JP2000022660A - ディジタル通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ヌルサブキャリアが不要なパイロットシンボル
を伝送可能にして伝送効率を向上させる。 【解決手段】ガードインターバル除去部１７の出力のう
ちパイロットシンボルは、窓関数演算部３０に供給され
る。窓関数生成部３１は例えばハニング窓を生成し、窓
関数演算部３０によってＯＦＤＭシンボルにはハニング
窓が乗算される。これにより、サブキャリアの干渉が発
生して、ＦＦＴ処理後の出力は、サブキャリア毎に電力
値が変化する。この変化のパターンは、パイロット系列
及び窓関数によって決定し、キャリア周波数ずれに対応
したものとなる。既知系列生成器２２は、周波数ずれ毎
にこの既知の系列を生成し、周波数誤差推定部２１は、
実際のＦＦＴ出力と既知系列との相関によって周波数誤
差を求める。これにより、パイロットシンボルにヌルは
不要となり、伝送効率が向上する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信システ
ムや無線ＬＡＮシステム等に適用されるディジタル通信
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、音声及び映像又はデータ等のディ
ジタル情報を伝送するディジタル通信システムの開発が
進められており、移動体通信の分野でも利用されるよう
になってきている。移動体通信では、ビル等の建築物や
その他の反射物によるマルチパスの影響を十分に考慮す
る必要がある。受信点において複数の送信局からの電波
が到達する移動体通信においては、マルチパスの現象
は、信号に歪みを生じさせ、受信品質を劣化させる大き
な原因となる。

【０００３】また、マルチメディア情報等を扱うディジ
タル通信システムでは、多様な要求に対する対応が求め
られる。例えば、小型な携帯情報端末を用いたマルチメ
ディアディジタル通信では、任意の地点から網等に接続
する移動通信の利便性を有しつつ、高信頼な信号伝送が
必要となる。

【０００４】移動体通信に限らず、ディジタル通信で
は、送信機から伝送される情報を復元するために、周波
数同期やタイミング同期を達成する必要がある。特に、
移動体通信においては、受信状態の変化に応答した同期
の達成が必要となる。同期がはずれた状態では、情報の
復元は不可能であるので、同期がはずれた場合の回復の
ためにも、高速な周波数同期及びタイミング同期が必要
となる。

【０００５】マルチメディア情報等の伝送にはパケット
通信が適している。パケット通信では、時分割多元接続
（ＴＤＭＡ）のように一定の周期ではなくランダムにパ
ケットが送信される。このように、マルチメディア情報
等を扱うディジタル通信システムでは、伝送される信号
はバースト的に発生する。このため、同期の確立はパケ
ット毎に行う必要があり、短時間で同期を確立する必要
がある。

【０００６】ところで、マルチパス伝搬路における遅延
波の影響の低減に有効な方法として、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing）がある。ＯＦ
ＤＭは、伝送情報を分割して複数の低速なディジタル信
号を生成し、これらの複数信号で直交関係にあるサブキ
ャリアを独立に変調する方式である。マルチキャリアを
用いた並列伝送によって、信号伝送速度を低減すること
ができ、更に、ＯＦＤＭ特有のガード区間を設けること
によって、単一キャリア変調方式と比べて遅延波の影響
を低減することができる。

【０００７】以下にＯＦＤＭ方式の概要について説明す
る。

【０００８】図１２は送信側に用いられるＯＦＤＭ変調
装置の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ変調装置
には、送信データが入力される。この送信データは、シ
リアル／パラレル変換部３１に供給されて、低速な複数
の伝送シンボルからなるデータに変換される。つまり、
伝送情報を分割して、複数の低速なディジタル信号を生
成する。このパラレルデータは、逆高速フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）部３２に供給される。

【０００９】パラレルデータは、ＯＦＤＭを構成する各
サブキャリアに割り当てられ、周波数領域においてマッ
ピングされる。ここで、各サブキャリアに対してＢＰＳ
Ｋ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の変調が施さ
れる。マッピングデータは、ＩＦＦＴ演算を施すことに
よって、周波数領域の送信データから時間領域の送信デ
ータに変換される。これにより、互いに直交する関係に
ある複数のサブキャリアが夫々独立に変調されたマルチ
キャリア変調信号が生成される。ＩＦＦＴ部３２の出力
は、ガードインターバル付加部３３に供給される。

【００１０】ガードインターバル付加部３３では、図１
３に示すように、伝送データの有効シンボルの後部をガ
ードインターバルとして、伝送シンボル毎に有効シンボ
ル期間の前部にコピー付加する。ガードインターバル付
加部３３からのベースバンド信号は直交変調部３４に供
給される。

【００１１】直交変調部３４は、ガードインターバル付
加部３３から供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に対
して、ＯＦＤＭ変調装置の局部発振器３５から供給され
るキャリア信号を用いて、直交変調を施し、中間周波数
（ＩＦ）又は無線周波数（ＲＦ）に周波数変換し、所望
の伝送周波数帯域に周波数変換した後に伝送路に出力す
る。

【００１２】図１４は、受信側に用いられるＯＦＤＭ復
調装置の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装
置には、図１２のＯＦＤＭ変調装置によって生成された
ＯＦＤＭ信号が所定の伝送路を介して入力される。

【００１３】このＯＦＤＭ復調装置に入力されたＯＦＤ
Ｍ受信信号は直交復調部４１に供給される。直交復調部
４１は、ＯＦＤＭ受信信号に対して、ＯＦＤＭ復調装置
の局部発振器４２から供給されるキャリア信号を用いて
直交復調を施し、ＲＦ又はＩＦからベースバンドに周波
数変換し、ベースバンドＯＦＤＭ信号を得る。このＯＦ
ＤＭ信号は、ガードインターバル除去部４３に供給され
る。

【００１４】ガードインターバル除去部４３は、ＯＦＤ
Ｍ変調装置のガードインターバル付加部３３で付加され
た信号を、図示しないシンボルタイミング同期部から供
給されるタイミング信号に従って除去する。ガードイン
ターバル除去部４３で得られた信号は、高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）部４４に供給される。

