JP5239234B2 - 電力変換装置および電力変換方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御などに使用される電力変換装置および電力変換方法に関する。

従来の電力変換装置は、スイッチの開閉によって発生する電磁ノイズを低減するために、ＰＭＷ(Pulse-Width Modulation)制御における搬送波周波数を離散的かつ正弦波状に変化させている。これにより、電磁ノイズを広周波数帯域で拡散させることで、電磁ノイズを低減している。
特開平７−９９７９５号公報

しかしながら、電磁ノイズのエネルギの総和は、拡散させてもさせなくても変化しないため、従来技術のように搬送波周波数を一定の周期で離散的に変化させるだけでは、電磁ノイズを所定値より低下させることができないといった問題があった。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、電磁ノイズを所定値より低減することを目的とする。

上記目的達成のため、本発明に係る電力変換装置は、所定値よりも電磁ノイズを低減したい目標周波数を設定し、設定された目標周波数から特定周波数を算出し、特定周波数と搬送波の周波数の高調波成分が一致するように搬送波の周波数を上限値と下限値の間で時間変化させることを特徴する。

本発明によれば、目標周波数に電磁ノイズが集中しないように搬送波の周波数を上限値と下限値の間で時間変化させるので、電磁ノイズが集中しない目標周波数と電磁ノイズが集中する帯域とを制御することができ、目標周波数に発生する電磁ノイズを所定値よりも低減することができる。

本発明に係る電力変換装置として、直流電源の出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状の交流電力をモータに供給するインバータ回路を備える電力変換装置を例として説明する。以下に、本発明の第１乃至第５の実施形態に係る電力変換装置について、図１乃至図２２を参照して説明する。

（第１の実施形態）
本発明に係る第１の実施形態となる電力変換装置を、図１〜７を参照して説明する。

（電力変換装置の構成）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータシステム１００の構成を説明する図である。第１の実施形態に係る電力変換装置であるインバータシステム１００は、インバータ回路２、モータ３、電流検出部４および制御装置１０からなる。また、制御装置１０は、指令値出力手段である電流指令発生部５、周波数変化手段である搬送波周波数変化部６、電流制御部７、制御信号生成手段であるＰＷＭ発生部８、搬送波出力手段である搬送波信号発生部９および周波数設定手段である目標周波数設定部１１を備えている。

ここで、電流制御部７は、電流指令発生部５からの電流指令値と電流検出部４からの電流検出値を演算し、電圧指令値をＰＷＭ発生部８に出力する。また、搬送波周波数変化部６は、搬送波信号発生部９から出力される搬送波信号であるキャリア信号（後述する図４参照）の周波数（以下、キャリア周波数とする。）ｆを時間変化させる。搬送波信号発生部９は、キャリア周波数ｆを有する三角波状のキャリア信号を発生させて、上記キャリア信号をＰＷＭ発生部８に出力する。ＰＷＭ発生部８は、電流制御部７からの電圧指令値と上記キャリア信号に基づいてＰＷＭ比較して、制御信号であるＯＮ、ＯＦＦ信号をインバータ回路２へ出力する。インバータ回路２は、ＰＷＭ発生部８から出力されたＯＮ、ＯＦＦ信号（ＰＷＭパターン）に基づいて、インバータ回路２に内蔵された出力手段であるスイッチング素子２３（後述する図５参照）をオン／オフ動作することで、モータ３へ電力を供給している。

図２は、図１に示す電流制御部７を説明する図である。電流制御部７は、電流指令発生部５からの電流指令値と電流検出部４からの電流検出値の偏差を演算する演算部７１と、演算部７１の演算結果を比例制御（Ｐ制御）して、電圧指令値をＰＷＭ発生部８に出力する比例制御部７２とを備えている。また、電流検出部４は、座標変換器４１と電流検出器４２を備えている。電流検出器４２は、インバータ回路２からモータ３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出する３個の電流センサ４２ａ、４２ｂ、４２ｃ（後述する図５参照）からなる。座標変換器４１は、検出された上記電流値をｄ軸座標、ｑ軸座標の電流値（電流検出値）に変換する。すなわち、電流検出値は三相／二相の座標変換された電流値である。変換後、電流制御部７の演算部７１に電流検出値を出力する。

図３は、図１に示すＰＷＭ発生部８を説明する図である。ＰＷＭ発生部８は、電流制御部７から出力された電圧指令値をｄ軸座標、ｑ軸座標の値からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の値に、二相／三相の座標変換を行う座標変換部８１と、当該座標変換された値（電圧指令値）と搬送波信号発生部９からのキャリア信号とを比較する比較器８２を備えている。そして、比較器８２は、上記電圧指令値とキャリア信号の大小関係に応じて、インバータ回路２へＯＮ、ＯＦＦ信号を出力する。なお、ＯＮ、ＯＦＦ信号の周波数はキャリア周波数ｆと等しくなる。

図４は、図１に示す搬送波信号発生部９から出力されるキャリア信号を説明する図である。キャリア信号は三角波であり、キャリア周波数ｆが一定の場合、ピークとピークの間隔は一定である（波線）。また、キャリア周波数ｆを時間変化させたものを実線で示す。

図５は、図１に示すインバータ回路２を説明する図である。インバータ回路２は、電池２１、コンデンサ２２および６個のスイッチング素子２３を備えている。６個のスイッチング素子２３はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子により構成されている。電流検出部４は、インバータ回路２からモータ３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出する電流センサ４２ａ、４２ｂ、４２ｃからなる電流検出器４２と、電流検出器４２で検出された電流値を座標変換する座標変換器４１から構成されている。また、６個のスイッチング素子２３は、比較器８２のＯＮ、ＯＦＦ信号に従って、電池２１およびコンデンサ２２からなる直流電源の正極または負極を選択し、選択した電極とモータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電極とを導電し、モータ３へ電力を供給する。

