JP2002171238A

JP2002171238A - Ｏｆｄｍ受信装置

Info

Publication number: JP2002171238A
Application number: JP2000369484A
Authority: JP
Inventors: Kenichiro Hayashi; 健一郎林; Tomohiro Kimura; 知弘木村; Shigeru Soga; 茂曽我
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2000-12-05
Filing date: 2000-12-05
Publication date: 2002-06-14
Anticipated expiration: 2020-12-05
Also published as: JP4511714B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ信号を用いた地上波デジタル放送に
おいて、いかなるマルチパス環境下においても、極力シ
ンボル間干渉を抑えるように有効シンボル期間長の信号
を安定して切り出せるようにすること。【解決手段】遅延回路４は直交検波回路３から出力さ
れたＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間に相当する時間だ
け遅延する。相関算出回路５はＯＦＤＭ信号と遅延回路
４の遅延出力との相関量を求める。シンボル周期フィル
タ６Ａは、相関算出回路５で得られた相関量をシンボル
期間に相当する時間間隔で平滑化する。時間窓制御回路
７は平滑化された相関量が最大となる時刻に同期して窓
信号を発生する。ＦＦＴ回路８は窓信号に従って直交検
波回路３から出力されたＯＦＤＭ信号を切り出して離散
フーリエ変換する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（以下、ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplex という）方式を用いて変調された信号を受信
して、データを復調するＯＦＤＭ受信装置に係り、特に
復調処理のための時間窓の制御技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＯＦＤＭ信号は、シンボル周期毎に互い
に直交する多数のキャリアを、伝送データにより変調し
たものである。同じ伝送レートのシングルキャリア方式
の信号と比較すると、シンボル時間が長くなるため、マ
ルチパス干渉に対する耐性が高いという特徴が得られ
る。また上記の特徴に加えて、ガード期間と呼ばれる冗
長な期間を設けることにより、マルチパス干渉に対する
耐性を更に高めている。

【０００３】ここで、キャリア番号をｋ、シンボル番号
をｎ、キャリア数をＫ、シンボル期間長をＴｓ、ガード
期間長をＴｇ、有効シンボル期間長をＴｕ、センターキ
ャリアのキャリア番号をＫｃとし、シンボル番号ｎ及び
キャリア番号ｋに対応する複素信号点ベクトルをｃ
（ｎ, ｋ）とすると、ベースバンドのＯＦＤＭ信号Ｓ
（ｔ）は、次の（１）式のように表される。

【数１】

【０００４】図１６に１シンボル分のＯＦＤＭ信号の構
成を示す。実際には各々のキャリアは複素正弦波である
が、ここでは実軸のみを示している。図の斜線領域で示
すように、ガード期間の信号は有効シンボル期間後部の
信号と同一であることが特徴である。

【０００５】図１６のＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）を模式的に
表したものが図１７である。図１７において、ＯＦＤＭ
信号の１つのシンボル期間はガード期間（・・、Ｇ１、
Ｇ２、・・）と有効シンボル期間（・・、Ｓ０、Ｓ１、
Ｓ２、・・）とからなる。有効シンボル期間のＯＦＤＭ
信号は、有効シンボル期間長で直交する周波数関係、即
ち有効シンボル期間長の逆数の周波数間隔にある複数の
キャリアの位相、振幅、又はその両方に対して、夫々変
調を施して合成したものである。

【０００６】ガード期間のＯＦＤＭ信号は、同一シンボ
ルに属する有効シンボル期間のＯＦＤＭ信号を巡回的に
繰り返した信号として生成される。ガード期間によって
有効シンボル期間の信号を巡回的に配置することによっ
て、同一シンボル内であれば、ガード期間を含め任意の
有効シンボル期間長の信号を切り出しても前述のキャリ
アの直交性は保たれる。このため、キャリア間の干渉を
生じることなくデータを復調することができる。

【０００７】異なるシンボル期間に跨がって信号を切り
出すと、キャリア間の直交性が崩れて干渉を起こすのみ
ならず、シンボル間の干渉を引き起こす。故に、図１７
に示す期間Ａから期間Ｂまでが、前述のキャリア間干渉
及びシンボル間干渉を起こさない切り出し期間になる。

