JP5538649B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、誘導機や同期機といった回転機の回転子位置情報を位置センサを用いることなく得て回転機を制御できる回転機の制御装置に関するものである。

回転機を精度良く制御する場合、回転機の回転子位置情報と回転機に流れる電流情報が必要である。回転子位置情報は、位置センサ等を回転機に取付けることにより回転子位置情報を得ていたが、コスト削減、省スペース、信頼性の向上、安全性という観点から位置センサレス化が要求されている。
回転機の位置センサレス制御方法として、主に、回転機の誘起電圧より回転機の回転子位置を推定する方法と、突極性を利用して回転機の回転子位置を推定する方法の２つがある。前者の方法で用いる誘起電圧の大きさは回転機の速度に比例するという特徴があるため、零速や低速域では誘起電圧が小さくなりＳ／Ｎ比が悪化し、回転機の回転子位置を推定することは困難になる。一方、後者の突極性を利用した方法は回転機の回転子位置を推定するための回転子位置推定用信号を回転機に注入しなければならないが、回転機の速度に関係せず回転機の回転子位置を推定できるため、零速や低速域においては突極性を利用した位置センサレス制御法が用いられる。

突極性を利用した方法として、例えば、特許文献１には、回転機と、回転機電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段より検出した回転機電流に基づいて推定位置を出力する位置推定手段と、位置推定手段が出力する推定位置に基づいて電圧指令を出力する制御手段と、電圧指令に基づいてパルス幅変調制御し、ロジック信号を出力するパルス幅変調手段と、ロジック信号に基づいて、回転機に電圧を印加する電圧印加手段とを備え、パルス幅変調手段は、パルス幅変調制御に用いるスイッチング周期を出力するスイッチング周期発生器を有し、スイッチング周期のｍ倍（ｍは３以上の整数）と等しい周期の位相の異なる位置検出用電圧を含む電圧指令を出力する制御手段を備えたものが開示されている。

国際公開ＷＯ２００９／０４０９６５号公報

しかしながら、特許文献１では、その位置推定手段におけるフーリエ変換器により、回転機電流から回転機に発生する位置検出用電流成分の振幅を抽出するとしているが、回転機電流を検出する周期については特に触れていない。
ところで、この位置推定の演算処理においては、例えば、位置検出の応答を高めるため、位置検出用電圧の周期を小さくしていくにつれ、また、電流検出やそれに伴う演算負担を減らすため、電流検出周期を大きくしていくにつれ位置推定精度が下がることが懸念される。このように、電流検出周期を如何に設定して位置検出用電流成分を抽出するかは、
この抽出自体が簡便確実に出来るか否か、更には、位置検出応答の向上や演算負担の軽減を追求する中、懸念される位置推定精度低下の抑制策の難易等にも関係する重要課題であるが、先の特許文献１では触れられていない。

この発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、適正な電流検出周期を設定して位置検出用電流成分の簡便確実な抽出を可能とし、たとえ、演算負担軽減のため電流検出周期を大きくしてもそれに伴う位置推定精度の低下を抑制することが出来る回転機の制御装置を得ることを目的とする。

この発明に係る回転機の制御装置は、回転機に流れる回転機電流を検出する電流検出手段、電流検出手段で検出した回転機電流に基づき回転機の回転子位置を演算する位置演算手段、位置演算手段で演算した回転子位置に基づき電圧指令を出力する制御手段、制御手段で出力する電圧指令に基づき所定のスイッチング周期Ｔｃでパルス幅変調制御しロジック信号を出力するパルス幅変調手段、およびパルス幅変調手段で出力するロジック信号に基づき回転機に交流電圧を印加する電圧印加手段を備え、
制御手段は、電圧指令としてスイッチング周期Ｔｃのｍ倍（ｍは３以上の整数）の周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃを有し各相が互いに位相が異なる位置検出用電圧を重畳したものを出力するものとし、
位置演算手段は、スイッチング周期Ｔｃのｎ倍（ｎは１以上の整数）の周期Ｔｉ＝ｎ・Ｔｃで電流検出手段から得られるポイント電流検出値に基づき重畳した位置検出用電圧により回転機に流れる位置検出用電流成分を抽出し当該位置検出用電流成分に基づき回転機の回転子位置を演算するものであり、かつ、このｎを２以上の整数とし、位置演算手段は、位置検出時点における周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃの１周期内で得られる（［ｍ／ｎ］＋１）個の周期内ポイント電流検出値と位置検出時点における周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃより手前の周期で得られる（ｍ−［ｍ／ｎ］−１）個の周期前ポイント電流検出値とに基づき位置検出時点における周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃの１周期内におけるスイッチング周期Ｔｃ毎のｍ個のポイント電流検出値を推定し、当該推定したｍ個のポイント電流検出値に基づき位置検出用電流成分を抽出するようにしたものである。但し、ガウス記号［Ａ］は、実数Ａ以下の最大の整数を表す。