（キャリア周波数の値について）
図６は、図１に示す搬送波周波数変化部６によって変化したキャリア周波数ｆの時間変化を説明する図である。図６に示すように、搬送波周波数変化部６はキャリア周波数ｆをデジタル制御で時間変化させていることから、キャリア周波数ｆの各値を離散的な値しか用いることができない。また、図６のように、キャリア周波数ｆの設定可能な上限値（以下、上限値とする。）ｆｍａｘおよびキャリア周波数ｆの設定可能な下限値（以下、下限値とする。）ｆｍｉｎが設定されていることが多い。そのため、キャリア周波数ｆを下限値ｆｍｉｎ、・・、上限値ｆｍａｘで時間変化させただけでは、所定値よりも、所望の周波数帯域におけるノイズレベルを低減することができない。すなわち、キャリア周波数ｆの下限値ｆｍｉｎ〜上限値ｆｍａｘにおける、所望の周波数帯域を含むｎ（ｎ：１、２、・・）次高調波の周波数帯域ｎ×ｆｍｉｎ〜ｎ×ｆｍａｘで、スイッチング素子２３の開閉によって発生するＥＭＩノイズを均一に拡散させた場合のノイズレベルよりも、所望の周波数帯域におけるノイズレベルを低減することができない。なお、上限値ｆｍａｘおよび下限値ｆｍｉｎは、スイッチング素子２３や装置によって決まる。

そこで、第１の実施形態に係るインバータシステム１００では、キャリア周波数ｆの各値ｆｎｑ（ｎｑ：自然数、ｑ：１、２、・・、ｒ）におけるｎｑ次高調波の周波数ｎｑ×ｆｎｑが、所定値よりもノイズレベルを低減させたい所望の周波数（以下、目標周波数とする。）ｆｔに後述する所定値ｐを加算した値（以下、特定周波数とする。）ｆｓと一致するように、特定周波数ｆｓを自然数ｎｑで除算し、除算した値の中から下限値ｆｍｉｎ〜上限値ｆｍａｘの範囲に含まれる値を、キャリア周波数ｆの各値ｆｎｑとしている。これにより、キャリア周波数ｆの各値ｆｎｑにおけるｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｎｑに発生するノイズスペクトルが、所望の目標周波数ｆｔに現れないので、キャリア周波数ｆの各値ｆｎｑの最小値ｆａ〜最大値ｆｄにおける、所望の目標周波数ｆｔを含むｎ次高調波の周波数帯域ｎ×ｆａ〜ｎ×ｆｄで、スイッチング素子２３の開閉によって発生するＥＭＩノイズを均一に拡散させた場合のノイズレベルよりも、所望の目標周波数ｆｔを含む周波数帯域におけるノイズレベルを低減させている。

具体的に説明すると、まず、目標周波数設定部１１が所望の目標周波数ｆｔを設定する。更に、目標周波数設定部１１は、目標周波数ｆｔに所定値ｐ（０＜ｐ＜ｆｍｉｎ）を加算して、特定周波数ｆｓを算出する。次に、特定周波数ｆｓを自然数ｎｑで除算する。除算された値の中から下限値ｆｍｉｎ〜上限値ｆｍａｘの範囲に含まれている値をキャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、ｆｎ２、ｆｎ３、ｆｎ４およびｆｎ５とする。搬送波周波数変化部６は、キャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、ｆｎ２、ｆｎ３、ｆｎ４およびｆｎ５に基づいて、キャリア周波数ｆを時間変化させる。これから、キャリア周波数ｆの各値ｆｎｑのｎｑ次高調波の周波数ｎｑ×ｆｎｑ、すなわち、ｎ１次高調波の周波数ｎ１×ｆｎ１、・・、ｎ５次高調波の周波数ｎ５×ｆｎ５は特定周波数ｆｓとなる。よって、ｎ１次高調波の周波数ｎ１×ｆｎ１に発生するノイズスペクトル、・・、ｎ５次高調波の周波数ｎ５×ｆｎ５に発生するノイズスペクトルは、特定周波数ｆｓで重畳することになる。

図７は、図６に示すキャリア周波数ｆの時間変化により発生する高調波スペクトルを説明する図である。図７（ａ）はキャリア周波数ｆの値ｆｎ１のｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｎ１に発生するノイズスペクトルを、図７（ｂ）はキャリア周波数ｆの値ｆｎ２のｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｎ２に発生するノイズスペクトルを、図７（ｃ）はキャリア周波数ｆの値ｆｎ３のｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｎ３に発生するノイズスペクトルを、図７（ｄ）はキャリア周波数ｆの値ｆｎ４のｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｎ４に発生するノイズスペクトルを、図７（ｅ）はキャリア周波数ｆの値ｆｎ５のｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｎ５に発生するノイズスペクトルを示している。更に、図７（ｆ）はキャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、ｆｎ２、ｆｎ３、ｆｎ４およびｆｎ５のｎ次高調波の周波数に発生するノイズスペクトルを重ねたスペクトルを、図７（ｇ）は図７（ｆ）に示したスペクトルを時間平均したものを示している。