【０００８】また、ＯＦＤＭ方式では、ガード期間を設
けることでマルチパスなどの影響を受けにくくしてい
る。マルチパスによる遅延波が重畳された場合の受信処
理について、図１８を用いて説明する。図１８におい
て、信号Ｓ（ｔ）に対して信号Ｓ’（ｔ）は、遅延時間
差Δｔをもって到来した遅延波のＯＦＤＭ信号を模式的
に表わしたものである。実際には、信号Ｓ（ｔ）と信号
Ｓ’（ｔ）が加算された信号が受信される。遅延時間差
Δｔに相当する期間Ｄ及び期間Ｅは、信号Ｓ（ｔ）と信
号Ｓ’（ｔ）の間で異なったシンボルが受信される期間
である。この場合、期間Ｆから期間Ｇの間で受信信号を
切り出せば、キャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こ
さないことが判る。

【０００９】このようにＯＦＤＭ受信装置においては、
キャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こさないよう
に、受信されたＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間長の
信号を切り出して復調することが重要である。

【００１０】このような信号処理を行う従来のＯＦＤＭ
受信装置の構成例を図１９に示す。以下にこのＯＦＤＭ
受信装置の動作について説明する。図１９において、ア
ンテナ１は無線周波数帯の信号を受信し、チューナ２に
与える。チューナ２は、無線周波数帯の信号から所望の
チャネルの信号を選択した後、基底周波数帯に周波数変
換し、その出力を直交検波回路３に与える。直交検波回
路３は、基底周波数帯のＯＦＤＭ信号を直交検波するこ
とにより、同相軸（以下、Ｉ（In phase）軸という）の
信号と、直交軸（以下、Ｑ（Quadrature phase）軸とい
う）の信号とからなる複素信号に変換する。その変換出
力は遅延回路４、相関算出回路５、及び高速フーリエ変
換（以下、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）という）
回路８に与えられる。

【００１１】遅延回路４は、直交検波されたＯＦＤＭ信
号を有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延させ、遅
延出力を相関算出回路５に与える。相関算出回路５は、
直交検波回路３から与えられたＯＦＤＭ信号と、遅延回
路４で遅延されＯＦＤＭ信号とを入力し、両ＯＦＤＭ信
号の相関を演算する。演算結果は移動積分回路６に供給
される。移動積分回路６は、相関回路５から出力された
相関量をガード期間に相当する時間だけ積分を行う（１
Ｔｇ期間の積分）。その積分結果は時間窓制御回路７に
供給される。時間窓制御回路７は、移動積分回路６で積
分された相関量が最大となる時刻に同期して窓信号を発
生し、この窓信号をＦＦＴ回路８に供給する。

【００１２】ＦＦＴ回路８は、時間窓制御回路７から供
給される窓信号に従って、直交検波回路３から供給され
るＯＦＤＭ信号から、有効シンボル期間長の信号を切り
出してＦＦＴ処理を施し、周波数領域の信号へ変換す
る。復調回路９は、ＦＦＴ回路８によって周波数領域に
変換されたＯＦＤＭ信号を復調し、その出力を誤り訂正
回路１０に供給する。誤り訂正回路１０は、復調結果に
対して誤り訂正処理を施すことにより、伝送された情報
系列（データ）を復元する。

【００１３】時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程
を図２０〜図２２に基づいて説明する。図２０は遅延波
が無い場合の時間窓制御回路７の動作を示すタイムチャ
ートである。図２０において、（ａ）は受信されたＯＦ
ＤＭ信号である。（ｂ）は遅延回路４によって有効シン
ボル期間長だけ遅延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤ
Ｍ信号はガード期間に有効シンボル期間の信号が巡回的
に複写されているため、（ｃ）の斜線部に示す期間にお
ける（ａ）のＯＦＤＭ信号と、（ｂ）の遅延されたＯＦ
ＤＭ信号とに相関がある。相関算出回路５でその相関量
が求められ、移動積分回路６でガード期間長積分された
相関量は（ｄ）のようになる。