以上のように、この発明に係る回転機の制御装置の位置演算手段は、スイッチング周期Ｔｃのｎ倍（ｎは１以上の整数）の周期Ｔｉ＝ｎ・Ｔｃで電流検出手段から得られるポイント電流検出値に基づき、重畳したスイッチング周期Ｔｃのｍ倍（ｍは３以上の整数）の周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃの位置検出用電圧により回転機に流れる位置検出用電流成分を抽出し当該位置検出用電流成分に基づき回転機の回転子位置を演算するようにしたので、位置検出用電流成分の抽出が簡便確実になされる。
更に、ｎを２以上の整数にとり、電流検出周期を大きく設定して位置検出時点の周期内で得られるポイント電流検出値が不足する場合でも、以上のように、手前の周期で得られるポイント電流検出値で補充するようにしたので、所望の演算精度が簡便確実に得られる。

この発明の実施の形態１による回転機の制御装置の構成を示す構成図である。 図１の位置演算手段３の詳細構成を示す構成図である。 位置検出用電圧の一例を示す図である。 位置検出用電圧の図３とは異なる例を示す図である。 パルス幅変調動作の一例を説明する図である。 実施の形態１におけるポイント電流検出値の一例を示す図である。 ポイント電流検出値の図６とは異なる例を示す図である。 実施の形態１における、位置検出用電流成分を抽出するための動作を説明するための説明図である。 実施の形態２における位置検出用電圧を示す図である。 実施の形態２におけるポイント電流検出値の一例を示す図である。 実施の形態２における電流検出手段の構成を示す図である。 実施の形態２における、スイッチング周期を説明する図である。 実施の形態２における、位置検出用電流成分を抽出するための動作を説明するための説明図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における回転機の制御装置の構成を示す図である。図１において、回転機１は、この実施の形態においては埋込磁石型の同期機である。回転機１には、回転機１に電圧を印加する電圧印加手段であるインバータ６が接続されている。
また、インバータ６と回転機１との間を流れる回転機電流を検出する電流検出手段２と、回転機１の回転子の回転子位置を求める位置演算手段３と、回転機１に印加する駆動用の電圧を指令する指令出力Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊を出力する制御手段４（詳細後述）と、制御手段４からの指令出力Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に基づいてパルス幅変調制御をし、パルス幅変調信号としてのロジック信号Ｖｕｌ，Ｖｖｌ，Ｖｗｌを出力するパルス幅変調手段５（詳細後述）が設けられている。なお、制御手段４は、後で詳細を説明するが、図１に示すように、ｄ軸電流制御器７、ｑ軸電流制御器８、座標変換器９、二相・三相変換器１０、三相・二相変換器１１、座標変換器１２を有する。

電流検出手段２は、回転機１の三相電流のうち少なくとも二相分の電流を検出する。本実施の形態における電流検出手段２は、回転機１とインバータ６とを結ぶ電力線からＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖを検出する。なお、電流検出手段２は、図１に示すようなＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖを検出する方式以外に、Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流のうち任意の２相分の電流を検出してもよい。また、電流検出手段２は、Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流の三相電流を検出する方法でもよい。あるいは、電流検出手段２として、インバータ６の入力である直流母線電流を利用した手法を用いた演算で検出してもよい。

位置演算手段３は、図２にその内部構成を示すように、後述する位置検出用電流成分を抽出するフーリエ変換器２０、乗算器２１、減算器２２、および位置演算器２３が接続されて構成されている。位置演算手段３は、後で詳細を説明するが、電流検出手段２より検出した回転機電流の中から、後述する位置検出用電圧発生器１４が出力する三相の位置検出用電圧を重畳印加することにより回転機１に発生する高周波電流成分である位置検出用電流成分を抽出し、その高周波電流成分に基づいて回転子位置を求めて出力する。

