結果が所定の閾値を超えるか否かによって、前記ドップラー周波数の大小を判定する判定手段とを含む、請求項１、２、５および６のいずれかに記載のデジタル放送受信装置。
8. 前記遅延時間推定手段は、
   所定のシンボルに含まれる複数個の第１のパイロット信号と、前記所定のシンボルに含まれ、各々が前記複数個の第１のパイロット信号のそれぞれとデータ信号を隔てて隣り合う複数個の第２のパイロット信号との相関値をそれぞれ算出する手段と、
   算出した複数個の前記相関値を加算する加算手段と、
   前記相関値の加算結果が所定の閾値を超えるか否かによって、前記遅延時間の大小を判定する判定手段とを含む、請求項３から６のいずれかに記載のデジタル放送受信装置。
9. 前記遅延時間推定手段は、
   抽出した前記パイロット信号を時間領域から周波数領域の信号に変換する第２のフーリエ変換手段と、
   前記第２のフーリエ変換手段の出力信号を複数のシンボルに渡って平均化する平均化手段と、
   前記平均化手段の出力信号のうちレベルが最大となる出力信号の遅延時間が所定の閾値を超えるか否かによって、前記遅延時間の大小を判定する判定手段とを含む、請求項３から６のいずれかに記載のデジタル放送受信装置。
10. 前記モード／ガードインターバル判定手段は、
    直交検波後の前記同相軸信号および前記直交軸信号を受けて前記複数の有効シンボル期間長のいずれかに相当する期間の遅延を行なう遅延手段と、
    前記同相軸信号および直交軸信号と遅延後の前記同相軸信号および直交軸信号との相関を検出する相関検出手段と、
    前記相関検出手段の出力を受け、前記複数のガードインターバル長のいずれかに相当する期間の移動平均処理を出力する移動平均手段と、
    前記移動平均手段の出力の絶対値和を出力する絶対値加算手段と、
    前記絶対値加算手段の出力値の最大ピーク値を検出するピーク値検出手段と、
    前記ピーク値検出手段の出力に応じて、前記遅延手段の遅延量と前記移動平均手段の移動平均処理を行なう期間を指定するための設定が、前記受信信号の有効シンボル期間長およびガードインターバル長に一致するか否かを判定し、前記判定の結果に応じて前記設定を更新する判定手段とを含む、請求項１から９のいずれかに記載のデジタル放送受信装置。

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