図７に示すように、キャリア周波数ｆの値ｆｎ１のｎ１次高調波の周波数ｎ１×ｆｎ１、・・、キャリア周波数ｆの値ｆｎ５のｎ５次高調波の周波数ｎ５×ｆｎ５は、特定周波数ｆｓに等しいので、ｎ１次高調波の周波数ｎ１×ｆｎ１に発生するノイズスペクトル、・・、ｎ５次高調波の周波数ｎ５×ｆｎ５に発生するノイズスペクトルは、特定周波数ｆｓで重畳している。そして、キャリア周波数ｆの値ｆｎｑの（ｎｑ−１）次高調波の周波数（ｎｑ−１）×ｆｎｑ超過、ｎｑ次高調波の周波数ｎｑ×ｆｎｑ未満の周波数帯域にノイズスペクトルは発生しない。同様に、キャリア周波数ｆの値ｆｎｑのｎｑ次高調波の周波数ｎｑ×ｆｎｑ超過、（ｎｑ＋１）次高調波の周波数（ｎｑ＋１）×ｆｎｑ未満の周波数帯域にもノイズスペクトルは発生しない。これから、図７（ｆ）に示すように、キャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５のｎ次高調波の周波数に発生するノイズスペクトルを重ねた場合でも、キャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５の中で最小値ｆａであるｆｎ１の（ｎ１−１）次高調波の周波数（ｎ１−１）×ｆｎ１超過、ｎ１次高調波の周波数ｎ１×ｆｎ１未満の周波数帯域にノイズスペクトルは発生していない。これから、図７（ｇ）に示すように時間平均しても、（ｎ１−１）次高調波の周波数（ｎ１−１）×ｆｎ１超過、ｎ１次高調波の周波数ｎ１×ｆｎ１未満の周波数帯域にノイズスペクトルは現れない。よって、（ｎ１−１）次高調波の周波数（ｎ１−１）×ｆｎ１超過、ｎ１次高調波の周波数ｎ１×ｆｎ１未満の周波数帯域のノイズレベルは、キャリア周波数ｆの値ｆｎ１〜ｆｎ５における、（ｎ１−１）×ｆｎ１超過、ｎ１×ｆｎ１未満の周波数帯域を含むｎ次高調波の周波数帯域ｎ×ｆｎ１〜ｎ×ｆｎ５で均一に拡散させた場合のノイズレベルよりも低減する。すなわち、（ｎ１−１）×ｆｎ１超過、ｎ１×ｆｎ１未満の周波数帯域に、目標周波数ｆｔが含まれるように、キャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５を算出することで、目標周波数ｆｔのノイズレベルを低減できることを示している。

また、同様に、キャリア周波数ｆの値ｆｎ１のｎ１次高調波の周波数ｎ１×ｆｎ１超過、（ｎ１＋１）次高調波の周波数（ｎ１＋１）×ｆｎ１未満の周波数帯域にもノイズスペクトルは発生しないことから、時間平均してもノイズスペクトルは現れない。よって、ｎ１次高調波の周波数ｎ１×ｆｎ１超過、（ｎ１＋１）次高調波の周波数（ｎ１＋１）×ｆｎ１未満の周波数帯域のノイズレベルは、キャリア周波数ｆの値ｆｎ１〜ｆｎ５における、ｎ１×ｆｎ１超過、（ｎ１＋１）×ｆｎ１未満の周波数帯域を含むｎ次高調波の周波数帯域ｎ×ｆｎ１〜ｎ×ｆｎ５で均一に拡散させた場合のノイズレベルよりも低減する。すなわち、ｎ１×ｆｎ１超過、（ｎ１＋１）×ｆｎ１未満の周波数帯域に、目標周波数ｆｔが含まれるように、所定値ｐをｆｍｉｎ＜ｐ＜２ｆｍｉｎとして、キャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５を算出することで、目標周波数ｆｔのノイズレベルを低減できることも示している。

以上より、第１の実施形態に係るインバータシステム１００では、キャリア周波数ｆの各値ｆｎｑにおけるｎｑ次高調波の周波数ｎｑ×ｆｎｑ、すなわち、ｎ１次高調波の周波数ｎ１×ｆｎ１、・・、ｎ５次高調波の周波数ｎ５×ｆｎ５が、特定周波数ｆｓと一致するように、特定周波数ｆｓを自然数ｎｑで除算して、除算した値の中から下限値ｆｍｉｎ〜上限値ｆｍａｘの範囲に含まれている値を、キャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５としている。これにより、キャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５におけるｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｎｑに発生するノイズスペクトルが、所望の目標周波数ｆｔを含む（ｎ１−１）×ｆｎ１超過、ｎ１×ｆｎ１未満の周波数帯域に現れない。よって、目標周波数ｆｔに電磁ノイズが集中しないようにキャリア周波数ｆを変化させるので、電磁ノイズが集中しない目標周波数ｆｔと電磁ノイズが集中する帯域とを制御することができ、目標周波数ｆｔに発生する電磁ノイズを所定値よりも低減することができる。すなわち、キャリア周波数ｆの値ｆｎ１〜ｆｎ５における、（ｎ１−１）×ｆｎ１超過、ｎ１×ｆｎ１未満の周波数帯域を含むｎ次高調波の周波数帯域ｎ×ｆｎ１〜ｎ×ｆｎ５で、スイッチング素子２３の開閉によって発生するＥＭＩノイズを均一に拡散させた場合のノイズレベルよりも、目標周波数ｆｔに発生するノイズレベルを低減することができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係るインバータシステム２００について、第１の実施形態に係るインバータシステム１００と異なる点を中心に図８乃至図９を参照して説明する。また、第２の実施形態に係るインバータシステム２００について、第１の実施形態に係るインバータシステム１００と同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。なお、第２の実施形態に係るインバータシステム２００の構成は、第１の実施形態に係るインバータシステム１００とほとんど同じである。第２の実施形態に係るインバータシステム２００が、第１の実施形態と相違する点は、制御装置２０が、目標周波数設定部１１の代わりに受信チャンネル周波数検出部２４を備えていることだけである。

