JP4301336B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関し、例えば直流リンク部に電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置に関する。

コンバータとインバータとの間の直流リンク部に電力蓄積手段を設けない電力変換装置において、インバータ側の零電圧ベクトル期間中にコンバータ側の転流を行う技術がある。即ち、インバータが零電圧ベクトルによって零電圧を出力している期間においては、インバータの出力が直流リンク部の高電位側及び低電位側のいずれか一方のみと短絡状態になり、直流リンク部からインバータへと電流は流れない。従って当該期間中は、コンバータの入力電流も流れないので、スイッチングに伴う損失を発生することなくコンバータを転流させることができる。

しかしながら、この技術ではコンバータの入力電流が零となる期間が、コンバータの転流によって決定されるのではなく、インバータのスイッチングによって決定される。よってコンバータの転流とインバータのスイッチングの両方において単に単一の三角波キャリヤを用いた場合には、コンバータの転流の前後の期間に対して非対称にインバータ側の零ベクトルが影響し、入力電流波形が歪む場合があった。

このような問題を解決するための技術が特許文献１に開示されている。特許文献１に記載の電力変換装置においては、インバータ側のキャリヤのピーク位置を、コンバータのスイッチングしている相のオンオフ期間の比に応じて移動させ、当該相のオン期間及びオフ期間において、直流リンク部の電流の平均値が一致するように零電圧期間の発生タイミングを制御している。

なお、本発明に関連する技術が特許文献２、非特許文献１，２に開示されている。

特開２００４−２２２３３７号公報 特開２００４−２６６９７２号公報 Lixiang Wei,Thomas.A Lipo、「A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation」、IEEE IAS 2001、vol.3,pp1749-1754.2001 竹下隆晴、外山浩司、松井信行、「電流形三相インバータ・コンバータの三角波比較方式ＰＷＭ制御」、電気学会論文誌Ｄ、vol.116、No.1、第１０６〜１０７頁、１９９６

しかしながら、特許文献１に記載の技術においては、インバータ側のキャリヤを変形させる必要があるため、その生成が複雑であり、またコンバータ、インバータにおいて個別のキャリヤを適用する必要があった。

そこで、本発明は、単一のキャリヤを用いつつも、入力電流波形の歪みを抑制可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置の第１の態様は、それぞれ三相交流の相電圧が入力される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを含む第１スイッチ素子群を有するコンバータ（ＣＮＶ１）と、前記出力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを含む第２スイッチ素子群を有するインバータ（ＩＮＶ１）と、時間に対して傾斜の絶対値が一定である波形を呈し、前記波形の振幅を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）とに内分する値を基準とするキャリヤを生成するキャリヤ生成部（３２）と、前記キャリヤが前記基準を採るタイミングで前記コンバータの転流を行うコンバータ用ゲート信号発生部（１１〜１６）と、前記基準から前記キャリヤの最大値までの間が第３値（Ｖｕ^*）と第４値（１−Ｖｕ^*）との比で内分される値を第１指令値（ｄｓｔ・Ｖｕ^*）とし、前記キャリヤの最小値から前記基準までの間が前記第３値と前記第４値との比で内分される値を第２指令値（−ｄｒｔ・Ｖｕ^*）とし、前記キャリヤが前記第１指令値および前記第２指令値を採る間の期間において、前記インバータのスイッチング態様として零電圧ベクトルを採用させるインバータ用ゲート信号発生部（２１〜２６）とを備える。

本発明に係る電力変換装置の第２の態様は、第１の態様に係る電力変換装置であって、前記コンバータ用ゲート信号生成部は、台形波状の前記第１値と前記第２値の比を決定する電流指令と、前記キャリヤとを比較して前記コンバータの転流を行い、前記電流指令の傾斜領域は、|ｄｓ^*|＝（１−√３tan（φ−π／６））/２、|ｄｔ^*|＝（１−√３tan（φ−π／６））/２（ただし、ｄｓ^*，ｄｔ^*は線電流通流比、位相角φは０≦φ≦π／３、なお、φは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。）で表される。

本発明に係る電力変換装置の第３の態様は、第１の態様に係る電力変換装置であって、前記コンバータ用ゲート信号生成部は、前記第１値と前記第２値の比を決定する台形波状の電圧指令と前記キャリヤとを比較して得られた電圧形のスイッチ信号を電流形のスイッチ信号に変換して前記コンバータへと与えて、前記コンバータの転流を行い、前記電圧指令の傾斜領域は、√３tan（φ−π／６）、（ただし、位相角φはπ／６≦θ≦π／２）、−√３tan（φ−π／６）（ただし、位相角φは７π／６≦θ３π／２、なお、φは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。）で表される。

本発明に係る電力変換装置の第４の態様は、それぞれ相電圧が入力される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、前記３つの入力端の各々と、第１の前記出力端との間に設けられた３つのスイッチ素子（Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｔ）と、前記３つの入力端の各々と、第２の前記出力端との間に設けられた３つのスイッチ素子（Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔ）と、前記３つの入力端の各々と、第３の前記出力端との間に設けられた３つのスイッチ素子（Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔ）とを有する直接形変換器と、時間に対して傾斜の絶対値が一定である波形を呈し、前記波形の振幅を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）とに内分する値を基準とするキャリヤを生成するキャリヤ生成部（３２）と、第１スイッチ信号及び第２スイッチ信号を行列変換して算出した第３スイッチ信号を前記スイッチ素子へと出力する制御部（１１〜１４，２１〜２６，３３）とを備え、前記制御部は、第１及び第２の仮想直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記入力端の各々と前記第１の仮想直流電源線との間に接続された３つの仮想スイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力端の各々と前記第２の仮想直流電源線との間に接続された３つの仮想スイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを有する仮想コンバータ（ＣＮＶ１）と、前記出力端の各々と前記第１の仮想直流電源線との間に接続された３つの仮想スイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つの仮想スイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを有する仮想インバータ（ＩＮＶ１）と、を想定し、前記第１スイッチ信号は、前記キャリヤが前記基準を採るタイミングで前記仮想コンバータの転流を行わせる信号であり、前記第２スイッチ信号は、前記基準から前記キャリヤの最大値までの間が第３値（Ｖｕ^*）と第４値（１−Ｖｕ^*）との比で内分される値を第１指令値（ｄｓｔ・Ｖｕ^*）とし、前記キャリヤの最小値から前記基準までの間が前記第３値と前記第４値との比で内分される値を第２指令値（−ｄｒｔ・Ｖｕ^*）とし、前記キャリヤが第１指令値および第２指令値を採る間の期間において、前記仮想インバータのスイッチング態様として零電圧ベクトルを採用させる信号である。

本発明に係る電力変換装置の第５の態様は、第４の態様に係る電力変換装置であって、前記第１スイッチ信号は、台形波状の電流指令と、前記キャリヤとを比較して生成され、前記電流指令の傾斜領域は、|ｄｓ^*|＝（１−√３tan（φ−π／６））/２、|ｄｔ^*|＝（１−√３tan（φ−π／６））/２（ただし、ｄｓ^*，ｄｔ^*は線電流通流比、位相角φは０≦φ≦π／３、なお、φは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。）で表される。

本発明に係る電力変換装置の第６の態様は、第４の態様に係る電力変換装置であって、前記第１スイッチ信号は、前記第１値と前記第２値の比を決定する台形波状の電圧指令と前記キャリヤとを比較して得られた電圧形の第３スイッチ信号を電流形の第４スイッチ信号に変換して生成され、所定の相についての前記電圧指令の傾斜領域は、前記電圧指令の傾斜領域は、√３tan（φ−π／６）（ただし、位相角φはπ／６≦θ≦π／２）、−√３tan（φ−π／６）（ただし、位相角φは７π／６≦θ３π／２、なお、φは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。）で表される。

