CN1988362A - 电动机的驱动控制装置 - Google Patents

Abstract

电动机的驱动控制装置中，将高频(频率ω_h)的交流电压或旋转电压加载给电动机，来在电动机中引起磁饱和，从γ轴电流中抽出至少对直流成分进行了衰减的高频二次成分(2×ω_h的频率成分)。极性判断部中，根据因磁饱和所产生的高频二次成分的正负振幅的不同，检测出转子的磁极极性。

Description

电动机的驱动控制装置

技术领域

本发明，涉及一种对电动机的驱动进行控制的驱动控制装置，特别是一种不使用磁极位置传感器地对电动机进行驱动控制的电动机的驱动控制装置。

背景技术

以前便开发出了不使用传感器地检测出电动机的转子的磁极位置的技术。之后，还提出了在这样的技术中，利用高频旋转电压或高频旋转电流的注入，检测出转子磁极的极性或磁极位置的方法。

对照图41与图42，对永久磁铁同步电动机的极性判断方法进行说明。极性判断利用的是，因转子的朝向而导致定子的铁心的磁饱和中产生各向异性。图41为定子磁通与转子磁通(d轴)的朝向相一致时的各个磁通的图，图42为定子磁通与转子磁通(d轴)的朝向不一致时的各个磁通的图。

在由定子中设置的电枢绕组中流通电流而产出的磁通(定子磁通)的方向，与设置在定子中的永久磁铁所产生的磁通(转子磁通)的方向相一致的情况下，其合计磁通量比较大，容易引起磁饱和。另外，在其不一致的情况下，其合计磁通量比较小，很难引起磁饱和。

一旦产生了磁饱和，便趋向于电感下降电流增加。因此，在为了让定子产生d轴方向的磁通，而将产生了磁饱和的电压加载给电动机的情况下(图41)，与反方向加载的情况(图42)相比绕组电流增大。利用该特性，通过将产生了磁饱和的电压加载给d轴的正负，就能够判断d轴的方向，也即转子磁极的极性。

通常，磁极位置的推定通过推定d轴的斜率来进行，但该推定方法的特性上，无法推定d轴的方向(无法推定处于电角0～π以及π～2π的范围内的哪一个中)。因此，在磁极位置推定后进行极性判断，推定还包括d轴的方向的0～2π范围内的磁极位置。

另外，用于进行极性判断的技术，在日本国特许第3381408号公报(以下称作专利文献1)、日本国特开2003-189673号公报(以下称作专利文献2)、日本国特开2003-219682号公报等中有公开。下述专利文献1的构成中，通过在转子停止时进行一次对给定的相间加载产生磁饱和电流的电压来进行极性判断。下述专利文献2的构成中，只给d轴(γ轴)加载交流电压，根据d轴(γ轴)电流轨迹进行极性判断。下述专利文献3的构成中，让电压矢量旋转，根据电流轨迹的长轴方向的电流矢量的大小，进行极性判断。

图43中示出了与上述各专利文献的技术共通的、以往的代表性电动机驱动***的结构方框图。图44中示出了极性判断中所使用的γ轴电流(控制上的d轴电流)i_γ的波形。γ轴电流i_γ加载给图43的极性判断部120。电动机中被加载高频电压，极性判断部120在γ轴电流i_γ的正的振幅大于负的振幅的情况下，判断为极性一致，反之判断为极性反转。之后，对应于该判断结果对推定磁极位置进行修正。

但是，以图43的结构为代表的以往技术中，由于使用含直流成分(以及看作直流成分的低频成分)的γ轴电流i_γ的正负的振幅差进行极性判断，因此存在的问题是，严重受到电流传感器的偏移的影响，同时，在电动机驱动时(旋转时)或空转(free run)时，容易受到驱动电流或感应电压的影响。也即，存在因该影响所引起的无法正确判断极性的问题。另外，为了相对地减小该影响，需要流通较大的电流。另外，为了进行极性判断而重叠的高频电压v_hγ ^*以及v_hδ ^*，由于相对驱动电流等的频率而言非常大，因此，电动机驱动时(旋转时)或空转时的驱动电流或感应电压的频率，相对用来进行极性判断的高频电压的频率能够看作(略)直流成分。

另外，在通过利用高频的旋转电压等推定磁极位置的情况下，也急切希望开发出不易受到上述偏移的影响、上述驱动电流以及感应电压的影响的方法。

发明内容

因此，本发明的目的在于，提供一种能够进行稳定的磁极极性检测的电动机驱动控制装置。另外，本发明的目的还在于提供一种能够进行稳定的磁极位置检测的电动机驱动控制装置。

为实现上述目的，本发明的第1电动机驱动控制装置，对电动机进行驱动控制，具有：在将与构成上述电动机的转子的永久磁铁所产生的磁通相平行的轴设为d轴，将对应于d轴的控制上的推定轴设为γ轴的情况下，电压加载部，将给定频率的交流电压或旋转电压作为检测用电压，加载给上述电动机；抽出部，从上述电动机中流通的电动机电流的γ轴成分中，抽出至少对该γ轴成分的直流成分进行了衰减的抽出γ轴电流；以及，检测部，利用上述抽出γ轴电流检测出上述转子的磁极极性。

与图43的构成不同，由于利用至少对直流成分进行了衰减的抽出γ轴电流进行极性检测，因此能够实现稳定的磁极检测。

具体来说，例如上述第1驱动控制装置中，上述检测部根据上述抽出γ轴电流的正负的振幅，检测出上述极性。

后面例示了第1实施方式，来作为具体进行实现的实施方式。

另外，例如上述第1驱动控制装置中，上述检测部，根据通过将具有上述频率的2倍频率的信号乘以上述抽出γ轴电流所得到的值，检测出上述极性。

另外，具体例如，上述第1驱动控制装置中，上述检测部，根据对上述检测用电压进行控制使得上述抽出γ轴电流的正负的振幅差接近零时的上述检测用电压的γ轴成分，检测出上述极性。

后面例示了第3实施方式，来作为具体进行实现的实施方式。

然后，例如上述第1驱动控制装置中，上述检测部根据上述检测用电压的γ轴成分的正负的振幅，检测出上述极性。

另外，例如上述第1驱动控制装置中，上述检测部，根据通过将具有上述频率的2倍频率的信号乘以上述检测用电压的γ轴成分所得到值，检测出上述极性。

另外，为了实现上述目的，本发明的第2驱动控制装置，对电动机进行驱动控制，具有：在将任意的正交的两个轴设为x轴与y轴的情况下，电压加载部，将给定频率的旋转电压作为检测用电压加载给上述电动机；抽出部，其从上述电动机中流通的电动机电流的x轴成分中，抽出至少对该x轴成分的直流成分进行了衰减的抽出x轴电流，同时从上述电动机电流的y轴成分中，抽出至少对该y轴成分的直流成分进行了衰减的抽出y轴电流；以及，检测部，其利用上述抽出x轴电流以及上述抽出y轴电流，进行上述电动机的转子磁极的极性检测以及±π/2范围内的磁极位置的检测中的至少一方。

通过这样，能够实现稳定的磁极检测或磁极位置推定。

具体例如，上述第2驱动控制装置中，上述检测部，根据上述抽出x轴电流与上述抽出y轴电流的合成电流的大小，检测出上述极性。

另外，具体例如上述第2驱动控制装置中，上述检测部，根据在x-y轴上上述抽出x轴电流与上述抽出y轴电流所形成的电流矢量轨迹的长轴的斜率，检测出±π/2的范围内的上述磁极位置。

后面例示了第2实施方式，作为具体进行实现的实施方式。

另外，例如上述第2驱动控制装置中，作为上述检测用电压的上述旋转电压的x-y轴上的电压矢量轨迹，形成正圆或以x轴方向为短轴方向或长轴方向的椭圆。

另外，例如上述第2驱动控制装置中，上述检测部，根据对上述旋转电压进行控制使得上述抽出x轴电流以及上述抽出y轴电流双方的正负振幅差接近零时的上述旋转电压的大小，检测出上述极性。

另外，例如上述第2驱动控制装置中，上述检测部，根据对上述旋转电压进行控制使得上述抽出x轴电流以及上述抽出y轴电流双方的正负振幅差接近零时的、x-y轴上的上述旋转电压的电压矢量轨迹的短轴的斜率，检测出±π/2范围内的上述磁极位置。

后面例示了第4实施方式，作为具体进行实现的实施方式。

另外，例如上述第1与第2驱动控制装置中，通过加载相同的检测用电压，进行上述极性的检测、与利用了该检测的上述转子的磁极位置的0～2π范围内的推定。

另外，例如上述第1与第2驱动控制装置中，上述电压加载部所加载的上述检测用电压的频率，与用来驱动上述电动机的驱动电压的频率不同，对上述电动机的上述驱动电压的加载与上述检测用电压的加载，在不同的时刻或同时进行。

另外，为了实现上述目的，本发明的相关第3驱动控制装置，对电动机进行驱动控制，具有：在将与构成上述电动机的转子的永久磁铁所产生的磁通相平行的轴设为d轴，将对应于d轴的控制上的推定轴设为γ轴的情况下，电压加载部，将用来在上述电动机中流通给定频率的交流电流或旋转电流作为检测用电流的电压，加载给上述电动机；抽出部，从上述电压加载部所加载的上述电压的γ轴成分中，抽出至少对该γ轴成分的直流成分进行了衰减的抽出γ轴电压；以及，检测部，利用上述抽出γ轴电压检测出上述转子的磁极极性。

通过这样，能够实现稳定的磁极检测及/或磁极位置推定。

具体例如，上述第3驱动控制装置中，上述电压加载部，将使得上述检测用电流的γ轴成分的正负的振幅差接近零的电压，加载给上述电动机。

后面例示了第5实施方式，作为具体进行实现的实施方式。

另外，例如上述第3驱动控制装置中，上述检测部根据上述抽出γ轴电压的正负的振幅，检测出上述极性。

另外，具体例如上述第3驱动控制装置中，上述检测部，根据对上述检测用电流进行控制使得上述抽出γ轴电压的正负的振幅差接近零时的上述检测用电流的γ轴成分，检测出上述转子的极性。

后面例示了第7实施方式作为具体进行实现的实施方式。

另外，例如上述第3驱动控制装置中，上述检测部根据上述γ轴成分的正负的振幅，检测出上述极性。

另外，为了实现上述目的，本发明的第4驱动控制装置，对电动机进行驱动控制，具有：在将任意的正交的两个轴设为x轴与y轴的情况下，电压加载部，将用来在上述电动机中流通给定频率的旋转电流作为检测用电流的电压，加载给上述电动机；抽出部，从上述电压加载部所加载的上述电压的x轴成分中，抽出至少对该x轴成分的直流成分进行了衰减的抽出x轴电压，同时从上述电压的y轴成分中，抽出至少对该y轴成分的直流成分进行了衰减的抽出y轴电压；以及，检测部，利用上述抽出x轴电压以及上述抽出y轴电压，进行上述电动机的转子磁极的极性检测以及±π/2范围内的磁极位置的检测中的至少一方。

通过这样，能够实现稳定的磁极检测及/或磁极位置推定。

具体例如上述第4驱动控制装置中，上述电压加载部，将使得上述检测用电流的x轴成分与y轴成分双方中的正负的振幅差接近零的电压，加载给上述电动机。

后面例示了第6实施方式，作为具体进行实现的实施方式。

具体例如，上述第4驱动控制装置中，上述检测部，根据上述抽出x轴电压与上述抽出y轴电压的合成电压的大小，检测出上述极性。

另外，具体例如上述第4驱动控制装置中，上述检测部，根据在x-y轴上上述抽出x轴电压与上述抽出y轴电压所形成的电压矢量轨迹的短轴的斜率，检测出±π/2范围内的上述磁极位置。

另外，具体例如上述第4驱动控制装置中，上述检测部，根据对上述旋转电流进行控制使得上述抽出x轴电压以及上述抽出y轴电压双方的正负振幅差接近零时的上述旋转电流的大小，检测出上述极性。

另外，例如上述第4驱动控制装置中，上述检测部，根据对上述旋转电流进行控制使得上述抽出x轴电压以及上述抽出y轴电压双方的正负振幅差接近零时的、x-y轴上的上述旋转电流的电流矢量轨迹的长轴的斜率，检测出±π/2范围内的上述磁极位置。

后面例示了第8实施方式，作为具体进行实现的实施方式。

另外，上述第2与第4驱动控制装置中，例如上述两个轴是伴随着上述电动机的旋转进行旋转的旋转轴，或相对上述电动机的定子固定的固定轴。

另外，上述第1～第4驱动控制装置中，例如上述抽出部抽出包含有上述频率的2倍频率成分的带域。

另外，具体例如上述第1～第4驱动控制装置中，上述抽出部，通过对比上述频率的2倍低的给定去除频率以下的频率成分进行衰减，来进行上述抽出，上述去除频率，被设定得比用来驱动上述电动机的驱动电流的频率高。