【００１４】時間窓制御回路７は、（ｄ）の積分された
相関量が最大になる時刻に同期して、（ｅ）に示すよう
なＨレベルの窓信号を発生する。ＦＦＴ回路８は、
（ｅ）の窓信号に従って信号を切り出してＦＦＴ処理を
施す。（ｅ）の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号からシ
ンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を
切り出せることが判る。

【００１５】次に、遅延波が重畳された場合に、時間窓
制御回路７が窓信号を生成する過程を図２１に基づいて
説明する。図２１において、（ａ）は遅延なく受信され
たＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は時間Δｔだけ遅延して
受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）の遅延して受信
されたＯＦＤＭ信号が（ａ）の遅延なく受信されたＯＦ
ＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合に、移動積分回路
６で積分された相関量は（ｅ）のようになる。即ち
（ｅ）に示す相関量は、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信
号の（ｃ）の相関量と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信
号の（ｄ）の相関量との合成結果と等しくなる。

【００１６】時間窓制御回路７は、積分された（ｅ）の
相関量が最大になる時刻に同期して（ｆ）に示す窓信号
を発生する。（ｆ）の窓信号は、遅延なく受信された
（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された
（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起
こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得ること
が判る。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら図２２に
示すように、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号
が、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号よりも受
信電力が大きい場合、移動積分回路６で得られる積分さ
れた相関量は（ｅ）のようになる。時間窓制御回路７は
積分された相関量が最大になる時刻に同期して窓信号を
発生するので、このときの窓信号は（ｆ）のようにな
り、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対し
て、期間Ｈにおいてシンボル間干渉を起こすことが判
る。

【００１８】本発明は、このような従来の問題点に鑑み
てなされたものであって、遅延なく受信されたＯＦＤＭ
信号と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号とが混在する
場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期
間長の信号を切り出すことにより、放送データを安定し
て復調できるＯＦＤＭ受信装置を実現することを目的と
する。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本願の請求項１の発明
は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式によって変調
されたＯＦＤＭ信号を受信し、デジタルデータを復調す
るＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号の１つ
のシンボル期間はガード期間と有効シンボル期間とから
なり、前記ガード期間の信号は同一シンボルに属する前
記有効シンボル期間の信号を巡回的に繰り返したもので
あるとき、前記ＯＦＤＭ信号を前記有効シンボル期間に
相当する時間だけ遅延する遅延手段と、前記ＯＦＤＭ信
号と前記遅延手段の遅延出力との相関量を求める相関演
算手段と、前記相関演算手段で得られた相関量を前記シ
ンボル期間に相当する時間間隔で平滑化するシンボル周
期フィルタ手段と、前記シンボル周期フィルタ手段で平
滑化された相関量が最大となる時刻に同期して窓信号を
発生する時間窓制御手段と、前記時間窓制御手段で発生
した窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号を切り出して離散
フーリエ変換するフーリエ変換手段と、を具備すること
を特徴とするものである。

【００２０】本願の請求項２の発明は、直交周波数分割
多重（ＯＦＤＭ）方式によって変調されたＯＦＤＭ信号
を受信し、デジタルデータを復調するＯＦＤＭ受信装置
であって、前記ＯＦＤＭ信号の１つのシンボル期間はガ
ード期間と有効シンボル期間とからなり、前記ガード期
間の信号は同一シンボルに属する前記有効シンボル期間
の信号を巡回的に繰り返したものであるとき、前記ＯＦ
ＤＭ信号を前記有効シンボル期間に相当する時間だけ遅
延する遅延手段と、前記ＯＦＤＭ信号と前記遅延手段の
遅延出力との相関量を求める相関演算手段と、前記相関
演算手段で得られた相関量を入力し、前記ガード期間の
２倍の積分窓を用いて前記相関量の移動積分を行う移動
積分手段と、前記移動積分手段の出力レベルが最大とな
る時刻に同期して窓信号を発生する時間窓制御手段と、
前記時間窓制御手段で発生した窓信号に従って前記ＯＦ
ＤＭ信号を切り出して離散フーリエ変換するフーリエ変
換手段と、を具備することを特徴とするものである。