本発明に係る電力変換装置の第７の態様は、第１乃至第６の態様に係る電力変換装置であって、前記キャリヤは三角波状のキャリヤである。

本発明に係る電力変換装置の第８の態様は、第１乃至第６の態様に係る電力変換装置であって、前記キャリヤは鋸波状のキャリヤである。

本発明に係る電力変換装置の第１の態様によれば、コンバータ側を転流させるタイミングの前後において、零電圧ベクトルを生じさせる期間が転流前の電流及び転流後の電流にそれぞれ均一に作用するので、単一のキャリヤを用いて、入力電流の歪みを抑制できる。

本発明に係る電力変換装置の第２又は３の態様によれば、入力電流を正弦波とすることができる。

本発明に係る電力変換装置の第４の態様によれば、仮想コンバータ側を転流させるタイミングの前後において、零電圧ベクトルを生じさせる期間が転流前の電流及び転流後の電流にそれぞれ均一に作用するので、単一のキャリヤを用いて、入力電流の歪みを抑制できる。

本発明に係る電力変換装置の第５又は６の態様によれば、入力電流を正弦波とすることができる。

本発明に係る電力変換装置の第７の態様によれば、ＰＷＭ変調に適した三角波状の信号をキャリヤ信号に用いることによって、パルス幅変調のための回路を簡略化できる。

本発明に係る電力変換装置の第８の態様によれば、鋸波状の信号をキャリヤ信号に用いることによって、キャリヤ生成や変調処理が簡素化できる。

第１の実施の形態．
図１，２は第１の実施の形態にかかる電力変換装置の概念的な一例を示す構成図である。まず図１を参照して、本電力変換装置は、３つの入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと、３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと、直流電源線ＬＨ，ＬＬと、コンバータＣＮＶ１と、インバータＩＮＶ１とを備えている。なお、本電力変換装置は、直流電源線ＬＨ，ＬＬにコンデンサ等の電力蓄積手段を有さない電力変換装置である。

入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにはそれぞれ三相交流の相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが入力される。より具体的には、例えば三相交流電源が入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに接続される。

コンバータＣＮＶ１は、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを備えている。３つのスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と直流電源線ＬＨとの間に接続されている。３つのスイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と直流電源線ＬＬとの間に接続されている。

これらのスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調によって生成されたスイッチ信号が後述する制御部１によって与えられ、その導通／非導通が制御される。そして、当該制御によって、コンバータＣＮＶ１は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから入力される三相交流電圧を直流電圧に変換して直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。これらのスイッチ素子は例えば図１（ｂ）に示すように、高速ダイオードとＩＧＢＴを相互に直列接続させた構成とすることができる。ここで文字ｘは文字ｒ，ｓ，ｔを代表する。

インバータＩＮＶ１は、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを備えている。３つのスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐは、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流電源線ＬＨとの間に接続されている。３つのスイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流電源線ＬＬとの間に接続されている。

これらのスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、ＰＷＭ変調によって生成されたスイッチ信号が後述する制御部１によって与えられ、その導通／非導通が制御される。そして、当該制御によって、インバータＩＮＶ１は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加された直流電圧を三相交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。これらのスイッチ素子は例えば図１（ｃ）に示すように、環流ダイオードつきのＩＧＢＴを採用することができる。ここで文字ｙは文字ｕ，ｖ，ｗを代表する。

図２は制御部１の概念的な一例を示す構成図である。制御部１は、電流指令生成部１１と、スイッチ信号生成部１２と、出力電圧指令生成部２１と、第１補正部２２と、第２補正部２３と、比較器２４，２５と、論理和部２６と、２相指令検出部３１と、キャリヤ生成部３２とを備えている。

まず制御部１がコンバータＣＮＶ１に対してどのようにスイッチ素子を制御するのかを説明した上で、その制御に寄与する各構成要素について説明し、次にインバータＩＮＶ１に対してどのようにスイッチ素子を制御するのかを説明した上で、その制御に寄与する各構成要素について説明する。

図３は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにそれぞれ入力される相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと、各相の通流比（デューティー）と、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧と、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの一例を示している。相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは線間電圧で正規化しており、その振幅はＶｍ＝１／√３としている。各相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは、２つの相電圧が正で残りの１つの相電圧が負である領域１と、２つの相電圧が負で残りの１つの相電圧が正である領域２の何れかの領域に区別される。そして、これら領域１，２が位相角６０度毎に交互に繰り返し現れる。

コンバータの一つのスイッチング態様として、領域１，２のそれぞれにおいて、相電圧の正負の極性が単独である相（相電圧の絶対値が最も大きい相）についてはスイッチ素子を常に導通させ、相互に同じ正負の極性を有する２つの相については所定の通流比でスイッチ素子を導通させる。

より具体的に位相角３０度から９０度までの領域を例にとって領域１について説明する。この領域においてｔ相は最小相であり、相電圧の絶対値が最も大きく、かつその極性が負であるので、スイッチ素子Ｓｔｎを常に導通させる。その他の相であるｒ相，ｓ相については、相電圧の極性が正であるので、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐをそれぞれ以下の通流比ｄｒｔ，ｄｓｔで排他的に導通させる。
drt=cosθr／|cosθt|，dst=cosθs/｜cosθt| ・・・（１）
ただし、θｒ，θｓ，θｔはそれぞれ相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの位相である。

また位相角９０度から１５０度までの領域を例にとって領域２について説明する。この領域においては、ｓ相は最大相であり、その絶対値が最も大きく、かつその極性が正であるので、スイッチ素子Ｓｓｐを常に導通させる。その他の相であるｒ相、ｔ相については、相電圧の極性が負であるので、スイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｔｎをそれぞれ所定の通流比で排他的に導通させる。

図３には上記通流比を図示している。但し、通流比が正の場合はスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐのデューティを示し、通流比が負の場合にはスイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎのデューティを示す。上述で例示したように、最小相に対応する相については直流電源線ＬＬに接続されるスイッチ素子が常に導通するので通流比は−１であり、最大相に対応する相については直流電源線ＬＨに接続されるスイッチ素子が常に導通するので通流比は１である。

なお、位相角が６０度ごとの領域において、常に導通させるスイッチ素子と、相互に排他的に切り替えて導通させるスイッチ素子とを以下の表に示している。

最大相もしくは最小相に対応するスイッチ素子は常に導通するので、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加される電圧（以下、直流リンク電圧と呼ぶ）は、最大相と最小相との間の線間電圧Ｅｍａｘと、最小相と中間相（領域１）又は最大相と中間相（領域２）との間の線間電圧Ｅｍｉｄとの２つの電位が得られる。また、直流リンク電圧の平均値Ｖｄｃは、各々通流比を乗じることにより得られ、次のように表され、上記の通流比でスイッチングすることにより、直流リンク電圧は脈流状の電圧波形となる。

Vdc=3Vm/（2cosθin），cosθin＝max（|cosθr|，|cosθs|，|cosθt|）・・・（２）

インバータＩＮＶ１側においては、この電圧Ｖｄｃを入力として用いて制御を行う。インバータＩＮＶ１側では脈流分を補償するように電圧制御を行うため、通電時間には脈流分ｃｏｓθｉｎが乗じられる。また、インバータＩＮＶ１の負荷は誘導性であるので、電流源として把握できる。よって直流電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流ｉｄｃ＿ａｖｇは、インバータの出力電流の振幅をＩ０として、ｋ・Ｉ０・ｃｏｓψ・ｃｏｓθｉｎで示される。但し、ｋは変調率であって０＜ｋ＜√３／２、ψは出力電圧と出力電流の位相差である。

