JPH11154925A - ディジタル伝送装置 - Google Patents
ディジタル伝送装置Info
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- JPH11154925A JPH11154925A JP9321462A JP32146297A JPH11154925A JP H11154925 A JPH11154925 A JP H11154925A JP 9321462 A JP9321462 A JP 9321462A JP 32146297 A JP32146297 A JP 32146297A JP H11154925 A JPH11154925 A JP H11154925A
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- JP
- Japan
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- digital
- signal
- output
- symbol
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 信号に重畳されたＤＣ成分の除去が容易に得
られ、伝送性能が充分に発揮できるようにしたディジタ
ル伝送装置を提供すること。 【解決手段】 アナログ／ディジタル変換部Ａと復調処
理部Ｂを備えたディジタル伝送装置の受信装置におい
て、それらのアナログ／ディジタル変換部Ａと復調処理
部Ｂの間にＤＣオフセット補正部１３を挿入し、受信信
号のサンプル値系列出力からシンボル周期のｔ倍以上
(ｔは１０程度)の低周波成分を検出し、少なくとも有効
シンボル期間内では低周波成分除去のための補正値を一
定状態に保持することにより、シンボル周期以上の低周
波成分を除去するようにしたもの。
られ、伝送性能が充分に発揮できるようにしたディジタ
ル伝送装置を提供すること。 【解決手段】 アナログ／ディジタル変換部Ａと復調処
理部Ｂを備えたディジタル伝送装置の受信装置におい
て、それらのアナログ／ディジタル変換部Ａと復調処理
部Ｂの間にＤＣオフセット補正部１３を挿入し、受信信
号のサンプル値系列出力からシンボル周期のｔ倍以上
(ｔは１０程度)の低周波成分を検出し、少なくとも有効
シンボル期間内では低周波成分除去のための補正値を一
定状態に保持することにより、シンボル周期以上の低周
波成分を除去するようにしたもの。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重ディジタル変調方式に代表されるディジタル変調方式
を用いたディジタル伝送装置に関する。
重ディジタル変調方式に代表されるディジタル変調方式
を用いたディジタル伝送装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動体向けディジタル音声放送
や、地上系ディジタルテレビジョン放送への応用に適し
た変調方式として、マルチパスフェージングやゴースト
に強いという特徴をもつＯＦＤＭ(Orthogonal Frequenc
y Division Multiplex：直交周波数分割多重変調)方式
が注目を浴びている。
や、地上系ディジタルテレビジョン放送への応用に適し
た変調方式として、マルチパスフェージングやゴースト
に強いという特徴をもつＯＦＤＭ(Orthogonal Frequenc
y Division Multiplex：直交周波数分割多重変調)方式
が注目を浴びている。
【０００３】このＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調
方式の一種で、互いに直交するｎ本(ｎは数１０〜数１
００)の搬送波にディジタル変調を施して使用する伝送
方式のことであり、これらｎ本の搬送波の各Ｉ軸成分と
Ｑ軸成分には、夫々被変調波として離散的な符号を割り
当て、シンボル周期(数１０μsec)毎に、その符号を更
新するようになっている。
方式の一種で、互いに直交するｎ本(ｎは数１０〜数１
００)の搬送波にディジタル変調を施して使用する伝送
方式のことであり、これらｎ本の搬送波の各Ｉ軸成分と
Ｑ軸成分には、夫々被変調波として離散的な符号を割り
当て、シンボル周期(数１０μsec)毎に、その符号を更
新するようになっている。
【０００４】このときの離散的な符号としては、ランダ
ム系列同様の符号であることが前提で、これにより、数
シンボル期間、連続して同レベルの符号が発生する確率
は極めて低いことが要件となる。そして、これらの多数
のディジタル変調波は、図８に示すように、加算され、
Ｉ軸とＱ軸により直交変調され、ＯＦＤＭ信号として送
信される。
ム系列同様の符号であることが前提で、これにより、数
シンボル期間、連続して同レベルの符号が発生する確率
は極めて低いことが要件となる。そして、これらの多数
のディジタル変調波は、図８に示すように、加算され、
Ｉ軸とＱ軸により直交変調され、ＯＦＤＭ信号として送
信される。
【０００５】このときの搬送波のディジタル変調方式と
しては、ＱＰＳＫ方式(QuadraturePhase Shift Keyin
g：４相位相偏移変調方式)が最もよく用いられるが、１
６ＱＡＭ方式(16 Quadrature Amplitude Modulation：
１６値直交振幅変調方式)や３２ＱＡＭ方式などの多値
変調方式を用いることもできる。
しては、ＱＰＳＫ方式(QuadraturePhase Shift Keyin
g：４相位相偏移変調方式)が最もよく用いられるが、１
６ＱＡＭ方式(16 Quadrature Amplitude Modulation：
１６値直交振幅変調方式)や３２ＱＡＭ方式などの多値
変調方式を用いることもできる。
【０００６】ところで、このＯＦＤＭ信号のシンボル構
成は、有効データシンボルに遅延波の影響を軽減するた
めのガードインターバルを付加した構成になっている。
ここで、このガードインターバルとは、変調シンボルの
信号が巡回的になるように付加する信号のことであり、
このガードインターバルの付加により、ガード内の遅延
時間の遅延波に対しては、そのシンボル間干渉による劣
化を避けることができ、これによりマルチパスフェージ
ングに対して強い耐性を与えることができる。
成は、有効データシンボルに遅延波の影響を軽減するた
めのガードインターバルを付加した構成になっている。
ここで、このガードインターバルとは、変調シンボルの
信号が巡回的になるように付加する信号のことであり、
このガードインターバルの付加により、ガード内の遅延
時間の遅延波に対しては、そのシンボル間干渉による劣
化を避けることができ、これによりマルチパスフェージ
ングに対して強い耐性を与えることができる。
【０００７】一方、このＯＦＤＭ方式は、サブキャリア
間の周波数間隔が狭いため、送受信装置間のキャリア周
波数誤差や復調系のサンプリング周波数誤差によるサブ
キャリア間の干渉を生じ易く、それらの周波数に高い精
度を必要とする。この結果、受信装置がＯＦＤＭ信号を
正しく受信し続けるためには、受信装置のクロック周波
数を、受信信号のクロック周波数に一致させるためのク
ロック再生処理が必要である。
間の周波数間隔が狭いため、送受信装置間のキャリア周
波数誤差や復調系のサンプリング周波数誤差によるサブ
キャリア間の干渉を生じ易く、それらの周波数に高い精
度を必要とする。この結果、受信装置がＯＦＤＭ信号を
