JP3905541B2 - 遅延プロファイル推定装置及び相関器 - Google Patents
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Description
OFDM信号の送受信について概説すると、先ず、送信すべき情報を表現するディジタル信号の系列が、複数の並列の信号系列に変換される。信号系列の数は、システムで使用するサブキャリア数に対応する。これら並列の信号系列に対して、高速逆フーリエ変換(IFFT:Inverse Fast Fourier Transformation)を施すことにより、シンボル列の情報をサブキャリアに与える、すなわち変調する。変調の後に、並列信号は再び直列信号に変換され、その直列信号はディジタル・アナログ変換器によりアナログ信号に変換され、ローパス・フィルタにて不要な高周波成分が除去される。ローパス・フィルタの出力信号は、無線周波数にアップコンバージョンされ、帯域制限フィルタに入力されて不要な周波数成分が除去され、その後にアンテナから送信される。受信側では、送信側と逆の処理が行われる。すなわち、帯域制限フィルタにより受信信号の不要な成分が除去され、ダウンコンバージョンが行われる。こうして得られたアナログベースバンド信号は、アナログディジタル変換器及び直列−並列変換器を経て並列のディジタル信号に変換される。並列のディジタル信号に対して、高速フーリエ変換(FFT)が行われ、各サブキャリアに与えられた情報が取得される、すなわち復調される。以後、これらの並列信号を直列信号に変換し、送信信号を復元する更なる処理が行われる。
このように、OFDM通信システムでは、逆フーリエ変換及びフーリエ変換を行うことで、信号の変調及び復調が行われる。従って、受信側にて良好な信号を得るためには、フーリエ変換の処理を正確に行う必要があり、その処理を行うためのタイミングが正確であることを要する。適切なタイミングの検出は、例えば受信信号の遅延プロファイルを求めることにより行うことが可能である。
遅延プロファイルを求める第1の手法に、受信信号の自己相関を利用するものがある。この手法によれば、比較的小規模の演算で遅延プロファイルを求めることが可能な点で有利である。しかしながら、自己相関により得られる遅延プロファイルは、比較的緩やに変化するので、高精度なタイミング検出を行う等の観点からは不利である。
遅延プロファイルを求める第2の手法は、送信側及び受信側で既知のパイロット信号を送信信号に包含させるものである。復調後の(高速フーリエ変換後の)パイロット信号と、受信側にて既知のパイロット信号を比較してチャネル推定値を求める。そして、このチャネル推定値を逆フーリエ変換することで、遅延プロファイルを求める。この手法によれば、急峻な遅延プロファイルが得られる。更に、高速フーリエ変換及びチャネル推定等の処理は、受信側にて必須の処理であるので、遅延プロファイルを作成するために新たに導入しなければならない要素が少ない点でも有利である。しかしながら、高速フーリエ変換後の信号に基づいて遅延プロファイルを作成するので、遅延プロファイルに基づいて行われるタイミング検出等の精度の優劣が、高速フーリエ変換の妥当性によって大きく左右されてしまう点で、不利である。
遅延プロファイルを求める第3の手法は、パイロット信号を逆フーリエ変換した信号と、受信信号との相互相関を求めるものである(これについては、例えば、電子情報通信学会論文誌 B Vol.J84−B No.7 pp.1255−1264 2001年7月 に記載されている。)。この手法によれば、急峻な遅延プロファイルが得られ、高精度なタイミング検出等を行うことが可能な点で有利である。
図1は、第3の手法における相関値の計算に関する説明図である。簡単のため、送信信号は、2つの通信経路(パス1及びパス2)を通じて受信機に到達するものとする。図中、上から2つの信号系列は、受信信号に含まれるパス1及びパス2に対応する。図示されているように、パス2は、主信号であるパス1に対して、Lサンプルだけ遅延して受信機に到達する。送信信号は、NGIサンプルより成るガードインターバル部分と、Nサンプルより成る信号部分を1単位とし、1つのOFDMシンボル区間を形成する。説明の便宜上、パス1及びパス2を別々に描いているが、実際の受信信号は、両者が合成された形式のものである点に留意を要する。