如上所述，通过本发明，能够进行稳定的磁极的极性检测。另外，通过本发明，能够实现稳定的磁极位置的检测。

附图说明

图1为表示本发明的电动机驱动***的全体构成的方框图。

图2为对图1的电动机进行矢量控制时的解析模型图。

图3为本发明的第1实施方式的电动机驱动***的结构方框图。

图4为表示图3的电动机中流通的电流的矢量轨迹的图。

图5为表示对图3的电动机中流通的电流的γ轴成分的二次成分进行了强调的二次抽出γ轴电流的波形等的图。

图6为表示图3的电动机中流通的电流的二次成分的矢量轨迹的图。

图7为表示图3的电动机中流通的电流的一次成分的矢量轨迹的图。

图8为表示图3的高频电压生成部所生成的高频电压的矢量轨迹的图。

图9为表示加载了图8的高频电压时，图3的1倍频率BPF所输出的电流一次成分的矢量轨迹的图。

图10为用来说明图3的磁极位置推定部的动作的图。

图11为用来说明图3的磁极位置推定部的动作的图。

图12为表示图3的磁极位置推定部的内部构成例的图。

图13为说明利用了极性判断结果的推定磁极位置的修正方法的图。

图14为说明利用了极性判断结果的推定磁极位置的修正方法的图。

图15为说明利用了极性判断结果的推定磁极位置的修正方法的图。

图16为说明利用了极性判断结果的推定磁极位置的修正方法的图。

图17为表示图3的极性判断部的内部构成例的图。

图18为说明图17的极性判断部的动作的图。

图19为说明图17的极性判断部的动作的图。

图20为表示图3的构成之一部分的变形例的图。

图21为表示图3的高频电压生成部所生成的高频电压(旋转电压)的矢量轨迹与电流二次成分的矢量轨迹之间的关系的第1例。

图22为表示图3的高频电压生成部所生成的高频电压(旋转电压)的矢量轨迹与电流二次成分的矢量轨迹之间的关系的第2例。

图23为表示图3的高频电压生成部所生成的高频电压(旋转电压)的矢量轨迹与电流二次成分的矢量轨迹之间的关系的第3例。

图24为表示图3的高频电压生成部所生成的高频电压(交流电压)的矢量轨迹与电流二次成分的矢量轨迹之间的关系的第4例。

图25为本发明的第2实施方式的电动机驱动***的结构方框图。

图26为表示图25的高频电压生成部所生成的高频电压的矢量轨迹与电流二次成分的矢量轨迹之间的关系的图。

图27为表示图26的电流二次成分的大小的时间变化的图。

图28为本发明的第3实施方式的电动机驱动***的结构方框图。

图29为表示图28的高频电压生成部所生成的高频电压的矢量轨迹与电流二次成分的矢量轨迹之间的关系的图。

图30为表示图28的高频电压生成部所输出的高频电压的γ轴成分的波形的图。

图31为本发明的第4实施方式的电动机驱动***的结构方框图。

图32为表示图31的高频电压生成部所生成的高频电压的矢量轨迹与电流二次成分的矢量轨迹之间的关系的图。

图33为表示图31的高频电压生成部所生成的高频电压的矢量轨迹与电流二次成分的矢量轨迹之间的关系的图。

图34为本发明的第5实施方式的电动机驱动***的结构方框图。

图35为表示图34的高频电流生成部所生成的高频电流的矢量轨迹与电压二次成分的矢量轨迹之间的关系的图。

图36为表示对加载给图34的电动机的电压的γ轴成分的二次成分进行过强调的二次抽出γ轴电压等的波形的图。

图37为本发明的第6实施方式的电动机驱动***的结构方框图。

图38为表示图37的高频电流生成部所生成的高频电流的矢量轨迹与电压二次成分的矢量轨迹之间的关系的图。

图39为本发明的第7实施方式的电动机驱动***的结构方框图。

图40为本发明的第8实施方式的电动机驱动***的结构方框图。

图41为用来说明极性判断方法的原理的图。

图42为用来说明极性判断方法的原理的图。

图43为以往的电动机驱动***的结构方框图。

图44为图43的电动机驱动***在极性判断中所使用的γ轴电流的波形图。

图45为本发明的第2实施方式等中所参照的矢量图。

图46为本发明的第6实施方式等中所参照的矢量图。

具体实施方式

下面对本发明的实施方式进行说明。首先，对后述的各个实施方式中共通的事项进行说明。图1为使用本发明的电动机驱动***的方框结构图。后述的各个实施方式的电动机驱动***，在电动机的旋转停止时与旋转时都能够使用。

1为将永久磁铁设置于转子(未图示)，并将电枢绕组设置于定子(未图示)的三相永久磁铁同步电动机1(以下简称作“电动机1”)。电动机1，例如是具有凸极性的凸极电机，电动机1中的d轴电感小于q轴电感。

2为PWM(Pulse Width Modulation)逆变器，根据由驱动控制装置3实施的控制，给电动机1供给U相、V相以及W相所构成的三相交流电压。设供给该电动机1的电压为电动机电压(电枢电压)V_a，从逆变器2供给电动机1的电流为电动机电流(电枢电流)I_a。

3为驱动控制装置，使用电动机电流Ia推定电动机1的转子的磁极位置等，例如将用来让电动机1以所期望的旋转速度进行旋转的信号，提供给PWM逆变器2。

图2是对电动机1进行矢量控制时的解析模型图。以下的说明中，电枢绕组是指设置在电动机1中的电枢绕组。图2中示出了U相、V相、W相的电枢绕组固定轴。1a为构成电动机1的转子的永久磁铁。在以与永久磁铁1a所产生的磁通相同的速度旋转的旋转坐标系中，设永久磁铁1a所产生的磁通的方向为d轴，对应d轴的控制上的推定轴为γ轴。另外，虽然未图示，但在从d轴超前90度电角的相位设q轴，在从γ轴超前90度电角的相位设推定轴δ轴。旋转坐标系，是选择d轴与q轴作为坐标轴的坐标系，其坐标轴称作d-q轴。控制上的旋转坐标系(推定旋转坐标系)，为将γ轴与δ轴选择为坐标轴的坐标系，其坐标轴称作γ-δ轴。

d-q轴进行旋转，其旋转速度称作实电动机速度ω。γ-δ轴也旋转，其旋转速度称作推定电动机速度ω_e。另外，在某个瞬间正在旋转的d-q轴中，d轴的相位以U相的电枢绕组固定轴为基准，通过θ(磁极位置θ)来表示。同样，在某个瞬间正在旋转的γ-δ轴中，γ轴的相位以U相的电枢绕组固定轴为基准，通过θ_e(推定磁极位置θ_e)来表示。这样，d轴与γ轴的轴误差Δθ(d-q轴与γ-δ轴的轴误差Δθ)，通过Δθ＝θ-θ_e来表示。后述的各个实施方式中，进行控制使得该轴误差Δθ收敛于0。

下面的说明中，电动机电流Ia的γ轴成分以及δ轴成分，分别通过γ轴电流i_γ及δ轴电流iδ来表示。另外，以下的说明中，L_d、L_q分别是d轴电感(电动机1的电枢绕组的电感的d轴成分)，q轴电感(电动机1的电枢绕组的电感的q轴成分)。另外，在描述电角的情况下所使用的“π”单位是弧度。

《第1实施方式》

图3为本发明的第1实施方式的相关电动机驱动***的结构方框图。本实施方式中的驱动控制装置，具有电流检测器11、坐标变换部12、减法器13与14、电流控制部15、LPF(低通滤波器)16、1倍频率BPF(带通滤波器)17、磁极位置推定部18、2倍频率BPF(带通滤波器)19、极性判断部20、加法器21、高频电压生成部22、加法器23与24、以及坐标变换部25。构成各个实施方式(本实施方式以及后述的所有实施方式)的驱动控制装置的各个部位，可根据需要自由使用驱动控制装置内所生成的所有的值。

电流检测器11，例如由霍尔元件等构成，检测出从PWM逆变器2供给电动机1的电动机电流Ia的U相电流i_u以及V相电流i_v。坐标变换部12接收来自电流检测器11的U相电流i_u以及V相电流i_v的检测结果，使用来自加法器21的推定磁极位置θ_e，将其变换成γ轴电流i_γ以及δ轴电流i_δ。该变换使用下式(1)。

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\sqrt{2}\left[\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/3)& \sin {\mathrm{\θ}}_e\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/3)& \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\end{array}\right]\·\·\·\left(1\right)$

LPF16，从γ轴电流i_γ及δ轴电流iδ中去除高频成分(本实施方式中，高频电压生成部22所输出的高频电压的成分)，并将该去除之后的γ轴电流i_γ、δ轴电流iδ分别输出给减法器13、14。

减法器13计算出γ轴电流指令值i_γ ^*与被LPF16去除过高频成分之后的γ轴电流i_γ的电流误差。减法器14计算出δ轴电流指令值i_δ ^*与被LPF16去除过高频成分之后的δ轴电流iδ的电流误差。γ轴电流指令值i_γ ^*与δ轴电流指令值i_δ ^*，例如根据从外部提供的电动机速度指令值(电动机1的目标转速)等进行设定。

电流控制部15，接收由减法器13与14计算出的各个电流误差，输出γ轴电压指令值v_γ ^*与δ轴电压指令值v_δ ^*，使得各个电流误差趋零。此时，可以参照LPF16所输出的高频成分去除后的γ轴电流i_γ及δ轴电流iδ。

高频电压生成部22，生成高频γ轴电压(高频γ轴指令电压值)v_hγ ^*以及高频δ轴电压(高频δ轴指令电压值)v_hδ ^*，并将其输出给加法器23与24。高频γ轴电压v_hγ ^*以及高频δ轴电压v_hδ ^*，分别是作为出于判断转子的极性等目的而加载的作为检测用电压的高频电压的γ轴成分与δ轴成分。以下，有时将高频γ轴电压v_hγ ^*与高频δ轴电压v_hδ ^*，分别记录为高频电压v_hγ ^*与高频电压v_hδ ^*。另外，高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*，还可看作是重叠在γ轴电压指令值v_γ ^*与δ轴电压指令值v_δ ^*上的重叠电压。

加法器23，计算出来自电流控制部15的γ轴电压指令值v_γ ^*与来自高频电压生成部22的高频γ轴电压v_hγ ^*之和(v_γ ^*+v_hγ ^*)。加法器24计算出来自电流控制部15的δ轴电压指令值v_δ ^*与来自高频电压生成部22的高频δ轴电压v_hδ ^*之和(v_δ ^*+v_hδ ^*)。

坐标变换部25，根据来自加法器21的推定磁极位置θ_e，将2相的电压指令值(v_γ ^*+v_hγ ^*)与(v_δ ^*+v_hδ ^*)，逆变换成表示电动机电压Va的U相成分、V相成分以及W相成分的U相电压指令值V_u ^*、V相电压指令值V_v ^*、W相电压指令值V_w ^*所构成的三相电压指令值，将它们输出给PWM逆变器2。该逆变换中，使用以下的两个等式所构成的式(2)

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{v_u}^{*}\\ {v_v}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& -\sin {\mathrm{\θ}}_e\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{\γ}}}^{*}+{v_{\mathrm{h\γ}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{\δ}}}^{*}+{v_{\mathrm{h\δ}}}^{*}\end{array}\right]\\ {v_w}^{*}=-({v_u}^{*}+{v_v}^{*})\end{array}----\left(2\right)|$

PWM逆变器2，根据表示应当加载给电动机1的电压的三相电压指令值(V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*)，生成脉冲宽度调制过的信号，将对应于该三相电压指令值的电动机电流Ia提供给电动机1，来驱动电动机1。

通过γ轴电流指令值i_γ ^*与δ轴电流指令值i_δ ^*所表示的电流，是用来驱动电动机1的驱动电流，γ轴电压指令值v_γ ^*与δ轴电压指令值v_δ ^*所表示的电压，是为了在电动机1中流通上述驱动电流而加载给电动机1的驱动电压。

高频电压生成部22所生成的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*，是高频交流电压或旋转电压，是用来检测出电动机1的转子的极性(以及磁极位置)的检测用电压。这里，“高频”是指该高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的频率，相对驱动电压的频率足够大。以下，将高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的频率记为ω_h。

另外，“旋转电压”，如图8及图21～图23的电压矢量轨迹70v、77v以及79v所示，表示电压矢量的轨迹着眼的坐标轴上(本实施方式的情况下为γ-δ轴上)形成圆的电压。例如，上述旋转电压在为3相的情况下为3相平衡电压，在为3相平衡电压的情况下，该电压矢量的轨迹如图8以及图21的电压矢量轨迹70v所示，在γ-δ轴上形成以原点为中心的正圆。该旋转电压，由于是与电动机1不同步的高频电压，因此不会因该旋转电压的加载而导致电动机1旋转(或几乎不旋转)。

虽然对应于高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的重叠的高频电流在电动机1中流通，但在转子磁通(永久磁铁1a所生成的磁通)的方向与定子磁通(设置在电动机1的定子中的电枢绕组所产生的磁通)的方向相一致的时刻，高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的振幅和频率被设定为，由该高频电流的γ轴成分在电动机1中引起磁饱和。