正しく受信し続けるためには、受信装置のクロック周波
数を、受信信号のクロック周波数に一致させるためのク
ロック再生処理が必要である。
【０００８】また、このとき、受信信号のフレーム周期
やシンボル周期が時間的に変動する場合には、受信装置
のクロック周波数をその変動に追随させる必要があり、
このため、送信側では、ＯＦＤＭ送信信号を、有効デー
タシンボルと、数種類の同期シンボル群からなる伝送フ
レームとして構成し、受信側では、これら同期シンボル
群を基にして同期引き込み処理を行い、送信側、受信側
のクロック周波数の同期をとり、ＯＦＤＭ信号の復調を
行っている。
やシンボル周期が時間的に変動する場合には、受信装置
のクロック周波数をその変動に追随させる必要があり、
このため、送信側では、ＯＦＤＭ送信信号を、有効デー
タシンボルと、数種類の同期シンボル群からなる伝送フ
レームとして構成し、受信側では、これら同期シンボル
群を基にして同期引き込み処理を行い、送信側、受信側
のクロック周波数の同期をとり、ＯＦＤＭ信号の復調を
行っている。
【０００９】このときの伝送フレーム構成の一例を示し
たのが図９で、この例では、まず、先頭に、時間軸上の
特定の位置を大まかに検出するための無信号期間からな
る部分(以下、ヌルシンボルという)と、このヌルシンボ
ルに比して、より高精度で時間軸上の特定の時点を指し
示すための可変周波数信号期間からなる部分(以下、ス
イープシンボル)等の数種からなる同期シンボル群を設
け、この後に有効データシンボルを配置して１フレーム
とし、この伝送フレームを１単位として伝送するのであ
る。
たのが図９で、この例では、まず、先頭に、時間軸上の
特定の位置を大まかに検出するための無信号期間からな
る部分(以下、ヌルシンボルという)と、このヌルシンボ
ルに比して、より高精度で時間軸上の特定の時点を指し
示すための可変周波数信号期間からなる部分(以下、ス
イープシンボル)等の数種からなる同期シンボル群を設
け、この後に有効データシンボルを配置して１フレーム
とし、この伝送フレームを１単位として伝送するのであ
る。
【００１０】図７は、従来技術によるＯＦＤＭ伝送装置
における受信装置の一例で、図示のように、受信した信
号が入力されるアナログ／ディジタル変換部Ａと、ディ
ジタル変換された信号が入力される復調処理部Ｂとで構
成されている。
における受信装置の一例で、図示のように、受信した信
号が入力されるアナログ／ディジタル変換部Ａと、ディ
ジタル変換された信号が入力される復調処理部Ｂとで構
成されている。
【００１１】そして、まずアナログ／ディジタル変換部
Ａでは、受信した信号をＩＦ周波数に変換した後、ＩＦ
／ベースバンド変換部１１により復調し、ＯＦＤＭベー
スバンド信号を得、次いで、このＯＦＤＭベースバンド
信号をＡ／Ｄ変換器１２に入力し、クロック発生器１７
から供給されるクロックＣＬＫを用いてサンプリング
し、ディジタル信号に変換して信号ＳA を出力する。
Ａでは、受信した信号をＩＦ周波数に変換した後、ＩＦ
／ベースバンド変換部１１により復調し、ＯＦＤＭベー
スバンド信号を得、次いで、このＯＦＤＭベースバンド
信号をＡ／Ｄ変換器１２に入力し、クロック発生器１７
から供給されるクロックＣＬＫを用いてサンプリング
し、ディジタル信号に変換して信号ＳA を出力する。
【００１２】次に、復調処理部Ｂでは、まず、Ａ／Ｄ変
換器１２から供給される信号ＳA を同期検出部１６に入
力し、同期引き込み処理の第一段階として、そのサンプ
ル値系列を絶対値化する。このとき、ＯＦＤＭデータ信
号のＩ成分とＱ成分の絶対値は、ある一定値以上のレベ
ルを有し、絶対値が０になることはなく、一方、ヌルシ
ンボルは、上記したように、そのレベルが０であるた
め、データシンボルのレベルとヌルシンボルのレベルに
差が生じる。
換器１２から供給される信号ＳA を同期検出部１６に入
力し、同期引き込み処理の第一段階として、そのサンプ
ル値系列を絶対値化する。このとき、ＯＦＤＭデータ信
号のＩ成分とＱ成分の絶対値は、ある一定値以上のレベ
ルを有し、絶対値が０になることはなく、一方、ヌルシ
ンボルは、上記したように、そのレベルが０であるた
め、データシンボルのレベルとヌルシンボルのレベルに
差が生じる。
【００１３】そこで、同期検出部１６では、図１０(a)
に示すように、大小レベル判定用のしきい値(閾値)を設
定して、データシンボルのレベルとヌルシンボルのレベ
ルの大小比較を行い、１伝送フレームの最後のデータシ
ンボルから、次の伝送フレームの先頭にある筈のヌルシ
ンボルに至るデータの時間軸上の遷移点を検出し、時間
軸上でのヌルシンボルの位置に相当するフレーム同期信
号ＳF を抽出する。
に示すように、大小レベル判定用のしきい値(閾値)を設
定して、データシンボルのレベルとヌルシンボルのレベ
ルの大小比較を行い、１伝送フレームの最後のデータシ
ンボルから、次の伝送フレームの先頭にある筈のヌルシ
ンボルに至るデータの時間軸上の遷移点を検出し、時間
軸上でのヌルシンボルの位置に相当するフレーム同期信
号ＳF を抽出する。
【００１４】次に、こうして第一段階で求められたヌル
シンボル開始位置に基づき、同期引き込み処理の第二段
階として、まず、時間軸上に、ある一定の長さの時間窓
(ウインドウ)を設定し、この時間窓を時間軸上で移動さ
せながら、各時間窓の位置毎に、この時間窓に含まれる
サンプル値系列と、予め記憶してあるスイープ信号との
相互相関計算を行って相互相関値を算出し、時間窓内の
相互相関値のピーク値を検出する。
シンボル開始位置に基づき、同期引き込み処理の第二段
階として、まず、時間軸上に、ある一定の長さの時間窓
(ウインドウ)を設定し、この時間窓を時間軸上で移動さ
せながら、各時間窓の位置毎に、この時間窓に含まれる
サンプル値系列と、予め記憶してあるスイープ信号との
相互相関計算を行って相互相関値を算出し、時間窓内の
相互相関値のピーク値を検出する。
【００１５】次に、この相互相関値のピーク値の位置か
ら、ベースバンド信号中の同期シンボルの時間間隔をサ
ンプリングクロックのクロック単位でカウントし、カウ
ント値の所定値に対する誤差情報εをクロック発生部１
７に出力する。そこで、クロック発生部１７は、この誤
差情報εに基づいて、出力クロック周波数を可変制御
し、これにより、受信したＯＦＤＭ信号をサンプリング
するための受信側でのサンプリング用のクロックＣＬＫ
を、常に送信側のクロックに同期させることができるの
である。
ら、ベースバンド信号中の同期シンボルの時間間隔をサ
ンプリングクロックのクロック単位でカウントし、カウ
ント値の所定値に対する誤差情報εをクロック発生部１
７に出力する。そこで、クロック発生部１７は、この誤
差情報εに基づいて、出力クロック周波数を可変制御
し、これにより、受信したＯＦＤＭ信号をサンプリング
するための受信側でのサンプリング用のクロックＣＬＫ
を、常に送信側のクロックに同期させることができるの
である。
【００１６】シンボルカウンタ１８は、図１３に示すよ
うに、カウンタ１８１とデコーダ１８２で構成されてい
る。そして、カウンタ１８１は、クロック発生部１７か
ら供給されるクロックＣＬＫをカウントし、デコーダ１
８２は、カウント結果をデコードし、カウント値がシン
ボル周期に達したときパルスを発生し、これをシンボル
同期信号ＳS として出力するようになっている。
うに、カウンタ１８１とデコーダ１８２で構成されてい
る。そして、カウンタ１８１は、クロック発生部１７か