【００２１】

【発明の実施の形態】（実施の形態１）本発明の実施の
形態１におけるＯＦＤＭ受信装置について、図面を参照
しつつ説明する。図１は本実施の形態のＯＦＤＭ受信装
置の構成を示すブロック図であり、従来例と同一部分は
同一の符号を付けて説明する。チューナ２はアンテナ１
により受信された無線周波数帯の信号を受信し、所望の
チャネルの信号を選択した後、基底周波数帯の信号に変
換するものである。直交検波回路３は、基底周波数帯の
ＯＦＤＭ信号を直交検波することにより、同相軸（Ｉ
軸）の信号と、直交軸（Ｑ軸）の信号とからなる複素信
号に変換するものである。この複素信号は遅延回路４、
相関算出回路５、及び高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路
８に与えられる。

【００２２】遅延回路４は、直交検波されたＯＦＤＭ信
号を有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延し、遅延
出力を相関算出回路５に与えるものである。相関算出回
路５は、直交検波回路３から与えられたＯＦＤＭ信号
と、遅延回路４で遅延されＯＦＤＭ信号とを入力し、両
ＯＦＤＭ信号の相関を演算する相関演算手段である。相
関算出回路５の構成例を図２に示す。相関算出回路５は
複素共役回路５１と複素乗算回路５２とから構成され
る。複素共役回路５１は遅延回路４から出力されるＯＦ
ＤＭ信号、即ちＩ軸及びＱ軸成分からなる複素信号（ｘ
＋ｊｙ）に対して複素共役をとり、複素信号（ｘ−ｊ
ｙ）を出力するものである。複素乗算回路５２は直交検
波回路３から出力される遅延しない複素信号（ｘ₀ ＋ｊ
ｙ₀ ）と、複素共役回路５１から出力される遅延した複
素信号（ｘ−ｊｙ）とを複素乗算し、乗算結果を相関信
号として出力する回路である。

【００２３】相関算出回路５の相関信号はシンボル周期
フィルタ６Ａに供給される。シンボル周期フィルタ６Ａ
は相関信号を入力し、シンボル間で平滑化処理を施すこ
とにより、無相関な部分を減衰させ、相関のある部分の
みを抽出する回路である。シンボル周期フィルタ６Ａの
構成例を図３に示す。このシンボル周期フィルタ６Ａは
第１の係数器６１Ａ、加算器６２Ａ、シンボル時間遅延
器６３Ａ、第２の係数器６４Ａにより構成される。シン
ボル周期フィルタ６Ａの入力のｚ変換をＸ_in（ｚ）と
し、シンボル周期フィルタ６Ａの出力のｚ変換をＸ_out
（ｚ）とし、係数器６１Ａの乗算係数をｋとし、係数器
６４Ａの乗算係数を（１−ｋ）とし、シンボルに相当す
るサンプル数をＮ_S とすると、加算器６２Ａでは、ｋ・
Ｘ_in（ｚ）＋（１−ｋ）・ｚ^-Ns ・Ｘ_out （ｚ）＝Ｘ
_out （ｚ）が成立する。この場合シンボル周期フィルタ
６Ａの伝達周波数Ｈ（ｚ）は、Ｈ（ｚ）＝（１−（１−
ｋ）・ｚ^-Ns ）で表される。このようにＩＩＲ（Infini
t Impulse Response）型のフィルタの構成をとることに
より、シンボル周期の信号を平均化処理できる。

【００２４】シンボル周期フィルタ６Ａで平均化処理さ
れた相関信号は時間窓制御回路７に供給される。時間窓
制御回路７は、シンボル周期フィルタ６Ａから出力され
た相関信号が最大となる時刻に基づいて窓信号を発生す
る回路である。時間窓制御回路７の構成例を図４に示
す。この時間窓制御回路７は、振幅算出回路７１、ピー
ク検出回路７２、窓信号発生回路７３を含んで構成され
る。またピーク検出回路７２は、大小比較回路７２１、
シンボル周期カウンタ７２２、第１の記憶回路７２３、
第２の記憶回路７２４を有している。