ｄ軸電流制御器７は、比例積分制御などを用いて、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊と座標変換器１２の出力であるｉｄとの偏差Δｉｄがなくなるようなｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を出力する。ｑ軸電流制御器８は、比例積分制御などを用いて、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と座標変換器１２の出力であるｉｑとの偏差Δｉｑがなくなるようなｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を出力する。座標変換器９は、位置演算手段３が出力する回転子位置θｐを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を固定二軸（α−β軸）上の電圧指令値Ｖα＊とＶβ＊に変換する。

二相・三相変換器１０は、電圧指令値Ｖα＊とＶβ＊を電圧指令値としての三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。三相・二相変換器１１は、電流検出手段２で検出したＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖを、固定二軸（α−β軸）上の電流ｉαｓとｉβｓに変換する。座標変換器１２は、位置演算手段３が出力する回転子位置θｐを用いて、電流ｉαｓ、ｉβｓを回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電流ｉｄ、ｉｑに変換する。

スイッチング周期発生器１３は、スイッチング周期Ｔｃをパルス幅変調制御器１５および位置検出用電圧発生器１４へ出力する。なお、スイッチング周期Ｔｃは、所定の一定時間であり、回転機１の電気的特性やインバータ駆動により発生する電磁騒音の周波数等を考慮して予め最適な値に決定されている。
位置検出用電圧発生器１４は、スイッチング周期発生器１３から与えられたスイッチング周期Ｔｃのｍ倍（ｍは３以上の整数、３以上とする理由は後述）と等しい周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃであってかつ各相の位相が互いに異なる位置検出用電圧を位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈとして発生し加算器１６へ出力する。
ここで、上述のようにｍを３以上の整数とするのは、ｍが１または２のときは、スイッチング周期Ｔｃのｍ倍の周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃと等しい三相の位置検出用電圧の各相に、位相差を持たせることができないからである。

制御手段４は、加算器１６により、二相・三相変換器１０からの三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを重畳して指令出力Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊を出力する。このような位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に重畳して印加すると、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈのベクトル和である電圧ベクトルは交番電圧ではなく回転電圧となる。なお、交番電圧とは、三相交流電圧１周期のうちに、三相交流電圧の各相のベクトル和である電圧ベクトルを２方向以下に印加するものをいう。また、回転電圧とは三相交流電圧１周期のうちに、三相交流電圧の各相のベクトル和である電圧ベクトルを３方向以上に印加するものをいう。

位置検出用電圧発生器１４が出力する位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの一例として、ｍ＝４としたときの電圧波形を、図３（ａ）に示す。図において、Ｔｃは、スイッチング周期、Ｔは、位置検出用電圧の周期＝４・Ｔｃである。また、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈのベクトル和である電圧ベクトルＶｓｕｍのベクトル図を図３（ｂ）に示す。なお、図３（ａ）では、任意の値の＋Ｖｈと−Ｖｈを２区間ずつ交互にし、各相の位相差は１区間として出力している。この場合、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈのベクトル和である電圧ベクトルＶｓｕｍは、図３（ｂ）に示すように三相交流電圧１周期のうちに、各区間Ｋ１〜Ｋ４（図３（ａ））においてＶｓｕｍ１〜Ｖｓｕｍ４を順番にとる回転電圧となる。

なお、各位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが＋Ｖｈあるいは−Ｖｈである区間は２区間にしないで、１区間や、図４に示すように３区間などにしてもよい。ただし、スイッチング周期のｍ倍と等しい周期の位相の異なる三相交流電圧を出力する場合、＋Ｖｈあるいは−Ｖｈである区間は、１から（ｍ−１）の間の値でなければならず、＋Ｖｈである区間と−Ｖｈである区間は合わせてｍ区間でなければならない。また、各相の位相差は、図３（ａ）のように１区間としないで、２区間や、３区間などにしてもよい。ただし、スイッチング周期のｍ倍と等しい周期の位相の異なる三相交流電圧を出力する場合、各相の位相差は、１から（ｍ−１）の間の値でなければならない。また、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、図３、図４に示すような方形波ではなく正弦波で与えてもよい。