図８は、本発明の第２の実施形態に係るインバータシステム２００の構成を説明する図である。図８に示す電力変換装置であるインバータシステム２００は、受信チャンネル周波数検出手段を含む周波数設定手段である受信チャンネル周波数検出部２４を含む制御装置２０を備えている。受信チャンネル周波数検出部２４は、インバータシステム２００の付近に設置されたラジオ等の受信機９０で受信している受信チャンネルの周波数を検出し、検出した当該周波数を目標周波数ｆｔとしている。更に、受信チャンネル周波数検出部２４は、目標周波数ｆｔに基づいて、第１の実施形態と同様に、キャリア周波数ｆの各値ｆｎｑを算出している。

具体的に説明すると、例えば、インバータシステム２００の付近に設置された受信機９０で日本放送を聞いている場合、受信チャンネル周波数検出部２４は受信機９０の受信チャンネルをシークし、電界強度が強い箇所を検出する。そして、検出した当該周波数を目標周波数ｆｔとする。日本放送の周波数は１２４２ｋＨｚであることから、目標周波数ｆｔは１２４２ｋＨｚとなる。また、上限値ｆｍａｘ＝２５ｋＨｚ、下限値ｆｍｉｎ＝２０ｋＨｚ、所定値ｐ＝１１．２５ｋＨｚとすると、特定周波数ｆｓは、
ｆｓ＝ｆｔ＋１１．２５ｋＨｚ＝１２５３．２５ｋＨｚ
となる。次に、受信チャンネル周波数検出部２４は、上記の特定周波数ｆｓを自然数ｎｑで除算して、除算した値の中から下限値２０ｋＨｚ〜上限値２５ｋＨｚの範囲に含まれている値を、キャリア周波数ｆの各値ｆｎｑとする。そこで、第２の実施形態では、自然数ｎｑとして、ｎｑ＝５１、５２、５４、５５、５７、６２を使用している。これから、キャリア周波数ｆの各値ｆｎｑは、
ｆｎ５１＝１２５３．２５ｋＨｚ／５１＝２４．５７４ｋＨｚ
ｆｎ５２＝１２５３．２５ｋＨｚ／５２＝２４．１０１ｋＨｚ
ｆｎ５４＝１２５３．２５ｋＨｚ／５４＝２３．２０８ｋＨｚ
ｆｎ５５＝１２５３．２５ｋＨｚ／５５＝２２．７８６ｋＨｚ
ｆｎ５７＝１２５３．２５ｋＨｚ／５７＝２１．９８７ｋＨｚ
ｆｎ６２＝１２５３．２５ｋＨｚ／６２＝２０．２１４ｋＨｚ
となる。これより、上記算出した各値ｆｎ５１、・・、ｆｎ６２は、下限値２０ｋＨｚ〜上限値２５ｋＨｚの範囲に含まれている。搬送波周波数変化部６は、上記算出した各値ｆｎ５１、・・、ｆｎ６２を用いて、キャリア周波数ｆを時間変化させる。

図９は、図８に示す搬送波周波数変化部６によって変化したキャリア周波数ｆの時間変化と高調波スペクトルを説明する図である。図９（ａ）は上記算出された各値ｆｎ５１、・・、ｆｎ６２で変化したキャリア周波数ｆの時間変化を、図９（ｂ）は図９（ａ）で示すキャリア周波数ｆの時間変化により発生する高調波スペクトルを示している。ここで、日本におけるＡＭラジオ受信機のチャンネル帯域は、だいたい受信チャンネルの周波数±６ｋＨｚである。これから、チャンネル帯域は、目標周波数ｆｔ±６ｋＨｚとなる。よって、図９（ｂ）に示すように、キャリア周波数ｆの各値ｆｎ５１、・・、ｆｎ６２の中で最小値ｆａであるｆｎ６２の６１次高調波の周波数６１×ｆｎ６２超過、６２次高調波の周波数６２×ｆｎ６２＝特定周波数ｆｓ未満の周波数帯域にノイズスペクトルは発生しないことから、第１の実施形態と同様に、目標周波数ｆｔを含むチャンネル帯域におけるノイズレベルを低減することができる。

また、インバータシステム２００の付近に設置された受信機９０で聞いている放送を、別の放送局のものに変更した場合でも、受信チャンネル周波数検出部２４は受信機９０の受信チャンネルの周波数を的確に検出し、検出した当該周波数を目標周波数ｆｔとすることから、受信チャンネルの周波数の変化に応じて、特定周波数ｆｓを変化させることができるので、受信チャンネルのチャンネル帯域におけるノイズレベルを確実に低減することができる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係るインバータシステム３００について、第１の実施形態に係るインバータシステム１００と異なる点を中心に図１０乃至図１２を参照して説明する。また、第３の実施形態に係るインバータシステム３００について、第１の実施形態に係るインバータシステム１００と同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。なお、第３の実施形態に係るインバータシステム３００の構成は、第１の実施形態に係るインバータシステム１００とほとんど同じである。第３の実施形態に係るインバータシステム３００が、第１の実施形態と相違する点は、制御装置３０が、目標周波数設定部１１および搬送波周波数変化部６の代わりに、周波数マップ３１および搬送波周波数変化部３２を備えていることだけである。