コンバータＣＮＶ１側では一相が導通状態であり、二相が各々の通流比でスイッチングするため、例えば位相角３０度から９０度の領域において、各相の入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは、次のように表される。
ir=drt・idc＿avg=k・I0・cosψ・cosθr ・・・（３）
is＝dst・idc＿avg=k・I0・cosψ・cosθs ・・・（４）
it=-idc＿avg=k・I0・cosψ・cosθt ・・・（５）
その他の位相角についても同様の結果となり、以って図３に示すように入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを正弦波とすることができる。

次に、コンバータＣＮＶ１側において、このようなスイッチング動作に寄与する具体的な構成要素の一例について説明する。電流指令生成部１１は、電源同期信号Ｖｒが入力され、当該電源同期信号Ｖｒに基づいて、ｒ相、ｓ相、ｔ相について台形波状の電流指令Ｉｒ^*，Ｉｓ^*，Ｉｔ^*をそれぞれ生成する。電流指令Ｉｒ^*，Ｉｓ^*，Ｉｔ^*の波形は、式（１）及び図３に示す通流比と同一の形状を呈している。この波形の具体的な関数形については後述する。

２相指令検出部３１は、当該電流指令Ｉｒ^*，Ｉｓ^*，Ｉｔ^*から、相電圧の極性と、ｒ相、ｓ相、ｔ相のうち相電圧の絶対値が最大となる相以外の二相の通流比を検出する。例えば図３を参照して位相角３０度から９０度の領域においては、各相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの極性を検出し、相電圧の絶対値が最大となる相以外の相として、ｒ相、ｓ相のそれぞれの通流比ｄｒｔ，ｄｓｔを検出する。

キャリヤ生成部３２はキャリヤを生成する。より具体的に図４を参照して説明する。図４は、キャリヤ生成部３２で生成したキャリヤと、各ｒ相、ｔ相、ｓ相を流れる入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ（図では絶対値を図示）と、直流電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流ｉｄｃと、インバータＩＮＶ１へ与えるスイッチ信号との関係を示している。図４においては、図３に示す位相角３０度から９０度の領域内のほぼ１周期分のキャリヤを示している。なお、キャリヤの周期は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに入力される交流電圧の周期に対して小さいので、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔや後述する出力電流指令Ｉｕ^*，Ｉｖ^*，Ｉｗ^*は、１キャリヤ周期内で一定であると近似している。

キャリヤ生成部３２は、２相指令検出部３１から通流比ｄｒｔ（あるいはｄｓｔ）を入力し、時間に対して傾斜が一定である（例えば三角波状）波形を呈するキャリヤを生成する。当該キャリヤの波形の振幅（ここではそのピーク・トゥ・ピークを１に正規化）は、相電圧の絶対値が最大となる相以外の２つ相の通流比（例えばｄｒｔとｄｓｔと）に内分する値を基準（例えばゼロ）とする。なお、キャリヤの波形のピーク・トゥ・ピークの振幅と、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔの和とは、同じ１なので、波形の値の最小値を基準（例えばゼロ）としたキャリヤを一旦生成し、そのキャリヤを例えば通流比ｄｒｔの分、振幅方向における負の方向にオフセットしても構わない。

スイッチ信号生成部１２は、２相指令検出部３１から相電圧の絶対値が最大となる相の極性（これは通流比を検出する二相の極性と逆の極性として検出してもよい）を入力し、相電圧の絶対値が最大となる相が正の極性である場合は、その相について、直流電源線ＬＨに接続されたスイッチ素子を導通させ、相電圧の絶対値が最大となる相が負の極性である場合は、その相について、直流電源線ＬＬに接続されたスイッチ素子を導通させる。そして、相電圧の絶対値が最大となる相以外の相については、その極性の正負及びキャリヤと基準との比較に基づいてスイッチ素子を導通させる。

より具体的には、スイッチ信号生成部１２は、例えば最小相ｔ相（これは相電圧の絶対値が最大となる）についてスイッチ素子Ｓｔｎを常に導通させる。その他の相の一方であるｒ相については、キャリヤと基準（ここでは０）との比較により、キャリヤの値が基準以下である期間でスイッチ素子Ｓｒｐを導通させる（図４の期間ｔｒ’を参照）。その他の相の他方であるｓ相については、キャリヤの値が基準以上である期間でスイッチ素子Ｓｓｐを導通させる（図４の期間ｔｓ’を参照）。このように、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐは、キャリヤの値が基準となるタイミングで切り替えられる。なお、キャリヤの最小値、最大値をそれぞれ０，１とした場合には、例えば電流指令値に通流比ｄｒｔを減算した値をキャリアとの比較に採用してもよい。

キャリヤの波形は上述のように時間に対して傾斜が一定であり、しかもその直線部分が基準によって流通比ｄｒｔ，ｄｓｔで内分される。よって期間ｔｒ’、ｔｓ’の比は流通比ｄｒｔ，ｄｓｔの比に等しくなる。

なお、電流指令生成部１１と、スイッチ信号生成部１２との一組は、キャリヤが基準を採るタイミングでコンバータＣＮＶ１の転流を行うコンバータ用ゲート信号発生部と把握できる。また、電流指令は、図３に示す通流比と同一の形状を呈しているので、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔの比を決定していると把握できる。

このようなスイッチング動作により、コンバータＣＮＶ１は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから入力された三相交流電圧を直流電圧に変換して直流電源線ＬＨ，ＬＬに出力する。

また、このようなスイッチング動作はインバータＩＮＶ１のスイッチングにより零電圧が実現された状態において行うことが望ましい。換言すれば、インバータＩＮＶ１側の零電圧期間が、かかるスイッチングのタイミング（即ちキャリヤが基準値を採るタイミング）を含むように設定されることが望ましい。図４ではスイッチ素子が導通しているにも関わらずかかる零電圧によって直流電源線ＬＨ，ＬＬに電流が流れない期間をハッチングで示している。逆にみれば、各入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔもこの期間中は電流が流れないので、この期間でスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐを切り替えて転流させる。

ここで、スイッチ素子Ｓｓｐが導通している期間ｔｓ’に流れる電流ｉｄｃの平均値と、スイッチ素子Ｓｒｐが導通している期間ｔｒ’に流れる電流ｉｄｃの平均値を等しくすることで、入力電流波形の歪みを抑制する。言い換えると、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐが切り替わる前後でのスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが非導通となる零電圧期間（図４の期間ｔｒ，ｔｓ参照）が、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐの通流比ｄｒｔ，ｄｓｔによって内分されればよい。つまりｔｒ’／ｔｓ’＝ｔｒ／ｔｓの関係を成立させることで入力電流波形の歪みを抑制する。上記関係を成立させるため、これらの比を等しくｄｒｔ／ｄｓｔに選定する。つまりｔｒ’／ｔｓ’＝ｄｒｔ／ｄｓｔの関係をコンバータＣＮＶ１のスイッチングで実現し、ｔｒ／ｔｓ＝ｄｒｔ／ｄｓｔの関係をインバータＩＮＶ１のスイッチングで実現するのである。