【００２５】振幅算出回路７１で相関信号の出力振幅が
所定のサンプル周期毎に検出されると、この振幅値は大
小比較回路７２１と第１の記憶回路７２３に与えられ
る。大小比較回路７２１は、前回までのサンプルで入力
され、記憶回路７２３に保持された最大振幅値Ｂと、今
回のサンプル時に入力された振幅値Ａとを比較し、Ａ＞
Ｂの場合には、記憶回路７２３及び記憶回路７２４の夫
々が保持している内容を夫々の入力値に更新する信号を
出力する。シンボル周期カウンタ７２２は、記憶回路７
２３及び記憶回路７２４が夫々保持している内容をクリ
アする信号をシンボル周期毎に出力すると共に、シンボ
ル周期中のサンプル数で示される時刻を記憶回路７２４
に与える。このように構成されたピーク検出回路７２
は、シンボル期間中において相関信号が最大となる時刻
を窓信号発生回路７３に出力する。窓信号発生回路７３
は、ピーク検出回路７２が出力する時刻に基づいてＨレ
ベルとなる窓信号を発生する。この窓信号は図１のＦＦ
Ｔ回路８に供給される。

【００２６】ＦＦＴ回路８は、時間窓制御回路７から供
給される窓信号に従って、直交検波回路３から供給され
るＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間長の信号を切り出
し、ＦＦＴ処理を施して周波数領域の信号へ変換する回
路である。復調回路９は、ＦＦＴ回路８によって周波数
領域に変換されたＯＦＤＭ信号を復調する回路である。
誤り訂正回路１０は、復調回路９の復調結果に対して誤
り訂正処理を施すことにより、伝送された情報系列（デ
ータ）を復元する回路である。

【００２７】以上のように構成されたＯＦＤＭ受信装置
の動作について、時間窓制御回路７が窓信号を生成する
過程を中心に図５〜図７を用いて説明する。図５は遅延
波がない場合のタイムチャートである。図５において、
（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は遅延
回路４によって有効シンボル期間長だけ遅延されたＯＦ
ＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期間に有効シン
ボル期間の信号が巡回的に複写されているため、（ｃ）
の斜線部に示す期間において、（ａ）のＯＦＤＭ信号と
（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに大きな相関が得ら
れる。相関算出回路５から相関信号が出力されると、シ
ンボル周期フィルタ６Ａは（ｄ）に示すような平均化処
理された相関信号を出力する。この場合、相関信号が最
大となりえる期間は、遅延されたＯＦＤＭ信号のガード
期間と一致する。

【００２８】図４の窓信号発生回路７３は、ピーク検出
回路７２が出力する時刻からガード期間Ｔｇだけ経過し
た後にＨレベルとなり、有効シンボル期間Ｔｕだけ経過
した後にＬレベルとなる窓信号を発生する。ピーク検出
回路７２が出力する時刻の範囲は、前述のように遅延さ
れたＯＦＤＭ信号のガード期間（図中のｔ₀ からｔ₁）
と一致するので、窓信号は図５（ｅ）から（ｇ）の範囲
で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、
（ａ）のＯＦＤＭ信号に対してシンボル間干渉を起こさ
ずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚、
前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓
信号は（ｆ）に示すように発生されることが望ましい。

【００２９】図６は遅延波が存在し、遅延して受信され
たＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よ
りも受信電力が小さい場合のタイムチャートである。図
６において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号
であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ
信号である。このような場合、シンボル周期フィルタ６
Ａから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分
は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）
のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って実際に
出力される相関信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された
信号、即ち（ｅ）に示すような階段状の信号となる。図
４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図６
中のｔ₂ からｔ₃ となるので、窓信号は図６の（ｆ）か
ら（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲
の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号
に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号
に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボ
ル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時
間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は
（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。

【００３０】図７は遅延波が存在し、遅延して受信され
たＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よ
りも受信電力が大きい場合のタイムチャートである。図
７において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号
であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ
信号である。このような場合、シンボル周期フィルタ６
Ａから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分
は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）
のように（ｃ）よりレベルが大きくなる。従って実際に
出力される相関信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された
信号、即ち（ｅ）に示すような階段状の信号となる。図
４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図７
中のｔ₄ からｔ₅ となるので、窓信号は図７の（ｆ）か
ら（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲
の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号
に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号
に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボ
ル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時
間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は
（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。

【００３１】以上のような方法で窓信号を生成すると、
遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が存在し、その受信電
力が遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号の受信電力より大
きい場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボ
ル期間長の信号を切り出すことができる。