【００１５】ＦＦＴ部４４は、入力される時間領域の受
信データにＦＦＴ演算を施すことによって周波数領域の
受信データ（サブキャリア信号）に変換する。更に、サ
ブキャリア信号は周波数領域においてデマッピングさ
れ、各サブキャリア毎にパラレルデータが生成される。
これにより、各サブキャリアに施されたＢＰＳＫ、ＱＰ
ＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の変調に対する復調が
なされたことになる。ＦＦＴ部４４で得られたパラレル
データは、パラレル／シリアル変換部４５に供給され
て、受信データとして出力される。

【００１６】以上説明したように、ＯＦＤＭ復調装置で
は、変調装置から伝送される情報を復元するために、キ
ャリア周波数同期やタイミング周波数同期を達成する必
要がある。

【００１７】ＯＦＤＭにおいては、サブキャリア間隔は
狭く、各サブキャリアは直交配置されている。このた
め、ＯＦＤＭ復調装置の局部発振器から供給されるキャ
リア周波数とＯＦＤＭ変調装置のキャリア周波数とがず
れて周波数オフセットが存在すると、サブキャリア間の
直交性が崩れ、受信特性が著しく劣化する。従って、Ｏ
ＦＤＭではキャリア周波数同期の達成が極めて重要であ
る。

【００１８】ＯＦＤＭの周波数同期法に関しては、電子
情報通信学会技術研究報告書ＲＣＳ９７−２１０（１９
９８−０１）の「高速無線ＬＡＮ用ＯＦＤＭ変調方式の
同期系に関する検討」や同ＲＣＳ９４−１５２（１９９
５−０２）の「ＯＦＤＭにおける周波数及びタイミング
オフセットの高速同期捕捉の検討」等に示されている。

【００１９】以下、上記報告書に記載されている従来の
ＯＦＤＭの周波数同期法に関して説明する。

【００２０】ＯＦＤＭの周波数同期法は、大まかに、周
波数領域での処理によるものと、時間領域での処理によ
るものとに分類される。時間領域での処理としては、ガ
ードインターバルが有効シンボル期間の後部のコピーで
あることを利用し、このガードインターバルと有効シン
ボル期間の後部との相関演算から、キャリア周波数誤差
を推定する方式、ＯＦＤＭ有効シンボル内を２分割し、
２分割したうちの前部と後部に同一の信号を配置し、両
者の相関演算からキャリア周波数誤差を推定する方式、
同一シンボルを２回以上繰り返し送信し、両者の相関演
算からキャリア周波数誤差を推定する方式等が挙げられ
る。前述したＲＣＳ９７−２１０は、時間領域での処理
を採用している。

【００２１】周波数領域における処理としては、パイロ
ットシンボルを送信する方式が挙げられる。適当なパイ
ロット信号を送信し、パイロット信号に対するフーリエ
変換の出力結果を基に、送信されたパイロット信号の周
波数を推定するのである。パイロット信号の周波数等が
既知であれば、キャリア周波数誤差を推定することがで
きる。前述したＲＣＳ９４−１５２は、このような周波
数領域における処理を行なっている。

【００２２】ところで、上述したように、パイロット信
号を用いた方式では、フーリエ変換結果からパイロット
信号の周波数を算出する必要がある。この算出に有効な
提案として、電子情報通信学会論文誌Ａ，Ｖｏｌ．Ｊ７
０−Ａ，Ｎｏ．５，１９９７の「ＦＦＴを用いた高精度
周波数決定法」がある。この提案は上述したＲＳＣ９４
−１５２においても、パイロットシンボルの周波数を高
精度で計算する方法として利用されている。

【００２３】Ｊ７０−Ａに示されている計算式は、周波
数を推定する信号列、つまりＦＦＴ演算を施す系列に複
数の周波数成分が含まれていても、夫々が十分離れてい
ればお互いに影響を与えないことを利用している。これ
により、個別に周波数を推定することができるようにな
っている。

【００２４】Ｊ７０−Ａによれば、雑音の無い条件下で
は、図１５に示すように、ＦＦＴ演算を施す系列に含ま
れる複数の周波数、つまり離散スペクトルの間隔が４以
上離れていれば（離散スペクトルの間は、ヌル）、２つ
の周波数の干渉はほとんど起こらないことを開示してい
る。

【００２５】ＲＣＳ９４−１５２のＯＦＤＭの周波数同
期法は、パイロットシンボルに対しＪ７０−Ａの周波数
推定法を適用し、キャリア周波数誤差を推定する。従っ
て、パイロットシンボルにおいて設定されるパイロット
キャリアの間隔は、４以上離す必要がある。

【００２６】ところが、このような周波数誤差推定方法
では、パイロットシンボルを頻繁に伝送することによっ
て伝送効率が低下する。一方、伝送効率を低下させない
ためにパイロットシンボルを送信する頻度を抑えてしま
うと、周波数誤差推定精度が劣化してしまうという問題
がある。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】このように、マルチメ
ディア情報を取り扱ったディジタル通信システムにおい
ては、高信頼な信号伝送が必要であり、このため、短い
時間で同期を確立する必要がある。更に、ＯＦＤＭで
は、サブキャリア間隔が狭く、各サブキャリアが直交配
置されていることから、周波数オフセットが存在する
と、サブキャリア間の直交性が崩れ、受信特性が著しく
劣化するので、キャリア周波数同期は極めて重要であ
る。

【００２８】しかしながら、従来、パイロットシンボル
を用いたキャリア周波数誤差推定法では、パイロットキ
ャリア同士がお互いに影響を与えないようにするため
に、パイロットシンボルにおいて設定されるパイロット
キャリアの間隔は、４以上離す必要がある。即ち、パイ
ロットキャリア相互間に情報の伝送に直接寄与しない多
くのヌルサブキャリアを設ける必要がある。このため、
伝送効率が低下してしまうという問題点があった。