次に、上述した関係が成り立つようにインバータＩＮＶ１側での零電圧期間が各入力電流に均等に作用させるための、インバータＩＮＶ１側の制御について説明する。インバータＩＮＶ１側においてもコンバータＣＮＶ１と同様に各相の通流比を、例えば台形波となるようにスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの導通／非導通を制御して、直流電圧を三相交流電圧に変換する。そして当該三相交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。

図２を参照して、出力電圧指令生成部２１は、各Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についての出力電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を生成する。なお、出力電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*は例えば１に正規化されている。第１補正部２２は、出力電圧指令生成部２１が生成した各出力電圧指令に、相電圧の絶対値が最大である相以外の相の一方の通流比（例えばｄｓｔ）を掛け、その値に、キャリヤの基準（ここでは０）を加える。第２補正部２３は、出力電圧指令生成部２１が生成した各出力電圧指令に、相電圧の絶対値が最大である相以外の相の他方の通流比（例えばｄｒｔ）を掛け、その値を、キャリヤの基準（ここでは０）から差し引く。図２では第１補正部２２、第２補正部２３のブロックにおいて通流比をそれぞれｄｓｔ，ｄｒｔで代表して表記しているが、これは相電圧の絶対値が最大である相がｔ相である場合の例示である。相電圧の絶対値が最大である相がｔ相でなれば、第１補正部２２、第２補正部２３において採用される通流比も異なる。

比較器２４は、第１補正部２２によって補正された出力電圧指令とキャリヤとを比較する。比較器２５は、第２補正部２３によって補正された出力電圧指令とキャリヤとを比較する。論理和部２６は、比較器２４，２５の比較結果の論理和をとってスイッチ信号としてインバータＩＮＶ１に出力する。

図４を参照して代表的にＵ相について具体的に説明すると、比較器２４は、第１補正部２２からのｄｓｔ・Ｖｕ^*とキャリヤとの比較により、キャリヤの値がｄｓｔ・Ｖｕ^*以上となる期間でスイッチ素子Ｓｕｐを導通させるスイッチ信号Ｓｕｐ１を論理和部２６に出力する。比較器２５は、−ｄｒｔ・Ｖｕ^*とキャリヤとの比較により、キャリヤの値が−ｄｒｔ・Ｖｕ^*以下となる期間でスイッチ素子Ｓｕｐを導通させるスイッチ信号Ｓｕｐ２を論理和部２６に出力する。論理和部２６は、スイッチ信号Ｓｕｐ１，Ｓｕｐ２の論理和をとってスイッチ信号Ｓｕｐとしてスイッチ素子Ｓｕｐに出力する。かかるスイッチングにより、スイッチ素子Ｓｕｐは期間Ｔｓ’においてはｄｓｔ・Ｖｕ^*以上となる期間で、期間Ｔｒ’においては−ｄｒｔ・Ｖｕ^*以下となる期間で、それぞれ導通する。よって、キャリアの周期をＴ０として、一周期当たりではＴ０・｛ｄｓｔ・（１−Ｖｕ^*）＋（−ｄｒｔ・Ｖｕ^*−（−ｄｒｔ））｝＝（ｄｓｔ＋ｄｒｔ）・（１−Ｖｕ^*）・Ｔ０＝（１−Ｖｕ^*）・Ｔ０の期間でスイッチ素子Ｓｕｐが導通する。これは、第１補正部２２や第２補正部２３での補正を行わないでキャリアと比較した場合のスイッチ素子Ｓｕｐの導通期間は、補正を行った場合にも維持されていることを示している。

Ｖ相、Ｗ相についてもＵ相と同様の処理によりスイッチ信号Ｓｖｐ，Ｓｗｐが出力される。このように、キャリヤの値が、指令信号にそれぞれ通流比ｄｒｔ，−ｄｓｔを乗じた値となるタイミングで、インバータＩＮＶ１のスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐを切り換える。

なお、出力電圧指令生成部２１と、第１補正部２２と、第２補正部２３と、比較器２４，２５と、論理和部２６とから成る部分は、基準からキャリヤの最大値の間が第３値（上述の例では１−Ｖｕ^*）と第４値（同じくＶｕ^*）との比で内分される値を第１指令値（同じくｄｓｔ・Ｖｕ^*）とし、キャリヤの最小値から基準の間が第３値と第４値との比で内分される値を第２指令値（−ｄｒｔ・Ｖｕ^*）とし、キャリヤが第１指令値および第２指令値を採る間の期間において、インバータＩＮＶ１のスイッチング態様として零電圧ベクトルを採用させるインバータ用ゲート信号発生部と把握できる。

上述したインバータＩＮＶ１側のスイッチング制御により、図４に示す１キャリヤ周期内において、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６、Ｖ４，Ｖ０・・・が繰り返し現れる。電圧ベクトルＶ０が生じる期間においては、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＬによって相互に短絡され、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの相互間には零電圧が生じる。

そして、コンバータＣＮＶ１側のスイッチング制御により、インバータの零電圧期間中にスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐを切り替えて、入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ及び電流ｉｄｃが流れない状況でコンバータＣＮＶ１側を転流させることができる。

コンバータＣＮＶ１におけるこのようなスイッチングにより、スイッチ素子Ｓｓｐが導通している期間ｔｓ’内において電圧ベクトルＶ０が生じる期間ｔｓと、スイッチ素子Ｓｒｐが導通している期間ｔｒ’内において電圧ベクトルＶ０が生じる期間ｔｒとの比は、通流比ｄｓｔ，ｄｒｔの比に等しい。よって、期間ｔｓ’と、スイッチ素子Ｓｓｐが導通しているにもかかわらず入力電流ｉｓが流れない期間ｔｓとの比は、期間ｔｒ’と、スイッチ素子Ｓｒｐが導通しているにもかかわらず入力電流ｉｒが流れない期間ｔｒとの比に等しい。つまり、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐが切り替わる前後での零電圧期間（図４のｔｒ，ｔｓ参照）が、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐの通流比ｄｒｔ，ｄｓｔとそれぞれ比例している。

従って、インバータＩＮＶ１側の零電圧期間がコンバータＣＮＶ１の入力電流に均等に作用するので、入力電流波形の歪みを抑制できる。

更に、本第１の実施の形態に係る電力変換装置によれば、キャリヤの形状を変更することなく、その基準となる位置を調整するだけであるので、容易にキャリヤを生成することができ、キャリヤ生成部３２を簡単な構成で実現できる。また、コンバータＣＮＶ１、インバータＩＮＶ１において共通のキャリヤを用いることができ、コンバータＣＮＶ１、インバータＩＮＶ１を容易に同期させることができる。

なお、キャリヤの傾斜の絶対値は一定であるとして説明しているが、必ずしもこれに限らない。例えばキャリヤのピーク・トウ・ピークでとったキャリヤ周期内において傾斜の絶対値が一定であればよく、異なるキャリヤ周期同士における傾斜が異なっていてもよい。以下の説明で述べるほかの態様においても同様である。

また、ＰＷＭ変調に適した三角波状のキャリヤを用いているので、パルス幅変調のための回路（例えばキャリヤ生成部３２等）を簡略化できる。

次に、本第１の実施の形態に係る電力変換装置の理解を更に深めるために、ほぼ２周期分のキャリヤにおける波形を図５に示している。なお、図４に比べて、キャリヤの山となる点をキャリヤの１周期の始点としている。図４においては異なるキャリヤ周期で通流比を変化させずに示していたが、実際はキャリヤ周期ごとに通流比が変化する。よって、図５においては、キャリヤの基準となる位置がキャリヤ周期ごとに異なっている。その他は図４を参照して説明した内容の繰り返しになるので、詳細な説明は省略する。