ら供給されるクロックＣＬＫをカウントし、デコーダ１
８２は、カウント結果をデコードし、カウント値がシン
ボル周期に達したときパルスを発生し、これをシンボル
同期信号ＳS として出力するようになっている。
【００１７】このとき、カウンタ１８１は、同期検出部
１６から供給されるフレーム同期信号ＳF と、デコーダ
１８２の出力であるシンボル同期信号ＳS によりリセッ
トされる。従って、このシンボルカウンタ１８の動作
は、図１４に示すようになる。そして、このシンボルカ
ウンタ１８から出力されるシンボル同期信号ＳS は、Ｆ
ＦＴ処理部１４と信号点識別部１５に供給され、これに
より、まずＦＦＴ処理部１４では、ディジタル信号から
周波数軸に変換された受信信号のＩ、Ｑ成分を出力し、
これを信号点識別部１５に供給する。
１６から供給されるフレーム同期信号ＳF と、デコーダ
１８２の出力であるシンボル同期信号ＳS によりリセッ
トされる。従って、このシンボルカウンタ１８の動作
は、図１４に示すようになる。そして、このシンボルカ
ウンタ１８から出力されるシンボル同期信号ＳS は、Ｆ
ＦＴ処理部１４と信号点識別部１５に供給され、これに
より、まずＦＦＴ処理部１４では、ディジタル信号から
周波数軸に変換された受信信号のＩ、Ｑ成分を出力し、
これを信号点識別部１５に供給する。
【００１８】そこで、信号点識別部１５は、この受信信
号のＩ、Ｑ成分により、予め所定のデータが書き込んで
あるＲＯＭのアドレスを検索し、これにより、このＲＯ
Ｍから、図１１の左側に示す送信側での信号点配置に対
応した復調データＤを出力させるのである。なお、この
ときの信号点識別部１５の動作は、ＲＯＭマッピング法
と呼ばれる周知の方法である。
号のＩ、Ｑ成分により、予め所定のデータが書き込んで
あるＲＯＭのアドレスを検索し、これにより、このＲＯ
Ｍから、図１１の左側に示す送信側での信号点配置に対
応した復調データＤを出力させるのである。なお、この
ときの信号点識別部１５の動作は、ＲＯＭマッピング法
と呼ばれる周知の方法である。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、伝送
処理により信号中のＤＣ成分(直流分)に現れるレベル変
動について配慮がされておらず、ＯＦＤＭ伝送における
同期引き込み処理の劣化や、ＤＣキャリアに符号を割り
当てたときでの符号誤りの増加など、伝送性能の有効利
用の点に問題があった。
処理により信号中のＤＣ成分(直流分)に現れるレベル変
動について配慮がされておらず、ＯＦＤＭ伝送における
同期引き込み処理の劣化や、ＤＣキャリアに符号を割り
当てたときでの符号誤りの増加など、伝送性能の有効利
用の点に問題があった。
【００２０】詳しく説明すると、ＯＦＤＭ方式のディジ
タル伝送装置では、その信号処理系にＤ／Ａ変換部やＡ
／Ｄ変換部、それにオペアンプなどのアナログデバイス
の存在が不可避であり、このため、それらのＤＣ特性の
計時的変化、或いはＩＦミキサ部や伝送路におけるＤＣ
成分の重畳などにより、ＯＦＤＭ信号のＤＣ成分に変動
が現れるのが避けられない。
タル伝送装置では、その信号処理系にＤ／Ａ変換部やＡ
／Ｄ変換部、それにオペアンプなどのアナログデバイス
の存在が不可避であり、このため、それらのＤＣ特性の
計時的変化、或いはＩＦミキサ部や伝送路におけるＤＣ
成分の重畳などにより、ＯＦＤＭ信号のＤＣ成分に変動
が現れるのが避けられない。
【００２１】しかして、このＤＣ成分の変動は、ＯＦＤ
Ｍ伝送系での同期引き込み処理の劣化、或いはＤＣキャ
リアに符号を割り当てた場合、伝送性能の劣化につなが
ってしまう。ここで、このＤＣ成分の変動の影響につい
て、さらに詳しく説明する。
Ｍ伝送系での同期引き込み処理の劣化、或いはＤＣキャ
リアに符号を割り当てた場合、伝送性能の劣化につなが
ってしまう。ここで、このＤＣ成分の変動の影響につい
て、さらに詳しく説明する。
【００２２】ＯＦＤＭ伝送系での受信側では、上記した
ように、同期引き込み処理の第一段階として、ヌルシン
ボルの検出を行っており、これは受信した信号のデータ
シンボルのレベルとヌルシンボルのレベルの絶対値のレ
ベル差を利用している。しかし、このとき、本来は、図
１０(a)に示したように、レベルが０である筈のヌルシ
ンボルが、受信信号にＤＣ成分が重畳された場合には、
その絶対値レベルが増加し、図１０(b)に示すように、
しきい値を越えてしまい、このため、ヌルシンボルの検
出ができなくなってしまうのである。
ように、同期引き込み処理の第一段階として、ヌルシン
ボルの検出を行っており、これは受信した信号のデータ
シンボルのレベルとヌルシンボルのレベルの絶対値のレ
ベル差を利用している。しかし、このとき、本来は、図
１０(a)に示したように、レベルが０である筈のヌルシ
ンボルが、受信信号にＤＣ成分が重畳された場合には、
その絶対値レベルが増加し、図１０(b)に示すように、
しきい値を越えてしまい、このため、ヌルシンボルの検
出ができなくなってしまうのである。
【００２３】一方、ＤＣキャリアに符号を割り当てた伝
送方式の場合には、図１１の右側に示すように、重畳さ
れた不要なＤＣ成分、すなわちＤＣオフセットは、ＤＣ
キャリアの信号成分に対して、あたかも雑音の如く振る
舞うことになり、図示のように、ＤＣキャリアに割り当
てた符号に対して符号誤りを生じさせてしまう。そこ
で、従来技術では、通常、ＤＣキャリアには符号を割り
当てないようにした伝送方式を用いざるを得ず、この結
果、与えられた帯域を充分に利用することができなくな
ってしまうのである。
送方式の場合には、図１１の右側に示すように、重畳さ
れた不要なＤＣ成分、すなわちＤＣオフセットは、ＤＣ
キャリアの信号成分に対して、あたかも雑音の如く振る
舞うことになり、図示のように、ＤＣキャリアに割り当
てた符号に対して符号誤りを生じさせてしまう。そこ
で、従来技術では、通常、ＤＣキャリアには符号を割り
当てないようにした伝送方式を用いざるを得ず、この結
果、与えられた帯域を充分に利用することができなくな
ってしまうのである。
【００２４】本発明の目的は、信号に重畳されたＤＣ成
分の除去が容易に得られ、伝送性能が充分に発揮できる
ようにしたディジタル伝送装置を提供することにある。
分の除去が容易に得られ、伝送性能が充分に発揮できる
ようにしたディジタル伝送装置を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】上記目的は、ディジタル
変調方式の送信部と受信部とを備えたディジタル伝送装
置において、前記受信部が、受信信号に対してＩＦ／ベ
ースバンド変換及びＡ／Ｄ変換処理を行うアナログ／デ
ィジタル変換部と、前記アナログ／ディジタル変換部の
出力である受信サンプル値系列に対してディジタル復調
処理する復調処理部と、前記アナログ／ディジタル変換
部と、前記復調処理部の間に接続されたＤＣオフセット
補正部とで構成され、前記ＤＣオフセット補正部が、受
信サンプル値系列から、少なくとも有効シンボル期間内
では低周波成分除去のための補正値を一定状態に保持し
て、シンボル周期以上の低周波成分を除去する手段を備
えるようにして達成される。
変調方式の送信部と受信部とを備えたディジタル伝送装
置において、前記受信部が、受信信号に対してＩＦ／ベ
ースバンド変換及びＡ／Ｄ変換処理を行うアナログ／デ
ィジタル変換部と、前記アナログ／ディジタル変換部の
出力である受信サンプル値系列に対してディジタル復調
処理する復調処理部と、前記アナログ／ディジタル変換