この受信信号に対して、FFTのタイミング位置から2N個のサンプル(r0,r1,r2,...,r2N−1)をバッファに取り込む。NはFFTサイズである。取り込んだ受信信号のうちのNサンプルと、Nサンプルより成る逆フーリエ変換後の既知のパイロット信号(以下、「パイロット・レプリカ(pilot replica)」という。)との相関値を計算する。相関値の計算は、受信信号とパイロット・レプリカとの位相差を表すサンプル数k(以下、単に位相差kと略す。)が0の場合、1サンプルの場合、2サンプルの場合、...N−1サンプルの場合のそれぞれについて、行われる。相関計算を行う区間(サンプルどうしの積の総和を求めるための区間)は、位相差kの値に応じてシフトさせる。すなわち、位相差kが0サンプルである場合には、r0からrN−1までのサンプルが使用される。位相差kが1サンプルである場合には、r1からrNまでのサンプルが使用される。位相差kがLサンプルである場合には、rLからrN−1+Lまでのサンプルが使用される。位相差kがN−1サンプルである場合には、rN−1からr2N−2までのサンプルが使用される。他の位相差についても同様である。
位相差kを0からN−1まで変化させた場合に得られる相関値の中で、パス1とタイミングが合うものは、遅延プロファイルにおけるパス1のピークを大きくすることに寄与する。図示した例では、位相差k=0の場合の相関値がこれに相当する。また、パス2とタイミングが合うものは、遅延プロファイルにおけるパス2のピークを大きくすることに寄与する。図示した例では、位相差k=Lの場合の相関値がこれに相当する。それ以外の位相差に関する相関値は、遅延プロファイルにおける干渉成分(ノイズ)となる。この干渉成分は、同一シンボル内での干渉成分と、隣接シンボルとの間で生じる干渉成分を含む。前者は0又は非常に小さな値となるが、後者は無視し得ない値となる。相関値に基づいて作成される遅延プロファイルに隣接シンボル間干渉が含まれていると、各パスに対する正確なタイミングの検出を妨げてしまうことが懸念される。
本発朗によれば、
通信信号を受信する受信手段と、
Nサンプルより成る既知のパイロット信号を逆フーリエ変換する変換手段と、
前記受信手段及び前記変換手段に結合され、前記通信信号と逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との相関値を求める相関手段と、
前記相関手段に結合され、前記相関値に基づいて前記通信信号に関する遅延プロファイルを求める手段
を有し、前記相関手段が、
Nサンプル分の前記通信信号又は前記既知のパイロット信号を巡回的にシフトさせ、前記通信信号と前記逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との位相差に応じた相関値を計算することを特徴とする遅延プロファイル推定装置
が、提供される。
図2は、本発明を適用することの可能な受信機の主要な機能ブロック図を示す。
図3は、本願第1実施例における相関計算を説明するための図である。
図4は、本願第1実施例における相関器のブロック図を示す。
図5は、本願第2実施例における相関計算を説明するための図である。
図6は、本願第2実施例における相関器のブロック図を示す。
図2は、本発明を適用することの可能なOFDM通信方式における受信機の主要な機能ブロック図を示す。受信機200は、OFDM信号を受信するアンテナ202に結合された受信手段204を有する。受信手段204では、帯域制限フィルタ(BPF)による不要波の除去、ベースバンド信号への周波数変換、アナログ信号からディジタル信号への変換、直列信号から並列信号への変換等の処理が行われる。受信手段204の出力には、高速フーリエ変換を行うためのタイミングを検出するタイミング検出手段206が接続される。この手段206では、例えば、受信手段204からの受信信号の自己相関に基づく簡易なタイミング検出が行われる。そのような手法による精度はさほど高くないが、後述するような遅延プロファイルに基づく正確なタイミング検出の結果を利用することで、精度劣化を回避することが可能である。
受信手段204の出力には、タイミング検出手段206からのタイミング情報を利用して、受信信号に含まれるガードインターバルを除去するGI除去手段208も接続される。このGI除去手段208により、ガードインターバルに相当する信号の部分が受信信号から除去される。GI除去手段208の出力には、高速フーリエ変換を行うFFT手段210が接続される。上述したように、受信したOFDM信号をフーリエ変換することで、信号を復調することが可能になる。サブキャリア毎に得られる復調された信号は、チャネル推定手段212に入力される。チャネル推定手段212では、復調された信号と、送信側及び受信側で既知のパイロット信号とに基づいて、受信信号の伝搬経路におけるサブキャリア毎のフェージングの影響が見出される。