図１０は本発明の第３の実施形態に係るインバータシステム３００の構成を説明する図、図１１は図１０に示す周波数マップ３１を説明する図である。図１０に示す電力変換装置であるインバータシステム３００は、周波数マップ３１および周波数変化手段および周波数設定手段である搬送波周波数変化部３２を含む制御装置３０を備えている。ここで、第３の実施形態では、インバータシステム３００の付近にラジオ等の受信機９０が設置されている。周波数マップ３１は、受信機９０の受信チャンネルの周波数（以下、チャンネル周波数とする。）ｆｔ１、・・、ｆｔＮを目標周波数ｆｔとして予め算出したキャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５をカウンタ１、・・、８に対応付けて格納したデータを、受信機９０のチャンネル１、・・、Ｎ毎に格納したデータベースである。ここで、カウンタ１、・・、８は、キャリア周波数ｆの離散的な時間変化の１周期を示している。搬送波周波数変化部３２は、ユーザーの受信機９０の受信チャンネルの設定に応じて、周波数マップ３１に格納された受信機９０のチャンネル１、・・、Ｎに対応したキャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５をカウンタ１、・・、８の順に読み込み、第１の実施形態と同様に、キャリア周波数ｆを離散的かつ周期的に時間変化させている。よって、第３の実施形態に係るインバータシステム３００も、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。

図１２は、図１１に示す周波数マップ３１のキャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５で変化したキャリア周波数ｆの時間変化を説明する図である。図１２に示すように、搬送波周波数変化部３２は、周波数マップ３１のカウンタ１、・・、８の順にキャリア周波数ｆを変化させている。また、キャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５は、下限値ｆｍｉｎ〜上限値ｆｍａｘの範囲に含まれている。これから、予め周波数マップ３１を作成しておくことで、インバータシステム３００の付近に設置された受信機９０で聞いている放送を、ユーザーが別の放送局に変更した場合でも、ユーザーの受信機９０の受信チャンネルの設定に応じて、周波数マップ３１に格納された受信機９０のチャンネル１、・・、Ｎに対応したキャリア周波数ｆの各値ｆｎ１、・・、ｆｎ５を用いて、キャリア周波数ｆを離散的かつ周期的に時間変化させることができるので、受信チャンネルのチャンネル帯域におけるノイズレベルを確実に低減することができる。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態に係るインバータシステム４００について、第１の実施形態に係るインバータシステム１００と異なる点を中心に図１３乃至図１６を参照して説明する。また、第４の実施形態に係るインバータシステム４００について、第１の実施形態に係るインバータシステム１００と同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。なお、第４の実施形態に係るインバータシステム４００の構成は、第１の実施形態に係るインバータシステム１００とほとんど同じである。第４の実施形態に係るインバータシステム４００が、第１の実施形態と相違する点は、制御装置４０内の搬送波周波数変化部４３が異なっていることだけである。

図１３は本発明の第４の実施形態に係るインバータシステム４００の構成を説明する図である。図１３に示すように、第４の実施形態では、電力変換装置であるインバータシステム４００の付近にラジオ等の受信機９０が設置されている。周波数変化手段および周波数設定手段である搬送波周波数変化部４３は、受信機９０のチャンネル周波数ｆｃｈに基づいて、目標周波数ｆｔを設定し、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑ（ｍｑ：整数、ｑ＝１、２、・・、ｒ）を決定している。以下、搬送波周波数変化部４３の構成について説明する。

図１４は図１３に示す搬送波周波数変化部４３の構成を説明する図、図１５は図１４に示す搬送波周波数変化部４３によって変化したキャリア周波数ｆの時間変化を説明する図である。搬送波周波数変化部４３は、図１４に示すように、受信機９０のチャンネル周波数ｆｃｈを検出し、検出したチャンネル周波数ｆｃｈを目標周波数ｆｔとする受信チャンネル検出部４３１と、上限値ｆｍａｘおよび下限値ｆｍｉｎを設定する搬送波周波数設定部４３２と、目標周波数ｆｔ、上限値ｆｍａｘおよび下限値ｆｍｉｎからキャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを決定する搬送波周波数決定部４３３とを備えている。なお、上限値ｆｍａｘおよび下限値ｆｍｉｎは、スイッチング素子２３や装置によって決まる。具体的には、搬送波周波数決定部４３３は、図１５に示すように、目標周波数ｆｔ＝チャンネル周波数ｆｃｈを整数ｍｑ＋０．５で除算し、除算された値の中から下限値ｆｍｉｎ〜上限値ｆｍａｘの範囲に含まれている値を、キャリア周波数ｆの各値ｆｍ１、・・、ｆｍ５とする。その後、搬送波周波数変化部４３は、キャリア周波数ｆの各値ｆｍ１、・・、ｆｍ５に基づいて、キャリア周波数ｆを時間変化させる。

図１６は、図１５に示すキャリア周波数ｆの時間変化により発生する高調波スペクトルを説明する図である。図１６（ａ）はキャリア周波数ｆの値ｆｍ５のｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｍ５に発生するノイズスペクトルを、図１６（ｂ）はキャリア周波数ｆの値ｆｍ４のｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｍ４に発生するノイズスペクトルを、図１６（ｃ）はキャリア周波数ｆの値ｆｍ３のｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｍ３に発生するノイズスペクトルを、図１６（ｄ）はキャリア周波数ｆの値ｆｍ２のｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｍ２に発生するノイズスペクトルを、図１６（ｅ）はキャリア周波数ｆの値ｆｍ１のｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｍ１に発生するノイズスペクトルを示している。更に、図１６（ｆ）はキャリア周波数ｆの各値ｆｍ１、ｆｍ２、ｆｍ３、ｆｍ４およびｆｍ５のｎ次高調波の周波数に発生するノイズスペクトルを重ねたスペクトルを示している。