部と、前記復調処理部の間に接続されたＤＣオフセット
補正部とで構成され、前記ＤＣオフセット補正部が、受
信サンプル値系列から、少なくとも有効シンボル期間内
では低周波成分除去のための補正値を一定状態に保持し
て、シンボル周期以上の低周波成分を除去する手段を備
えるようにして達成される。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるディジタル伝
送装置について、図示の実施形態により詳細に説明す
る。図１は、本発明の一実施形態で、この実施形態は、
図示のように、図７で説明した従来技術による受信装置
において、アナログ／ディジタル変換部Ａと復調処理部
Ｂの間にＤＣオフセット補正部１３を設けたものであ
り、その他の構成は、図７の従来技術と同じである。な
お、ここで、このＤＣオフセット補正部１３の出力を信
号ＳB とする。
送装置について、図示の実施形態により詳細に説明す
る。図１は、本発明の一実施形態で、この実施形態は、
図示のように、図７で説明した従来技術による受信装置
において、アナログ／ディジタル変換部Ａと復調処理部
Ｂの間にＤＣオフセット補正部１３を設けたものであ
り、その他の構成は、図７の従来技術と同じである。な
お、ここで、このＤＣオフセット補正部１３の出力を信
号ＳB とする。
【００２７】図２は、ＤＣオフセット補正部１３を、減
算器２１とＤＣオフセット検出部２２、それにデータ保
持器２３からなるフィードバック型式により構成した場
合の一実施形態で、Ａ／Ｄ変換器１２によるＡ／Ｄ変換
後の受信サンプル値系列からなる信号ＳA は減算器２１
の＋端子に入力し、その−端子にはデータ保持器２３の
出力が接続され、その出力が信号ＳB となる。
算器２１とＤＣオフセット検出部２２、それにデータ保
持器２３からなるフィードバック型式により構成した場
合の一実施形態で、Ａ／Ｄ変換器１２によるＡ／Ｄ変換
後の受信サンプル値系列からなる信号ＳA は減算器２１
の＋端子に入力し、その−端子にはデータ保持器２３の
出力が接続され、その出力が信号ＳB となる。
【００２８】このとき、減算器２１の出力は、ＤＣオフ
セット検出部２２にも入力され、このＤＣオフセット検
出部２２の出力はデータ保持器２３に入力される。そし
て、このデータ保持器２３の出力が再び減算器２１の−
端子へ入力され、フィードバックループが形成されてい
るので、フィードバック型式と呼ばれるのである。そし
て、減算器２１の出力信号ＳB は、復調処理部ＢのＦＦ
Ｔ処理部１４と同期検出部１６に入力される。
セット検出部２２にも入力され、このＤＣオフセット検
出部２２の出力はデータ保持器２３に入力される。そし
て、このデータ保持器２３の出力が再び減算器２１の−
端子へ入力され、フィードバックループが形成されてい
るので、フィードバック型式と呼ばれるのである。そし
て、減算器２１の出力信号ＳB は、復調処理部ＢのＦＦ
Ｔ処理部１４と同期検出部１６に入力される。
【００２９】ＤＣオフセット検出部２２は、シンボル周
期を司るシンボルカウンタ１８からシンボル周期毎に発
生するパルス、すなわちシンボル同期信号ＳS を入力
し、これにより減算器２１の出力サンプル値系列中のＤ
Ｃキャリアに割り当てた符号の成分をシンボル期間保持
し、さらにアナログ回路などによるＤＣオフセット成分
を抽出する働きをする。
期を司るシンボルカウンタ１８からシンボル周期毎に発
生するパルス、すなわちシンボル同期信号ＳS を入力
し、これにより減算器２１の出力サンプル値系列中のＤ
Ｃキャリアに割り当てた符号の成分をシンボル期間保持
し、さらにアナログ回路などによるＤＣオフセット成分
を抽出する働きをする。
【００３０】従って、このＤＣオフセット検出部２２に
設定すべき時定数とカットオフ周波数により、この本発
明の実施形態での性能が決定されるので、これらの時定
数とカットオフ周波数については慎重、且つ的確な設計
をする必要があるが、これらの点については後述する。
設定すべき時定数とカットオフ周波数により、この本発
明の実施形態での性能が決定されるので、これらの時定
数とカットオフ周波数については慎重、且つ的確な設計
をする必要があるが、これらの点については後述する。
【００３１】次にデータ保持器２３は、同じくシンボル
同期信号ＳS により動作し、シンボル周期毎にＤＣオフ
セット検出部２２の出力値を更新し、保持する働きをす
る。このときのデータ保持器２３によるＤＣオフセット
検出部２２の出力値の更新時期は、ガードインターバル
期間や、データシンボルの時間軸遷移点などの有効シン
ボル期間以外の時点とし、有効シンボル期間内でのデー
タ保持器２３の出力が一定になるようにする。
同期信号ＳS により動作し、シンボル周期毎にＤＣオフ
セット検出部２２の出力値を更新し、保持する働きをす
る。このときのデータ保持器２３によるＤＣオフセット
検出部２２の出力値の更新時期は、ガードインターバル
期間や、データシンボルの時間軸遷移点などの有効シン
ボル期間以外の時点とし、有効シンボル期間内でのデー
タ保持器２３の出力が一定になるようにする。
【００３２】その結果、減算器２１の出力がＤＣオフセ
ット検出部２２及びデータ保持器２３を通過することに
より、受信信号に重畳され、雑音成分として振る舞うＤ
Ｃオフセット成分が抽出され、この抽出結果が、シンボ
ル期間中一定値に保持された形の出力系列となってデー
タ保持器２３から出力されることになる。
ット検出部２２及びデータ保持器２３を通過することに
より、受信信号に重畳され、雑音成分として振る舞うＤ
Ｃオフセット成分が抽出され、この抽出結果が、シンボ
ル期間中一定値に保持された形の出力系列となってデー
タ保持器２３から出力されることになる。
【００３３】そして、この出力系列が再び減算器２１の
−端子に入力されるので、受信したサンプル値系列か
ら、それに重畳されたＤＣオフセット成分が減算される
ことになり、この結果、主としてＤＣ雑音成分だけが除
去されたサンプル値系列が、信号ＳB として得られるこ
とになる。
−端子に入力されるので、受信したサンプル値系列か
ら、それに重畳されたＤＣオフセット成分が減算される
ことになり、この結果、主としてＤＣ雑音成分だけが除
去されたサンプル値系列が、信号ＳB として得られるこ
とになる。
【００３４】従って、この実施形態によれば、ＤＣキャ
リアにも符号を割り当てることができ、与えられた帯域
の利用が充分に得られ、本来の伝送性能を確実に発揮さ
せることができる。
リアにも符号を割り当てることができ、与えられた帯域
の利用が充分に得られ、本来の伝送性能を確実に発揮さ
せることができる。
【００３５】次に、図３は、ＤＣオフセット補正部１３
をフィードフォワード型式で構成した場合の一例で、こ
の実施形態では、図示のように、Ａ／Ｄ変換後の受信サ
ンプル値系列からなる信号ＳA を減算器２１の＋端子に
入力すると共に、ＤＣオフセット検出部２２にも入力す
るようになっており、このＤＣオフセット検出部２２か
らの出力をデータ保持器２３に入力し、データ保持器２
３からの出力を減算器２１の−端子に入力することによ
り、フィードフォワードループが形成されるようにした
ものである。
をフィードフォワード型式で構成した場合の一例で、こ
の実施形態では、図示のように、Ａ／Ｄ変換後の受信サ
ンプル値系列からなる信号ＳA を減算器２１の＋端子に
入力すると共に、ＤＣオフセット検出部２２にも入力す
るようになっており、このＤＣオフセット検出部２２か