次に、図３を参照して、式（１）で示された通流比の関数形について説明する。通流比は、相電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの対称性から、領域１，２のそれぞれにおいて個別に位相角φ（０≦φ≦π／３：φは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相）を導入すれば、傾斜領域の波形の絶対値は、各相の傾斜領域に対して共通に表現できる。ここでは３０°≦θ≦９０°の領域１を考察の対象として傾斜領域の波形を導く。この領域ではφ＝θ−π／６の関係が成立するので、位相角φが増大するとともに通流比が増大する傾斜領域ではその通流比はsinφ／sin（φ＋π／３）で表される。これは三角関数の加法定理を用いて（１＋√３tan（φ−π／６））／２と表現できる。同様にして位相角φが増大するとともに通流比が減少する傾斜領域ではその通流比は（１−√３ｔａｎ（φ−π／６））／２と表される。よって電流指令は平坦区間が６０度となる台形波であって、傾斜領域の絶対値が（１＋√３tan（φ−π／６））／２と（１−√３tan（φ−π／６））／２との二種をとる。

なお、上述した例においては、電流指令に基づいてコンバータＣＮＶ１を制御しているが、これに限らず電圧指令に基づいてコンバータＣＮＶ１を制御してもよい。図６は、第１の実施の形態にかかる制御部１の概念的な他の一例を示す構成図である。

図２と比較して、制御部１は、電流指令生成部１１と、スイッチ信号生成部１２の代わりに、台形状電圧指令生成部１３と、第３補正部１４と、比較器１５と、電流形ゲート論理演算部１６とを備え、２相指令検出部３１の代わりに中間相検出部３１を備えている。

台形状電圧指令生成部１３は、電源同期信号Ｖｒが入力され、当該電源同期信号Ｖｒに基づいてｒ相、ｓ相、ｔ相について台形波状の電圧指令Ｖｒ*、Ｖｓ*，Ｖｔ*を生成する。図７は、相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと、電圧指令Ｖｒ*、Ｖｓ*，Ｖｔ*とを示している。なお、当該電圧指令Ｖｒ*、Ｖｓ*，Ｖｔ*は、入力される三相交流電圧に対して位相角が３０度ずれている。この理由については後述する。

例えば位相角３０度から９０度の範囲において説明すると、最大相であるｒ相についての電圧指令Ｖｒ^*は１であり、中間相であるｓ相についての電圧指令Ｖｓ^*は√３ｔａｎ（φ−π／６）であり、最小相であるｔ相についての電圧指令Ｖｔ^*は−１である。但しφは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。つまり、φは、当該領域の開始を０とし当該領域の終了をπ/３とする。ここではπ／６≦θ≦π／２、φ=θ−π／６である。電圧指令がこのような波形を採ることが望ましい理由も後述する。

これらの電圧指令は、正弦波の三相交流電圧指令の各々に中間相の１／２を加算したものに対し直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧で各々表現した値を、１で正規化したものに、位相角３０度平行移動したものである。

より具体的について説明する。正弦波の電圧指令Ｖｒ^*’、Ｖｓ^*’，Ｖｔ^*’は、
Vr^*'＝V・cosθ，Vs^*’=V・cos（θ-2π/3），Vt^*’=V・cos（θ+2π/3）・・・（６）
と表される。そして、例えば位相角０度から６０度においては、中間相はｒ相であるので、電圧指令Ｖｒ^*’、Ｖｓ^*’，Ｖｔ^*’に中間相の電圧指令Ｖｓ^*’の１／２を加えると、
Vr^*’=√3/2・V・sin（θ+π/3），
Vs^*’=3/2・V・sin（θ-π/6），
Vt^*’=-√3/2・V・sin（θ+π/3） ・・・（７）
となる。図８は電圧指令Ｖｒ^*’、Ｖｓ^*’，Ｖｔ^*’を示している。

直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧の高電位側の包絡線（以下、脈流電圧Ｖｌｉｎｋと呼ぶ）は、最大相と最小相の電圧差であり、位相角０度から６０度においては、線間電圧Ｖｒｔである。よって、
Vlink=Vrt=Vt-Vr=√3sin(θ+π/3) ・・・（８）
なので、式（８）を式（７）に代入して、
Vr^*’=Vlink/2，
Vs^*’=√3/2・Vlink・cos（θ-2π/3）/sin（θ+π/3）
=√3/2・Vlink・tan(θ-π/6)
Vt^*’=-Vlink/2 ・・・（９）
となる。

そして、最大相であるｒ相について正規化し、この演算を他の位相角についても行う。そして、後述するように、電圧指令から電圧形のスイッチ信号を生成して電流形のスイッチ信号へと変換することに鑑み、電流形と電圧形との間の位相差を解消すべく、演算後の電圧指令を位相角の増大する方向へ３０度平行移動する。このようにして、図７に示す電圧指令Ｖｒ^*、Ｖｓ^*，Ｖｔ^*が生成される。図７においては振幅を１（Ｖｌｉｎｋ＝１）として示している。電圧指令の傾斜領域は、√３tan（φ−π／６）（π／６≦θ≦π／２）、−√３tan（φ−π／６）（７π／６≦θ≦３π／２、但しφは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。）で表される。また、所定の相についての電圧指令の傾斜領域は、√３・tan（θ−５π／３）（ただし、３π／２＋２π・Ｎ≦θ≦１１π／６＋２π・Ｎ、Ｎ；整数）および−√３・tan（θ−２π／３）（ただし：π／２＋２π・Ｎ≦θ≦５π／６＋２π・Ｎ、Ｎ；整数）とも表せる。

中間相検出部３１は、これらの電圧指令Ｖｒ^*、Ｖｓ^*，Ｖｔ^*が入力され、当該電圧指令Ｖｒ^*、Ｖｓ^*，Ｖｔ^*に基づいて中間相を検出してその通流比（例えばｄｒｔ）をキャリヤ生成部３２に出力する。

第３補正部１４は、電圧指令Ｖｒ^*、Ｖｓ^*，Ｖｔ^*をキャリアの振幅で正規化してから、例えば通流比ｄｒｔを減算（オフセット）して比較器１５へと出力する。比較器１５はキャリヤ生成部３２からのキャリヤと第３補正部１４からの電圧指令を比較してその結果を、電圧形コンバータ用のスイッチ信号として電流形ゲート論理演算部１６へと出力する。そして、電流形ゲート論理演算部１６は、電圧形、電流形の双対性より当該電圧形コンバータ用のスイッチ信号を電流形コンバータ用のスイッチ信号へと変換し、これをコンバータＣＮＶ１へと出力する。

さて、電圧指令Ｖｒ^*、Ｖｓ^*，Ｖｔ^*の波形を上述のように採用する理由について説明する。電圧形、電流形の双対性に着目すると相電圧は相電流に相当することから、電圧形コンバータ用のスイッチ信号はコンバータに流れる相電流を規定する。他方、相電流と線電流は、例えばｉｒ＝ｉｒｔ−ｉｓｒ（但し、ｉｒｔ，ｉｓｒ；相電流）の関係となる。よって線電流ｉｒが流れるために電流形コンバータのスイッチングは、当該線電流を上式で表す相電流ｉｒｔ，ｉｓｒを流すために電圧形コンバータをスイッチングさせることに対応する。つまり相電流ｉｒｔ，ｉｓｒを流すための電圧形コンバータ用のスイッチ信号の一対が同時にオンする条件が、線電流ｉｒのスイッチ信号となる（例えば非特許文献２参照）。