図１６（ｆ）に示すように、チャンネル周波数ｆｃｈは（ｍｑ＋０．５）×ｆｍｑ、すなわち、（ｍ１＋０．５）×ｆｍ１、・・、（ｍ５＋０．５）×ｆｍ５と等しくなる。また、第１の実施形態で説示したように、キャリア周波数ｆの値ｆｍｑのｍｑ次高調波の周波数ｍｑ×ｆｍｑ超過、（ｍｑ＋１）次高調波の周波数（ｍｑ＋１）×ｆｍｑ未満の周波数帯域にはノイズスペクトルは発生しない。これから、図１６（ｆ）に示すように、キャリア周波数ｆの各値ｆｍ１、・・、ｆｍ５のｎ次高調波の周波数に発生するノイズスペクトルを重ねた場合でも、キャリア周波数ｆの各値ｆｍ１、・・、ｆｍ５の中で最小値ｆａであるｆｍ５のｍ５次高調波の周波数ｍ５×ｆｍ５超過、（ｍ５＋１）次高調波の周波数（ｍ５＋１）×ｆｍ５未満の周波数帯域にノイズスペクトルは発生していない。よって、チャンネル周波数ｆｃｈにノイズスペクトルが発生しないことから、チャンネル周波数ｆｃｈのノイズレベルを低減することができる。

以上より、第４の実施形態に係るインバータシステム４００では、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑにおけるｍｑ次高調波の周波数ｍｑ×ｆｍｑと、チャンネル周波数ｆｃｈである目標周波数ｆｔ−最小値ｆａ／２から算出される特定周波数ｆｓとが一致するように、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを算出している。具体的には、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑにおけるｍｑ次高調波の周波数ｍｑ×ｆｍｑ超過、（ｍｑ＋１）次高調波の周波数（ｍｑ＋１）×ｆｍｑ未満の周波数帯域、すなわち、キャリア周波数ｆの各値ｆｍ１、・・、ｆｍ５の中で最小値ｆａであるｆｍ５のｍ５次高調波の周波数ｍ５×ｆｍ５超過、（ｍ５＋１）次高調波の周波数（ｍ５＋１）×ｆｍ５未満の周波数帯域に、チャンネル周波数ｆｃｈが含まれるように、チャンネル周波数ｆｃｈを整数ｍｑ＋０．５で除算して、除算した値の中から下限値ｆｍｉｎ〜上限値ｆｍａｘの範囲に含まれている値を、キャリア周波数ｆの各値ｆｍ１、・・、ｆｍ５としている。これにより、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑにおけるｎ次高調波の周波数ｎ×ｆｍｑに発生するノイズスペクトルが、所望の目標周波数ｆｔであるチャンネル周波数ｆｃｈを含むｍ５×ｆｍ５超過、（ｍ５＋１）×ｆｍ５未満の周波数帯域に現れない。よって、チャンネル周波数ｆｃｈに電磁ノイズが集中しないようにキャリア周波数ｆを変化させるので、電磁ノイズが集中しないチャンネル周波数ｆｃｈと電磁ノイズが集中する帯域とを制御することができ、チャンネル周波数ｆｃｈに発生する電磁ノイズを所定値よりも低減することができる。すなわち、キャリア周波数ｆの値ｆｍ１〜ｆｍ５における、ｍ５×ｆｍ５超過、（ｍ５＋１）×ｆｍ５未満の周波数帯域を含むｎ次高調波の周波数帯域ｎ×ｆｍ１〜ｎ×ｆｍ５で、スイッチング素子２３の開閉によって発生するＥＭＩノイズを均一に拡散させた場合のノイズレベルよりも、チャンネル周波数ｆｃｈに発生するノイズレベルを低減することができる。

（第５の実施形態）
次に、第５の実施形態に係るインバータシステム５００について、第４の実施形態に係るインバータシステム４００と異なる点を中心に図１７乃至図２２を参照して説明する。また、第５の実施形態に係るインバータシステム５００について、第４の実施形態に係るインバータシステム４００と同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。なお、第５の実施形態に係るインバータシステム５００の構成は、第４の実施形態に係るインバータシステム４００とほとんど同じである。第５の実施形態に係るインバータシステム５００が、第４の実施形態と相違する点は、制御装置５０内の搬送波周波数変化部５１が異なっていることだけである。

図１７は本発明の第５の実施形態に係るインバータシステム５００の構成を説明する図である。図１７に示すように、第５の実施形態では、第４の実施形態と同様に、電力変換装置であるインバータシステム５００の付近にラジオ等の受信機９１が設置されている。周波数変化手段および周波数設定手段である搬送波周波数変化部５１は、受信機９１のチャンネル周波数ｆｃｈに基づいて、目標周波数ｆｔを設定し、目標周波数ｆｔおよび受信機９１のチャンネル帯域ＢＡＮＤからキャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを決定している。以下、搬送波周波数変化部５１の構成について説明する。

図１８は図１７に示す搬送波周波数変化部５１の構成を説明する図である。搬送波周波数変化部５１は、図１８に示すように、受信機９１のチャンネル周波数ｆｃｈを検出し、検出したチャンネル周波数ｆｃｈを目標周波数ｆｔとする受信チャンネル検出部４３１と、上限値ｆｍａｘおよび下限値ｆｍｉｎを設定する搬送波周波数設定部４３２と、受信機９１のチャンネル帯域（図１９（ａ）参照）ＢＡＮＤを検出するチャンネル帯域検出手段であるチャンネル帯域検出部５１１と、目標周波数ｆｔ、チャンネル帯域ＢＡＮＤ、上限値ｆｍａｘおよび下限値ｆｍｉｎからキャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを決定する搬送波周波数決定部５１２とを備えている。なお、上限値ｆｍａｘおよび下限値ｆｍｉｎは、スイッチング素子２３や装置によって決まる。具体的には、搬送波周波数決定部５１２は、図１８に示すように、目標周波数ｆｔ、チャンネル帯域ＢＡＮＤ、下限値ｆｍｉｎおよび整数ｍｑを用いて、
ｆｂ＝（ｆｃｈ±（ｆｍｉｎ−ＢＡＮＤ）／２）／（ｍｑ＋０．５）
で算出される値ｆｂの中から下限値ｆｍｉｎ〜上限値ｆｍａｘの範囲に含まれている値を、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑとする。その後、搬送波周波数変化部５１は、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑに基づいて、キャリア周波数ｆを時間変化させる。よって、第５の実施形態に係るインバータシステム５００も、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑにおけるｍｑ次高調波の周波数ｍｑ×ｆｍｑと、チャンネル周波数ｆｃｈである目標周波数ｆｔ−ＢＡＮＤ／２から算出される特定周波数ｆｓとが一致するように、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを算出しているので、第４の実施形態と同様の効果を取得できる。