【００２９】また、差動符号化を採用した場合には、デ
ータシンボル前に初期位相を決定するスタートシンボル
を別途送信する必要がある。伝送効率を向上させるため
に、このスタートシンボルをパイロットシンボル中に含
ませて伝送することが考えられるが、パイロットキャリ
ア間に多くのヌルサブキャリアを設ける必要があること
から、パイロットシンボルを自由に用いることができ
ず、スタートシンボルの割り当てが困難であるという問
題点もあった。

【００３０】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、ヌルサブキャリアを設けないパイロットシ
ンボルを用いた場合でも、短時間で且つ確実に周波数同
期を確立することを可能にすることにより、パイロット
シンボルの設定の自由度を大きくして伝送効率を向上さ
せることができるディジタル通信装置を提供することを
目的とする。

【００３１】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
ディジタル通信装置は、所定の既知系列のパイロット信
号を含むパイロットシンボルが挿入されたＯＦＤＭ信号
が入力され、再生キャリアによってベースバンド信号を
得る周波数変換手段と、前記ベースバンド信号に矩形窓
以外の窓関数を乗じて出力する窓関数演算手段と、前記
窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換する復
号手段と、前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく
系列をキャリア周波数毎に生成する既知系列生成手段
と、前記復号手段からの出力と前記既知系列生成手段が
生成した系列との相関に基づいて前記周波数変換手段が
用いる再生キャリアの周波数誤差を推定して前記再生キ
ャリア周波数を制御する周波数誤差推定手段とを具備し
たものである。

【００３２】本発明の請求項４に係るディジタル通信装
置は、所定の既知系列のパイロット信号を含むパイロッ
トシンボルが挿入されたＯＦＤＭ信号が入力され、再生
キャリアによってベースバンド信号を得る周波数変換手
段と、前記ベースバンド信号に矩形窓以外の窓関数を乗
じて出力する窓関数演算手段と、前記窓関数演算手段の
出力を周波数領域の出力に変換する復号手段と、前記所
定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャリア周
波数毎に生成する既知系列生成手段と、前記復号手段の
出力を周期性を有する系列毎に平均化し、この平均化さ
れた系列と前記既知系列生成手段により生成された系列
との比較に基づいて再生キャリアの周波数誤差を推定
し、前記再生キャリア周波数を制御する周波数誤差推定
手段とを具備したものである。

【００３３】本発明の請求項１において、ＯＦＤＭ信号
は周波数変換手段によってベースバンド信号に変換され
る。このベースバンド信号は、窓関数演算手段によって
矩形窓以外の窓関数が乗じられた後、復号手段によって
周波数領域の出力に変換される。復号手段の出力は、サ
ブキャリア毎に既知系列及び窓関数に基づく大きさを有
する。この大きさは既知系列及び窓関数に応じてキャリ
ア周波数毎に既知であり、既知系列生成手段は、キャリ
ア周波数毎にこの既知の系列を生成する。周波数誤差推
定手段は、既知系列生成手段からの既知系列と復号手段
の出力との相関によって、キャリア周波数誤差を推定
し、これにより、再生キャリアの周波数を制御する。

【００３４】本発明の請求項４において、ＯＦＤＭベー
スバンド信号は、窓関数演算手段によって矩形窓以外の
窓関数が乗じられた後、復号手段によって周波数領域の
出力に変換される。復号手段の出力の大きさは既知系列
及び窓関数に応じてキャリア周波数毎に既知であり、既
知系列生成手段は、キャリア周波数毎にこの既知の系列
を生成する。周波数誤差推定手段は、復号手段の出力を
周期性を有する系列毎に平均化し、この平均化された系
列と前記既知系列生成手段により生成された系列との比
較に基づいて再生キャリアの周波数誤差を推定する。

【００３５】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について詳細に説明する。図１は本発明に係る
ディジタル通信装置の一実施の形態を示すブロック図で
ある。図１は、受信機の構成例を示している。本実施の
形態は周波数領域における処理によって、キャリア同期
を達成するものである。

【００３６】図１において、受信機は、アンテナ１０、
図示しない高周波低雑音増幅器を有するＲＦ部１１、局
部発振器１２、ＲＦ部１１の出力に対して局部発振器１
２の出力を用いて周波数変換を行なう周波数変換部１
３、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１４、サンプリングタ
イミングクロック生成部１５、ＬＰＦ１４の出力に対し
てサンプリングタイミングクロック生成部１５から出力
される信号で標本化及び量子化を行なうアナログ／ディ
ジタル変換器（以下、Ａ／Ｄという）１６、ガードイン
ターバル除去部１７、シリアル／パラレル変換部１８、
ＦＦＴ部１９、パラレル／シリアル変換部２０、周波数
誤差推定部２１、既知系列生成器２２、窓関数演算部３
０、窓関数生成部３１及び切換器３２によって構成され
ている。

【００３７】アンテナ１０にはＯＦＤＭ信号が誘起す
る。このＯＦＤＭ信号は例えば図１２のＯＦＤＭ送信装
置によって生成されて伝送されたものである。ＯＦＤＭ
信号はパイロットシンボルを含んでいる。本実施の形態
においては、パイロットシンボルは、パイロットサブキ
ャリア系列が既知であればよく、自由に設定可能であ
る。例えば、パイロットサブキャリア相互間にヌルサブ
キャリアを設ける必要はなく、また、パイロットサブキ
ャリア相互間にデータサブキャリアを設けてもよい。

【００３８】図２はこのようなＯＦＤＭ送信信号のフレ
ーム構成を示す説明図である。

【００３９】送信信号は、フレーム単位で伝送される。
フレームは、例えば図２に示す構成を有する。図２にお
いて、フレームの第１シンボルは、無変調のヌルシンボ
ルである。ヌルシンボルは、ガードフレームの一部を兼
ねる。受信機は、ヌルシンボルを用いることによって、
受信信号振幅をモニタし、フレームの開始タイミングを
把握し、更に、パイロットシンボルが伝送されるタイミ
ングを検出する。図２では、ヌルシンボルは、１シンボ
ル長であるが、複数シンボルであっても１シンボル長以
下であっても構わない。なお、このヌルシンボルは本実
施の形態に特有のシンボルではなく、従来から用いられ
ているものである。