よって、電流形ゲート論理演算部１６は、以下の演算式を用いて電圧形のスイッチ信号から電流形のスイッチ信号へと変換する。
Srp=Srt・Ssr'，Srn=Srt'・Ssr
Ssp=Ssr・Sts'，Ssn=Ssr'・Sts
Stp=Sts・Srt'，Stn=Sts'・Srt ・・・（１０）
ここで、スイッチ信号Ｓｒｔ，Ｓｓｒ，Ｓｔｓ，及びこれらに対してそれぞれ反転信号となるスイッチ信号Ｓｒｔ'，Ｓｓｒ'，Ｓｔｓ’は、相電流についてのスイッチ信号、つまり電圧形のスイッチ信号（比較器１５の比較結果）である。例えばスイッチ信号Ｓｒｐは線電流ｉｒとして正の電流を出力するために、直流電源線ＨＬと入力端Ｐｒとを接続するスイッチングに対応する。そして上述のように線電流ｉｒが流れることは相電流ｉｒｔ，ｉｓｒが流れることに対応する。線電流ｉｒと正負を揃えれば、スイッチング信号Ｓｒｔは相電流ｉｒｔを正方向に流し、スイッチング信号Ｓｓｒ'は相電流ｉｓｒを負方向に流すことに相当する。

双対性から、電圧形における線間電圧は電流形における線電流に相当する。よって電圧指令の線間電圧（以下「線間電圧指令」）の波形が上記の電流指令の波形となるように、電圧指令の波形を設定すればよい。そして式（９）に基づいて導いた電圧指令は、その線間電圧（線間電圧指令）が電流指令の波形となることを、以下に示す。

図９は、電圧指令Ｖｒ^*、Ｖｓ^*、Ｖｔ^*を用いて算出した線間電圧指令Ｖｒｓ^*、Ｖｓｔ^*，Ｖｔｒ^*を示している。線間電圧指令Ｖｒｓ^*、Ｖｓｔ^*は、例えば位相角θが３０度から９０度の範囲で、
Vrs^*= Vr^*- Vs^*=1-√3tan（φ−π/6）
Vst^*= Vs^*- Vt^*=1+√3tan（φ−π/6） ・・・（１１）
となる。但しφは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。ここではπ／６≦θ≦π／２、φ=θ−π／６である。このように、線間電圧指令は線電流指令Ｉｒ^*，Ｉｓ^*，Ｉｔ^*（図３を参照）とその振幅を除いて一致するので、電圧指令Ｖｒ^*、Ｖｓ^*，Ｖｔ^*をキャリアの振幅で正規化すれば、電流形コンバータのスイッチングに資することができる。

よって、電流指令を用いる態様と同様に入力電流を正弦波状とすることができる。また、本構成にかかる波形は図４と同一となるので、インバータＩＮＶ１で生じさせる零電圧ベクトルが、各入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔに対して均等に作用させることができ、以って、零電圧ベクトルに起因する入力電流の波形の歪みを抑制できる。

なお、上述したように、線間電圧指令は線電流指令Ｉｒ^*，Ｉｓ^*，Ｉｔ^*とその振幅を除いて一致するので、電圧指令Ｖｒ，Ｖｓ、Ｖｔの相間差は、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔの比を決定すると把握できる。

また、ＰＷＭ変調方式としては、三角波状のキャリヤ信号による方式の他に、電圧ベクトルを用いた空間ベクトル変調方式の電力変換装置にも適用できる。

図１０の上側は、空間ベクトル変調方式のＰＷＭ変調における空間ベクトルを示すベクトル図と図７における電圧ベクトルを説明する図である。但し、図７において３０度の平行移動をする前に電圧指令に対するものである。電圧指令このベクトル図に示すように、電圧ベクトルは、８つ状態のうちの６状態（Ｖ１〜Ｖ６）は、０でないベクトルで残りの２状態（Ｖ０，Ｖ７）は０状態である。

この空間ベクトル変調方式では、位相角φが０〜π／３における電圧ベクトルの出力時間τ０,τ４,τ６とし、キャリヤの周期をＴ０、電圧制御率をｋｓとするとき、電圧ベクトルの基本式は、
τ0/T0=1-ks・sin(φ+π/3)
τ4/T0=ks・sin（π/3-φ）
τ６/T0=ks・sinφ ・・・（１２）
で表される。この位相角０〜π／３における電圧指令信号Ｖｒ^*,Ｖｓ^*,Ｖｔ^*は、
Vr^*=1-2(τ0/2T0)＝ks・sin(φ+π/3)
Vs^*= ks・sin(φ+π/3)-2(τ4/2T0)＝√3ks・sin(φ-π/6)
Vt^*=-1+2(τ0/2T0)＝-ks・sin(φ+π/3) ・・・（１３）
で表される。図１０の下側は、図８の線間電圧制御波形に位相角０〜π／３に対応する電圧ベクトルを示している。なお、図１０では電圧制御率ｋsを０.５としている。ここで、位相角φが０〜π／３において電圧指令信号Ｖｓ^*，Ｖｔ^*の中間相電圧Ｖｓ^*＿ｍｉｄは、
Vs_mid^*=Vs^*/Vr^*
=√3ks・sin(φ-π/6)/(ks・sin(φ+π/3)）
=√3tan(φ-π/6) ・・・（１４）
で表される。図１１に示すように、図７の台形波変調波形(相電圧)に位相角０〜π／３
に対応する電圧ベクトルを示している（但し、図１１は３０度平行移動する前の図である）。そして、空間ベクトル変調方式の基本式のτ４／Ｔ０とτ６/Ｔ０は、
τ4/T0=(1-Vr^*)/2=(1-√3tan(φ−π/6))/2
τ6/T0=1-τ6/T0=(1+√3tan(φ−π/6))/2 ・・・（１５）
で表される。この基本式を、図１０中の表で位相角π／３毎に読み替えて、電圧ベクトルの出力時間を決定することによって、ＰＷＭ波形生成を行うことができる。

なお、図１２に示すように、線間電圧指令信号Ｖｓｔ^*は、
Vst^*=√3sin(φ-π/6)/sin(φ+π/3)+1
=1+√3tan(φ-π/6) ・・・（１６）
で表される。

第１の変形例．
第１の実施の形態においては、三角波状のキャリヤを用いていたが、本第１の変形例においては、キャリヤ生成部３２が鋸波状のキャリヤを生成する。図１３は、キャリヤ生成部３２で生成したキャリヤと、各ｒ相、ｔ相、ｓ相を流れる入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔと、直流電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流ｉｄｃと、インバータＩＮＶ１へ与えるスイッチ信号との関係を示している。図１３においては、図３における３０度から９０度の範囲のほぼ１周期分のキャリヤを示している。

キャリヤ生成部３２は、鋸波状の波形を呈し、当該波形の振幅（ここでは１に正規化）を、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔに内分する位置を基準とするキャリヤを生成している。なお、通流比ｄｒｔと通流比ｄｓｔの和は１なので、最小値を基準としたキャリヤを、例えば通流比ｄｒｔだけ振幅方向において負の方向にオフセットしても構わない。

そして、第１の実施の形態と同様に、制御部１は、コンバータＣＮＶ１、インバータＩＮＶ１のスイッチ素子へとスイッチ信号を出力する。但し、鋸波状のキャリヤを用いているので、インバータＩＮＶ１側においては電圧ベクトルＶ０のみならず電圧ベクトルＶ７をも用いている。電圧ベクトルＶ７においても、直流電源線ＬＬによって出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが相互に短絡して零電圧を生じ、この期間において電流ｉｄｃ，ｉｒ，ｉｓ，ｉｔが削られる。