以高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*所形成的电压矢量轨迹为正圆的情况为例，对极性判断的方法进行说明。图4的轨迹61，表示γ轴电流i_γ与δ轴电流iδ的电流矢量轨迹(合成矢量的电流矢量轨迹)。无论高频电压的电压矢量轨迹是不是正圆，γ轴电流i_γ的正负振幅中会产生差。更具体的说，γ轴电流i_γ的正的振幅与负的振幅的比较中，正的振幅的方向稍大于负的振幅。这是由于在转子磁通的方向与定子磁通的方向相一致时，与它们的方向相反时相比，因磁饱和的影响流通较多的γ轴成分的电流的缘故。另外，本实施方式假设γ轴与d轴的方向(基本)一致的情况。

坐标变换部12所输出的γ轴电流i_γ中，除了直流成分或驱动电流(对应i_γ ^*与i_δ ^*)的频率成分、高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的频率成分(1×ω_h)之外，还因磁饱和的影响包含高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的频率的高次频率成分，即作为(2×ω_h)频率成分的二次成分、作为(4×ω_h)频率成分的4次成分、……、。

2倍频率BPF19，是接收坐标变换部12所输出的γ轴电流i_γ作为输入信号的带通滤波器，其通过带域内包含(2×ω_h)的频率。通过2倍频率BPF19，抽出(强调)γ轴电流i_γ的高频二次成分(2×ω_h的频率成分)，通过该抽出所得到信号，被作为二次抽出γ轴电流i_2hγ输出。2倍频率BPF19中，虽然不需要将(2×ω_h)频率设为通过带域的中心频率，但通过带域中应当不包括含直流或驱动电流(对应i_γ ^*与i_δ ^*)的频率的低频。例如，2倍频率BPF19的通过带域的下限频率，在大于电动机1的驱动电流的频率、并且小于2×ω_h的频率范围中选择。

磁极位置推定部18，在±π/2的范围内推定转子的磁极位置，在磁极位置推定部18所推定的磁极位置的极性正确时，也即例如Δθ的绝对值为几度以下时(更宽泛地说，-π/2＜Δθ＜π/2时)的二次抽出γ轴电流i_2hγ的波形以及二次抽出γ轴电流i_2hγ与二次抽出δ轴电流i_2hδ所形成的电流矢量轨迹，分别如图5(d)的波形62与图6的轨迹64i所示。图6的横轴表示二次抽出γ轴电流i_2hγ的值，纵轴表示二次抽出δ轴电流i_2hδ的值。二次抽出δ轴电流i_2hδ，与从γ轴电流i_γ中抽出二次抽出γ轴电流i_2hγ一样，相当于从δ轴电流iδ中抽出二次成分(抽出方法在第2实施方式中详细说明)。

虽然因二次抽出γ轴电流i_2hγ的抽出方法(2倍频率BPF19的构成)的不同，电流的二次成分(2×ω_h的频率成分)相对一次成分(ω_h的频率成分)的相位偏差的量发生变化，能够适当变更该相位偏差的量，但此处，设2倍频率BPF19的通过带域的中心频率为(2×ω_h)，且2倍频率BPF19使得ω_h的频率成分的相位超前约π/2(或π/2)((2×ω_h)频率成分的相位没有变化)。因此如图5(d)的波形62以及图6的轨迹64i所示，二次抽出γ轴电流i_2hγ中，负的振幅大于正的振幅。

对该2倍频率BPF19的动作加以更加详细的说明。以γ轴与d轴(基本)一致，电动机1停止且没有被加载驱动电压的情况为例。这种情况下，如图5(a)所示，i_γ的相位比v_hγ ^*的相位滞后π/2，i_γ中，正侧的振幅稍大。如果将该i_γ分解为一次成分(1×ω_h的频率成分)与二次成分(2×ω_h的频率成分)，便如图5(b)所示。相反，如果将图5(b)所示的i_γ的一次成分与二次成分合成起来，就得到正侧的振幅较大的i_γ的波形。

为了强调该i_γ的二次成分，存在有2倍频率BPF19。将强调过i_γ的二次成分的二次抽出γ轴电流i_2hγ分解为一次成分与二次成分所得到的波形，如图5(c)所示。成为2倍频率BPF19的通过带域的中心频率的i_2hγ的二次成分，其振幅被放大，相位与i_γ的二次成分的相位相同。非中心频率的i_2hγ的一次成分的相位，超前i_γ的一次成分的相位约π/2。由于高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的频率是1×ω_h，因此强调过二次成分的二次抽出γ轴电流i_2hγ中，也很大程度上残留有一次成分。

将i_2hγ的一次成分与二次成分(主要)合成之后，相当于图5(d)的波形62所示的i_2hγ。i_2hγ的相位，超前i_γ的相位约π/2，i_2hγ的相位与v_hγ ^*的相位基本一致。i_2hγ中，负侧的振幅较大，另外正负的振幅差得到了强调。另外，使电动机1旋转的情况下的感应电压或驱动电压，由于频率相对检测用电压足够低，因此这些成分的影响通过从2倍频率BPF19通过而基本消失。

极性判断部20，根据二次抽出γ轴电流i_2hγ的波形，判断电动机1的转子的磁极极性(以下有时也简称作“转子的极性”或“极性”)。具体来说，比较二次抽出γ轴电流i_2hγ的波形62中的正负振幅的大小，如果如波形62所示负的振幅大于正的振幅，就判断为磁极位置推定部18所推定的磁极位置的极性正确，将磁极位置推定部18所推定的磁极位置经加法器21直接作为推定磁极位置θ_e输出给坐标变换部12等。反之，如果负的振幅小于正的振幅，就判断为磁极位置推定部18所推定的磁极位置的极性有误(也即偏差了π)，使用加法器21给磁极位置推定部18所推定的磁极位置加上电角π实施修正，将修正后的磁极位置作为推定磁极位置θ_e输出给坐标变换部12等。推定磁极位置θ_e，取0～2π的范围内(0≤θ_e＜2π)的相位角。

这样，抽出γ轴电流i_γ的二次成分，来抽出磁饱和所引起的电流波形的失真，通过检测出该失真来进行极性判断。由于是根据电流波形的失真而非直流成分(利用去除了直流成分或低频成分的电流的二次抽出成分)进行极性判断，因此抑制了驱动电流或感应电压对极性判断的影响、及电流传感器(电流检测器11)的偏移的影响，不但在停止时，在电动机旋转时也能够进行稳定的极性判断。

1倍频率BPF17，是接收坐标变换部12所输出的γ轴电流i_γ及δ轴电流iδ作为输入信号的带通滤波器，其通过带域中包括(1×ω_h)的频率。从1倍频率BPF17，输出抽出(强调)了γ轴电流i_γ的高频一次成分(1×ω_h的频率成分)的一次抽出γ轴电流i_hγ，以及抽出(强调)了δ轴电流iδ的高频一次成分的一次抽出δ轴电流i_hδ。1倍频率BPF17中，将(2×ω_h)的频率及其以上的频率设为通过带域外，例如将(1×ω_h)的频率设为通过带域的中心频率。

γ-δ轴上的一次抽出γ轴电流i_hγ及一次抽出δ轴电流i_hδ的电流矢量轨迹，通过图7的轨迹65来表示。由于去除了高频的二次成分，因此一次抽出γ轴电流i_hγ中几乎看不到正负振幅差。

磁极位置推定部18，根据一次抽出γ轴电流i_hγ与一次抽出δ轴电流i_hδ，在±π/2的范围内推定转子的磁极位置。作为根据一次抽出γ轴电流i_hγ与一次抽出δ轴电流i_hδ在±π/2的范围内推定转子的磁极位置的方法，提出过各种各样的方法，各个实施方式中可以采用这些方法中的任一种。以下，例举出申请人所提出的构成，作为磁极位置推定部18的构成例。首先，使用图8～图11进行原理的说明。

在电动机1是嵌入磁铁式同步电动机等且L_d＜L_q成立时，因形成正圆的电压矢量轨迹70v(图8)的高频电压，电动机1中流通的高频电流的电流矢量轨迹，如图9的电流矢量轨迹71所示，为在γ-δ轴(γ-δ坐标)上以原点为中心，γ轴方向为长轴方向，且δ轴方向为短轴方向的椭圆。其中，电流矢量轨迹71，是轴误差Δθ为零的情况下的电流矢量轨迹。轴误差Δθ不为零的情况下，变为由电流矢量轨迹72所表示的椭圆，其长轴方向(或短轴方向)与γ轴方向(或δ轴方向)不一致。也即，在轴误差Δθ不为零的情况下，在γ-δ轴(γ-δ坐标)上以原点为中心电流矢量轨迹71倾斜，描绘出电流矢量轨迹72。

乘积(i_hγ×i_hδ)中，存在依赖于通过电流矢量轨迹72所表示的椭圆的斜率的直流成分。乘积(i_hγ×i_hδ)，由于在电流矢量轨迹的第1及第3象限中取正值，而在第2及第4象限中取负值，因此在椭圆不倾斜时(电流矢量轨迹71的情况下)，不含有直流成分，但如果椭圆倾斜(电流矢量轨迹72的情况下)，便含有直流成分。另外，图9中的I、II、III、IV，表示γ-δ轴(γ-δ坐标)上的第1、第2、第3、第4象限。

图10中，时间为横轴，轴误差Δθ为零的情况下的乘积(i_hγ×i_hδ)与该乘积的直流成分，分别通过曲线66以及67表示。图11中，时间为横轴，轴误差Δθ不为零的情况下的乘积(i_hγ×i_hδ)与该乘积的直流成分，分别通过曲线68以及69表示。从图10与图11还可以得知，乘积(i_hγ×i_hδ)的直流成分，在Δθ＝0°的情况下为零，在Δθ≠0°的情况下不为零。另外，该直流成分，随着轴误差Δθ的大小增大而增大(大体与轴误差Δθ成正比)。因此，如果进行控制使该直流成分收敛于零，则轴误差Δθ收敛于零。

磁极位置推定部18，着眼于这一点，对γ-δ轴进行修正使得乘积(i_hγ×i_hδ)的直流成分收敛于零，来在±π/2的范围内推定转子的磁极位置。图3的构成中，所推定的磁极位置，能够由极性判断部20以及加法器21进行修正。因此磁极位置推定部18所推定的磁极位置，可称作暂时推定的磁极位置。

图12为表示磁极位置推定部18的内部构成之一例的方框图。图12的磁极位置推定部18，具有乘法器40、直流成分抽出部41、比例积分计算器42、以及积分器43。

乘法器40，计算出由1倍频率BPF17所抽出的一次抽出γ轴电流i_hγ与一次抽出δ轴电流i_hδ的乘积(i_hγ×i_hδ)。直流成分抽出部41，从该乘积(i_hγ×i_hδ)中去除高频成分，抽出乘积(i_hγ×i_hδ)的直流成分i_hD。直流成分抽出部41，由低通滤波器、对高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的整数倍周期部分的乘积(i_hγ×i_hδ)进行积分的积分器、以及根据高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的整数倍周期部分的乘积(i_hγ×i_hδ)的移动平均计算出直流成分i_hD的移动平均器或者它们的组合等构成。

比例积分运算器42，用来实现PLL(Phase Locked Loop)，与构成图3的驱动控制装置的各个部位协动并进行比例积分控制，来计算出推定电动机速度ω_e，使得直流成分抽出部41所输出的直流成分i_hD收敛于零(也即轴误差Δθ收敛于零)。积分器43，对从比例积分运算器42所输出的推定电动机速度ω_e进行积分，计算出暂定的推定磁极位置。

积分器43所计算出的暂定的推定磁极位置，由加法器21进行修正，计算出最终的推定磁极位置θ_e。比例积分运算器42所输出的推定电动机速度ω_e与加法器21所输出的推定磁极位置θ_e，被提供给需要该值的驱动控制装置的各个部位。

如果如图3与图12那样构成，轴误差Δθ便收敛于零。另外，用来推定磁极位置的处理(计算量)较为简单，磁极位置推定部18容易实现，因此实用性较高。特别是在电动机1的停止状态或低速运转状态中，能够良好地推定磁极位置。

另外，虽然图3中例示了在由磁极位置推定部18实施的暂定的磁极位置的推定之后，通过加法器21对其进行修正的结构，但也可以在磁极位置的推定前或推定中进行极性判断，并利用该判断结果推定0～2π范围内的磁极位置。任一种情况下，均通过磁极位置推定部与极性判断部协动，来在0～2π范围内检测出转子的磁极位置。

在磁极位置的推定前进行极性判断的情况下，例如图13所示，以判断为是d轴的方向的方向为中心，在±π/2的范围内设定(推定)磁极位置。也即，给二次抽出γ轴电流i_2hγ的绝对值(大小)为最大的相位角加上π(或减去π)，并在以所得到的相位角为中心的±π/2的范围内设定(推定)磁极位置。并且，图13中所示的方法，还能够在后述第2、第4、第6以及第8实施方式中采用。由于这种情况下，磁极位置推定部在0～2π范围内推定极性正确的磁极位置，因此不需要加法器21。