【００４０】ヌルシンボルに続けてパイロットシンボル
が配列される。図３はパイロットシンボルにおけるパイ
ロットサブキャリアの配置を示す説明図である。

【００４１】パイロットシンボルは、各サブキャリア対
して既知系列が割り当てられている。また、パイロット
シンボルは、パイロットサブキャリアのみで構成するこ
とが可能であるし、パイロットサブキャリアとデータサ
ブキャリアとで構成することも可能である。図４はデー
タサブキャリアを設ける場合のパイロットサブキャリア
の配置を示す説明図である。

【００４２】直交変調信号に対して同期検波を行なう場
合には、受信機が絶対位相を把握できるように、既知信
号が送信されなければならない。また、差動符号化を行
なう場合には、スタートシンボルが送信されなければな
らない。本実施の形態においては、後述するように、パ
イロットシンボルを用いた周波数誤差の推定の際に、パ
イロットサブキャリアの間隔を離す必要がないことか
ら、パイロットシンボルにヌルサブキャリアを設ける必
要がなく、従って、全てのサブキャリアを用いて情報を
送信することができる。

【００４３】このため、周波数同期用のパイロットシン
ボルをパイロット信号の伝送用だけでなく、通常のデー
タの伝送用又はスタートシンボルの伝送用として兼用す
ることができ、伝送効率の劣化を防ぐことができる。

【００４４】本実施の形態は、受信したＯＦＤＭ信号系
列に所定の窓関数を乗ずることによって、複数のキャリ
ア相互間で干渉を生じさせ、パイロット既知系列とキャ
リア周波数ずれとに基づく受信系列の電力変化をパター
ン化し、パターン比較によってキャリア周波数ずれを推
定するものである。

【００４５】図１において、アンテナ１０からのＯＦＤ
Ｍ信号はＲＦ部１１に供給される。ＲＦ部１１は、入力
された信号を高周波低雑音増幅器によって増幅した後に
周波数変換部１３に供給する。周波数変換部１３は、Ｒ
Ｆ部１１からのＯＦＤＭ信号をＩＦ帯の信号に変換す
る。更に、周波数変換部１３は、局部発振器１２から同
相軸キャリア及び直交軸キャリアが与えられており、こ
れらの同相軸及び直交軸キャリアを用いてＩＦ帯のＯＦ
ＤＭ信号を直交復調して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号
を生成するようになっている。局部発振器１２は後述す
る周波数誤差推定部２１から制御信号が与えられて、発
振周波数が制御されるようになっている。

【００４６】周波数変換部１３からのベースバンドＯＦ
ＤＭ信号は、同相軸検波（Ｉ軸）信号と直交軸検波（Ｑ
軸）信号とから構成される複素信号である。ベースバン
ドＯＦＤＭ信号は、ＩＦ帯を経ることなく直接ＲＦ帯の
信号から生成することも可能である。

【００４７】ベースバンドＯＦＤＭ信号は、ＬＰＦ１４
に供給される。ＬＰＦ１４はベースバンドＯＦＤＭ信号
を帯域制限してＡ／Ｄ１６に出力する。Ａ／Ｄ１６は、
サンプリングタイミングクロック生成部１５からタイミ
ングクロックが与えられ、このタイミングクロックを用
いてＬＰＦ１４の出力を標本化すると共に量子化する。

【００４８】サンプリングタイミングクロック生成部１
５は、周波数誤差推定部２１から出力されるタイミング
クロック制御信号によって制御されて、サンプリングタ
イミングクロックを生成するようになっている。

【００４９】Ａ／Ｄ１６からのＯＦＤＭ信号はガードイ
ンターバル除去部１７に供給される。ガードインターバ
ル除去部１７は、ＯＦＤＭシンボルに付加されているガ
ードインターバルを除去して切換器３２に出力するよう
になっている。切換器３２は、入力されたＯＦＤＭシン
ボルのうちパイロットシンボルについては後述する窓関
数演算部３０を介してシリアル／パラレル変換部１８に
与え、その他のシンボルについては直接シリアル／パラ
レル変換部１８に供給するにようなっている。

【００５０】シリアル／パラレル変換部１８は、入力さ
れたＯＦＤＭシンボルをパラレルデータに変換してＦＦ
Ｔ部１９に出力する。ＦＦＴ部１９は、入力系列に対し
てＦＦＴ演算を行ない、周波数領域の複素データ系列
（サブキャリア信号）を得る。更に、ＦＦＴ部１９は、
サブキャリア信号を周波数領域においてデマッピングし
て、各サブキャリア毎にパラレルデータを生成する。

【００５１】このパラレルデータはパラレル／シリアル
変換部２０に供給されると共に、周波数誤差推定部２１
にも供給される。パラレル／シリアル変換部２０は、入
力されたパラレルデータをシリアルデータに変換して受
信データとして出力するようになっている。

【００５２】本実施の形態においては、窓関数演算部３
０、窓関数生成部３１、周波数誤差推定部２１及び既知
系列生成部２２によって、周波数ずれを推定するように
なっている。

【００５３】次に、これらの回路部によるキャリア周波
数ずれの推定方法について説明する。先ず、受信信号の
周波数領域系列について説明する。説明を簡単にするた
め、等価低域におけるＯＦＤＭ受信信号を取り扱う。ま
た、時間領域から周波数領域への変換に、ＤＦＴ（Disc
rete Fourier transfom）を用いるものとして説明す
る。等価低域におけるＯＦＤＭ受信信号ｒ（ｔ）は、下
記（１）式によって表すことができる。