らの出力をデータ保持器２３に入力し、データ保持器２
３からの出力を減算器２１の−端子に入力することによ
り、フィードフォワードループが形成されるようにした
ものである。
【００３６】ここで、ＤＣオフセット検出部２２及びデ
ータ保持器２３は、基本的には図２の実施形態における
ＤＣオフセット検出部２２及びデータ保持器２３と同様
の機能と構成を有しているものであり、そして、これも
図２の場合と同様、減算器２１の出力ＳB は、ＦＦＴ処
理部１４と同期検出部１６に入力されることになる。
ータ保持器２３は、基本的には図２の実施形態における
ＤＣオフセット検出部２２及びデータ保持器２３と同様
の機能と構成を有しているものであり、そして、これも
図２の場合と同様、減算器２１の出力ＳB は、ＦＦＴ処
理部１４と同期検出部１６に入力されることになる。
【００３７】従って、この図３のＤＣオフセット補正部
１３によっても、図２に示したＤＣオフセット補正部１
３と同様に、ＤＣ雑音成分だけが除去されたサンプル値
系列が、信号ＳB として得られることになり、この結
果、ＤＣキャリアにも符号を割り当てることができ、与
えられた帯域の利用が充分に得られ、本来の伝送性能を
確実に発揮させることができる。
１３によっても、図２に示したＤＣオフセット補正部１
３と同様に、ＤＣ雑音成分だけが除去されたサンプル値
系列が、信号ＳB として得られることになり、この結
果、ＤＣキャリアにも符号を割り当てることができ、与
えられた帯域の利用が充分に得られ、本来の伝送性能を
確実に発揮させることができる。
【００３８】次に、上記実施形態におけるＤＣオフセッ
ト補正部１３内のＤＣオフセット検出部２２の一例につ
いて、図４により説明する。この図４の例では、図示の
ように、Ａ／Ｄ変換器１２から供給された信号ＳAは、
まずシンボル内平均処理部４１に入力され、ここで、シ
ンボル同期信号ＳSにより、シンボル期間内の受信サン
プル値系列の算術平均処理を行い、シンボル毎に平均値
を算出し、結果をホールドすることにより、シンボル期
間内は一定の値の信号となって出力される。
ト補正部１３内のＤＣオフセット検出部２２の一例につ
いて、図４により説明する。この図４の例では、図示の
ように、Ａ／Ｄ変換器１２から供給された信号ＳAは、
まずシンボル内平均処理部４１に入力され、ここで、シ
ンボル同期信号ＳSにより、シンボル期間内の受信サン
プル値系列の算術平均処理を行い、シンボル毎に平均値
を算出し、結果をホールドすることにより、シンボル期
間内は一定の値の信号となって出力される。
【００３９】このとき、ＯＦＤＭ信号においては、ＤＣ
キャリア以外の全ての搬送波は、シンボル期間内では、
その平均値は０となる。従って、このシンボル内平均処
理部４１の出力からは、ＤＣキャリアに割り当てた符号
成分にＤＣオフセット成分が重畳された信号系列が出力
されることになる。
キャリア以外の全ての搬送波は、シンボル期間内では、
その平均値は０となる。従って、このシンボル内平均処
理部４１の出力からは、ＤＣキャリアに割り当てた符号
成分にＤＣオフセット成分が重畳された信号系列が出力
されることになる。
【００４０】次に、このシンボル内平均処理部４１の出
力は乗算器４２の一方の端子に入力され、ここで定数α
が掛算され、α倍された入力値系列が出力され、この乗
算器４２の出力は加算器４３の一方の入力に入力され、
さらに加算器４３の出力は、取り扱うべきデータのビッ
ト数に応じて、並列に所定の個数設けられているＦＦ
(Ｄフリップフロップ)４５に入力される。このＦＦ４５
はシンボル同期信号ＳS によってリセットされるように
なっているので、ここで入力値系列は、一定サンプル区
間、その値を保持し、ＦＦ４５からの出力は乗算器４４
に入力される。この乗算器４４も、乗算器４２同様、入
力値をβ倍して出力する。そして、この乗算器４４の出
力は加算器４３の他方の入力端子に接続される。
力は乗算器４２の一方の端子に入力され、ここで定数α
が掛算され、α倍された入力値系列が出力され、この乗
算器４２の出力は加算器４３の一方の入力に入力され、
さらに加算器４３の出力は、取り扱うべきデータのビッ
ト数に応じて、並列に所定の個数設けられているＦＦ
(Ｄフリップフロップ)４５に入力される。このＦＦ４５
はシンボル同期信号ＳS によってリセットされるように
なっているので、ここで入力値系列は、一定サンプル区
間、その値を保持し、ＦＦ４５からの出力は乗算器４４
に入力される。この乗算器４４も、乗算器４２同様、入
力値をβ倍して出力する。そして、この乗算器４４の出
力は加算器４３の他方の入力端子に接続される。
【００４１】従って、この図４の回路ＤＣオフセット検
出部２２によれば、出力サンプル値系列中のＤＣキャリ
アに割り当てた符号の成分をシンボル期間保持し、さら
にアナログ回路などによるＤＣオフセット成分を抽出す
る、ＤＣオフセット検出部２２としての働きを得ること
ができる。
出部２２によれば、出力サンプル値系列中のＤＣキャリ
アに割り当てた符号の成分をシンボル期間保持し、さら
にアナログ回路などによるＤＣオフセット成分を抽出す
る、ＤＣオフセット検出部２２としての働きを得ること
ができる。
【００４２】ここで、このときの定数α、βの値は、次
のように設定されている。まず、定数αは、シンボル内
平均処理部４１から出力される、ＤＣキャリアに割り当
てた符号成分にＤＣオフセット成分が重畳された信号系
列に対して、シンボル毎に符号が変化するＤＣキャリア
の符号成分の影響がほとんど無くなるような値に設定す
る。具体的には、定数α＝０.１程度が通常、選ばれ
る。次に、定数βについては、β＝１−αとして設定す
るのが一般的である。
のように設定されている。まず、定数αは、シンボル内
平均処理部４１から出力される、ＤＣキャリアに割り当
てた符号成分にＤＣオフセット成分が重畳された信号系
列に対して、シンボル毎に符号が変化するＤＣキャリア
の符号成分の影響がほとんど無くなるような値に設定す
る。具体的には、定数α＝０.１程度が通常、選ばれ
る。次に、定数βについては、β＝１−αとして設定す
るのが一般的である。
【００４３】ところで、上記したように、本発明の実施
形態では、その性能を左右する主なる要因は、このＤＣ
オフセット検出部２２の時定数及び周波数特性であり、
これは、ＤＣオフセット補正部１３全体の特性で決ま
る。まず、時定数に関しては、ＤＣキャリアでの信号成
分が充分に保持されるように、シンボル周期以上の低周
波成分に対しては充分な追随性を持つことを要し、シン
ボル間隔未満の低周波成分の変動にはほとんど応答しな
いような時定数に設定する必要がある。
形態では、その性能を左右する主なる要因は、このＤＣ
オフセット検出部２２の時定数及び周波数特性であり、
これは、ＤＣオフセット補正部１３全体の特性で決ま
る。まず、時定数に関しては、ＤＣキャリアでの信号成
分が充分に保持されるように、シンボル周期以上の低周
波成分に対しては充分な追随性を持つことを要し、シン
ボル間隔未満の低周波成分の変動にはほとんど応答しな
いような時定数に設定する必要がある。
【００４４】次に、周波数特性に関しては、ＤＣキャリ
アに割り当てた符号の成分をなるべく除去しないカット
オフ周波数に設定する必要がある。既に説明したよう
に、ＤＣキャリアに割り当てた符号も、他のキャリアと
同様に予めスクランブルされているので、符号０、或い
は符号１が連続することは稀である。従って、ここで仮
に、ＤＣキャリアに割り当てた符号が０と１が交互に出