【００３２】（実施の形態２）次に本発明の実施の形態
２におけるＯＦＤＭ受信装置について、図面を参照しつ
つ説明する。図８は本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の
構成を示すブロック図であり、実施の形態１と同一部分
は同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。このＯＦ
ＤＭ受信装置も実施の形態１と同様に、チューナ２、直
交検波回路３、遅延回路４、相関算出回路５、時間窓制
御回路７、ＦＦＴ回路８、復調回路９、誤り訂正回路１
０を有している。本実施の形態では図７のシンボル周期
フィルタ６Ａに代えて、移動積分回路６Ｂが設けられて
いる。移動積分回路６Ｂは相関算出回路５の相関信号を
入力し、ガード期間の２倍の積分窓を用いて移動積分を
行う回路である。以下、前記の２倍の積分窓を用いて移
動積分を行うことを、２Ｔｇ期間の移動積分と呼ぶ。

【００３３】移動積分回路６Ｂの構成例を図９に示す。
この移動積分回路６Ｂは、シフトレジスタ６１Ｂと総和
算出回路６２Ｂとからなる回路である。シフトレジスタ
６１Ｂは複数の１サンプル遅延器（Ｚ^-1）の従属接続体
からなり、夫々のタップ出力を有する回路である。総和
算出回路６２Ｂは、複数の加算器の従属接続体からなる
回路であり、入力信号と夫々遅延器の出力とを累積加算
して加算結果を出力する機能を有する。ガード期間のサ
ンプル数をＮ_G とすると、移動積分回路６Ｂのタップ数
は２Ｎ_G であり、全てのタップ係数が１のＦＩＲ（Fini
te Impulse Response ）型のフィルタと見なすことがで
きる。

【００３４】以上のように構成されたＯＦＤＭ受信装置
の動作について、時間窓制御回路７が窓信号を生成する
過程を中心に、図１０〜図１４を用いて説明する。図１
０は遅延波がない場合のタイムチャートである。図１０
において、（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。
（ｂ）は遅延回路４によって有効シンボル期間長だけ遅
延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期
間に有効シンボル期間の信号が巡回的に複写されている
ため、（ｃ）の斜線部に示す期間において、（ａ）のＯ
ＦＤＭ信号と（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに大き
な相関が得られる。相関算出回路５から相関信号が与え
られると、移動積分回路６Ｂは、サンプリング開始時刻
を１サンプル遅延器（Ｚ^-1）の遅延時間だけずらしなが
ら、相関信号を２Ｔｇ期間だけ入力し、サンプル値を図
９の総和算出回路６２Ｂを用いて加算する。こうすると
（ｄ）に示すような台形状に変化する積分信号が得られ
る。積分信号が最大となり得る期間はｔ₆ 〜ｔ₇ とな
り、受信されたＯＦＤＭ信号のガード期間と一致する。

【００３５】図４の窓信号発生回路７３は、ピーク検出
回路７２が出力する時刻にＨレベルとなり、有効シンボ
ル期間Ｔｕだけ経過した後にＬレベルとなる窓信号を発
生する。ピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、
前述のように受信されたＯＦＤＭ信号のガード期間（図
１０中のｔ₆ からｔ₇ ）と一致するので、窓信号は図１
０の（ｅ）から（ｇ）の範囲で発生されることになる。
これらの範囲の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号に対し
てシンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の
信号を切り出し得る。尚、前後の時間に対する窓信号の
マージンを考慮すると、窓信号は（ｆ）に示すように台
形状の積分信号、即ち（ｄ）のフラットな部分の中央か
ら発生されることが望ましい。

【００３６】次に、マルチパス環境下でのシンボル切り
出しタイミングについて説明する。図１１は遅延時間が
Δｔ（但し、Δｔ＜Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延し
て受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦ
ＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合のタイムチャート
である。図１１において、（ａ）は遅延なく受信された
ＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信さ
れたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回
路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する
成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は
（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って
実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成
された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラット
な部分を有する信号となる。

【００３７】図４のピーク検出回路７２が出力する時刻
の範囲は、図１１中のｔ₈ からｔ₉となるので、窓信号
は図１１の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることに
なる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された
（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された
（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起
こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。こ
こでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮す
ると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望
ましい。