【００５４】 但し、Ｎs はＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアの数
を示し、ＮはＦＦＴのポイント数を示し、Δω0 はキャ
リア角周波数オフセットを示し、Δθ0 は位相オフセッ
トを示し、ｎ（ｔ）は白色ガウス雑音を示し、Ａは振幅
を示し、Ｔs は有効シンボル長を示している。また、ｕ
はＯＦＤＭシンボル番号であり、ｖはサブキャリア番号
である。そして、ｄuvは送信する符号を示し、ＱＰＳＫ
の場合には、ｄuv∈｛ｅｘｐ（ｊ２πｋ／４），（ｋ＝
０，１，２，３）｝である。また、ヌルサブキャリアの
場合にはＡ＝０である。

【００５５】ｘuv（ｔ）は第ｕＯＦＤＭシンボル、第ｖ
サブキャリアにおけるＯＦＤＭの孤立パルス応答であ
り、下記（２），（３）式で与えられる。

【００５６】 但し、ｈ（ｔ）はチャネルのインパルス応答であり、ｆ
v は第ｖサブキャリア周波数（ｆv ＝ｆ0 ＋ｖ／Ｔs ）
である。

【００５７】ここで、図Ａに示すタイミングにおいて、
有効シンボル当たりＮサンプルで標本化した場合の第ｎ
番目のサンプリングタイミングをｔn とする。上述した
ように、パイロットシンボル以外のシンボルは、ディジ
タル信号に変換された後、ガードインターバル除去部１
７から切換器３２及びシリアル／パラレル変換部１８を
介してＦＦＴ部１９に供給されてＦＦＴ処理される。パ
イロットシンボル以外のシンボルについては、ＤＦＴの
入力系列は、ｒ（ｔn ）となる。但し、ｎ＝０，１，
…，（Ｎ−１）である。

【００５８】図６は受信機の局部発振器１２に周波数ず
れがある場合、つまりサブキャリア周波数とＤＦＴ系列
が表現可能な離散周波数とが合致しない場合のサブキャ
リアのスペクトルの広がりを示したものである。図６
は、サブキャリア番号ｋのみに信号が存在し、その他の
サブキャリアは、ヌルである場合を示している。また、
ＤＦＴ演算を行なう前に、窓関数演算は行なっていな
い。

【００５９】なお、上記（２），（３）式に示すよう
に、ＤＦＴは、それ自体、矩形窓の窓関数演算を行なっ
ているのと等価である。つまり、受信信号をそのままＤ
ＦＴの入力系列とすることは、受信信号に対して矩形窓
の窓関数演算を行なっているのと等価である。以下、説
明を簡略化するために、窓関数演算とは矩形窓以外の窓
関数を時間領域信号に対して乗ずることを示すものとす
る。なお、矩形窓による窓関数演算を指す場合には、そ
の旨を明記する。

【００６０】図６は、ＤＦＴの入力系列に対して、矩形
窓の窓関数Ｈ（ｋ）により窓関数演算行なった場合のＤ
ＦＴの出力系列を示している。図６において、周波数ず
れがない場合、つまりサブキャリア周波数とＤＦＴ系列
が表現できる離散周波数とが合致する場合においては、
図６の破線に示すように、所定のサブキャリア周波数の
みにスペクトルが存在し、隣接するサブキャリア周波数
の電力は０である。つまり、サブキャリア周波数Ｄｋの
み電力値を有し、…Ｄｋ−２、Ｄｋ−１、Ｄｋ＋１、Ｄ
ｋ＋２、…、は０である。即ち、この場合にはサブキャ
リア干渉は発生しない。これは、ＯＦＤＭでは、サブキ
ャリアは、直交配置されているためである。

【００６１】逆に、周波数ずれがある場合、つまりサブ
キャリア周波数とＤＦＴ系列が表現できる離散周波数と
が合致しない場合には、スペクトル広がりによって、サ
ブキャリア間干渉が発生する。図６において、サブキャ
リア周波数がＤＦＴ系列が表現できる離散周波数とｘだ
けずれた場合、サブキャリア番号ｋの電力値は、Ｆｋと
なる。周波数ずれが無い場合には、サブキャリア番号ｋ
の周波数においてのみスペクトルが存在したが、周波数
ずれがある場合には、隣接するサブキャリア周波数にお
いても電力値が観測される。つまり、、…Ｆｋ−２、Ｆ
ｋ−１、Ｆｋ＋１、Ｆｋ＋２、…、がサブキャリア間干
渉電力となる。このスペクトルの広がりの現象は、窓関
数に依存する。

【００６２】図６では、離散スペクトルが１つの場合に
ついて示した。各サブキャリアに対して信号が割り当て
られる場合、つまり、離散スペクトルが複数の場合に
は、サブキャリア間干渉電力は夫々の線形和で表され
る。

【００６３】ここで、すべてのサブキャリアにパイロッ
ト信号が等電力で配置された場合について考える。仮
に、このパイロット信号に対して、窓関数を乗ずること
なくＤＦＴ演算のみを施すものとする。また伝搬路は、
無歪みであり理想的であるとする。パイロットシンボル
にはヌルキャリアを設けていないことから、従来技術で
述べた周波数推定法は、適用できない。いま、周波数ず
れが無いものとすると、送信系列がそのままＤＦＴの出
力系列として再生される。つまり、送信系列は、送信時
と同一の周波数位置で観測される。更に、ＤＦＴの出力
系列は、等電力である。逆に、周波数ずれがあるとする
と、前述した理由により、サブキャリア間干渉が発生す
る。そして、窓関数を乗ずることなくＤＦＴ演算のみを
施す場合には、ＤＦＴの出力系列は、サブキャリア間干
渉の大きさによらず等電力となってしまう。

【００６４】この理由から、本実施の形態においては、
周波数間隔をあけずに配置されたパイロットキャリアに
対して窓関数演算を行なうことにより周波数ずれを検出
可能にしている。即ち、Ａ／Ｄ１６の出力のうちパイロ
ットシンボルについては、切換器３２によって窓関数演
算部３０に供給するようになっている。