現するような符号であったとすると、この場合は、符号
の周波数成分としては最高の周波数となり、図１２に示
すように、この符号の周波数成分はシンボル周波数の１
／２の周波数成分を中心にしたＳinc関数となる。
アに割り当てた符号の成分をなるべく除去しないカット
オフ周波数に設定する必要がある。既に説明したよう
に、ＤＣキャリアに割り当てた符号も、他のキャリアと
同様に予めスクランブルされているので、符号０、或い
は符号１が連続することは稀である。従って、ここで仮
に、ＤＣキャリアに割り当てた符号が０と１が交互に出
現するような符号であったとすると、この場合は、符号
の周波数成分としては最高の周波数となり、図１２に示
すように、この符号の周波数成分はシンボル周波数の１
／２の周波数成分を中心にしたＳinc関数となる。
【００４５】そこで、ＤＣキャリアに割り当てた符号
が、数回連続して同レベルの符号が発生した場合も考慮
すると、この符号の周波数成分を除去しないようなカッ
トオフ周波数は、ＤＣキャリアの周波数の１／２０程度
に設計すれば良いことになる。
が、数回連続して同レベルの符号が発生した場合も考慮
すると、この符号の周波数成分を除去しないようなカッ
トオフ周波数は、ＤＣキャリアの周波数の１／２０程度
に設計すれば良いことになる。
【００４６】次に、図５は、一般的なＩＩＲ(Infinite
Impulse Response)型のディジタルフィルタにより構成
した本発明の実施形態におけるＤＣオフセット検出部２
２の他の一例であり、また、図６は、同じく一般的なＦ
ＩＲ(Finite Impulse Response)型のディジタルフィル
タにより構成したＤＣオフセット検出部２２のさらに別
の一例である。
Impulse Response)型のディジタルフィルタにより構成
した本発明の実施形態におけるＤＣオフセット検出部２
２の他の一例であり、また、図６は、同じく一般的なＦ
ＩＲ(Finite Impulse Response)型のディジタルフィル
タにより構成したＤＣオフセット検出部２２のさらに別
の一例である。
【００４７】ここで、まず図５の例における乗算器５１
と加算器５２、ＦＦ５４、それに乗算器５３は、夫々図
４における乗算器４２と加算器４３、ＦＦ４５、それに
乗算器４４と同じであるが、この図５でのＦＦ５４は、
図４のように、シンボル毎にリセットされず、連続的に
動作している点が異なり、これにより、入力された信号
ＳA に対して周知のＩＩＲ型ディジタルフィルタとして
機能する。
と加算器５２、ＦＦ５４、それに乗算器５３は、夫々図
４における乗算器４２と加算器４３、ＦＦ４５、それに
乗算器４４と同じであるが、この図５でのＦＦ５４は、
図４のように、シンボル毎にリセットされず、連続的に
動作している点が異なり、これにより、入力された信号
ＳA に対して周知のＩＩＲ型ディジタルフィルタとして
機能する。
【００４８】従って、この図５の回路によっても、出力
サンプル値系列中のＤＣキャリアに割り当てた符号の成
分をシンボル期間保持し、さらにアナログ回路などによ
るＤＣオフセット成分を抽出する、ＤＣオフセット検出
部２２としての働きを得ることができる。なお、ＩＩＲ
型ディジタルフィルタは周知なので、詳しい説明は省略
する。
サンプル値系列中のＤＣキャリアに割り当てた符号の成
分をシンボル期間保持し、さらにアナログ回路などによ
るＤＣオフセット成分を抽出する、ＤＣオフセット検出
部２２としての働きを得ることができる。なお、ＩＩＲ
型ディジタルフィルタは周知なので、詳しい説明は省略
する。
【００４９】次に、図６の例は、複数のＦＦ６１〜６４
と、同じ個数の乗算器６５〜６８、それに加算器６９に
より、周知のＦＩＲ型ディジタルフィルタを構成したも
のであり、これにより、入力された信号信号ＳA に対し
て周知のＦＩＲ型ディジタルフィルタとして機能する。
と、同じ個数の乗算器６５〜６８、それに加算器６９に
より、周知のＦＩＲ型ディジタルフィルタを構成したも
のであり、これにより、入力された信号信号ＳA に対し
て周知のＦＩＲ型ディジタルフィルタとして機能する。
【００５０】従って、この図６の回路によっても、出力
サンプル値系列中のＤＣキャリアに割り当てた符号の成
分をシンボル期間保持し、さらにアナログ回路などによ
るＤＣオフセット成分を抽出する、ＤＣオフセット検出
部２２としての働きを得ることができる。なお、ここで
も、ＦＩＲ型ディジタルフィルタは周知なので、詳しい
説明は省略する。
サンプル値系列中のＤＣキャリアに割り当てた符号の成
分をシンボル期間保持し、さらにアナログ回路などによ
るＤＣオフセット成分を抽出する、ＤＣオフセット検出
部２２としての働きを得ることができる。なお、ここで
も、ＦＩＲ型ディジタルフィルタは周知なので、詳しい
説明は省略する。
【００５１】
【発明の効果】本発明によれば、ＤＣキャリアを使用す
るディジタル伝送装置の送信装置側、及び受信機側にお
けるアナログデバイス、或いは伝送路などで重畳されて
しまう緩やかなＤＣ成分だけの除去が容易に得られ、こ
の結果、同期検出処理の性能が向上し、ＤＣキャリアの
符号誤り率を改善することができる。従って、本発明に
よれば、ＤＣキャリアに符号を割り当てても、符号誤り
率が増加する虞れを無くすことができ、この結果、帯域
の利用が充分に得られ、高い伝送性能を容易に得ること
ができる。
るディジタル伝送装置の送信装置側、及び受信機側にお
けるアナログデバイス、或いは伝送路などで重畳されて
しまう緩やかなＤＣ成分だけの除去が容易に得られ、こ
の結果、同期検出処理の性能が向上し、ＤＣキャリアの
符号誤り率を改善することができる。従って、本発明に
よれば、ＤＣキャリアに符号を割り当てても、符号誤り
率が増加する虞れを無くすことができ、この結果、帯域
の利用が充分に得られ、高い伝送性能を容易に得ること
ができる。
【図１】本発明によるディジタル伝送装置の一実施形態
における受信装置を示すブロック図である。
における受信装置を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態におけるＤＣオフセット補
正部の一例を示すブロック図である。
正部の一例を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態におけるＤＣオフセット補
正部の他の一例を示すブロック図である。
正部の他の一例を示すブロック図である。
【図４】本発明の一実施形態におけるＤＣオフセット検
出部の一例を示すブロック図である。
出部の一例を示すブロック図である。
【図５】本発明の一実施形態におけるＤＣオフセット検
出部の他の一例を示すブロック図である。
出部の他の一例を示すブロック図である。
【図６】本発明の一実施形態におけるＤＣオフセット検
出部のさらに別の一例を示すブロック図である。
出部のさらに別の一例を示すブロック図である。
【図７】従来技術によるディジタル伝送装置における受
信装置の一例を示すブロック図である。
信装置の一例を示すブロック図である。
【図８】ＯＦＤＭ信号の一例を示す波形図である。
【図９】同期シンボルを含むＯＦＤＭ信号の伝送フレー
ム構成の一例を示す波形図である。
ム構成の一例を示す波形図である。
【図１０】ヌルシンボル検出処理の一例を示す説明図で
ある。
ある。
【図１１】ＱＰＳＫ変調方式の信号点配置の一例とＤＣ
成分の重畳による符号誤りを示す説明図である。
成分の重畳による符号誤りを示す説明図である。