【００３８】図１２は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＜Ｔ
ｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ
信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電
力が大きい場合のタイムチャートである。図１２におい
て、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、
（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号であ
る。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される
相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のように
なり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よ
りレベルが大きくなる。従って実際に出力される積分信
号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）
に示すように頂上部にフラットな部分を有する信号とな
る。

【００３９】図４のピーク検出回路７２が出力する時刻
の範囲は、図１２中のｔ₁₀からｔ₁₁となるので、窓信号
は図１２の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることに
なる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された
（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された
（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起
こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。
尚ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考
慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されること
が望ましい。

【００４０】図１３は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＞Ｔ
ｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ
信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電
力が小さい場合のタイムチャートである。図１３におい
て、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、
（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号であ
る。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される
相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のように
なり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よ
りレベルが小さくなる。従って実際に出力される積分信
号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）
に示すように頂上部にフラットな部分がない信号とな
る。

【００４１】図４のピーク検出回路７２が出力する時刻
は、図１３中のｔ₁₂となるので、窓信号は図１３の
（ｆ）のタイミングで発生されることになる。この窓信
号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対し
ては、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長
の信号を切り出し得る。しかし遅延して受信された
（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しては、図１３中の期間Ｉに
おいてシンボル間干渉を引き起こす。しかしながらこの
場合、（ｂ）のＯＦＤＭ信号の受信電力の方が小さいこ
とと、干渉を起こす時間が最小限に抑えられていること
から、シンボル間干渉の量は最小限に抑えられているこ
とが判る。

【００４２】図１４は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＞Ｔ
ｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ
信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電
力が大きい場合のタイムチャートである。図１４におい
て、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、
（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号であ
る。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される
相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のように
なり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よ
りレベルが大きくなる。従って実際に出力される積分信
号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）
に示すように頂上部にフラットな部分がない信号とな
る。

【００４３】図４のピーク検出回路７２が出力する時刻
は、図１４中のｔ₁₃となるので、窓信号は図１４の
（ｆ）のタイミングで発生されることになる。この窓信
号は、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対し
ては、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長
の信号を切り出し得る。しかし遅延なく受信された
（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しては、図１４中の期間Ｊに
おいてシンボル間干渉を引き起こす。しかしながらこの
場合も、（ａ）のＯＦＤＭ信号の受信電力の方が小さい
ことと、干渉を起こす時間が最小限に抑えられているこ
とから、シンボル間干渉の量は最小限に抑えられている
ことが判る。

【００４４】以上のような方法で窓信号を生成すると、
実施の形態１と同様に、遅延して受信されたＯＦＤＭ信
号が存在し、その受信電力が遅延なく受信されたＯＦＤ
Ｍ信号の受信電力よりも大きい場合にも、シンボル間干
渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すこ
とができる。更に、遅延時間がガード期間長Ｔｇを越え
るような場合にも、シンボル間干渉の量を最小限に抑え
るような切り出しが可能となる。

【００４５】またここでは、移動積分回路６Ｂは２Ｔｇ
期間の移動積分を行うものとして説明したが、移動積分
の期間は１Ｔｇより大きく、２Ｔｇ未満でもよい。但し
この場合は、シンボル間干渉を起こさずに有効シンホル
期間長の信号を切り出し得る遅延波の遅延時間の範囲が
狭まることになる。

【００４６】また実施の形態１及び２では、相関算出回
路５の出力部にシンボル周期フィルタ又は移動積分回路
を設けたが、図１５に示すように、シンボル周期フィル
タ６Ａと移動積分回路６Ｂとの２つを同時に設けてもよ
い。またこれらの回路は信号処理が線形な演算なので、
接続順序を入れ替えても良い。

【００４７】

【発明の効果】以上のような本発明によれば、地上波デ
ジタル放送において、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号
と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号とが混在する場合
にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長
の信号を切り出すことにより、放送データを安定して復
調できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ受信装
置の構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の各実施の形態において、夫々のＯＦＤ
Ｍ受信装置に用いられる相関算出回路の構成図である。