【００６５】窓関数生成部３１は、例えばハニング窓の
窓関数を生成して窓関数演算部３０に供給するようにな
っている。例えば、長さがＮのハニング窓ｗH （ｎ）は
下記（４）式によって示される。

【００６６】 そして、本実施の形態においては、ＦＦＴ部１９におい
て、窓関数演算の出力系列に対してＤＦＴ処理を施すよ
うになっている。ＦＦＴ部１９からの周波数領域系列Ｒ
（ｋ）は下記（５）式によって与えられる。

【００６７】 周波数ずれがある場合、サブキャリア間干渉の原因とな
るスペクトルの広がりは、窓関数に依存する。図７は横
軸に周波数差をとり縦軸に振幅をとって、矩形窓の周波
数応答を示すグラフである。矩形窓では、振幅値は、サ
ブキャリア間隔毎にヌルをとる。このため各サブキャリ
アは、直交している。

【００６８】図８は図７に対応してハニング窓の周波数
応答を示すグラフである。ハニング窓においては、サイ
ドローブの極大値は急激に減少するが、メインローブが
広がることから、サブキャリア間の直交性は失われる。

【００６９】つまり、メインローブに広がりが生じる窓
関数を用いれば、すべてのサブキャリアにパイロット信
号が等電力で配置されたパイロットシンボルにおいて
も、窓関数演算を行なった系列に対するＤＦＴの出力系
列Ｒ（ｋ）の大きさ｛|Ｒ（ｋ）|＝Ｒ（ｋ）Ｒ＊
（ｋ）｝は、サブキャリア間干渉の影響を受けてサブキ
ャリア毎に変化する。

【００７０】ここで、Ｒ＊（ｋ）はＲ（ｋ）の複素共役
である。

【００７１】従って、各サブキャリアの電力は、周波数
ずれの量ｘによって変化する。本実施の形態において
は、この各サブキャリアの電力の差によって、周波数ず
れの量ｘを推定する。ずれ量ｘの推定は、受信信号から
算出したＤＦＴの出力系列と、周波数のずれｘがある場
合の各サブキャリアの電力値との相関を求め、相関がも
っとも高くなるｘを検出することによって行われる。

【００７２】図９はすべてのサブキャリアにパイロット
信号が等電力で配置されたパイロットシンボルにおい
て、窓関数演算を行なった系列に対するＤＦＴの出力系
列Ｒ（ｋ）の大きさを示したものである。図９はパイロ
ットシンボルとして、サブキャリア番号に対して周期的
な位相変化を有する系列を用いている。周波数ずれがあ
ると、図９に示すように、各サブキャリアの電力値が実
線から破線に変化する。この変化量の検出を行なえば周
波数ずれの量が推定できる。

【００７３】この周波数ずれ量の推定は、周波数誤差推
定部２１によって行う。周波数誤差推定部２１には既知
系列生成器２２から既知系列の情報も与えられている。
周波数誤差推定部２１は、ＦＦＴ部１９の出力と既知系
列の情報とに基づいてずれ量を求める。

【００７４】なお、上述したように、パイロット信号は
既知の系列であればどのようなものでもよいが、図９に
おいては、|Ｒ（ｋ）|が周期的に変化するパイロット信
号を用いている。これにより、一周期分に縮退して平均
化した後相関を計算することができ、計算量を著しく削
減することができる。

【００７５】Ｒ（ｋ）の大きさが周期的に変化する系列
として、例えば有効サブキャリア数６４（ｋ＝０，１，
…，６３）で、各サブキャリアの変調方式がＱＰＳＫの
場合には、下記（６）式に示す符号系列ξ（ｋ）が挙げ
られる。

【００７６】 図１０は窓関数演算を行なった系列に対するＤＦＴの出
力系列を一周期分に縮退して平均化した場合の、各サブ
キャリアの電力を示したものである。パイロットシンボ
ルにおける既知符号系列を（６）式に示すξ（ｋ）とし
た時、ＯＦＤＭ変調信号に対して窓関数演算を行ない、
周期Ｉｋ毎に平均化を行なった信号の周波数領域におけ
る大きさ|Ｆ（ｋ）|は、周波数オフセットｘによって、
図１０のように変化する。

【００７７】ＯＦＤＭ信号にサブキャリア周波数間隔を
超える周波数オフセットがある場合には、ＤＦＴの出力
系列のサブキャリア位置は、シフトして観測される。つ
まり、ｘ＝−１、０、１では、|Ｆ（ｋ）|がサブキャリ
ア位置に対してシフトした関係にある。また、周波数オ
フセットｘがサブキャリア間隔以内の場合、|Ｆ（ｋ）|
は、|Ｆ（ｋ）|の形自体が変化する。

【００７８】本実施の形態においては、既知系列生成器
２２において、このような周波数領域における大きさ既
知の系列|Ｆ（ｋ）|を生成するようになっている。

【００７９】周波数誤差推定部２１は、窓関数演算され
ＦＦＴ復調されて得られた周波数領域の受信信号系列
を、周期Ｉｋ毎に平均化し、周波数誤差推定のための信
号系列|Ｌ（ｋ）|を算出する。この|Ｌ（ｋ）|と既知系
列生成器２２からの|Ｆ（ｋ）|との相関から、周波数オ
フセットｘを推定する。周波数オフセットｘは、例え
ば、両者の２乗誤差（|Ｌ（ｋ）|−|Ｆ（ｋ）|）の２乗
が最少となるようなｘを検索することによっても得られ
る。また、|Ｌ（ｋ）|を算出する際、受信信号系列に対
して、Ｉｋ毎にベクトル平均演算を行なえば、雑音の影
響の低減が可能となる。周波数誤差推定部２１は、推定
した周波数オフセットｘを０にするように、局部発振周
波数を制御すると共に、サンプリングタイミングクロッ
クを制御するようになっている。