FFT手段210の出力には、チャネル推定手段212からの振幅情報及び位相情報に基づいて、歪み補償を行う同期検波手段216が接続される。同期検波手段216の出力信号は、データを復元するための更なる処理手段(図示せず)に接続される。
更に、受信手段204には、受信信号の遅延プロファイルを求める遅延プロファイル推定装置218が接続される。遅延プロファイル推定手段218は、既知のパイロット信号を逆高速フーリエ変換するIFFT手段220を有する。遅延プロファイル推定装置218は、逆フーリエ変換されたパイロット信号(パイロット・レプリカ)と、受信手段から受信信号との相関値を求める相関器222を有する。この相関値の計算には、タイミング検出手段206で見出されたタイミングが使用される。相関器222の出力には、相関値を同相加算する同相加算手段224が接続される。同相加算手段224では、同相成分(I)及び直交成分(Q)の各成分毎に加算が行われる。同相加算手段224の出力には、電力を計算する電力加算手段226が接続され、これは所望の遅延プロファイルを出力する。
相関器222における相関値(corr)の計算は、次式に基づいて行われる。
ここで、
pjは、Nサンプルより成る逆フーリエ変換されたパイロット信号(パイロット・レプリカ)の成分であり、
kは、通信信号とパイロット・レプリカとの位相差に相当するサンプル数であり、
rmは、受信した通信信号のm番目の成分であり(m=0,1,2,...,N−1)、
modは、剰余演算を表し、
*は、複素共役を表す。
具体的には、例えば、位相差k=0の場合において、
j=0,1,2,...,N−1のようにjが変化する場合に、j+kも、
j+k=0,1,2,...,N−1のように変化し、(j+k)modNも、
(j+k)modN=0,1,2,...,N−1のように変化する。従って、パイロット・レプリカの各成分p* 0ないしp* N−1の各々に対して、受信信号のサンプルr0ないしrN−1がそれぞれ掛け合わせられ、それらの総和が計算される。この計算値に関しては、従来のk=0の場合と同じ結果になる。
位相差k=1の場合には、
j=0,1,2,...,N−1のようにjが変化する場合に、j+kは、
j+k=1,2,...,N−1,Nのように変化し、(j+k)modNは、
(j+k)modN=1,2,...,N−1,0のように変化する。従って、パイロット・レプリカの各成分p* 0ないしp* N−1の各々に対して、受信信号のサンプルr1ないしrN−1及びr0がそれぞれ掛け合わせられ、それらの総和が計算される。従来のようにp* N−1とrNではなく、p* N−1とr0の積が計算される点に留意を要する。
位相差k=2の場合には、
j=0,1,2,...,N−1のようにjが変化する場合に、j+kは、
j+k=2,3,...,N,N+1のように変化し、(j+k)modNは、
(j+k)modN=2,3,...,N−1,0,1のように変化する。従って、パイロットレプリカの各成分p* 0ないしp* N−1の各々に対して、受信信号のサンプルr2ないしrN−1及びr0,r1がそれぞれ掛け合わせられ、それらの総和が計算される。従来のようにp* N−2とrN,p* N−1とrN+1ではなく、p* N−2とr0、,p* N−1とr1の積が計算される点に留意を要する。以下同様に、受信信号のN個のサンプルrmが巡回的に(cyclically)シフトされて、相関値が計算される。
図3は、上記の数式に従って行われる相関計算を説明するための図である。図1と同様に、上から2つの信号系列は、受信信号に含まれるパス1及びパス2に対応する。図示されているように、パス2は、主信号であるパス1に対して、Lサンプルだけ遅延して受信機に到達する。送信信号は、NGIサンプルより成るガードインターバル部分と、Nサンプルより成る信号部分を1単位とし、1つのOFDMシンボル区間を形成する。説明の便宜上、パス1及びパス2を別々に描いているが、実際の受信信号は、両者が合成された形式のものである。
この受信信号に対して、FFTのタイミング位置から2N個ではなく、N個のサンプル(r0,r1,r2,...,rN−1)をバッファに取り込む。取り込んだ受信信号のNサンプルと、Nサンプルより成るパイロット・レプリカ(p0,p1,p2,...,pN−1)との相関値を計算する。相関値の計算は、受信信号とパイロット・レプリカとの位相差kが0サンプルの場合、1サンプルの場合、2サンプルの場合、...N−1サンプルの場合のそれぞれについて、行われる。