パルス幅変調手段５は、制御手段４が出力する指令出力Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊とスイッチング周期発生器１３が出力するスイッチング周期Ｔｃに基づいてインバータ６にパルス幅変調信号としてのロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌを出力する。パルス幅変調制御法として、三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法について説明する。
図５は、三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法を用いた場合のパルス幅変調動作波形である。三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法では、三角波Ｃｓの周期Ｔｃｓをスイッチング周期発生器１３が出力するスイッチング周期Ｔｃの２倍にする。

具体的なパルス幅変調動作について図５を用いて説明する。図５のように、三角波Ｃｓと指令出力Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊との大小関係をそれぞれ比較し、三角波Ｃｓの大きさよりも指令出力Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の大きさが大きいときはＨｉ、小さいときはＬｏｗのロジック信号を出力する。なお、三角波Ｃｓと指令出力Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の大小関係をそれぞれ比較し、三角波Ｃｓの大きさよりも指令出力Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の大きさが大きいときはＬｏｗ、小さいときはＨｉのロジック信号を出力してもよい。

なお、以上では、キャリア信号として三角波Ｃｓを用いたパルス幅変調制御法について述べたが、キャリア信号として、のこぎり波を用いたパルス幅変調制御法や、瞬時空間電圧ベクトルによるパルス幅変調制御法などのいずれを用いてもよく、該パルス幅変調手段５は、それらのパルス幅制御法を用いてインバータ６にロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌを出力する。

次に、位置演算手段３の動作について説明する。図２の構成図に示すように、フーリエ変換器２０は、三相・二相変換器１１の出力である二相電流ｉαｓ，ｉβｓから位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを印加することにより回転機１に発生する位置検出用電流成分の振幅（大きさ）Ｉαｓ，Ｉβｓを抽出する。

ここで、フーリエ変換器２０の演算について説明する。例えば、Ｕ相回転機電流ｉｕから位置検出用電流（周波数ｆ１＝１／（ｍ・Ｔ））の成分の大きさＩｕ（ｆ１）を求めたい場合、下記（１）式のフーリエ変換式に示すように、Ｕ相回転機電流ｉｕに対して、周波数ｆ１のｃｏｓ関数（ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ））およびｓｉｎ関数（ｓｉｎ（２π・ｆ１・ｔ））からなる電流振幅検出信号を乗算し、乗算したものを位置検出用信号の周期Ｔ（＝１／ｆ１＝ｍ・Ｔｃ）で期間積分し、積分した値を周期Ｔで除することで、周波数ｆ１成分の大きさＩｕ（ｆ１）を求めることができる。つまり、Ｕ相回転機電流ｉｕに対して電流振幅検出信号を乗算し、Ｕ相回転機電流ｉｕと電流振幅検出信号との相互相関を求めることにより、Ｕ相回転機電流ｉｕから周波数ｆ１成分の大きさＩｕ（ｆ１）を求めることができる。

なお、本願発明では、（１）式の形の演算式ではなく、所定の電流検出周期で電流検出手段２から得られるポイント電流検出値を用いた演算を行って位置検出用電流成分を抽出するものであり、この点を本願発明の要部とするものであるが、その詳細は更に後段で説明するものとし、ここでは、フーリエ変換器２０により求められた位置検出用電流成分であるＩαｓ、Ｉβｓから回転子位置θｐを推定する動作の説明を続けるものとする。

乗算器２１は、フーリエ変換器２０の出力であるＩαｓ，Ｉβｓをそれぞれ二乗し、（Ｉαｓ・Ｉαｓ）と（Ｉβｓ・Ｉβｓ）とを出力する。減算器２２は、（Ｉβｓ・Ｉβｓ）から（Ｉαｓ・Ｉαｓ）を減じてΔＩαβを出力する。位置演算器２３は、減算器２２の出力であるΔＩαβより回転子位置θｐを演算する。以下、その詳細を説明する。

回転機１が埋込磁石型同期機の場合、固定直交座標（α−β軸）での電圧方程式は、次の（２）式のように表すことができる。

回転機が停止時または低速運転と仮定して、ω＝０とし、また、微分演算子Ｐをラプラス演算子ｓに置き換えると固定直交座標での電流ｉαｓ，ｉβｓは、次の（３）式となる。

いま、回転機１を駆動するための交流電圧の角周波数よりも十分に高い角周波数ωｈなる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを位置検出用電圧発生器１４から印加すると、Ｒ＜＜Ｌα・ωｈおよびＲ＜＜Ｌβ・ωｈが成り立ち（ｓ＝ｊωｈ（ｊは虚数単位）とした場合）、固定子抵抗Ｒの影響を無視すると、上記（３）式は、次の（４）式となる。