【００８０】なお、本実施の形態における周波数同期
は、周波数の捕捉動作だけではなく、位相の捕捉動作を
含んでいるものとする。キャリアであれば、キャリア周
波数の捕捉及びキャリア位相の捕捉であり、タイミング
クロック周波数であれば、タイミングクロック周波数及
びタイミングクロック位相の捕捉を含んでいる。ＰＳＫ
等の直交変調方式では、位相に情報を持つ。つまり、受
信データを復調するためには、周波数の捕捉だけでなく
位相の捕捉が必要となる。

【００８１】次に、このように構成された実施の形態の
動作について説明する。

【００８２】送信側においては、例えば図２に示すフレ
ームのＯＦＤＭ信号を伝送するものとし、図２中のパイ
ロットシンボルは、（６）式に示す系列ξ（ｋ）をパイ
ロットサブキャリア系列とする信号であるものとする。
なお、パイロットシンボルとしてヌルサブキャリアを含
まないこのような特殊な系列を用いることができ、この
パイロットシンボルをスタートシンボルとしても兼用す
ることができる。

【００８３】アンテナ１０は受信したＯＦＤＭ信号をＲ
Ｆ部１１に供給する。ＲＦ部１１によって、ＯＦＤＭ信
号は周波数変換される。更に、ＲＦ部１１は、局部発振
器１２からの同相軸及び直交軸キャリアを用いてＯＦＤ
Ｍ信号を直交復調して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を
ＬＰＦ１４に供給する。

【００８４】ベースバンドＯＦＤＭ信号は、ＬＰＦ１４
によって帯域制限され、Ａ／Ｄ１６によってディジタル
信号に変換されてガードインターバル除去部１７に供給
される。Ａ／Ｄ１６の出力は上記（２），（３）式によ
って示される。ガードインターバル除去部１７は、ＯＦ
ＤＭシンボルに付加されているガードインターバルを除
去して切換器３２に出力する。

【００８５】切換器３２は、図示しない制御部によって
制御されて、パイロットシンボル以外のシンボルについ
ては、直接シリアル／パラレル変換部１８に与え、パイ
ロットシンボルについては窓関数演算部３０を介してシ
リアル／パラレル変換部１８に与える。

【００８６】いま、パイロットシンボルが切換器３２に
入力されるものとする。切換器３２によって窓関数演算
部３０に供給されたパイロットシンボルは、窓関数生成
部３１からの窓関数と乗算される。窓関数演算部３０の
出力はシリアル／パラレル変換部１８において、ＦＦＴ
部１９のポイント数にパラレル変換されてＦＦＴ部１９
に供給される。ＦＦＴ部１９は入力されたパラレルデー
タをＦＦＴ処理する。

【００８７】窓関数生成部３１が（４）式に示すハニン
グ窓ｗH（ｎ） を出力するものとすると、ＦＦＴ部１９
からの周波数領域系列Ｒ（ｋ）は、上記（５）式によっ
て与えられる。

【００８８】周波数誤差推定部２１は、ＦＦＴ部１９の
出力が与えられており、系列Ｒ（ｋ）の大きさ｛|Ｒ
（ｋ）|＝Ｒ（ｋ）Ｒ＊（ｋ）｝を算出する。上述した
ように、図９はこの場合の系列Ｒ（ｋ）の大きさ（電力
値）を示している。図９の実線はキャリア周波数ずれが
発生していないものである。上述したように、（６）式
では、Ｒ（ｋ）の大きさが４サブキャリア周期で周期的
に変化するパイロットサブキャリア系列を用いているの
で、図９に示すように、サブキャリア番号ｋの０乃至
３，４乃至７，８乃至１１，…の変化の状態は略々同様
である。周波数誤差推定部２１は、ＦＦＴ部２１の出力
を縮退して平均化する。

【００８９】図１０のｘ＝０のグラフは、図９の実線の
状態を示している。一方、既知系列生成器２２は、ｘ＝
０だけでなく、ｘを適宜変化させた状態における電力変
化のパターンを生成することができるようになってい
る。

【００９０】いま、キャリア周波数ずれによって、系列
Ｒ（ｋ）の大きさが図９の破線に示すものに変化するも
のとする。サブキャリア番号１６乃至１９（０乃至３）
について電力変化を見ると、略々０，０，所定値，所定
値と変化している。即ち、このパターンは、図１０のｘ
＝１のパターンと同様である。従って、この場合には、
周波数誤差推定部２１は、キャリア周波数ずれが１サブ
キャリア間隔であるものと推定する。

【００９１】周波数誤差推定部２１は、このような電力
値の変化のパターンと既知系列生成器２２で発生したパ
ターンとの相関によって、周波数ずれｘを推定する。そ
して、周波数誤差推定部２１は、周波数ずれｘを０にす
るように局部発振器１２及びサンプリングタイミングク
ロック生成部１５を制御する。こうして、キャリア同期
が達成される。

【００９２】このように本実施の形態においては、ＦＦ
Ｔ処理後の周波数領域系列Ｒ（ｋ）の大きさが変化する
ように、ＯＦＤＭシンボルに窓関数を乗じ、窓関数及び
キャリア周波数ずれに応じた系列Ｒ（ｋ）の大きさの変
化をパターン化し、既知系列のパターンとの相関によっ
て周波数ずれを推定するようになっている。このため、
パイロットシンボルにヌルサブキャリアを設ける必要は
なく、パイロットシンボルを自由に設定可能であり、伝
送効率を向上させることができる。

【００９３】図１１は本発明の他の実施の形態を示すブ
ロック図である。図１１において図１と同一の構成要素
には同一符号を付して説明を省略する。

【００９４】本実施の形態は周波数補正部４２及びディ
ジタル局部発振器４１を付加した点が図１の実施の形態
と異なる。ディジタル局部発振器４１は、周波数誤差推
定部２１に制御されて、Ｉ，Ｑ軸の局部発振信号を周波
数補正部４２に供給するようになっている。周波数補正
部４２はＡ／Ｄ１６からのディジタルのＯＦＤＭ信号が
与えられ、ディジタル処理によってベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号の周波数及び位相を補正してガードインターバル
除去部１７に出力するようになっている。