相関計算を行う区間(サンプルどうしの積の総和を求めるための区間)は、位相差kの値に応じて巡回的にシフトさせる。従来とは異なり、この場合におけるシフトは、N個のサンプルを巡回的にシフトさせるものである点に留意を要する。すなわち、位相差kが0サンプルである場合には、r0からrN−1までのサンプルが順に使用される。位相差kが1サンプルである場合には、r1からrN−1までのサンプルを順に使用した後に、r0が使用される。位相差kが2サンプルである場合には、r2からrN−1までのサンプルを順に使用した後に、r0,r1が順に使用される。位相差kがLサンプルである場合には、rLからrN−1までのサンプルを順に使用した後に、r0からrL−1が順に使用される。最後に、位相差kがN−1サンプルである場合には、rN−1を使用した後に、r0からrN−2までのサンプルが順に使用される。このように、相関値を計算する際に、N個のサンプルr0ないしrN−1を巡回的にシフトさせることで、パイロット・レプリカとの積の和が計算される。
次に、このようにして計算された相関値の妥当性について説明する。位相差kを0からN−1まで変化させた場合に得られる相関値の中で、パス1とタイミングが合うものは、遅延プロファイルにおけるパス1のピークを大きくすることに寄与する。図示した例では、位相差k=0の場合の相関値がこれに相当する。
パス2とタイミングが合うものは、遅延プロファイルにおけるパス2のピークを大きくすることに寄与する。図示した例では、位相差k=Lの場合の相関値がこれに相当する。これは次のように説明できる。OFDM信号のガードインターバルGIの部分には、そのOFDM信号の後ろの部分がコピーされている。バッファに取り込まれているN個のサンプルの内、r0ないしrL−1までの部分には、パス1の0番目からL−1番目の信号成分が含まれていることに加えて、パス2のガードインターバルに含まれる信号成分も含まれている。一般に、OFDM信号におけるガードインターバルには、ガードインターバルに続くN個のサンプルの内、N−NGI番目からN−1番目までのサンプルに等しいものが挿入されている。このため、パス2のガードインターバルには、パス2のN−L番目ないしN−1番目のL個のサンプルも含まれている。従って、rLからrN−1までのサンプルを順に使用した後に、r0からrL−1を順に使用することは、パス2に着目すれば、0番目からN−L−1番目までのサンプルを順に使用した後に、N−L番目からN−1番目のサンプルを順に使用することに等しくなる。したがって、位相差Lに関して計算される相関値は、パス1に対してLだけ遅延したパス2のタイミングに一致して計算された相関値となる。
それ以外の位相差(kが0でもLでもない場合)に関する相関値は、遅延プロファイルにおける干渉成分(ノイズ)となる。しかしながら、図3に示されるように、本実施例にて生じる干渉成分は、同一シンボル内の干渉成分であって、隣接シンボルとの干渉成分は生じない(遅延がガードインターバルGIの範疇にあること(L≦NGI)を想定している。)。したがって、遅延プロファイルに現れる干渉レベルは非常に小さくなる。
以上のようにして得られる相関値は、同相加算手段224にて同相成分(I)及び直交成分(Q)毎に同相加算され、電力加算手段226にて電力に変換された後に、遅延プロファイルが得られる。この遅延プロファイルは、瞬時的な値であるため、通信経路の特性が一定であるような期間にわたって平均値をとることで、より精度の高い遅延プロファイルが得られる。
図4は、本実施例における相関計算を行うための相関器のブロック図を示す。相関器400は、入力信号rmに対して、0ないしN−1サンプルだけ遅延したN個の遅延信号を出力する、直列に接続された複数の遅延手段402を有する。各遅延手段402は、例えばシフトレジスタにより形成することが可能である。相関器400は、各遅延手段402の入力信号と、パイロット・レプリカの所定の成分との積を計算するための複数の乗算器404を有する。各乗算器404の総ての出力は、1つの加算器406に入力される。加算器406は、所望の相関値を出力する。更に、相関器400は、複数の遅延手段の入力信号として、新たな受信信号rm又は帰還ライン407を通じて得られる遅延信号の何れか一方を選択するスイッチ408を有する。このスイッチ408は、受信信号とパイロット・レプリカとの位相差kを0乃至N−1まで変化させてN個の相関値を算出するまでは、帰還ライン607を通じて得られる遅延信号を選択する。これにより、各遅延手段402に格納されているサンプルを巡回的にシフトさせることが可能になる。
[第2実施例]
第1実施例では、パス同士の遅延量(図示した例では、パス1に対するパス2の遅延量L)がガードインターバルNGIの範疇に収まることを想定していた。この場合に、受信信号とパイロット・レプリカとの相関値の計算における位相差がLの時に、遅延プロファイルにおけるパス2のピークを大きくするような値が得られた。相関値は、パイロット・レプリカの各成分p* 0ないしp* N−1の各々に対して、受信信号のサンプルrLないしrN−1及びr0,...,rL−1をそれぞれ掛け合わせ、それらの総和を計算することにより得られる。