また、位置検出用電圧発生器１４より印加する位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、固定直交座標では次の（５）式のように表すことができる。

（３）式の固定直交座標での位置検出用電圧（次の（６）式で表される）

に代入し、ｓ＝ｊωｈ（ｊは虚数単位）とすると、次の（７）式となる。

（７）式に示すように、固定直交座標での電流ｉαｓ，ｉβｓの振幅に回転子位置情報θ（＝回転子位置θｐ）が含まれていることが分かる。固定直交座標での電流ｉαｓ，ｉβｓの振幅Ｉαｓ，Ｉβｓをフーリエ変換器２０にて抽出する。すなわちフーリエ変換器２０にて、回転機電流中の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈによる高周波の電流ｉαｓ，ｉβｓを抽出し、かつその振幅Ｉαｓ，Ｉβｓを求める。そして、抽出した振幅Ｉαｓ，Ｉβｓに基づいて、次の（８）式に示すような演算を施すことにより、回転子位置情報θのみを含んだ項を抽出する。この演算を実現するために、振幅Ｉαｓ，Ｉβｓをそれぞれ二乗する乗算器２１と乗算器２１の出力である（Ｉβｓ・Ｉβｓ）から，（Ｉαｓ・Ｉαｓ）を減じて回転子位置θの情報のみを含むΔＩαβを出力する減算器２２を用いる。

位置演算器２３では、上記（８）式のΔＩαβを次の（９）式で除すことにより、ｃｏｓ２θのみを抽出する。そして、ｃｏｓ２θの逆余弦を演算することによりθ（回転子位置θｐ）を計算する。なお、回転子位置θｐの演算は逆余弦演算ではなく、ｃｏｓ２θの値を記憶したテーブルを用意し、その記憶装置に記憶されたｃｏｓ２θの値に基づいて回転子位置θｐを求めてもよい。

次に、本願発明の要部である、電流検出手段２からの電流検出値に基づき位置検出用電流成分を抽出する動作について説明する。すなわち、記述したように、本願発明は、先に説明した（１）式の形の演算式ではなく、所定の電流検出周期で電流検出手段２から得られるポイント電流検出値を用いた演算を行って位置検出用電流成分を抽出するものである。

この発明のフーリエ変換器２０では、電流検出手段２からの電流検出値を、スイッチング周期Ｔｃのｎ倍（ｎは１以上の整数）の電流検出周期Ｔｉ＝ｎ・Ｔｃで取り込んで得られるポイント電流検出値を使用して位置検出用電流成分を抽出する演算を行う。
先ず、ｍ＝６、ｎ＝１とした場合について、図６を参照して説明する。すなわち、位置検出用電流周期（位置検出用電圧周期と同じ）Ｔ＝６・Ｔｃ（ｍ＝６）で、かつ、電流検出周期Ｔｉ＝Ｔｃ（ｎ＝１）の場合である。
ここでは、位置検出時点（図６の時刻ｔ６）における周期Ｔ（＝６・Ｔｃ）の１周期分の期間内で周期Ｔｉ（＝Ｔｃ）毎に得られるｍ＝６個のポイント電流検出値である、ｉｕ１（時刻ｔ１）、ｉｕ２（時刻ｔ２）、ｉｕ３（時刻ｔ３）、ｉｕ４（時刻ｔ４）、ｉｕ５（時刻ｔ５）およびｉｕ６（時刻ｔ６）を使用し、これらを（１０）式に代入してＩｕ（ｆ１）を演算する。

なお、これら６個のポイント電流検出値ｉｕ６〜ｉｕ１は、位置検出時点（ｔ６）におけるポイント電流検出値ｉｕ６と、時刻ｔ６から、スイッチング周期Ｔｃの１〜５（＝ｍ−１）周期手前の周期でえられるポイント電流検出値ｉｕ５〜ｉｕ１とであるということも出来る。