另外，在磁极位置的推定前进行极性判断的情况下，不但可以参照二次抽出γ轴电流i_2hγ中的正负的振幅差(振幅的大小关系)，还可根据需要参照上述二次抽出δ轴电流i_2hδ中的正负的振幅差(振幅的大小关系)，来限定所推定的磁极位置的范围。例如，所推定的磁极位置的范围可以如图14所示限制在1个象限内，还可以如图15所示在γ轴成分上限制在2个象限内，还可以如图16所示在δ轴成分上限制在2个象限内。

另外，在磁极位置的推定中进行极性判断，来修正磁极位置的情况下，还可以采用磁极位置的推定前或推定后的方法中的任一个，或它们的组合。

另外，还可以通过对二次抽出γ轴电流i_2hγ的最小值与最大值(正负的峰值)中的绝对值持续1周期以上进行比较，来进行极性判断，极性判断部20可以如图17所示那样构成来进行极性判断。图17为加载通过cos2ω_ht(其中，t为时间)所表示的高频电压v_hγ ^*的情况下的极性判断部20的内部构成例。

图17的极性判断部20，由乘法器45、直流成分抽出部46以及符号判断部47构成。乘法器45将表示为图18的波形73的二次抽出γ轴电流i_2hγ、与表示为波形74的cos2ω_ht相乘。

直流成分抽出部46，抽出表示为图19的波形75的乘法器45的乘法结果(i_2hγ×cos2ω_ht)的直流成分。该直流成分的波形，为图19的波形76，如果二次抽出γ轴电流i_2hγ的负的振幅大于正的振幅便具有负值，如果二次抽出γ轴电流i_2hγ的正的振幅大于负的振幅便具有正值。这样，将因二次成分产生的波形失真作为直流取出。另外，波形76的纵轴的刻度被扩大。

符号判断部47，在直流成分抽出部46所抽出的直流成分具有负值的情况下，判断所推定的磁极位置的极性正确，将磁极位置推定部18所推定的磁极位置经加法器21直接作为推定磁极位置θ_e输出给坐标变换部12等。反之，在直流成分抽出部46所抽出的直流成分具有正值的情况下，使用加法器21给磁极位置推定部18所推定的磁极位置加上电角π来实施修正，将修正后的磁极位置作为推定磁极位置θ_e输出给坐标变换部12等。

如上所述，图17的极性判断部20，将二次抽出γ轴电流i_2hγ中的正负的振幅差(振幅的不同)直流化后取出。另外，直流成分抽出部46，由低通滤波器、对2倍频率(2×ω_h)的整数倍周期份的乘积(i_2hγ×cos2ω_ht)进行积分的积分器、计算出2倍频率(2×ω_h)的整数倍周期份的乘积(i_2hγ×cos2ω_ht)的移动平均的移动平均器或它们的组合等构成。另外，如果取代cos2ω_ht乘以cos(2ω_ht+π)，就可取出符号反转后的直流。另外，在加载了通过sin2ω_ht所表示的高频电压v_hγ ^*的情况下，通过将2倍频率的sin2ω_ht或sin(2ω_ht+π)乘以二次抽出γ轴电流i_2hγ来取出直流。

另外，作为用来从γ轴电流i_γ中抽出极性判断中所使用的信号的手段，也可以采用高通滤波器(HPF)(参照图20)，而非采用带通滤波器(图3中例示了2倍频率BPF19)。该高通滤波器，从γ轴电流i_γ中抽出使含直流成分以及驱动电流的频率成分的较低的频率成分衰减的抽出电流i_hhγ，将该抽出电流i_hhγ作为极性判断中使用的信号提供给极性判断部。这种情况下的极性判断部，对抽出电流i_hhγ与二次抽出γ轴电流i_2hγ同样处置，来进行极性判断。当然(2×ω_h)的频率，包括在上述高通滤波器的通过带域内。

另外，虽然以在γ-δ轴上高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*所形成的电压矢量轨迹为图21的轨迹70v所示的正圆的情况为例，对极性判断的方法进行了例示，但在加载旋转电压作为用来判断极性的检测用电压(高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*)的情况下，该旋转电压中的高频电压v_hγ ^*的振幅与高频电压v_hδ ^*的振幅也可以不同。

图22中，在将高频γ轴电压v_hγ ^*的振幅相对高频δ轴电压v_hδ ^*的振幅设定得相对较大的情况下，此时的旋转电压的电压矢量轨迹通过轨迹77v表示，对应轨迹77v的二次抽出γ轴电流i_2hγ以及二次抽出δ轴电流i_2hδ的电流矢量轨迹通过轨迹78i表示。电压矢量轨迹77v，在γ-δ轴(γ-δ坐标)上形成以原点为中心，γ轴方向为长轴方向且δ轴方向为短轴方向的椭圆。

图23中，在将高频γ轴电压v_hγ ^*的振幅相对高频δ轴电压v_hδ ^*的振幅设定得相对较小的情况下，此时的旋转电压的电压矢量轨迹通过轨迹79v表示，对应轨迹79v的二次抽出γ轴电流i_2hγ与二次抽出δ轴电流i_2hδ的电流矢量轨迹通过轨迹80i表示。电压矢量轨迹79v，在γ-δ轴(γ-δ坐标)上形成以原点为中心，γ轴方向为短轴方向且δ轴方向为长轴方向的椭圆。

另外，还可以如图24所示，加载只具有γ轴成分的交流电压作为用来判断极性的检测用电压(也即可以是v_hδ ^*＝0)。在加载图21～图24所示的任一种高频电压(旋转电压与交流电压)的情况下，二次抽出γ轴电流i_2hγ中，正负的振幅中均产生差。另外，图8与图21中的电压矢量的轨迹70v相同，图6与图21中的电流矢量的轨迹64i相同。

另外，虽然图22与图23中示出了旋转电压为椭圆的情况下的例子，但旋转电压的椭圆的电压矢量轨迹中，并不需要让γ轴方向与椭圆的短轴方向或长轴方向相一致，椭圆的长轴或短轴可以偏离γ轴。另外，虽然图24中示出了交流电压的例子，但只要交流电压不是δ轴上的交流电压(也即v_h ^*≠0)，将什么样的交流电压作为检测用电压加载都可以。

另外，极性判断与磁极位置推定，可以通过由1模式(pattern)的高频电压加载带来的电流来同时进行。也即，能够根据通过相同的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的加载所出现的二次抽出γ轴电流i_2hγ(以及二次抽出δ轴电流i_2hδ)、与一次抽出γ轴电流i_hγ以及一次抽出δ轴电流i_hδ，同时进行由极性判断部20实施的极性判断以及由磁极位置推定部18实施的磁极位置推定(换而言之，极性判断、以及利用了该判断结果的转子磁极位置的0～2π的范围内的推定)。

并且由于不需要总是进行极性判断，因此也可以与磁极位置推定分开，单独(前后或间歇)进行极性判断。这种情况下，可以令“为了进行磁极位置推定而加载的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*”与“为了进行极性判断而加载的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*”的振幅或频率互不相同。为了进行极性判断，应当让电动机1暂时磁饱和，需要较大的电流注入，而考虑到为了进行磁极位置推定不需要这样大的电流注入，例如，前者(磁极位置推定用)高频电压的振幅，可以小于后者(极性判断用)高频电压的振幅。

另外，虽然以通过将具有不会给电动机1的驱动控制带来影响的频率与振幅的高频电压v_hγ ^*以及v_hδ ^*，重叠在v_γ ^*与v_δ ^*所确定的驱动电压上，来同时进行电动机1的驱动控制与极性判断为前提，进行了上述说明，但其不一定要同时进行。也即，作为检测用电压的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的加载与上述驱动电压的加载，可以在不同的时刻进行。

另外，由上述驱动电压的加载实施的驱动控制、由高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的加载实施的极性判断、以及由高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的加载实施的磁极位置推定，均可以同时进行或不同时进行。

《第2实施方式》

接下来，对本发明的第2实施方式进行说明。图25为第2实施方式的电动机驱动***的结构方框图。本实施方式中的驱动控制装置，与图3的驱动控制装置的不同点在于，将图3的2倍频率BPF19以及极性判断部20置换成了2倍频率BPF19a以及极性判断部20a，其他均与图3的驱动控制装置(第1实施方式)相一致。图25中，给与图3相同的部分标注相同的符号，原则上省略相同部分的重复说明。

图25中的2倍频率BPF19a，除了抽出二次抽出γ轴电流i_2hγ这一图3的2倍频率BPF19的功能之外，还实现第1实施方式中说明的抽出二次抽出δ轴电流i_2hδ的功能。

也即，2倍频率BPF19a，是接收坐标变换部12所输出的γ轴电流i_γ以及δ轴电流iδ作为输入信号的带通滤波器，其通过带域中包括(2×ω_h)频率。通过2倍频率BPF19a，与2倍频率BPF19一样，抽出二次抽出γ轴电流i_2hγ。进而，还通过2倍频率BPF19a，抽出(强调)δ轴电流i_δ的高频二次成分(2×ω_h的频率成分)，将通过该抽出所得到的信号，作为二次抽出δ轴电流i_2hδ输出。

2倍频率BPF19a中，从γ轴电流i_γ抽出二次抽出γ轴电流i_2hγ时的滤波特性，与从δ轴电流i_δ抽出二次抽出δ轴电流i_2hδ时的滤波特性，例如相同。另外，2倍频率BPF19a的从γ轴电流i_γ抽出二次抽出γ轴电流i_2hγ时的滤波特性，与图3中的2倍频率BPF19的滤波特性相同。2倍频率BPF19a中，虽然不需要将(2×ω_h)频率设为通过带域的中心频率，但通过带域中应当不包括含直流或驱动电流(对应i_γ ^*与i_δ ^*)的频率的低频。例如，2倍频率BPF19a的通过带域的下限频率，在大于电动机1的驱动电流的频率，并且小于2×ω_h的频率范围中选择。

然而，在γ轴与d轴偏差较大的情况下，存在无法正确进行如第1实施方式中所示的根据二次抽出γ轴电流i_2hγ的正负振幅差的极性判断的情况。在γ轴与d轴偏差较大的情况下，加载在γ-δ轴上成正圆的电压矢量轨迹70v的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*，此时的二次抽出γ轴电流i_2hγ与二次抽出δ轴电流i_2hδ的电流矢量(合成矢量)的轨迹，通过图26的轨迹81i来表示。从轨迹81i可以得知，在γ轴与d轴偏差较大的情况下，存在的困难是，发生二次抽出γ轴电流i_2hγ的正负振幅差会消失，或者差的符号发生反转等情况，很难正确判断极性。

因此，本实施方式中，为了实现即使在γ轴与d轴偏差较大的情况下，也能够正确进行极性判断，极性判断部20a根据2倍频率BPF19a所抽出的二次抽出γ轴电流i_2hγ与二次抽出δ轴电流i_2hδ双方进行极性判断。以加载在γ-δ轴上成正圆的电压矢量轨迹70v的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的情况为例，对极性判断部20a进行说明。

如图26所示，电流矢量的轨迹81i，在γ-δ轴上大体成椭圆，而该椭圆的长轴方向与d轴方向相一致(这一点，即使在电动机1为非凸极电机的情况下也一样)。这样，沿着该椭圆的长轴方向的、构成轨迹81i的两个矢量vc1与vc2的大小中，因磁饱和而产生差。

矢量vc1与vc2，是以原点为起点，沿着轨迹81i的椭圆的长轴方向延伸的二次抽出γ轴电流i_2hγ与二次抽出δ轴电流i_2hδ的合成矢量。图26中，矢量vc1从γ-δ坐标上的原点向第4象限的方向延伸，矢量vc2从γ-δ坐标上的原点向第2象限的方向延伸。

现在如图26所示，在d轴的朝向为从原点指向第4象限的朝向的情况下，因磁饱和矢量vc1的大小小于矢量vc2的大小。

极性判断部20a，着眼于此进行极性判断，并将0或π的修正用相位角提供给加法器21。图27中横轴为时间，表示i_2hγ与i_2hδ的合成矢量i_2h(形成轨迹81i的矢量)的大小的时间变化。极性判断部20a，根据高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的一周期中的合成矢量i_2h的大小(合成电流的大小)进行极性判断。更为具体的说，在高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的一周期中，将对合成矢量i_2h的大小为最大值的相位角加上π得到的相位角的方向(图26中为矢量vc1的方向)，判断为d轴的方向(在电动机1为非凸极电机的情况下也一样)。图26的例子中，在合成矢量i_2h与矢量vc2相一致时，合成矢量i_2h的大小为最大值。