しかしながら、場合によっては、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパス2も生じ得る。図5に示されるように、バッファリングした受信信号の0番目からL−1番目のサンプルr0,...,rL−1の中で、0番目からL−NGI−1番目までのサンプルには、パス2における隣接シンボルの成分が含まれている。従って、第1実施例と同様に相関値を計算すると、この隣接シンボルとの干渉成分が遅延プロファイルに生じてしまう。第2実施例は、このようなガードインターバルを越えて遅れて到来するパスが、受信信号に含まれていたとしても、遅延プロファイルにおけるノイズを抑制しようとするものである。
本実施例では、受信信号のサンプルの内、隣接シンボル間干渉を引き起こすサンプルが、相関値の計算に寄与しないように、重み付けをしながら相関値を計算する。具体的には、パイロット・レプリカの各成分p* 0ないしp* N−1の各々に対して、受信信号のサンプルrLないしrN−1及びr0,...,rL−1を掛け合わせ、それらの総和を計算する際に、受信信号のサンプルの内、0番目からL−NGI−1番目までのL−NGI個のサンプルが総和に寄与しないようにする。具体的には、相関値(corr)は、次式のようにして得られる。
(k=0,1,2,...,N−1)
ここで、ajは、j=N−k,...,N−k−L−NGI−1のときに0をとり、他の場合には1をとる重み係数であり、pj,rm,mod,*については、上記と同様である。Ncorr(k)は、受信信号のN個のサンプルの内、無視しなかったサンプル数に対応する量である。なお、受信信号のサンプルの内、L番目からN−1番目及びL−NGI番目からL−1番目までのサンプルは、パスLのピークを大きくすることに寄与する。
ところで、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパス2が存在することは判明しているが、その具体的な遅延量Lが不明である場合には、受信信号のサンプルの内、0番目からk−1番目のサンプルを相関値の計算に寄与しないようにすることも可能である。ここで、kは、相関値の計算にて1サンプルずつシフトさせる受信信号とパイロット・レプリカとの位相差に相当するサンプル数である。この場合における重み係数ajは、j=N−k,...,N−1のときに0であり、他の場合には1である。このようにすると、隣接シンボル間干渉を実際に引き起こすサンプルだけでなく、隣接シンボル間干渉を引き起こさないサンプルをも無視することになる。しかしながら、隣接シンボル間干渉を引き起こす可能性のあるサンプルを無視することで、遅延プロファイルに隣接シンボル間干渉を導入しないようにすることが可能になる。
このように、受信信号の中に、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパスが含まれている場合には、隣接シンボル間干渉を引き起こし得ると判断されたサンプルを、相関値の計算に寄与しないようにすることで、遅延プロファイルにおけるノイズを抑制することが可能になる。
図6は、本実施例における相関計算を行うための相関器のブロック図を示す。相関器600は、入力信号rmに対して、0ないしN−1サンプルだけ遅延したN個の遅延信号を出力する、直列に接続された複数の遅延手段602を有する。各遅延手段602は、例えばシフトレジスタにより形成することが可能である。相関器600は、各遅延手段602の入力信号と、0又は1の値をとる重み付け係数ajとの積を計算するための複数の乗算器605を有する。相関器600は、重み付けされた各遅延手段602の入力信号と、パイロット・レプリカの所定の成分との積を計算するための複数の乗算器604を有する。各乗算器604の総ての出力は、1つの加算器606に入力される。加算器606は、所望の相関値を出力する。更に、相関器600は、複数の遅延手段の入力信号として、新たな受信信号rm又は遅延ライン607を通じて得られる遅延信号の何れか一方を選択するスイッチ608を有する。このスイッチ608は、受信信号とパイロット・レプリカとの位相差kを0乃至N−1まで変化させてN個の相関値を算出するまでは、遅延ライン607を通じて得られる遅延信号を選択する。これにより、各遅延手段602に格納されているサンプルを巡回的にシフトさせることが可能になる。