【図３】実施の形態１において、ＯＦＤＭ受信装置に用
いられるシンボル周期フィルタの構成図である。

【図４】本発明の各実施の形態において、夫々のＯＦＤ
Ｍ受信装置に用いられる時間窓制御回路の構成図であ
る。

【図５】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅
延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャート
である。

【図６】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅
延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法
を示すタイムチャートである。

【図７】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅
延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法
を示すタイムチャートである。

【図８】本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信装
置の構成を示すブロック図である。

【図９】実施の形態２において、ＯＦＤＭ受信装置に用
いられる移動積分回路の構成図である。

【図１０】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、
遅延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャー
トである。

【図１１】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、
遅延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方
法を示すタイムチャートである。

【図１２】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、
遅延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方
法を示すタイムチャートである。

【図１３】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、
遅延波の遅延時間が長く、その電力が小さい場合の時間
窓制御方法を示すタイムチャートである。

【図１４】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、
遅延波の遅延時間が長く、その電力が大きい場合の時間
窓制御方法を示すタイムチャートである。

【図１５】本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信
装置の他の構成例を示すブロック図である。

【図１６】シンボル期間におけるＯＦＤＭ信号の詳細を
示す波形図である。

【図１７】ＯＦＤＭ信号におけるシンボル期間の構成を
示す模式図である。

【図１８】遅延波が存在する場合のＯＦＤＭ信号の切出
期間を示す説明図である。

【図１９】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロ
ック図である。

【図２０】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が
ない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートであ
る。

【図２１】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が
存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示す
タイムチャートである。

【図２２】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が
存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示す
タイムチャートである。

【符号の説明】

１アンテナ２チューナ３直交検波回路４遅延回路５相関算出回路６移動積分回路６Ａシンボル周期フィルタ７時間窓制御回路８ＦＦＴ回路９復調回路１０誤り訂正回路５１複素共役回路５２複素乗算回路６１Ａ，６４Ａ係数器６１Ｂシフトレジスタ６２Ｂ総和算出回路６２Ａ加算器６３Ａシンボル時間遅延器７１振幅算出回路７２ピーク検出回路７３窓信号発生回路７２１大小比較回路７２２シンボル周期カウンタ７２３第１の記憶回路７２４第２の記憶回路Ｔｇガード期間Ｔｓシンボル期間Ｔｕ有効シンボル期間

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者曽我茂大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD33 DD42

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に
よって変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、デジタルデー
タを復調するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号の１つのシンボル期間はガード期間と
有効シンボル期間とからなり、前記ガード期間の信号は
同一シンボルに属する前記有効シンボル期間の信号を巡
回的に繰り返したものであるとき、前記ＯＦＤＭ信号を前記有効シンボル期間に相当する時
間だけ遅延する遅延手段と、前記ＯＦＤＭ信号と前記遅延手段の遅延出力との相関量
を求める相関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関量を前記シンボル期間
に相当する時間間隔で平滑化するシンボル周期フィルタ
手段と、前記シンボル周期フィルタ手段で平滑化された相関量が
最大となる時刻に同期して窓信号を発生する時間窓制御
手段と、前記時間窓制御手段で発生した窓信号に従って前記ＯＦ
ＤＭ信号を切り出して離散フーリエ変換するフーリエ変
換手段と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装
置。
【請求項２】直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に
よって変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、デジタルデー
タを復調するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号の１つのシンボル期間はガード期間と
有効シンボル期間とからなり、前記ガード期間の信号は
同一シンボルに属する前記有効シンボル期間の信号を巡
回的に繰り返したものであるとき、前記ＯＦＤＭ信号を前記有効シンボル期間に相当する時
間だけ遅延する遅延手段と、前記ＯＦＤＭ信号と前記遅延手段の遅延出力との相関量
を求める相関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関量を入力し、前記ガー
ド期間の２倍の積分窓を用いて前記相関量の移動積分を
行う移動積分手段と、前記移動積分手段の出力レベルが最大となる時刻に同期
して窓信号を発生する時間窓制御手段と、前記時間窓制御手段で発生した窓信号に従って前記ＯＦ
ＤＭ信号を切り出して離散フーリエ変換するフーリエ変
換手段と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装
置。