図１９は、図１８に示す搬送波周波数変化部５１によって変化したキャリア周波数ｆの時間変化により発生する高調波スペクトルを説明する図である。図１９（ａ）は受信機９１のチャンネル周波数ｆｃｈおよびチャンネル帯域ＢＡＮＤを示している。図１９（ｂ）は、第４の実施形態と同様に、チャンネル周波数ｆｃｈをｍｑ＋０．５で除算した場合のノイズスペクトルを時間平均したものである。図１９（ｃ）はｆｃｈ＋Δをｍｑ＋０．５で除算した場合のノイズスペクトルを時間平均したもの、図１９（ｄ）はｆｃｈ−Δをｍｑ＋０．５で除算した場合のノイズスペクトルを時間平均したものである。図１９（ｅ）は、図１９（ｂ）のノイズスペクトルを時間平均したもの、図１９（ｃ）のノイズスペクトルを時間平均したものおよび図１９（ｄ）のノイズスペクトルを時間平均したものを重ね合わせたものを示している。ここで、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑの最小値ｆａを下限値ｆｍｉｎと等しくしている。また、Δ＝（ｆｍｉｎ−ＢＡＮＤ）／２である。図１９に示すように、ノイズスペクトルが現れない周波数帯域、すなわち、ｆｃｈ＋Δ−ｆｍｉｎ／２〜ｆｃｈ−Δ＋ｆｍｉｎ／２の周波数帯域がチャンネル帯域ＢＡＮＤに等しくなる。これから、受信機９１のチャンネル帯域ＢＡＮＤにおけるノイズレベルを低減することができる。

図２０は、図１８に示す搬送波周波数変化部５１によって変化したキャリア周波数ｆの時間変化の具体例を示す図である。図２０（Ａ）は、受信機９１がラジオであり、受信チャンネルが日本放送であって、上限値を１００ｋＨｚと、下限値を５０ｋＨｚと、チャンネル帯域ＢＡＮＤを１０ｋＨｚと、整数ｍｑを１３〜２３とした場合のキャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを示している。ここで、日本におけるチャンネル帯域ＢＡＮＤは９ｋＨｚ、アメリカにおけるチャンネル帯域ＢＡＮＤは１０ｋＨｚであるが、説明を簡単にするため、アメリカにおけるチャンネル帯域ＢＡＮＤ＝１０ｋＨｚを用いている。上記の場合、図２０（Ａ）に示すように、Δ＝２０ｋＨｚとなる。図２０（Ａ）において、（ａ）はｆｃｈ−△＝１２４２ｋＨｚ−２０ｋＨｚ＝１２２２ｋＨｚを（ｍｑ＋０．５）で割った値である。（ｂ）はｆｃｈ＝１２４２ｋＨｚを（ｍｑ＋０，５）で割った値である。（ｃ）はｆｃｈ＋△＝１２４２ｋＨｚ＋２０ｋＨｚ＝１２６２ｋＨｚを（ｍｑ＋０．５）で割った値である。更に、（ａ）、（ｂ）および（ｃ）によって算出された値の中から下限値ｆｍｉｎ〜上限値ｆｍａｘの範囲に含まれている値をキャリア周波数ｆの各値ｆｍｑとしている。この場合、整数ｍｑは１３〜２３となる。図２０（Ｂ）は、図２０（Ａ）に示すキャリア周波数ｆの各値ｆｍｑで変化したキャリア周波数ｆの時間変化を示している。図２０（Ｂ）では、図２０（Ａ）で算出されたキャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを小さい値から順に全ての値を使用している。

図２１は、図２０に示すキャリア周波数ｆの時間変化により発生する高調波スペクトルを示す図である。図２１（ａ）は受信機９１のチャンネル周波数ｆｃｈ＝１２４２ｋＨｚおよびチャンネル帯域ＢＡＮＤ＝１０ｋＨｚを示している。図２１（ｂ）は図２０（ｂ）を用いて算出した場合のノイズスペクトルを時間平均したものである。図２１（ｃ）は図２０（ｃ）を用いて算出した場合のノイズスペクトルを時間平均したもの、図２１（ｄ）は図２０（ａ）を用いて算出した場合のノイズスペクトルを時間平均したものである。図２１（ｅ）は、図２１（ｂ）のノイズスペクトルを時間平均したもの、図２１（ｃ）のノイズスペクトルを時間平均したものおよび図２１（ｄ）のノイズスペクトルを時間平均したものを重ね合わせたものを示している。図２１（ｄ）に示すように、図２０（ｃ）を用いて算出したキャリア周波数ｆの値ｆｍｑの最小値５３．７０ｋＨｚの２３次高調波の周波数２３×５３．７ｋＨｚ超過、図２０（ａ）を用いて算出したキャリア周波数ｆの値ｆｍｑの最小値５２．００ｋＨｚの２４次高調波の周波数２４×５２ｋＨｚ未満の周波数帯域にノイズスペクトルが現れていない。そして、当該周波数帯域は、チャンネル帯域１０ｋＨｚ以上である。これから、受信機９１のチャンネル帯域１０ｋＨｚにおけるノイズレベルを低減することができる。