しかし、演算負担を減らす等のため、スイッチング周期Ｔｃ毎に電流を検出できない場合、すなわち、Ｔｉ＝ｎ・Ｔｃの関係において、ｎが２以上の整数となる場合、位置検出用電流の周期Ｔにおける電流検出点数、従って、周期Ｔ内で得られるポイント電流検出値の個数が減るためフーリエ変換の演算精度が落ちる。

このような条件に該当する例として、以下、図７を参照して説明する。ここでは、ｎ＝５、すなわち電流検出周期Ｔｉ＝５・Ｔｃとしている。位置検出用電流周期Ｔは、図６の場合と同様で、Ｔ＝６・Ｔｃ（ｍ＝６）としている。
この場合、時刻ｔ６で回転機電流（ポイント電流検出値）ｉｕ６を検出したとすると、その前に検出したポイント電流検出値は、時刻ｔ１で検出したｉｕ１となる。よって、位置検出用電流の１周期（Ｔ）間で検出したポイント電流検出値は、ｉｕ１とｉｕ６の２点となり、これらによりＩｕ（ｆ１）を求めると、スイッチング周期Ｔｃ毎に電流を検出して（１０）式によりＩｕ（ｆ１）を求める場合に比べて、時刻ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５におけるポイント電流検出値ｉｕ２、ｉｕ３、ｉｕ４、ｉｕ５を用いることができない分演算精度が下がる。

図７のケースでは、更に、以下のようにも説明することが出来る。すなわち、位置検出時点ｔ６における周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃ＝６・Ｔの１周期内で得られるポイント電流検出値、これを本願請求項では、周期内ポイント電流検出値と呼称するが、この周期内ポイント電流検出値の個数は、実数Ａ以下の最大の整数を表すガウス記号［Ａ］を使って、（［ｍ／ｎ］＋１）＝（［６／５］＋１）＝（［１．２］＋１）＝（１＋１）＝２個と求まる。これらは、検出値ｉｕ６、ｉｕ１が相当する。
そして、上記周期内では得られない（ｍ−［ｍ／ｎ］−１）＝４個のポイント電流検出値ｉｕ２、ｉｕ３、ｉｕ４、ｉｕ５は、後段で示す要領で、当該周期より手前の周期で得られる、本願請求項では周期前ポイント電流検出値と呼称する検出値に基づき推定補充することで、精度の低下を防止するわけである。

この推定補充する要領を、図８を参照して説明する。図８は、図７に示す条件（ｍ＝６、ｎ＝５）において、位置検出時点ｔ６における周期Ｔｎ内では得られない４個のポイント電流検出値ｉｕ２、ｉｕ３、ｉｕ４、ｉｕ５（図８では、白丸で示す）を、高周波電流の周期性に依拠することで、Ｔｎより手前の周期で得られる検出値から推定する要領を示す。

すなわち、時刻ｔ２における電流値ｉｕ２は、時刻ｔ２から、１・ｍ・Ｔｃ＝６・Ｔｃ手前の周期Ｔｎ−１における時刻（ｔ−４）の電流値ｉ（ｕ−４）とほぼ同一値とみなせる。また、時刻ｔ３における電流値ｉｕ３は、時刻ｔ３から、２・ｍ・Ｔｃ＝１２・Ｔｃ手前の周期Ｔｎ−２における時刻（ｔ−９）の電流値ｉ（ｕ−９）とほぼ同一値とみなせる。また、時刻ｔ４における電流値ｉｕ４は、時刻ｔ４から、３・ｍ・Ｔｃ＝１８・Ｔｃ手前の周期Ｔｎ−３における時刻（ｔ−１４）の電流値ｉ（ｕ−１４）とほぼ同一値とみなせる。更に、時刻ｔ５における電流値ｉｕ５は、時刻ｔ５から、４・ｍ・Ｔｃ＝２４・Ｔｃ手前の周期Ｔｎ−４における時刻（ｔ−１９）の電流値ｉ（ｕ−１９）とほぼ同一値とみなせる。
以上を本願請求項４の記載に準じて表現すると、各電流値ｉｕ２〜ｉｕ５は、それぞれのｐ・Ｔｃ（ｐは、１〜（ｍ−［ｍ／ｎ］−１）、従って、１〜４の範囲の整数）手前の電流値ｉ（ｕ−４）、ｉ（ｕ−９）、ｉ（ｕ−１４）、ｉ（ｕ−１９）とほぼ同一とみなせる、となる。