【００９５】このように構成された実施の形態において
は、Ａ／Ｄ１６から出力される信号は、Ｉ軸及びＱ軸の
信号とから構成される複素信号である。また、ディジタ
ル局部発振器４１から出力される信号も複素信号であ
る。周波数補正部４２では、複素演算のディジタル信号
処理によって、ベースバンドＯＦＤＭ信号の周波数及び
位相を補正する。ディジタル局部発振器の発振周波数
は、周波数誤差推定部２１から制御信号が与えられて、
発振周波数が制御されるようになっている。

【００９６】他の作用は図１の実施の形態と同様であ
る。

【００９７】このように、本実施の形態においては、デ
ィジタル処理によってキャリア周波数同期を確立するこ
とが可能である。

【００９８】なお、本発明は上記実施の形態に限定され
るものではなく、例えば、パイロットシンボルとしては
図３に示すパイロットキャリアの配置以外の配置を採用
してもよいことは明らかである。即ち、既知系列生成器
２２から出力される信号系列をパイロットキャリアの配
置方法に応じて変化させることによって、どのようなパ
イロットキャリアの配置方法にも対応可能である。例え
ば、図１５に示すように、パイロットキャリア相互間に
ヌルキャリアを設けたパイロットキャリア配置であって
も、周波数オフセットｘの推定が可能である。

【００９９】更に、この推定したｘを用いて、受信信号
系列Ｒ（ｋ）に対して周波数オフセットを補正し、窓関
数演算によるスペクトルの広がりを補正する信号処理を
施すことによって、既知系列の振幅と位相を把握するこ
とができる。つまり、同期検波時に必要となる既知シン
ボルの振幅及び位相の情報、若しくは遅延検波時に必要
となるスタートシンボルの振幅及び位相の情報を、ＯＦ
ＤＭを構成するサブキャリア毎に把握することができ
る。

【０１００】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ヌ
ルサブキャリアを設けないパイロットシンボルを用いた
場合でも、短時間で且つ確実に周波数同期を確立するこ
とを可能にすることにより、パイロットシンボルの設定
の自由度を大きくして伝送効率を向上させることができ
るという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るディジタル通信装置の一実施の形
態を示すブロック図。

【図２】図１の実施の形態におけるフレーム構成を示す
説明図。

【図３】図１の実施の形態のパイロットシンボルにおけ
るパイロット信号の配置を示す説明図。

【図４】パイロットシンボルの他のパイロット信号の配
置を示す説明図。

【図５】サンプリングタイミングを説明するための説明
図。

【図６】キャリア周波数ずれによって生じるサブキャリ
ア間干渉を示すグラフ。

【図７】矩形窓におけるサブキャリアスペクトルの広が
りを示すグラフ。

【図８】ハニング窓におけるサブキャリアスペクトルの
広がりを示すグラフ。

【図９】窓関数演算後にＤＦＴ処理した出力系列の大き
さを示すグラフ。

【図１０】窓関数演算後にＤＦＴ処理した出力系列の大
きさを基にして、キャリア周波数ずれに対する変化を示
すグラフ。

【図１１】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。

【図１２】ＯＦＤＭ変調装置の構成を示すブロック図。

【図１３】ＯＦＤＭのシンボルの構成を示す説明図。

【図１４】ＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。

【図１５】従来例に採用されるパイロットシンボルの配
置を示す説明図。

【符号の説明】

１２…局部発振器、１３…周波数変換部、１９…ＦＦＴ
部、２１…周波数誤差推定部、２２…既知系列生成部、
３０…窓関数演算部、３１…窓関数生成部

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の既知系列のパイロット信号を含む
   パイロットシンボルが挿入されたＯＦＤＭ信号が入力さ
   れ、再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波
   数変換手段と、 前記ベースバンド信号に矩形窓以外の窓関数を乗じて出
   力する窓関数演算手段と、 前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換す
   る復号手段と、 前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャ
   リア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、 前記復号手段からの出力と前記既知系列生成手段が生成
   した系列との相関に基づいて前記周波数変換手段が用い
   る再生キャリアの周波数誤差を推定して前記再生キャリ
   ア周波数を制御する周波数誤差推定手段とを具備したこ
   とを特徴とするディジタル通信装置。
2. 【請求項２】 前記パイロットシンボルは、パイロット
   サブキャリア以外のサブキャリアを含むことを特徴とす
   る請求項１に記載のディジタル通信装置。
3. 【請求項３】 前記パイロット信号は、前記復号手段か
   らの出力の大きさがサブキャリアに対して周期性を有す
   るような既知系列に設定することを特徴とする請求項１
   に記載のディジタル通信装置。
4. 【請求項４】 所定の既知系列のパイロット信号を含む
   パイロットシンボルが挿入されたＯＦＤＭ信号が入力さ
   れ、再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波
   数変換手段と、 前記ベースバンド信号に矩形窓以外の窓関数を乗じて出
   力する窓関数演算手段と、 前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換す
   る復号手段と、 前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャ
   リア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、 前記復号手段の出力を周期性を有する系列毎に平均化
   し、この平均化された系列と前記既知系列生成手段によ
   り生成された系列との比較に基づいて再生キャリアの周
   波数誤差を推定し、前記再生キャリア周波数を制御する
   周波数誤差推定手段とを具備したことを特徴とするディ
   ジタル通信装置。
5. 【請求項５】 前記パイロットシンボルは、少なくとも
   １つのパイロット信号とのサブキャリア間隔が３以内に
   あるサブキャリアの少なくとも１つがヌルではないこと
   を特徴とする請求項１又は４のいずれか一方に記載のデ
   ィジタル通信装置。
6. 【請求項６】 前記パイロットシンボルは、少なくとも
   １つのパイロット信号に隣接した２つのサブキャリアの
   うち、少なくとも１つがヌルではないことを特徴とする
   請求項１又は４のいずれか一方に記載のディジタル通信
   装置。