【図１２】ＤＣキャリア信号成分のスペクトラムとＤＣ
オフセット成分の帯域の関係を示す説明図である。
オフセット成分の帯域の関係を示す説明図である。
【図１３】シンボルカウンタの一例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図１４】シンボルカウンタの動作を示すタイミング図
である。
である。
Ａ アナログ／ディジタル変換部 Ｂ 復調処理部 １１ ＩＦ／ベースバンド変換部 １２ Ａ／Ｄ変換器 １３ ＤＣオフセット補正部 １４ ＦＦＴ処理部 １５ 信号点識別部 １６ 同期検出部 １７ クロック発生部 １８ シンボルカウンタ ２１ 減算器 ２２ ＤＣオフセット検出部 ２３ データ保持部 ４１ シンボル内平均処理部 ４２ 乗算器 ４３ 加算器 ４４ 乗算器 ４５、６１〜６４ Ｄフリップフロップ ６５〜６８ 乗算器 ６９ 加算器
フロントページの続き (72)発明者 宮下 敦 東京都小平市御幸町32番地 日立電子株式 会社小金井工場内 (72)発明者 佐野 誠一 東京都小平市御幸町32番地 日立電子株式 会社小金井工場内 (72)発明者 塚本 信夫 東京都小平市御幸町32番地 日立電子株式 会社小金井工場内 (72)発明者 森山 繁樹 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 濱住 啓之 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 土田 健一 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内
Claims (3)
- 【請求項１】 ディジタル変調方式の送信部と受信部と
を備えたディジタル伝送装置において、 前記受信部が、 受信信号に対してＩＦ／ベースバンド変換及びＡ／Ｄ変
換処理を行うアナログ／ディジタル変換部と、 前記アナログ／ディジタル変換部の出力である受信サン
プル値系列に対してディジタル復調処理する復調処理部
と、 前記アナログ／ディジタル変換部と、前記復調処理部の
間に接続されたＤＣオフセット補正部とで構成され、 前記ＤＣオフセット補正部が、 受信サンプル値系列から、少なくとも有効シンボル期間
内では低周波成分除去のための補正値を一定状態に保持
して、シンボル周期以上の低周波成分を除去する手段を
備えていることを特徴とするディジタル伝送装置。 - 【請求項２】 ディジタル変調方式の送信部と受信部と
を備えたディジタル伝送装置において、 前記受信部が、 受信信号に対してＩＦ／ベースバンド変換及びＡ／Ｄ変
換処理を行うアナログ／ディジタル変換部と、 前記アナログ／ディジタル変換部の出力である受信サン
プル値系列に対してディジタル復調処理する復調処理部
と、 前記アナログ／ディジタル変換部と、前記復調処理部の
間に接続されたＤＣオフセット補正部とで構成され、 前記ＤＣオフセット補正部が、 受信サンプル値系列出力からシンボル周期以上の低周波
成分を検出するためのＤＣオフセット検出部と、 有効シンボル期間内でＤＣオフセット検出部より出力さ
れた低周波成分を一定状態に保持するためのデータ保持
器と、 受信サンプル値系列から低周波成分を除去するため、受
信サンプル値系列出力から前記データ保持器の出力を減
算する減算器とで構成されていることを特徴とするディ
ジタル伝送装置。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２の発明において、 前記送信部が、ＤＣキャリアに対しても符号割り当てを
行うように構成されていることを特徴とするディジタル
伝送装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9321462A JPH11154925A (ja) | 1997-11-21 | 1997-11-21 | ディジタル伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9321462A JPH11154925A (ja) | 1997-11-21 | 1997-11-21 | ディジタル伝送装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11154925A true JPH11154925A (ja) | 1999-06-08 |
Family
ID=18132845
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9321462A Pending JPH11154925A (ja) | 1997-11-21 | 1997-11-21 | ディジタル伝送装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11154925A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1077561A2 (en) * | 1999-08-19 | 2001-02-21 | Sony Corporation | Removal of a DC component in a multicarrier receiver |
| WO2001024390A1 (fr) * | 1999-09-29 | 2001-04-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Emetteur/recepteur |
| WO2004071040A1 (ja) * | 2003-02-06 | 2004-08-19 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Ａ／ｄコンバータのオフセット補正回路 |
| JP2007088983A (ja) * | 2005-09-26 | 2007-04-05 | Sharp Corp | Ｏｆｄｍ方式の受信回路および通信機器、放送受信機 |
| JP2010041243A (ja) * | 2008-08-01 | 2010-02-18 | Canon Inc | 通信システム、送信装置及び受信装置 |
| JP2010534967A (ja) * | 2007-07-26 | 2010-11-11 | ケンブリッジ シリコン ラジオ リミテッド | 既知構造を有する信号への受信装置の同期 |
| DE202005022046U1 (de) | 2004-10-29 | 2012-08-24 | Sharp Kabushiki Kaisha | Funksender und Funkempfänger |
| US8279809B2 (en) | 2005-01-18 | 2012-10-02 | Sharp Kabushiki Kaisha | Transmission power control for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signals |
-
1997
- 1997-11-21 JP JP9321462A patent/JPH11154925A/ja active Pending
Cited By (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1077561A2 (en) * | 1999-08-19 | 2001-02-21 | Sony Corporation | Removal of a DC component in a multicarrier receiver |