像本实施方式这样构成，由于也是利用电流的二次抽出成分进行极性判断，因此能够得到与第1实施方式相同的效果，进行稳定的极性判断。

另外，虽然以γ-δ轴上高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*所形成的电压矢量轨迹为正圆的情况为例，对极性判断的方法进行了例示，但即使在合成矢量i_2h的d轴方向的振幅不会为q轴方向的振幅以下的范围内所加载的旋转电压的圆形轨迹发生失真也没关系。也即，在不损害d轴方向与电流矢量的轨迹81i的长轴方向的一致性的范围内，可以令旋转电压中的高频γ轴电压v_hγ ^*的振幅与高频δ轴电压v_hδ ^*的振幅不同。例如，高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的电压矢量轨迹，在γ-δ轴(γ-δ坐标)上形成以原点为中心，γ轴方向为长轴方向或短轴方向的椭圆。

生成高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的值时所需要的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的相位θ_h，被以γ轴为基准设定，某个时刻t中，作为旋转电压的高频电压v_hγ ^*与v_hδ ^*的合成矢量v_h ^*的相位，通过ω_h·t来表示(参照图45)。因此，高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的一周期中，i_2hγ与i_2hδ的合成矢量i_2h的大小为最大的时刻(i_2h与图26的vc2相一致的时刻，以下称作“时刻T1”)中的相位ω_h·t，为(Δθ+π)。

也即，如果根据时刻T1中的相位ω_h·t的值，可计算出0～2π的范围内的磁极位置(即，可计算出轴误差Δθ)。另外，这种情况下可以省略图25的磁极位置推定部18。

图45示出了γ轴与δ轴的关系中的上述合成矢量v_h ^*以及i_2h、和一次抽出γ轴电流i_hγ以及一次抽出δ轴电流i_hδ的合成矢量i_h。在合成矢量i_2h的方向表示(Δθ+π)的时刻T1中，ω_h·t以及v_h ^*的方向也表示(Δθ+π)，i_h的方向表示比i_2h滞后π/2的(Δθ+π/2)。

因此，通过计算出时刻T1中的arctan(i_2hδ/i_2hγ)或arctan(v_hδ ^*/v_hγ ^*)，还能够计算出0～2π的范围内的磁极位置。这是由于它们的计算值，表示(Δθ+π)。另外，通过计算出时刻T1中的arctan(i_hδ/i_hγ)，还能够计算出0～2π范围内的磁极位置。这是由于其计算值表示(Δθ+π/2)。

时刻T1中的相位ω_h·t或arctan(i_2hδ/i_2hγ)等，是表示由i_2hγ与i_2hδ得到的电流矢量轨迹81i的椭圆的长轴的斜率的信息，另外还是表示极性的信息。如果利用其双方的信息，能够推定0～2π范围内的磁极位置，如果只使用表示长轴的斜率的信息，能够推定±π/2的范围内的磁极位置。“根据时刻T1中的相位ω_h·t或arctan(i_2hδ/i_2hγ)等检测出±π/2的范围内的磁极位置”，是包括在“根据电流矢量轨迹81i的椭圆的长轴的斜率(或表示该倾斜的信息)检测出±π/2的范围内的磁极位置”中的概念。

另外，根据相位ω_h·t或arctan(i_2hδ/i_2hγ)等实施的该磁极位置的计算，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时(特别是旋转停止时)，尤其能够准确进行。

这里，低速旋转时是指，电动机1的旋转速度与高频电压生成部22施加的高频电压(v_hγ ^*以及v_hδ ^*)的频率相比足够低的情况。另外，低速旋转时，可以认为是“实电动机速度ω或推定电动机速度ω_e、或者其应当跟随的来自外部的电动机速度指令值，为预先设定的速度以下的情况”。

这样，如果利用去除了直流成分或低频成分的电流的二次抽出成分来推定磁极位置，能够抑制驱动电流或感应电压对磁极位置推定的影响、电流传感器(电流检测器11等)的偏移的影响，不但在停止时，在电动机旋转时也能够进行稳定的磁极位置推定。

另外，在电动机1的旋转停止时，d轴、q轴、γ轴、以及δ轴等的旋转轴，等价于相对电动机1的定子固定的固定轴。另外，即使电动机1旋转，在其旋转速度与高频电压生成部22所加载的高频电压(v_hγ ^*以及v_hδ ^*)的频率相比足够低时(低速旋转时)，在进行极性判断等时也可以认为电动机1停止(影响很小)。

因此，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时，本实施方式中已说明的方法并不仅限于γ轴以及δ轴，还能够适用于相对电动机1的定子固定的任意的正交的α轴与β轴。也即，可以将上述说明文字以及图25与图26中的“γ”置换成“α”，将“δ”置换成“β”。

具体来说，例如将高频电压v_hα ^*与v_hβ ^*作为检测用电压加载给电动机1。高频电压v_hα ^*与v_hβ ^*，分别是作为检测用电压的高频电压的α轴成分与β轴成分，α-β轴上的高频电压v_hα ^*与v_hβ ^*的电压矢量轨迹，例如形成以原点为中心的正圆，或形成以原点为中心且以α轴为短轴或长轴的椭圆。然后，将电动机1中流通的三相电流，变换成α轴成分的α轴电流i_α与β轴成分的β轴电流i_β所构成的二相电流，通过与2倍频率BPF19a从γ轴电流i_γ中抽出二次抽出γ轴电流i_2hγ时的滤波特性相同的滤波特性，抽出(强调)α轴电流i_α与β轴电流i_β的高频二次成分(2×ω_h的频率成分)，得到二次抽出α轴电流i_2hα与二次抽出β轴电流i_2hβ。

这样一来，α-β轴上二次抽出α轴电流i_2hα与二次抽出β轴电流i_2hβ的合成矢量所形成的电流矢量轨迹形成椭圆，可根据沿着该椭圆的长轴方向的两个电流矢量(对应图26中的vc1与vc2)的大小的大小关系，进行极性判断。另外，还能够根据i_2hα与i_2hβ的合成矢量的大小为最大的时刻中的相位ω_h·t或arctan(i_2hβ/i_2hα)等，推定磁极位置。该磁极位置的计算，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时(特别是旋转停止时)，尤其能够准确进行。

《第3实施方式》

接下来，对本发明的第3实施方式进行说明。图28为第3实施方式的电动机驱动***的结构方框图。本实施方式中的驱动控制装置，与图3的驱动控制装置的不同点在于，将图3的极性判断部20以及高频电压生成部22置换成了极性判断部20b与高频电压生成部22b，其他均与图3的驱动控制装置(第1实施方式)相一致。图28中，给与其他图(图3等)相同的部分标注相同的符号，原则上省略相同部分的重复说明。

高频电压生成部22b，与图3的高频电压生成部22一样，生成作为检测用电压的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*，并将它们输出给加法器23与24，对该高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*(特别是v_hγ ^*的振幅)进行控制，使得2倍频率BPF19所抽出的二次抽出γ轴电流i_2hγ的正负的振幅差消失。

图29中，高频电压生成部22b所输出的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的电压矢量轨迹通过轨迹82v表示，二次抽出γ轴电流i_2hγ与二次抽出δ轴电流i_2hδ的电流矢量轨迹通过轨迹83i来表示。图30中示出了高频电压生成部22b所输出的高频电压v_hγ ^*的波形。另外，图29中也作出了表示，本实施方式中假设为γ轴与d轴的方向大致一致的情况。

如图29的轨迹83i所示，二次抽出γ轴电流i_2hγ的正负振幅差(大致)为零。通过令该振幅差为零的控制、以及由高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的加载所引起的磁饱和，高频γ轴电压v_hγ ^*的正负的振幅中产生差。图29与图30所示的例子中，γ轴与d轴的方向相一致，高频γ轴电压v_hγ ^*的正的振幅与负的振幅的比较中，正的振幅较小。

极性判断部20b，在高频电压v_hγ ^*的正的振幅与负的振幅的比较中，在正的振幅较小的情况下，将电角0作为修正用相位角输出给加法器21，在负的振幅较小的情况下，将电角π作为修正用相位角输出给加法器21。

由于像本实施方式这样构成，也是利用电流的二次抽出成分进行极性判断，因此能够得到与第1实施方式相同的效果，进行稳定的极性判断。

另外，极性判断部20b可以采用图17的极性判断部20的构成。也即，可以根据高频γ轴电压v_hγ ^*乘以cos2ω_ht所得到的值的直流成分，进行极性判断。

另外，虽然图29与图30中示出了作为检测用电压的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*是γ-δ轴上的旋转电压的情况下的例子，但高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*也可以是交流电压。这是由于即使高频电压是交流电压，v_hγ ^*的正负的振幅中也表现出与极性相应的差。该交流电压，虽然例如是γ轴上的交流电压(也即v_hδ ^*＝0)，但只要不是δ轴上的交流电压(也即只要v_hγ ^*≠0)，什么样的交流电压都可以。

《第4实施方式》

接下来，对本发明的第4实施方式进行说明。图31为第4实施方式的电动机驱动***的结构方框图。与将第1实施方式变形为第2实施方式同样地对第3实施方式进行变形，得到本实施方式，本实施方式在d轴与γ轴偏差较大等情况下也能够适用。

本实施方式中的驱动控制装置，与图3的驱动控制装置的不同点在于，将图3的2倍频率BPF19、极性判断部20、以及高频电压生成部22c置换成了2倍频率BPF19a、极性判断部20c、以及高频电压生成部22c，其他均与图3的驱动控制装置(第1实施方式)相一致。图31中，给与其他图(图3与图25)相同的部分标注相同的符号，原则上省略相同部分的重复说明。

高频电压生成部22c，与图3的高频电压生成部22一样，生成旋转电压的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*作为检测用电压，并将它们输出给加法器23与24，对该高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*进行控制，使得2倍频率BPF19a所抽出的二次抽出γ轴电流i_2hγ以及二次抽出δ轴电流i_2hδ双方的正负振幅差消失，且二次抽出γ轴电流i_2hγ与二次抽出δ轴电流i_2hδ的振幅相等。不过，虽然后面进行了说明，但使二次抽出γ轴电流i_2hγ与二次抽出δ轴电流i_2hδ的振幅相等并不是必须的。

图32与图33中，示出了γ-δ轴上的、高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的电压矢量轨迹85v与二次抽出γ轴电流i_2hγ及二次抽出δ轴电流i_2hδ的电流矢量轨迹86i。γ-δ轴上，电流矢量轨迹86i形成略椭圆，如图33所示，二次抽出γ轴电流i_2hγ的正负振幅差以及二次抽出δ轴电流i_2hδ的正负振幅差，均为(近似)零。

这种情况下，电压矢量的轨迹85v在γ-δ轴上成(近似)椭圆，而该椭圆的短轴方向与d轴方向相一致(这一点，即使在电动机1为非凸极电机的情况下也一样)。这样，沿着该椭圆的短轴方向的构成轨迹85v的两个矢量vc3及vc4的大小中，因磁饱和而产生差。

矢量vc3及vc4，是以原点为起点，沿着轨迹85v的椭圆的短轴方向延伸的高频电压v_hγ ^*与v_hδ ^*的合成矢量。图32中，矢量vc3从γ-δ坐标上的原点向第4象限的方向延伸，矢量vc4从γ-δ坐标上的原点向第2象限的方向延伸。现在，如图32所示，在d轴的方向为从原点指向第2象限的方向的情况下，矢量vc3的大小大于矢量vc4的大小。

极性判断部20c，着眼于此进行极性判断，将0或π的修正用相位角提供给加法器21。也即，根据高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的一周期中的合成矢量v_h ^*的大小(合成电压的大小也即旋转电压的大小)进行极性判断。更为具体的说，在高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的一周期中，将合成矢量v_h ^*的大小为最小值的相位角的方向(图32中为矢量vc4的方向)，判断为d轴的方向(在电动机1为非凸极电机的情况下也一样)。图32的例子中，在合成矢量v_h ^*与矢量vc4相一致时，合成矢量v_h ^*的大小为最小。

像本实施方式这样构成，由于也是利用电流的二次抽出成分进行极性判断，因此能够得到与第1实施方式相同的效果，进行稳定的极性判断。

另外，只要在v_hγ ^*与v_hδ ^*的合成矢量v_h ^*的d轴方向的振幅不会变为q轴方向的振幅以上的范围内，适当地让电流矢量轨迹86i失真也没关系。也即，只要在不损害d轴方向与电压矢量轨迹85v的短轴方向的一致性的范围内，也可令二次抽出γ轴电流i_2hγ与二次抽出δ轴电流i_2hδ的振幅不同。

另外，与第2实施方式中所述的相同，生成高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的值时所需要的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的相位θ_h，被以γ轴为基准设定，某个时刻t中，作为旋转电压的高频电压v_hγ ^*与v_hδ ^*的合成矢量v_h ^*的相位，通过ω_h·t来表示(参照图45)。因此，在高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的一周期中，v_hγ ^*与v_hδ ^*的合成矢量v_h ^*的大小为最小的时刻(v_h ^*与图32的vc4相一致的时刻，以下称作“时刻T2”)中的相位ω_h·t，为Δθ。