このことを利用して、（１０）式の演算を、ｉｕ２をｉ（ｕ−４）、ｉｕ３をｉ（ｕ−９）、ｉｕ４をｉ（ｕ−１４）、ｉｕ５をｉ（ｕ−１９）に置き換えることによって行うことによって、スイッチング周期Ｔｃと電流検出周期Ｔｉに、Ｔｉ＝ｎ・Ｔｃ（ｎ：２以上の整数）の場合のＩｕ（ｆ１）の演算精度が高まる。

なお、図７、図８で例示するケース（ｍ＝６、ｎ＝５）では、ｍとｎの両者が互いに素の関係にある、すなわち、両者が１の他は共約数を持たない関係にあるようにしているので、周期Ｔｎの１周期内では得られない４個の電流値の全てを手前の周期で得られる電流値で補充することが出来たが、ｍとｎの両者が互いに素の関係にない場合は、周期性を利用しても一部の電流値は補充できないことが考えられ、その場合充分な演算精度が得られない。もっとも、要求される演算精度のレベルによっては、このようなケースも適用可能であって、他の設定要素との兼ね合いで実用性を有し得るものであることは言うまでもない。

以上のように、この発明の実施の形態１では、スイッチング周期Ｔｃのｎ倍（ｎは１以上の整数）の周期Ｔｉ＝ｎ・Ｔｃで電流検出手段から得られるポイント電流検出値に基づき位置検出用電流成分を抽出し当該位置検出用電流成分に基づき回転機の回転子位置を演算するようにし、たとえ、ｎを２以上の整数にとり、電流検出周期を大きく設定して位置検出時点の周期内で得られるポイント電流検出値が不足する場合でも、手前の周期で得られるポイント電流検出値で補充するようにしたので、所望の演算精度が簡便確実に得られる。

実施の形態２．
図９は、先の実施の形態１とは異なる、この発明の実施の形態２における位置検出用電圧の波形を示す図である。ここでは、ｍ＝３の場合の電圧パルスの一例を示すものである。スイッチング周期Ｔｃと位置検出用電圧の周期Ｔには、Ｔ＝３・Ｔｃの関係があり、Ｖｖｈ、ＶｗｈはＶｕｈに対してそれぞれＴｃ、２・Ｔｃだけ位相を遅らせている。また、Ｖｖｈ、Ｖｗｈをそれぞれ２・Ｔｃ、Ｔｃだけ遅らせてもよい。
これに対し、回転子１の回転子位置を求めようとする場合、回転機電流より位置推定用電流（周波数ｆ１（＝１／Ｔ））の成分を抽出する必要がある。スイッチング周期Ｔｃと電流検出周期Ｔｉとの間にＴｃ＝Ｔｉの関係が成り立てば、例えば、図１０において、直近に検出した電流（ポイント電流検出値）が時刻ｔ３におけるｉｕ３とする場合、時刻ｔ１、ｔ２において検出したｉｕ１、ｉｕ２の電流とを用い、式（１１）により位置検出用電流成分Ｉｕ（ｆ１）を抽出することによって位置推定することが可能である。

しかし、電流検出周期を大きくして、２Ｔｃ＝Ｔｉとなる場合が存在する。例えば、図１１において、回転機１のＵ相〜Ｗ相に流れる電流を、各相とも負極側に挿入された抵抗器５００を用いて、その両端に発生する電圧から検出する場合、抵抗器５００に電流が流れるのは、電圧印加手段６の各相下側のスイッチ（ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）がオンするときであるため、その場合に限って対応する相の電流が検出できる。また、Ｕ〜Ｗの三相電流を検出するタイミングは同時であることが望ましい。以上を考慮した場合、図１２に示すキャリア搬送波１周期中において、電流を検出するタイミングは、三角波の中で三相共に下アームがオンするＴ３の区間のみとなる。なお、図１２（ｂ）において、Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、ＶｗｌがＨのとき上アームがオン、Ｌのとき下アームがオンする。よって、電流検出周期Ｔｉは、キャリア搬送波の内、区間Ｔ３が発生する周期、すなわち、２Ｔｃ＝Ｔｉの関係となる。