この場合においても、スイッチ素子Ｓｓｐが導通している期間ｔｓ’内において電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が生じる期間ｔｓと、スイッチ素子Ｓｒｐが導通している期間ｔｒ’内において電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が生じる期間ｔｒとの比は、通流比ｄｓｔ，ｄｒｔの比に等しい。よって、期間ｔｓ’と、入力電流ｉｓが削り取られる期間ｔｓとの比は、期間ｔｒ’と、入力電流ｉｒが削り取られる期間ｔｒとの比が互いに等しい。つまり、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐが切り替わる前後での零電圧期間（図１３の期間ｔｒ，ｔｓ参照）が、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐの通流比ｄｒｔ，ｄｓｔとそれぞれ比例している。

よって、入力電流波形の歪みを抑制できる。また、キャリヤの形状を変更することなく、基準を調整するだけなので、容易にキャリヤを生成できる。またコンバータＣＮＶ１、インバータＩＮＶ１において共通のキャリヤを用いることができる。

また、鋸波状のキャリヤを用いているので、キャリヤ生成、変調処理が簡素化できソフトウェア化により適した構成である。但し、零電圧ベクトルとしてＶ０、Ｖ７双方の電圧ベクトルを用いる必要があり、インバータＩＮＶ１側は二相変調から三相変調と損失面で不利となる。また、一般的に知られているように、キャリヤによる電圧スペクトルの主要成分が三角波２ｆに対して、鋸波はｆと騒音面についても劣るものとなる。

なお、電圧形指令に基づく態様（図６を参照）であっても同様に鋸波状のキャリヤを用いてもよい。

第２の変形例．
第１の実施の形態及び第１の変形例においては、コンバータＣＮＶ１、インバータＩＮＶ１において共通のキャリヤを用いていたが、必ずしもこれに限らない。

図１４は、キャリヤ生成部３２で生成したキャリヤと、各ｒ相、ｔ相、ｓ相を流れる入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔと、直流電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流ｉｄｃと、インバータＩＮＶ１へ与えるスイッチ信号との関係を示している。

キャリヤ生成部３２は、時間に対して傾斜が一定である波形を呈し、波形の値の最小値を基準とする第１のキャリヤと、当該波形の振幅を通流比に内分する位置を基準とする第２のキャリヤを生成する。なお、生成した第１のキャリヤをオフセットして第２のキャリヤを生成してもよい。

そして、スイッチ信号生成部１２は、第１のキャリヤと通流比との比較により、コンバータ側のスイッチ信号を出力する。例えば、相電圧の絶対値が最大となる最小相ｔ相についてスイッチ素子Ｓｔｎを常に導通させる（図１４の入力電流ｉｔを参照）。その他の相の一方であるｒ相については、キャリヤと通流比ｄｒｔとの比較により、キャリヤの値が通流比ｄｒｔ以下である期間でスイッチ素子Ｓｒｐを導通させる（図１４の入力電流ｉｒを参照）。その他の相の他方であるｓ相については、キャリヤの値が通流比ｄｒｔ以上である期間でスイッチ素子Ｓｓｐを導通させる（図１４の入力電流ｉｓを参照）。

この場合であっても、図４に示す入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔと同一の入力電流が流れるので、第１の実施の形態と同一の効果を奏する。

なお、コンバータＣＮＶ１側において第１のキャリヤを用いているが、インバータＩＮＶ１側において第１のキャリヤを用いてもよい。この場合、第１補正部２２と、第２補正部２３のそれぞれの出力結果に通流比（例えばｄｒｔ）を加算（オフセット）すればよい。

なお、電圧形指令に基づく態様（図６を参照）であっても、コンバータＣＮＶ１側において、第３補正部１４を除いて、比較器１５が第１のキャリヤと電圧指令とを比較してもよい。また、インバータＩＮＶ１側において第１のキャリヤを用いてもよい。この場合、第１補正部２２と、第２補正部２３のそれぞれの出力結果に通流比（例えばｄｒｔ）を加算（オフセット）すればよい。

第２の実施の形態．
図１５は、第２の実施の形態に係る電力変換装置の概念的な一例を示す構成図である。本電力変換装置は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと、直接形変換部ＭＣＶ１と、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗとを備えている。

直接形変換部ＭＣＶ１は、スイッチ素子Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｔ，Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔ，Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔを備えている。３つのスイッチ素子Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｔは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と出力端Ｐｕとの間に接続されている。３つのスイッチ素子Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と出力端Ｐｖとの間に接続されている。３つのスイッチ素子Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と出力端Ｐｗとの間に接続されている。

これらのスイッチ素子は後述する制御部１０によって制御され、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから入力される三相交流入力電圧の振幅、周期の少なくとも何れかを変換して三相交流出力電圧として出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。

図１６は、制御部１０の概念的な一例を示す構成図である。制御部１０は、図２に示す制御部１と比較して、ゲート論理合成部３３を更に備えている。電流指令生成部１１、スイッチ信号生成部１２、２相指令検出部３１、キャリヤ生成部３２、出力電圧指令生成部２１、第１補正部２２、第２補正部２３、比較器２４，２５、論理和部２６については第１の実施の形態（第１，第２の変形例を含む）と同一である。

直接形変換部ＭＣＶ１の制御については、図１に示すコンバータＣＮＶ１、インバータＩＮＶ１と同様な構成の仮想コンバータＣＮＶ１及び仮想インバータＩＮＶ１を直接形変換部ＭＣＶ１内に想定し、これらの仮想コンバータＣＮＶ１及び仮想インバータＩＮＶ１に対するスイッチ信号をゲート論理合成部３３により合成して直接形変換部ＭＣＶ１を制御する。

より具体的には、ゲート論理合成部３３は、スイッチ信号生成部１２からのスイッチ信号及び論理和部２６からのスイッチ信号を次の式により行列変換して、直接形変換部ＭＣＶ１のスイッチ信号として出力する。

この場合、例えば二つの入力端に接続された仮想スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐは第１値（例えば通流比ｄｒｔ）と第２値（例えば通流比ｄｓｔ）をそれぞれの通流比（デューティ）としてスイッチングする。またキャリヤはその振幅が第１値と第２値とで内分された点を基準とし、仮想出力電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*にそれぞれ第１値と第２値を乗じた値を採るタイミングで仮想インバータＩＮＶ１の例えば仮想スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐを切り換える。他方、仮想コンバータＣＮＶ１の例えば仮想スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐはキャリヤの波形が当該基準となるタイミングで切り替わる。よって仮想コンバータＣＮＶ１の仮想スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐが切り替わるタイミングでは、仮想インバータＩＮＶ１の仮想スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが非導通となり、直流電源線ＬＨ，ＬＬに電流が流れない状況で仮想コンバータＣＮＶ１側を転流させることができる。

しかも、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐが切り替わる前後で、仮想インバータＩＮＶ１の仮想スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが非導通となる期間（零電圧期間）は、仮想コンバータＣＮＶ１の仮想スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐの通流比と比例する。

よって、仮想インバータＩＮＶ１に入力電流を流さないで仮想コンバータＣＮＶ１の転流を行う際に、仮想コンバータＣＮＶ１における零電圧の期間が３の入力端に対して均等に作用する。従って、３つの出力端に生じる零電圧に起因して生じる入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにおける電流の歪みを抑制することができる。