以上本願実施例によれば、Nサンプル分の受信信号を巡回的にシフトさせながら、受信信号とパイロット・レプリカとの位相差に応じた相関値を計算するので、遅延プロファイルにおけるノイズ、特に隣接シンボル間干渉の影響を抑制することが可能になる。通信信号の中に、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパスが含まれている場合には、隣接シンボル間干渉を引き起こし得ると判断されたサンプルを、相関値の計算に寄与しないようにすることで、隣接シンボルとの干渉成分が遅延プロファイルに導入されるのを抑制することが可能になる。
本願実施例では、相関値を計算する際に、N個の受信信号のサンプルrm(0≦m≦N−1)を巡回的にシフトさせ、N個のパイロット・レプリカpjは固定されているように説明してきた。しかしながら、このことは本発明に必須ではなく、逆に、受信信号のサンプルを固定してパイロット・レプリカを巡回的にシフトさせてもよい。また、本願実施例では、簡単のため2つのマルチパス経路(パス1とパス2)を例にとって説明が行われたが、本発明を更に多くのパスが存在する場合に応用することも可能である。
以上、本発明の好ましい実施例を説明したが、本発明はこれに限定されるわけではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。
Claims (10)
- 通信信号を受信する受信手段と、
Nサンプルより成る既知のパイロット信号を逆フーリエ変換する変換手段と、
前記受信手段及び前記変換手段に結合され、前記通信信号と逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との相関値を求める相関手段と、
前記相関手段に結合され、前記相関値に基づいて前記通信信号に関する遅延プロファイルを求める手段
を有し、前記相関手段が、
Nサンプル分の前記通信信号又は前記既知のパイロット信号を巡回的にシフトさせ、前記通信信号と前記逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との位相差に応じた相関値を計算することを特徴とする遅延プロファイル推定装置。 - 前記相関手段が、
入力信号に対して所定のサンプル数だけ遅延したN個の遅延信号を出力する、直列に接続された複数の遅延手段と、
前記N個の遅延信号と、逆フーリエ変換されたNサンプルより成る既知のパイロット信号との積の総和を求める手段と、
少なくとも所定数の相関値が算出されるまで、前記複数の遅延手段の中の1つに含まれる遅延信号を、前記入力信号として選択する切替手段
を有することを特徴とする請求項1記載の遅延プロファイル推定装置。 - 前記通信信号が、直交周波数分割多重(OFDM)信号より成ることを特徴とする請求項1記載の遅延プロファイル推定装置。
- 前記通信信号中の主信号のパスに対して、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパスが含まれている場合には、隣接シンボル間干渉を引き起こし得ると判断された通信信号のサンプルを除外して、前記相関値を計算するよう形成されることを特徴とする請求項4記載の遅延プロファイル推定装置。
- 受信信号に関する遅延プロファイルを推定するために使用され、受信信号と、Nサンプルより成る既知のパイロット信号を逆フーリエ変換した信号との相関値を計算する相関器であって、
Nサンプル分の前記受信信号又は前記既知のパイロット信号を巡回的にシフトさせ、前記受信信号と前記逆フーリエ変換された既知のパイロット信号との位相差に応じた相関値を計算することを特徴とする相関器。 - 更に、
入力信号に対して所定のサンプル数だけ遅延したN個の遅延信号を出力する、直列に接続された複数の遅延手段と、
前記N個の遅延信号と、逆フーリエ変換されたNサンプルより成る既知のパイロット信号との積の総和を求める手段と、
少なくとも所定数の相関値が算出されるまで、前記複数の遅延手段の中の1つに含まれる遅延信号を、前記入力信号として選択する切替手段
を有することを特徴とする請求項6記載の相関器。 - 前記通信信号が、直交周波数分割多重(OFDM)信号より成ることを特徴とする請求項6記載の相関器。
- 前記通信信号中の主信号のパスに対して、ガードインターバルを越えて遅れて到来するパスが含まれている場合には、隣接シンボル間干渉を引き起こし得ると判断された通信信号のサンプルを除外して、前記相関値を計算するよう形成されることを特徴とする請求項6記載の相関器。
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