也即，根据时刻T2中的相位ω_h·t的值，可计算出0～2π范围内的磁极位置(即可计算出轴误差Δθ)。另外，这种情况下，可以省略图31的磁极位置推定部18。

在合成矢量v_h ^*的方向表示Δθ的时刻T2中，ω_h·t以及i_2h(i_2hγ与i_2hδ的合成矢量)的方向也表示Δθ，i_h(i_hγ与i_hδ的合成矢量)的方向表示比i_2h滞后π/2的(Δθ-π/2)。

因此，根据图45也能够理解，通过计算出时刻T2中的arctan(i_2hδ/i_2hγ)或arctan(v_hδ ^*/v_hγ ^*)，也能够计算出0～2π范围内的磁极位置。这是由于它们的计算值表示Δθ。另外，通过计算出时刻T2中的arctan(i_hδ/i_hγ)，也能够计算出0～2π范围内的磁极位置。这是由于它们的计算值表示(Δθ-π/2)。

时刻T2中的相位ω_h·t或arctan(i_2hδ/i_2hγ)等，是表示高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*(旋转电压)所形成的电压矢量轨迹85v的椭圆的短轴的斜率的信息，另外，还是表示极性的信息。如果利用它们双方的信息，可推定0～2π范围内的磁极位置，如果只使用表示短轴的斜率的信息，能够推定±π/2的范围内的磁极位置。“根据时刻T2中的相位ω_h·t或arctan(i_2hδ/i_2hγ)等检测出±π/2的范围内的磁极位置”，是包括在“根据电压矢量轨迹85v的椭圆的短轴的斜率(或表示该斜率的信息)检测出±π/2的范围内的磁极位置”中的概念。

另外，根据相位ω_h·t或arctan(i_2hδ/i_2hγ)等实施的该磁极位置的计算，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时(特别是旋转停止时)，尤其能够准确进行。

由于根据电压矢量轨迹85v的椭圆的短轴的斜率进行磁极位置推定，也是利用电流的二次抽出成分进行磁极位置推定，因此能够得到与第2实施方式相同的效果，进行稳定的磁极位置推定。

另外，与第2实施方式一样，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时，本实施方式中说明的方法并不仅限于γ轴以及δ轴，还能够适用于相对电动机1的定子固定的任意的正交的α轴及β轴。也即，可以将上述说明文字以及图31与图33中的“γ”置换成“α”，将“δ”置换成“β”。

具体来说，例如根据二次抽出α轴电流i_2hα与二次抽出β轴电流i_2hβ，将为旋转电压的高频电压v_hα ^*及v_hβ ^*作为检测用电压加载给电动机1。高频电压v_hα ^*与v_hβ ^*，分别是作为检测用电压的高频电压的α轴成分及β轴成分。然后，将电动机1中流通的三相电流，变换成由α轴成分的α轴电流i_α与β轴成分的β轴电流i_β所构成的二相电流，通过与2倍频率BPF19a从γ轴电流i_γ中抽出二次抽出γ轴电流i_2hγ时的滤波特性相同的滤波特性，抽出(强调)α轴电流i_α与β轴电流i_β的高频二次成分(2×ω_h的频率成分)，得到二次抽出α轴电流i_2hα及二次抽出β轴电流i_2hβ。

对该高频电压v_hα ^*与v_hβ ^*进行控制，使得二次抽出α轴电流i_2hα以及二次抽出β轴电流i_2hβ双方的正负的振幅差消失，且二次抽出α轴电流i_2hα与二次抽出β轴电流i_2hβ的振幅相等。不过，使二次抽出α轴电流i_2hα与二次抽出β轴电流i_2hβ的振幅相等，并不是必须的。

这样一来，α-β轴上高频电压v_hα ^*与v_hβ ^*的合成矢量所形成的电压矢量轨迹形成(略)椭圆，可根据沿着该椭圆的短轴方向的两个电流矢量(对应图32中的vc3及vc4)的大小的大小关系，进行极性判断。

另外，还能够根据高频电压v_hα ^*与v_hβ ^*的合成矢量的大小为最小的时刻中的相位ω_h·t或arctan(i_2hβ/i_2hα)等，推定磁极位置。该磁极位置的计算，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时(特别是旋转停止时)，尤其能够准确进行。

《第5实施方式》

接下来，对本发明的第5实施方式进行说明。图34为本发明的第5实施方式的电动机驱动***的结构方框图。图34中，给与其他图(图3等)相同的部分标注相同的符号，原则上省略相同部分的重复说明。

本实施方式中的驱动控制装置，具有电流检测器11、坐标变换部12、减法器13及14、电流控制部15、1倍频率BPF(带通滤波器)17d、磁极位置推定部18d、2倍频率BPF(带通滤波器)19d、极性判断部20d、加法器21、坐标变换部25、高频电流生成部26、以及加法器27与28。

高频电流生成部26，生成高频γ轴电流(高频γ轴电流指令值)i_hγ ^*以及高频δ轴电流(高频δ轴电流指令值)i_hδ ^*，并将它们输出给加法器27与28。高频γ轴电流i_hγ ^*以及高频δ轴电流i_hδ ^*，分别是作为出于判断转子的极性等目的而提供给电动机1的检测用电流的高频电流的γ轴成分与δ轴成分。以下，有时将高频γ轴电流i_hγ ^*与高频δ轴电流i_hδ ^*分别记为高频电流i_hγ ^*与高频电流i_hδ ^*。另外，高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*，还可看作重叠在γ轴电流指令值i_γ ^*与δ轴电流指令值i_δ ^*上的重叠电流。

加法器27，将γ轴电流指令值i_γ ^*与高频γ轴电流i_hγ ^*相加。加法器28将δ轴电流指令值i_δ ^*与高频δ轴电流i_hδ ^*相加。减法器13，计算出加法器27的加法结果(i_γ ^*+i_hγ ^*)与来自坐标变换部12的γ轴电流i_γ的电流误差。减法器14计算出加法器28的加法结果(i_δ ^*+i_hδ ^*)与来自坐标变换部12的δ轴电流iδ的电流误差。

电流控制部15，接收由减法器13与14所计算出的各个电流误差，输出γ轴电压指令值v_γ ^*与δ轴电压指令值v_δ ^*，使得各个电流误差跟随零。此时可以参照来自坐标变换部12的γ轴电流i_γ及δ轴电流i_δ。

坐标变换部25，根据来自加法器21的推定磁极位置θ_e，将作为2相的电压指令值的γ轴电压指令值v_γ ^*及δ轴电压指令值v_δ ^*，逆变换成表示电动机电压V_a的U相成分、V相成分以及W相成分的由U相电压指令值V_u ^*、V相电压指令值V_v ^*、W相电压指令值V_w ^*所构成的三相电压指令值，并将它们输出给PWM逆变器2。该逆变换中，使用以下的两个等式所构成的式(3)。

$\left[\begin{array}{c}{v_u}^{*}\\ {v_v}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& -\sin {\mathrm{\θ}}_e\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{\γ}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{\δ}}}^{*}\end{array}\right]...\left(3\right)$

v_w ^*＝-(v_u ^*+v_v ^*)

通过γ轴电流指令值i_γ ^*与δ轴电流指令值i_δ ^*所表示的电流，是用来驱动电动机1的驱动电流，高频电流i_hγ ^*及i_hδ ^*所表示的电流，是用来检测出电动机1的转子的极性(以及磁极位置)的检测用电流。高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*，是高频的交流电流或旋转电流。这里，“高频”是指该高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的频率相对驱动电流的频率足够大。以下，将高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的频率，与第1～第4实施方式中的高频电压v_hγ ^*及v_hδ ^*的频率一样记为ω_h。另外，上述交流电流以及旋转电流，由于是与电动机1不同步的高频电流，因此不会因该电流的供给而导致电动机1旋转(或几乎不旋转)。

γ轴电压指令值v_γ ^*与δ轴电压指令值v_δ ^*所表示的电压，包括为了在电动机1中流通上述驱动电流而加载给电动机1的驱动电压、以及为了在电动机1中流通上述检测用电流而加载给电动机1的检测用电压。

对应于高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的重叠的高频电流在电动机1中流通，而高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的值被设定为，在转子磁通(永久磁铁1a所生成的磁通)的方向与定子磁通(设置在电动机1的定子中的电枢线圈所产生的磁通)的方向相一致的时刻，该高频电流的γ轴成分引起电动机1中产生磁饱和。

2倍频率BPF19d，是接收γ轴电压指令值v_γ ^*作为输入信号的带通滤波器，通过带域中包括(2×ω_h)的频率。通过2倍频率BPF19d，抽出(强调)γ轴电压指令值v_γ ^*的高频二次成分(2×ω_h的频率成分)，将通过该抽出所得到信号，作为二次抽出γ轴电压(二次抽出γ轴电压指令值)v_2hγ ^*输出。2倍频率BPF19d中，虽然不需要将(2×ω_h)的频率设为通过带域的中心频率，但通过带域中应当不包括含直流或驱动电流(对应i_γ ^*与i_δ ^*)的频率的低频。例如，2倍频率BPF19d的通过带域的下限频率，在大于电动机1的驱动电流的频率，且小于2×ω_h的频率范围中选择。

图35的轨迹87i，表示γ轴为横轴，δ轴为纵轴的高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的电流矢量轨迹(合成矢量的电流矢量轨迹)，轨迹88v表示二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*与二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*的电压矢量的轨迹(合成矢量的电压矢量轨迹)。二次抽出δ轴电压(二次抽出δ轴电压指令值)v_2hδ ^*，与从γ轴电压v_γ ^*中抽出二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*一样，相当于从δ轴电压指令值v_δ ^*中抽出二次成分得到的结果(抽出方法在第6实施方式中详细说明)。图36(d)的波形89，是表示对应电压矢量轨迹88v的二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*的时间变化的波形。

图35及图36表示的是，作为检测用电流的高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*是旋转电流，且d轴与γ轴的方向大致一致的情况。电流控制部15，生成使得(i_hγ ^*+i_γ ^*-i_γ)跟随零的γ轴电压指令值v_γ ^*(以及δ轴电压指令值v_δ ^*)。其结果如图35所示，给电动机1加载使得高频γ轴电流i_hγ ^*的正负的振幅差为零(或大致为零)的电压。

对2倍频率BPF19d的动作加以更加详细的说明。以γ轴与d轴(近似)一致，电动机1停止且没有加载驱动电压的情况为例。这种情况下，如图36(a)所示，v_γ ^*的相位比i_hγ ^*的相位超前π/2，v_γ ^*中，正侧的振幅稍小。如果将该v_γ ^*分解为一次成分(1×ω_h的频率成分)与二次成分(2×ω_h的频率成分)，便如图36(b)所示。反之，如果将图36(b)所示的v_γ ^*的一次成分与二次成分合成起来，得到正侧的振幅较小的v_γ ^*的波形。

为了强调该v_γ ^*的二次成分，存在2倍频率BPF19d。强调过v_γ ^*的二次成分的二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*分解为一次成分与二次成分所得到的波形，如图36(c)所示。成为2倍频率BPF19d的通过带域的中心频率的v_2hγ ^*的二次成分，其振幅被放大，相位与v_γ ^*的二次成分的相位相同。非中心频率的v_2hγ ^*的一次成分的相位，比v_γ ^*的一次成分的相位超前约π/2。由于高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的频率是1×ω_h，因此强调二次成分得到的二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*中，也很大程度上残留有一次成分。

将v_2hγ ^*的一次成分与二次成分(主要)合成得到的结果，相当于图36(d)的波形89所示的v_2hγ ^*。v_2hγ ^*的相位，比v_γ ^*的相位超前约π/2，v_2hγ ^*的相位与i_hγ ^*的相位偏差越π。v_2hγ ^*中，正侧的振幅较大，并且正负的振幅差得到了强调。另外，由于让电动机1旋转的情况下的感应电压或驱动电流，其频率相对检测用电流足够低，因此这些成分的影响通过从2倍频率BPF19d中通过而几乎消失。

极性判断部20d，比较二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*的正负振幅的大小，如果正的振幅大于负的振幅，则判断磁极位置推定部18d所推定的磁极位置的极性正确，将磁极位置推定部18d所推定的磁极位置经加法器21直接作为推定磁极位置θ_e输出给坐标变换部12等。反之，如果正的振幅小于负的振幅，就判断为磁极位置推定部18d所推定的磁极位置的极性有误(也即偏差了π)，使用加法器21给磁极位置推定部18d所推定的磁极位置加上电角π实施修正，将修正后的磁极位置作为推定磁极位置θ_e输出给坐标变换部12等。推定磁极位置θ_e，取0～2π的范围内(0≤θ_e＜2π)的相位角。

这样，由于根据电压波形的失真(利用去除了直流成分或低频成分的电压的二次抽出成分)而非直流成分进行极性判断，因此抑制了驱动电流或感应电压对极性判断的影响、电流传感器(电流检测器11)的偏移的影响，不但在停止时，在电动机旋转时也能够进行稳定的极性判断。