そして、仮想インバータＩＮＶ１についてのスイッチ信号及び仮想コンバータＣＮＶ１についてのスイッチ信号に基づいて直接形変換部ＭＣＶ１へとスイッチ信号を出力しているので、本電力変換装置においても３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに生じる零電圧に起因して生じる入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにおける電流の歪みを抑制することができる。

なお、制御部１０は、図６に示す制御部１において、電流形ゲート論理演算部１６と論理和部２６との間にゲート論理合成部３３を設けた態様でもよい。

第１の実施の形態に係る電力変換装置の概念的な一例を示す構成図である。 第１の実施の形態に係る制御部の概念的な一例を示す構成図である。 相電圧と、通流比を示す図である。 キャリヤと、入力電流と、直流電源線に流れる電流と、インバータに与えるスイッチ信号とを示す図である。 キャリヤと、入力電流と、直流電源線に流れる電流と、インバータに与えるスイッチ信号とを示す図である。 制御部の概念的な他の一例を示す構成図である。 相電圧と、電圧指令とを示す図である。 相電圧と、電圧指令とを示す図である。 相電圧と、線間電圧指令とを示す図である。 空間ベクトル変調について説明するための図である。 空間ベクトル変調における台形波変調波形（相電圧）を示す図である。 空間ベクトル変調における台形波変調波形（線間電圧）を示す図である。 キャリヤと、入力電流と、直流電源線に流れる電流と、インバータに与えるスイッチ信号とを示す図である。 キャリヤと、入力電流と、直流電源線に流れる電流と、インバータに与えるスイッチ信号とを示す図である。 第２の実施の形態に係る電力変換装置の概念的な一例を示す構成図である。 第２の実施の形態に係る制御部の概念的な一例を示す構成図である。

符号の説明

１，１０ 制御部
キャリヤ生成部 ３２
ＣＮＶ１ コンバータ
ＩＮＶ１ インバータ
Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ，Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｗ，Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔ，Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔ スイッチ素子

Claims (8)

1. それぞれ三相交流の相電圧が入力される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、
   ３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
   第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、
   前記入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを含む第１スイッチ素子群を有するコンバータ（ＣＮＶ１）と、
   前記出力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを含む第２スイッチ素子群を有するインバータ（ＩＮＶ１）と、
   時間に対して傾斜の絶対値が一定である波形を呈し、前記波形の振幅を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）とに内分する値を基準とするキャリヤを生成するキャリヤ生成部（３２）と、
   前記キャリヤが前記基準を採るタイミングで前記コンバータの転流を行うコンバータ用ゲート信号発生部（１１〜１６）と、
   前記基準から前記キャリヤの最大値までの間が第３値（Ｖｕ^*）と第４値（１−Ｖｕ^*）との比で内分される値を第１指令値（ｄｓｔ・Ｖｕ^*）とし、前記キャリヤの最小値から前記基準までの間が前記第３値と前記第４値との比で内分される値を第２指令値（−ｄｒｔ・Ｖｕ^*）とし、前記キャリヤが前記第１指令値および前記第２指令値を採る間の期間において、前記インバータのスイッチング態様として零電圧ベクトルを採用させるインバータ用ゲート信号発生部（２１〜２６）と
   を備える電力変換装置。
2. 前記コンバータ用ゲート信号生成部は、台形波状の前記第１値と前記第２値の比を決定する電流指令と、前記キャリヤとを比較して前記コンバータの転流を行い、
   前記電流指令の傾斜領域は、
   |ｄｓ^*|＝（１＋√３tan（φ−π／６））/２
   |ｄｔ^*|＝（１−√３tan（φ−π／６））/２
   （ただし、ｄｓ^*，ｄｔ^*は線電流通流比、位相角φは０≦φ≦π／３、なお、φは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。）
   で表される、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記コンバータ用ゲート信号生成部は、前記第１値と前記第２値の比を決定する台形波状の電圧指令と前記キャリヤとを比較して得られた電圧形のスイッチ信号を電流形のスイッチ信号に変換して前記コンバータへと与えて、前記コンバータの転流を行い、
   前記電圧指令の傾斜領域は、
   √３tan（φ−π／６）
   （ただし、位相角φはπ／６≦θ≦π／２）
   −√３tan（φ−π／６）
   （ただし、位相角φは７π／６≦θ≦３π／２、なお、φは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。）
   で表される、請求項１に記載の電力変換装置。
4. それぞれ相電圧が入力される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、
   ３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
   前記３つの入力端の各々と、第１の前記出力端との間に設けられた３つのスイッチ素子（Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｔ）と、前記３つの入力端の各々と、第２の前記出力端との間に設けられた３つのスイッチ素子（Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔ）と、前記３つの入力端の各々と、第３の前記出力端との間に設けられた３つのスイッチ素子（Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔ）とを有する直接形変換器と、
   時間に対して傾斜の絶対値が一定である波形を呈し、前記波形の振幅を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）とに内分する値を基準とするキャリヤを生成するキャリヤ生成部（３２）と、
   第１スイッチ信号及び第２スイッチ信号を行列変換して算出した第３スイッチ信号を前記スイッチ素子へと出力する制御部（１１〜１４，２１〜２６，３３）と
   を備え、
   前記制御部は、
   第１及び第２の仮想直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記入力端の各々と前記第１の仮想直流電源線との間に接続された３つの仮想スイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力端の各々と前記第２の仮想直流電源線との間に接続された３つの仮想スイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを有する仮想コンバータ（ＣＮＶ１）と、前記出力端の各々と前記第１の仮想直流電源線との間に接続された３つの仮想スイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つの仮想スイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを有する仮想インバータ（ＩＮＶ１）と、を想定し、
   前記第１スイッチ信号は、
   前記キャリヤが前記基準を採るタイミングで前記仮想コンバータの転流を行わせる信号であり、
   前記第２スイッチ信号は、
   前記基準から前記キャリヤの最大値までの間が第３値（Ｖｕ^*）と第４値（１−Ｖｕ^*）との比で内分される値を第１指令値（ｄｓｔ・Ｖｕ^*）とし、前記キャリヤの最小値から前記基準までの間が前記第３値と前記第４値との比で内分される値を第２指令値（−ｄｒｔ・Ｖｕ^*）とし、前記キャリヤが第１指令値および第２指令値を採る間の期間において、前記仮想インバータのスイッチング態様として零電圧ベクトルを採用させる信号である、電力変換装置。
5. 前記第１スイッチ信号は、前記第１値と前記第２値の比を決定する台形波状の電流指令と、前記キャリヤとを比較して生成され、
   前記電流指令の傾斜領域は、
   |ｄｓ^*|＝（１＋√３tan（φ−π／６））/２
   |ｄｔ^*|＝（１−√３tan（φ−π／６）/２
   （ただし、ｄｓ^*，ｄｔ^*は線電流通流比、位相角φは０≦φ≦π／３、なお、φは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。）
   で表される、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記第１スイッチ信号は、前記第１値と前記第２値の比を決定する台形波状の電圧指令と前記キャリヤとを比較して得られた電圧形の第３スイッチ信号を電流形の第４スイッチ信号に変換して生成され、
   前記電圧指令の傾斜領域は、
   √３tan（φ−π／６）
   （ただし、位相角φはπ／６≦θ≦π／２）
   −√３tan（φ−π／６）
   （ただし、位相角φは７π／６≦θ≦３π／２、なお、φは指令信号位相θの一周期を６つに等分した領域中の位相を示す。）
   で表される、請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記キャリヤは三角波状のキャリヤである、請求項１乃至６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
8. 前記キャリヤは鋸波状のキャリヤである、請求項１乃至６のいずれか一つに記載の電力変換装置。

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