| EP1077561A3 (en) * | 1999-08-19 | 2003-12-10 | Sony Corporation | Removal of a DC component in a multicarrier receiver |
| WO2001024390A1 (fr) * | 1999-09-29 | 2001-04-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Emetteur/recepteur |
| WO2004071040A1 (ja) * | 2003-02-06 | 2004-08-19 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Ａ／ｄコンバータのオフセット補正回路 |
| EP3364573A1 (en) | 2004-10-29 | 2018-08-22 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication method and radio transmitter |
| US10285178B2 (en) | 2004-10-29 | 2019-05-07 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication method and radio transmitter |
| EP2750312A1 (en) | 2004-10-29 | 2014-07-02 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication method and radio transmitter |
| DE202005022046U1 (de) | 2004-10-29 | 2012-08-24 | Sharp Kabushiki Kaisha | Funksender und Funkempfänger |
| US9485064B2 (en) | 2004-10-29 | 2016-11-01 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication method and radio transmitter |
| US8325838B2 (en) | 2004-10-29 | 2012-12-04 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication method and radio transmitter |
| US11147067B2 (en) | 2004-10-29 | 2021-10-12 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication radio transmitter |
| US9148874B2 (en) | 2004-10-29 | 2015-09-29 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication method and radio transmitter |
| US8391386B2 (en) | 2004-10-29 | 2013-03-05 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication method and radio transmitter |
| US8488688B2 (en) | 2004-10-29 | 2013-07-16 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication method and radio transmitter |
| US8855077B2 (en) | 2004-10-29 | 2014-10-07 | Sharp Kabushiki Kaisha | Communication method and radio transmitter |
| US9295067B2 (en) | 2005-01-18 | 2016-03-22 | Sharp Kabushiki Kaisha | Wireless communication apparatus, mobile terminal and wireless communication method |
| US8355391B2 (en) | 2005-01-18 | 2013-01-15 | Sharp Kabushiki Kaisha | Wireless communication apparatus, mobile terminal and wireless communication method |
| US8351414B2 (en) | 2005-01-18 | 2013-01-08 | Sharp Kabushiki Kaisha | Allocating subcarrier channels based on a terminal's bandwidth capacity |
| US8279809B2 (en) | 2005-01-18 | 2012-10-02 | Sharp Kabushiki Kaisha | Transmission power control for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signals |
| US10375697B2 (en) | 2005-01-18 | 2019-08-06 | Sharp Kabushiki Kaisha | Wireless communication apparatus, mobile terminal and wireless communication method |
| US11277843B2 (en) | 2005-01-18 | 2022-03-15 | Sharp Kabushiki Kaisha | Wireless communication apparatus, mobile terminal and wireless communication method |
| JP2007088983A (ja) * | 2005-09-26 | 2007-04-05 | Sharp Corp | Ｏｆｄｍ方式の受信回路および通信機器、放送受信機 |
| US8514985B2 (en) | 2007-07-26 | 2013-08-20 | Cambridge Silicon Radio Limited | Synchronising a receiver to a signal having known structure |
| JP2010534967A (ja) * | 2007-07-26 | 2010-11-11 | ケンブリッジ シリコン ラジオ リミテッド | 既知構造を有する信号への受信装置の同期 |
| JP2010041243A (ja) * | 2008-08-01 | 2010-02-18 | Canon Inc | 通信システム、送信装置及び受信装置 |
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