この場合、検出できる電流は、図１３で例えると、黒丸で示したｔ３、ｔ１、ｔ−１、ｔ−３におけるそれぞれｉｕ３、ｉｕ１、ｉ（ｕ−１）、ｉ（ｕ−３）となり、位置検出時点ｔ３における位置検出用電流の周期Ｔｎの１周期内においては、２点しか得られず、図１０の場合に対し位置検出用電流周期内におけるポイント電流検出値の点数が少なくなるため、（１１）式の演算精度が低くなり、結果として回転機１の位置推定精度が下がるという問題が生じる。

そこで、この実施の形態２では、検出電流の周期性を考慮して、スイッチング周期Ｔｃで、１・ｍ＝３周期手前で得られる電流値を用いて（１１）式の演算を行う。図１３で例えると、Ｔｎの周期において、検出できない時刻ｔ２におけるポイント電流検出値ｉｕ２を、時刻ｔ２から３・Ｔｃ手前の周期Ｔｎ−１の時刻（ｔ−１）で検出する電流値ｉ（ｕ−１）にて補完する。すなわち、式（１１）において、ｉｕ２をｉ（ｕ−１）に置き換えることでＩｕ（ｆ１）を演算する。これによって、電流検出点数を２点から３点とすることが可能となり、位置推定精度が高まる。

以上のように、この発明の実施の形態２においては、電流検出手段を電圧印加手段の負極側のみに挿入した抵抗器により電流を検出するものとした関係で、電流検出周期Ｔｉがスイッチング周期Ｔｃの２倍となり、位置検出時点の周期内で得られるポイント電流検出値が不足することになるが、手前の周期で得られるポイント電流検出値で補充するようにしたので、所望の演算精度が簡便確実に得られる。

１ 回転機、２ 電流検出手段、３ 位置演算手段、４ 制御手段、
５ パルス幅変調手段、６ 電圧印加手段、１３ スイッチング周期発生器、
１４ 位置検出用電圧発生器、１５ パルス幅変調制御器、２０ フーリエ変換器、
２１ 乗算器、２２ 減算器、２３ 位置演算器、５００ 抵抗器。

Claims (2)

1. 回転機に流れる回転機電流を検出する電流検出手段、前記電流検出手段で検出した回転機電流に基づき前記回転機の回転子位置を演算する位置演算手段、前記位置演算手段で演算した回転子位置に基づき電圧指令を出力する制御手段、前記制御手段で出力する電圧指令に基づき所定のスイッチング周期Ｔｃでパルス幅変調制御しロジック信号を出力するパルス幅変調手段、および前記パルス幅変調手段で出力するロジック信号に基づき前記回転機に交流電圧を印加する電圧印加手段を備え、
   前記制御手段は、前記電圧指令として前記スイッチング周期Ｔｃのｍ倍（ｍは３以上の整数）の周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃを有し各相が互いに位相が異なる位置検出用電圧を重畳したものを出力するものとし、
   前記位置演算手段は、前記スイッチング周期Ｔｃのｎ倍（ｎは１以上の整数）の周期Ｔｉ＝ｎ・Ｔｃで前記電流検出手段から得られるポイント電流検出値に基づき前記重畳した位置検出用電圧により前記回転機に流れる位置検出用電流成分を抽出し当該位置検出用電流成分に基づき前記回転機の回転子位置を演算するものであり、
   前記ｎを２以上の整数とし、前記位置演算手段は、前記位置検出時点における前記周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃの１周期内で得られる（［ｍ／ｎ］＋１）個の周期内ポイント電流検出値と前記位置検出時点における前記周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃより手前の周期で得られる（ｍ−［ｍ／ｎ］−１）個の周期前ポイント電流検出値とに基づき前記位置検出時点における前記周期Ｔ＝ｍ・Ｔｃの１周期内における前記スイッチング周期Ｔｃ毎の前記ｍ個のポイント電流検出値を推定し、当該推定した前記ｍ個のポイント電流検出値に基づき前記位置検出用電流成分を抽出するようにしたことを特徴とする回転機の制御装置。
   但し、ガウス記号［Ａ］は、実数Ａ以下の最大の整数を表す。
2. 前記ｍとｎとが互いに素の関係にあるようにし、前記位置演算手段は、前記周期前ポイント電流検出値を、それぞれ前記スイッチング周期Ｔｃのｐ倍（ｐは、１〜（ｍ−［ｍ／ｎ］−１）の範囲の整数）の周期ｐ・Ｔｃ手前で得られるポイント電流検出値から推定することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。

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