1倍频率BPF17d，是接收γ轴电压指令值v_γ ^*与δ轴电压指令值v_δ ^*作为输入信号的带通滤波器，通过带域中包括(1×ω_h)的频率。从1倍频率BPF17d，输出抽出(强调)了γ轴电压指令值v_γ ^*的高频一次成分(1×ω_h的频率成分)得到的一次抽出γ轴电压v_hγ ^*，与抽出(强调)了δ轴电压指令值v_δ ^*的高频一次成分得到的一次抽出δ轴电压v_hδ ^*。1倍频率BPF17d中，将(2×ω_h)频率及其以上的频率设为通过带域外，例如将(1×ω_h)频率设为通过带域的中心频率。

磁极位置推定部18d，根据一次抽出γ轴电压v_hγ ^*与一次抽出δ轴电压v_hδ ^*，在±π/2的范围内推定转子的磁极位置。磁极位置推定部18d能够与图3的磁极位置推定部18一样构成。也即，例如可以通过进行比例积分控制，使得乘积(v_hγ ^*×v_hδ ^*)的直流成分收敛于零，来在±π/2的范围内推定转子的磁极位置。由磁极位置推定部18d所计算出的在±π/2的范围内的磁极位置使用加法器21进行修正，推定在0～2π范围内的磁极位置。

另外，极性判断部20d可以像图17的极性判断部20那样构成。也即，可以根据对二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*乘以cos2ω_ht等所得到的值的直流成分进行极性判断。

另外，在将旋转电流的高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*作为检测用电流供给的情况下，该旋转电流在γ-δ轴上的电流矢量轨迹，例如形成以原点为中心的正圆，或以原点为中心，γ轴方向为短轴方向或长轴方向的椭圆。另外，旋转电流的椭圆的电流矢量轨迹中，γ轴方向不需要与椭圆的短轴方向或长轴方向相一致，椭圆的长轴或短轴也可以偏离γ轴。

另外，高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*可以是交流电流。这是由于，即使采用交流电流作为高频电流，v_2hγ ^*的正负的振幅中也会表现出与极性相应的差。虽然令该交流电流，例如是γ轴上的交流电流(也即i_hδ ^*＝0)，但只要不是δ轴上的交流电流(也即i_hγ ^*≠0)，什么样的交流电流都可以。

《第6实施方式》

接下来，对本发明的第6实施方式进行说明。图37为第6实施方式的电动机驱动***的结构方框图。本实施方式中的驱动控制装置与图34的驱动控制装置的不同点在于，将图34的2倍频率BPF19d以及极性判断部20d置换成了2倍频率BPF19e以及极性判断部20e，其他均与图34的驱动控制装置(第5实施方式)相一致。图37中，给与其他图(图3以及图34等)相同的部分标注相同的符号，原则上省略相同部分的重复说明。

本实施方式(图37)，相当于通过与将第1实施方式(图3)变更为第2实施方式(图25)相同的主旨，对第5实施方式(图34)进行变形得到的实施方式。

图37中的2倍频率BPF19e，除了抽出二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*这一图34的2倍频率BPF19d的功能之外，还实现了第5实施方式中说明的抽出二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*的功能。

也即，2倍频率BPF19e，是接收γ轴电压指令值v_γ ^*与δ轴电压指令值v_δ ^*作为输入信号的带通滤波器，其通过带域中包括(2×ω_h)的频率。通过2倍频率BPF19e，与2倍频率BPF19d一样，抽出二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*。进而，还通过2倍频率BPF19e，抽出(强调)δ轴电压指令值v_δ ^*的高频二次成分(2×ω_h的频率成分)，将通过该抽出所得到信号，作为二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*输出。

2倍频率BPF19e中，从γ轴电压指令值v_γ ^*抽出二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*时的滤波特性，与从δ轴电压指令值v_δ ^*抽出二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*时的滤波特性，例如被设为相同。另外，2倍频率BPF19e的从γ轴电压指令值v_γ ^*抽出二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*时的滤波特性，与图34中的2倍频率BPF19d的滤波特性，设为相同。2倍频率BPF19e中，虽然不需要将(2×ω_h)频率设为通过带域的中心频率，但通过带域中应当不包括含直流或驱动电流(对应i_γ ^*与i_δ ^*)的频率的低频。例如，2倍频率BPF19e的通过带域的下限频率，在大于电动机1的驱动电流的频率，并且小于2×ω_h的频率范围中选择。

极性判断部20e，为了即使在γ轴与d轴偏差较大的情况下，也能够正确进行极性判断，根据2倍频率BPF19e所抽出的二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*与二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*方进行极性判断。

图38中，在γ-δ轴上，高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*所形成的电流矢量轨迹通过轨迹90i来表示，二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*与二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*所形成的电压矢量轨迹通过轨迹91v来表示。图38中假设γ轴与d轴偏差较大的情况。

电流控制部15，生成使得(i_hγ ^*+i_γ ^*-i_γ)以及(i_hδ ^*+i_δ ^*-iδ)双方跟随零的γ轴电压指令值v_γ ^*以及δ轴电压指令值v_δ ^*。其结果，如图38的电流矢量轨迹90i所示，生成γ轴电压指令值v_γ ^*以及δ轴电压指令值v_δ ^*，使得高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*双方中的正负振幅差变为零(或略为零)，并且i_hγ ^*与i_hδ ^*的振幅相等。但如后所述，i_hγ ^*与i_hδ ^*的振幅相等并不是必须的。

供给上述的高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*后，二次成分的电压矢量轨迹91v便形成略椭圆形状，但因磁饱和，使得沿着该椭圆的短轴方向的构成轨迹91v的两个矢量vc5与vc6的大小中产生差。

矢量vc5与vc6，是以原点为起点，沿着轨迹91v的椭圆的短轴方向延伸的二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*与二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*的合成矢量。图38中，矢量vc5从γ-δ坐标上的原点向第4象限的方向延伸，矢量vc6从γ-δ坐标上的原点向第2象限的方向延伸。现在，如图38所示，在d轴的方向为从原点指向第4象限的方向的情况下，矢量vc5的大小大于矢量vc6的大小。

极性判断部20e，着眼于此进行极性判断，将0或π的修正用相位角提供给加法器21。也即，根据高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的一周期中的v_2hγ ^*与v_2hδ ^*的合成矢量v_2h ^*的大小(合成电压的大小)进行极性判断。更为具体来说，在高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的一周期中，将合成矢量v_2h ^*的大小为最小值的相位角加上π之后得到的相位角的方向(图38中为矢量vc5的方向)，判断为d轴的方向(在电动机1为非凸极电机的情况下也一样)。图38的例子中，在合成矢量v_2h ^*与矢量vc6相一致时，合成矢量v_2h ^*的大小为最小。

由于像本实施方式这样构成，也是利用电压的二次抽出成分进行极性判断，因此能够得到与第5实施方式相同的效果，进行稳定的极性判断。

另外，在v_2hγ ^*与v_2hδ ^*的合成矢量v_2h ^*的d轴方向的振幅不会变为q轴方向的振幅以上的范围内，即使供给的旋转电流的圆形轨迹发生失真也没关系。也即，在不损害d轴方向与电压矢量轨迹91v的短轴方向的一致性的范围内，可领旋转电流中的高频γ轴电流i_hγ ^*的振幅与高频δ轴电流i_hδ ^*的振幅不同。γ-δ轴上高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*所形成的电流矢量轨迹，例如形成以原点为中心的正圆，或以原点为中心，γ轴方向为短轴方向或长轴方向的椭圆。

生成高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的值时所需要的高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的相位θ_h，以γ轴为基准进行设定，某个时刻t中，作为旋转电流的高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的合成矢量i_h ^*的相位通过ω_h·t来表示(参照图46)。因此，高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的一周期中，v_2hγ ^*与v_2hδ ^*的合成矢量v_2h ^*的大小为最小的时刻(v_2h ^*与图38的vc6相一致的时刻，以下称作“时刻T3”)中的相位ω_h·t为Δθ。

也即，根据时刻T3中的相位ω_h·t的值，可计算出0～2π范围内的磁极位置(也即可计算出轴误差Δθ)。另外，这种情况下可以省略图37的磁极位置推定部18d。

图46示出了γ轴与δ轴的关系中的上述合成矢量i_h ^*及v_2h ^*，以及一次抽出γ轴电压v_hγ ^*与一次抽出δ轴电压v_hδ ^*的合成矢量v_h ^*。在合成矢量v_2h ^*的方向表示(Δθ+π)的时刻T3中，ω_h·t以及i_h ^*的方向表示Δθ，v_h ^*的方向表示比v_2h ^*滞后π/2的(Δθ+π/2)。

因此，通过计算出时刻T3中的arctan(i_hδ ^*/i_hγ ^*)，也能够计算出0～2π范围内的磁极位置。这是由于其计算值表示Δθ。另外，通过计算出时刻T3中的arctan(v_2hδ ^*/v_2hγ ^*)，也能够计算出0～2π范围内的磁极位置。这是由于其计算值表示(Δθ+π)。另外，通过计算出时刻T3中的arctan(v_hδ ^*/v_hγ ^*)，也能够计算出0～2π范围内的磁极位置。这是由于其计算值表示(Δθ+π/2)。

时刻T3中的相位ω_h·t或arctan(v_2hδ ^*/v_2hγ ^*)等，是表示由v_2hγ ^*与v_2hδ ^*得到的电压矢量轨迹91v的椭圆的短轴的斜率的信息，另外还是表示极性的信息。利用这双方的信息，能够推定0～2π范围内的磁极位置，如果只使用表示短轴的斜率的信息，能够推定±π/2的范围内的磁极位置。“根据时刻T3中的相位ω_h·t或arctan(v_2hδ ^*/v_2hγ ^*)等检测出±π/2的范围内的磁极位置”，是包括在“根据电压矢量轨迹91v的椭圆的短轴的斜率(或表示该斜率的信息)检测出±π/2的范围内的磁极位置”中的概念。

另外，根据相位ω_h·t或arctan(v_2hδ ^*/v_2hγ ^*)等实施的该磁极位置的计算，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时(特别是旋转停止时)，尤其能够准确进行。

这里，低速旋转时，是指电动机1的旋转速度与高频电流生成部26所供给的高频电流(i_hγ ^*以及i_hδ ^*)的频率相比足够低的情况。另外，低速旋转时，可以认为是“实电动机速度ω或推定电动机速度ωe，或者它们应当跟随的来自外部的电动机速度指令值，为预先设定的速度以下时”。

这样，利用去除了直流成分或低频成分的电压的二次抽出成分推定磁极位置，就能够抑制驱动电流或感应电压对磁极位置推定的影响、电流传感器(电流检测器11等)的偏移的影响，不但在停止时，在电动机旋转时也能够进行稳定的磁极位置推定。

另外，与第2以及第4实施方式一样，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时，本实施方式中说明的方法并不仅限于γ轴以及δ轴，还能够适用于相对电动机1的定子固定的任意的正交的α轴与β轴。也即，可以将上述说明文字以及图37与图38中的“γ”置换成“α”，将“δ”置换成“β”。

具体来说，例如生成α轴电压指令值v_α ^*及β轴电压指令值v_β ^*，使得作为旋转电流的高频电流i_hα ^*与i_hβ ^*双方中的正负振幅差为零(或近似零)。高频电流i_hα ^*与i_hβ ^*，分别是作为检测用电流的高频电流的α轴成分与β轴成分，α轴电压指令值v_α ^*与β轴电压指令值v_β ^*，分别是电压指令值的α轴成分与β轴成分，其被坐标变换部25变换成3相的电压指令值。2倍频率BPFe，通过与从γ轴电压指令值v_γ ^*中抽出二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*时的滤波特性相同的滤波特性，抽出(强调)α轴电压指令值v_α ^*与β轴电压指令值v_β ^*的高频二次成分(2×ω_h的频率成分)，得到二次抽出α轴电压v_2hα ^*与二次抽出β轴电压v_2hβ ^*。

这样一来，α-β轴上二次抽出α轴电压v_2hα ^*与二次抽出β轴电压v_2hβ ^*的合成矢量所形成的电压矢量轨迹形成(略)椭圆，可根据沿着该椭圆的短轴方向的两个电压矢量(对应图38中的vc5与vc6)的大小的大小关系，进行极性判断。

另外，还能够根据v_2hα ^*与v_2hβ ^*的合成矢量的大小为最小的时刻中的相位ω_h·t或arctan(v_2hβ ^*/v_2hα ^*)等，推定磁极位置。该磁极位置的计算，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时(特别是旋转停止时)，尤其能够准确进行。

《第7实施方式》

接下来，对本发明的第7实施方式进行说明。图39为第7实施方式的电动机驱动***的结构方框图。本实施方式中的驱动控制装置与图34的驱动控制装置的不同点在于，将图34的极性判断部20d以及高频电流生成部26置换成了极性判断部20f与高频电流生成部26f，其他均与图34的驱动控制装置(第5实施方式)一致。图39中，给与其他图(图3与图34等)相同的部分标注相同的符号，原则上省略相同部分的重复说明。

本实施方式(图39)，相当于通过与将第1实施方式(图3)变更为第3实施方式(图28)相同的主旨，对第5实施方式(图34)进行变形得到的实施方式。另外，本实施方式假设γ轴与d轴的方向大致一致的情况。

也即，高频电流生成部26f，与图34的高频电流生成部26一样，生成高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*，并将其输出给加法器27与28，但该高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*(特别是i_hγ ^*的振幅)，被控制为使得2倍频率BPF19d所抽出的二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*的正负的振幅差消失。

如果参照图35的二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*与二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*所形成的电压矢量轨迹88v来考虑，是向该电压矢量轨迹88v的正的振幅侧减少的方向控制。这样一来，由于因磁饱和引起作为检测用电流的高频电流i_hγ ^*的正负振幅中产生差，因此能够根据该振幅的大小关系进行极性判断。

若像本实施方式这样构成，由于也是利用电压的二次抽出成分进行极性判断，因此能够得到与第5实施方式相同的效果，进行稳定的极性判断。

另外，极性判断部20f可以像图17的极性判断部20那样构成。也即，可以根据对高频γ轴电流i_hγ ^*乘以cos2ω_ht等所得到的值的直流成分，进行极性判断。

另外，高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*可以是旋转电流，也可以是交流电流。这是由于，即使令高频电流为交流电流，i_hγ ^*的正负振幅中也表现出与极性相应的差。该交流电流，虽然例如是γ轴上的交流电流(也即i_hδ ^*＝0)，但只要不是δ轴上的交流电流(也即只要i_hγ ^*≠0)，什么样的交流电流都可以。

《第8实施方式》

接下来，对本发明的第8实施方式进行说明。图40为第8实施方式的电动机驱动***的结构方框图。本实施方式中的驱动控制装置，与图34的驱动控制装置的不同点在于，将图34的2倍频率BPF19d、极性判断部20d、以及高频电流生成部26置换成了2倍频率BPF19e、极性判断部20g、以及高频电流生成部26g，其他均与图34的驱动控制装置(第5实施方式)一致。图40中，给与其他图(图3、图34以及图37等)相同的部分标注相同的符号，原则上省略相同部分的重复说明。另外，本实施方式在d轴与γ轴偏差较大等情况下也能够适用。

本实施方式(图40)，相当于通过与将第1实施方式(图3)变更为第4实施方式(图31)相同的主旨，对第5实施方式(图34)进行变形所得到的实施方式。

也即，高频电流生成部26g，与图34的高频电流生成部26一样，生成旋转电流的高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*作为检测用电流，并将其输出给加法器27与28，对该高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*进行控制，使得2倍频率BPF19e所抽出的二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*以及二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*双方的正负的振幅差消失，且二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*与二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*的振幅相等。其中，使得二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*与二次抽出δ轴电压v_2hδ ^*的振幅相等并不是必须的。

参照图38，通过上述控制，高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*所形成的电流矢量轨迹，形成将图38的电流矢量轨迹90i大致在γ轴方向上挤压得到的椭圆形状。这样，沿着该椭圆的长轴方向的高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的两个合成矢量(对应图38的矢量vc5与vc6)的大小中，因磁饱和而产生差。

极性判断部20g，着眼于此进行极性判断。也即，根据高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的一周期中的i_hγ ^*与i_hδ ^*的合成矢量i_h ^*的大小(合成电流的大小也即旋转电流的大小)进行极性判断。更为具体来说，在高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的一周期中，将合成矢量i_h ^*的大小为最大值的相位角的方向，判断为d轴的方向(在电动机1为非凸极电机的情况下也一样)。

若像本实施方式这样构成，由于利用电压的二次抽出成分进行极性判断，因此能够得到与第5实施方式相同的效果，进行稳定的极性判断。

另外，在如上进行控制的情况下，从对上述其他实施方式的说明可以明确，还能够根据i_hγ ^*与i_hδ ^*的合成矢量i_h ^*的大小为最大的时刻中的相位ω^h·t或arctan(v_2hδ ^*/v_2hγ ^*)等(高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*所形成的电流矢量轨迹的椭圆的长轴的斜率等)，推定0～2π范围内的磁极位置(当然也能够推定±π/2范围内的磁极位置)。磁极位置的计算，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时(特别是旋转停止时)，尤其能够准确进行。

高频电流i_hγ ^*与i_hδ ^*的一周期中，i_hγ ^*与i_hδ ^*的合成矢量i_h ^*的大小为最大的时刻(以下称作“时刻T4”)中的相位ω_h·t为Δθ。这样从图46可以得知，在i_h ^*的方向表示Δθ的时刻T4中，ω_h·t的方向也表示Δθ，v_2h ^*的方向表示(Δθ+π)，v_h ^*的方向表示比v_2h ^*滞后π/2的(Δθ+π/2)。

如上所述，如果利用电压的二次抽出成分进行磁极位置推定，能够得到与第6实施方式相同的效果，进行稳定的磁极位置推定。

另外，与第6实施方式一样，在电动机1的旋转停止时或低速旋转时，本实施方式中已说明的方法并不仅限于γ轴以及δ轴，还能够适用于相对电动机1的定子固定的任意的正交的α轴与β轴。也即，可以将上述说明文字以及图40中的“γ”置换成“α”，将“δ”置换成“β”。

《变形等》

各个实施方式中所记载的内容，只要没有矛盾，能够适用于所有的实施方式。例如，第1实施方式中所记载的内容，只要没有矛盾就能够适用于第2～第8实施方式。

另外，第2～第8实施方式中与第1实施方式一样，可以在磁极位置的推定后、推定前或推定中进行极性判断。另外，第2～第8实施方式中也与第1实施方式一样，用来进行极性判断的值(二次抽出γ轴电流i_2hγ、二次抽出α轴电流i_2hα、二次抽出γ轴电压v_2hγ ^*等)，可以通过高通滤波器而不是带通滤波器抽出。该高通滤波器，使含直流成分以及驱动电流的频率成分的较低的频率成分衰减，让(2×ω_h)的频率成分通过。

另外，第2～第8实施方式中与第1实施方式一样，由驱动电压的加载实施的驱动控制、由高频电压的加载实施的极性判断、以及由高频电压的加载实施的磁极位置推定，可都同时进行，或一部分同时进行，或在互不相同的时刻进行。

另外，所有的实施方式中，可以采用非凸极电机(具有非凸极性的电动机)作为电动机1。

另外，各个实施方式的驱动控制装置，例如可以使用嵌入在通用微计算机等中的软件(程序)来实现。当然，也可以只通过硬件而不是软件(程序)来构成驱动控制装置。

另外，各个实施方式中的电流检测器11如图3等所示，可以采用直接检测出电动机电流的结构，也可以根据电源侧DC电流的瞬间电流再现电动机电流，通过这样来检测出电动机电流。

另外，“在±π/2范围内推定转子的磁极位置”这一表述，例如也可以换成“在0～π或π～2π的范围内的电角中推定转子的磁极位置”这一表述，“判断转子的磁极极性”这一表述，可以换成“检测出转予的磁极位置属于电角0～π及π～2π中的哪个范围内”这一表述。

另外，各个实施方式中，给电动机1加载电压(检测用电压)的电压加载部，主要包括电流控制部(15)构成。另外，各个实施方式中的2倍频率BPF(19等)，构成抽出部。另外，各个实施方式中，进行转子的极性检测及/或±π/2的范围内的磁极位置的检测的检测部，主要包含极性判断部(20等)而构成。

本发明适用于使用电动机的任一种电器。例如适用于通过电动机的旋转来驱动的电动汽车，或空调等中所使用的压缩机等。

Claims (20)

1.一种对电动机进行驱动控制的电动机的驱动控制装置，其特征在于，具有：

在将与构成上述电动机的转子的永久磁铁所产生的磁通相平行的轴设为d轴，将对应于d轴的控制上的推定轴设为γ轴的情况下，

电压加载部，将给定频率的交流电压或旋转电压作为检测用电压，加载给上述电动机；

抽出部，从上述电动机中流通的电动机电流的γ轴成分中，抽出至少对该γ轴成分的直流成分进行了衰减的抽出γ轴电流；以及，

检测部，利用上述抽出γ轴电流检测出上述转子的磁极极性。

2.如权利要求1所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部根据上述抽出γ轴电流的正负的振幅，检测出上述极性。

3.如权利要求1所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部，根据通过将具有上述频率的2倍频率的信号乘以上述抽出γ轴电流所得到的值，检测出上述极性。

4.如权利要求1所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部，根据对上述检测用电压进行控制使得上述抽出γ轴电流的正负的振幅差接近零时的上述检测用电压的γ轴成分，检测出上述极性。

5.如权利要求4所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部根据上述检测用电压的γ轴成分的正负的振幅，检测出上述极性。

6.如权利要求4所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部，根据通过将具有上述频率的2倍频率的信号乘以上述检测用电压的γ轴成分所得到值，检测出上述极性。

7.一种对电动机进行驱动控制的电动机的驱动控制装置，其特征在于，具有：

在将任意的正交的两个轴设为x轴与y轴的情况下，

电压加载部，将给定频率的旋转电压作为检测用电压加载给上述电动机；

抽出部，其从上述电动机中流通的电动机电流的x轴成分中，抽出至少对该x轴成分的直流成分进行了衰减的抽出x轴电流，同时从上述电动机电流的y轴成分中，抽出至少对该y轴成分的直流成分进行了衰减的抽出y轴电流；以及，

检测部，其利用上述抽出x轴电流以及上述抽出y轴电流，进行上述电动机的转子磁极的极性检测以及±π/2范围内的磁极位置的检测中的至少一方。

8.如权利要求7所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部，根据上述抽出x轴电流与上述抽出y轴电流的合成电流的大小，检测出上述极性。

9.如权利要求7所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部，根据在x-y轴上上述抽出x轴电流与上述抽出y轴电流所形成的电流矢量轨迹的长轴的斜率，检测出±π/2的范围内的上述磁极位置。

10.如权利要求7所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部，根据对上述旋转电压进行控制使得上述抽出x轴电流以及上述抽出y轴电流双方的正负振幅差接近零时的上述旋转电压的大小，检测出上述极性。

11.如权利要求7所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部，根据对上述旋转电压进行控制使得上述抽出x轴电流以及上述抽出y轴电流双方的正负振幅差接近零时的、x-y轴上的上述旋转电压的电压矢量轨迹的短轴的斜率，检测出±π/2范围内的上述磁极位置。

12.如权利要求7所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述两个轴，是伴随着上述电动机的旋转进行旋转的旋转轴，或相对上述电动机的定子固定的固定轴。

13.一种对电动机进行驱动控制的电动机的驱动控制装置，其特征在于，具有：

在将与构成上述电动机的转子的永久磁铁所产生的磁通相平行的轴设为d轴，将对应于d轴的控制上的推定轴设为γ轴的情况下，

电压加载部，将用来在上述电动机中流通给定频率的交流电流或旋转电流作为检测用电流的电压，加载给上述电动机；

抽出部，从上述电压加载部所加载的上述电压的γ轴成分中，抽出至少对该γ轴成分的直流成分进行了衰减的抽出γ轴电压；以及，

检测部，利用上述抽出γ轴电压检测出上述转子的磁极极性。

14.如权利要求13所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述电压加载部，将使得上述检测用电流的γ轴成分的正负的振幅差接近零的电压，加载给上述电动机。

15.如权利要求13所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部，根据对上述检测用电流进行控制使得上述抽出γ轴电压的正负的振幅差接近零时的上述检测用电流的γ轴成分，检测出上述转子的极性。

16.一种对电动机进行驱动控制的电动机的驱动控制装置，其特征在于，具有：

在将任意的正交的两个轴设为x轴与y轴的情况下，

电压加载部，将用来在上述电动机中流通给定频率的旋转电流作为检测用电流的电压，加载给上述电动机；

抽出部，从上述电压加载部所加载的上述电压的x轴成分中，抽出至少对该x轴成分的直流成分进行了衰减的抽出x轴电压，同时从上述电压的y轴成分中，抽出至少对该y轴成分的直流成分进行了衰减的抽出y轴电压；以及，

检测部，利用上述抽出x轴电压以及上述抽出y轴电压，进行上述电动机的转子磁极的极性检测以及±π/2范围内的磁极位置的检测中的至少一方。

17.如权利要求16所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述电压加载部，将使得上述检测用电流的x轴成分与y轴成分双方中的正负的振幅差接近零的电压，加载给上述电动机。

18.如权利要求16所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部，根据对上述旋转电流进行控制使得上述抽出x轴电压以及上述抽出y轴电压双方的正负振幅差接近零时的上述旋转电流的大小，检测出上述极性。

19.如权利要求16所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述检测部，根据对上述旋转电流进行控制使得上述抽出x轴电压以及上述抽出y轴电压双方的正负振幅差接近零时的、x-y轴上的上述旋转电流的电流矢量轨迹的长轴的斜率，检测出±π/2范围内的上述磁极位置。

20.如权利要求16所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于：

上述两个轴，是伴随着上述电动机的旋转进行旋转的旋转轴，或相对上述电动机的定子固定的固定轴。

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