図２２は、第４の実施形態における高調波スペクトルと第５の実施形態における高調波スペクトルの比較を示す図である。図２２では、第４の実施形態における高調波スペクトルはスペクトルＡで示され、第５の実施形態における高調波スペクトルはスペクトルＢで示されている。ここで、受信機９１のチャンネル帯域ＢＡＮＤに対して、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑの最小値ｆａ＝下限値ｆｍｉｎが大きい場合について説明する。スペクトルＡでは、チャンネル帯域ＢＡＮＤに対して広い周波数帯域、すなわち、ｆｃｈ−ｆｍｉｎ／２超過、ｆｃｈ＋ｆｍｉｎ／２未満の周波数帯域Ｃにノイズスペクトルは現れないので、周波数帯域Ｃのノイズレベルを低減できる。しかし、周波数帯域Ｃ外では、キャリア周波数ｆの値ｆｍｑにおける、周波数帯域Ｃを含むｎ次高調波の周波数帯域ｎ×ｆｍｑで均一に拡散させてノイズレベルを低減する。そのため、周波数帯域Ｃが広くなりすぎると、均一に拡散させるための周波数帯域ｎ×ｆｍｑが削られ、周波数帯域Ｃ外のノイズレベルが高くなり、他の装置に干渉する可能性がある。そこで、第５の実施形態では、スペクトルＢに示すように、ノイズスペクトルが現れない周波数帯域をチャンネル帯域ＢＡＮＤのみとしている。これにより、チャンネル帯域Ｂ外のノイズレベルを低減することができることから、他の装置に与える影響も低減することができる。

なお、以上に述べた実施形態は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施形態に適用可能である。例えば、第１乃至第５の実施形態では、キャリア周波数ｆの時間変化の波形について言及していないが、どのような形状の波形にも本発明を適用できる。

また、第１乃至第５の実施形態では、直流電源の出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状の交流電流をモータ３に供給するインバータ回路２を備えるインバータシステムを例に説明したが、特にこれに限定されるものではなく、スイッチングにより電力の形態を変換させる他のシステムにおいても適用しても、同様の効果が得られる。例えば、従来技術に示されたＨブリッジ構成にてモータを駆動する構成にも適用できる。

また、第２の実施形態では、自然数ｎｑとして、ｎｑ＝５１、５２、５４、５５、５７、６２を使用しているが、特にこれに限定されるものでなく、ｎｑ次高調波の周波数ｎｑ×ｆｎｑが下限値ｆｍｉｎ〜上限値ｆｍａｘの範囲に含まれる限り、他の自然数でも適用可能である。また、第２の実施形態では、計算結果を小数点第３位まで表示しているが、特にこれに限定するものではないことは言うまでもない。

また、第５の実施形態では、図２０（ａ）、（ｂ）および（ｃ）を用いて算出したキャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを全て使用しているが、特にこれに限定されるものでなく、図２０（ａ）、（ｂ）および（ｃ）から算出された各値ｆｍｑの一部のみ使用することもできる。この場合、各値ｆｍｑを平均して用いることも可能である。また、整数ｍｑが奇数の場合の値のみ使用することもできる。

また、第１乃至第５の実施形態では、キャリア周波数ｆを時間的に変化させ、出力信号であるキャリア信号の周期を変化させる例を取り上げたが、二つ以上の信号発生手段を切り替えることで、出力信号の周期を変化させても良い。例えば、図２３に示すように、第１の繰り返し信号を発生する繰り返し信号発生器６０１と、上記第１の繰り返し信号の周波数よりも高い周波数を持つ第２の繰り返し信号を発生する繰り返し信号発生器６０２と、上記第１の繰り返し信号と上記第２の繰り返し信号を切り替える切り替え手段６０３から構成される繰り返し信号発生装置６００を用いても良い。ここで、第１および第２の繰り返し信号がパルス状である場合について、図２４（ａ）を用いて説明する。図２４（ａ）において、縦軸はパルス信号の周波数を示し、横軸は時間を示し、チャンネル周波数をｆｃｈとして示している。繰り返し信号発生器６０１のパルス信号の周波数はｆｃｈをｎ＋０．５（ｎは整数）で除算した値を用い、繰り返し信号発生器６０２のパルス信号の周波数はｆｃｈをｍ＋０．５（ｍは整数，ｎ＞ｍ）で除算した値を用いている。所定時間毎に、繰り返し信号発生器６０１のパルス信号と繰り返し信号発生器６０２のパルス信号とを切り換えることにより、図２４（ｂ）に示されるようなパルス信号の出力波形が得られ、図２４（ｃ）に示されるように、出力波形の高調波スペクトルには、チャンネル周波数ｆｃｈに高調波スペクトルが立たないことがわかる。このため、特定の周波数ではノイズの影響が低減される。なお、繰り返し信号発生器が２つの場合で説明したが、４つの繰り返し信号発生器を用いて、図２５（ａ）〜（ｃ）のように変化させても良く、特にこれに限定されるものでない。また、繰り返し信号を発生するものであれば適用でき、その高調波のレベルを低減できるため、繰り返し三角波を発生するＰＷＭのキャリア信号や、繰り返し矩形波（パルス）を発生するマイコン等におけるクロック発生装置およびクロックの発生方法としても適用できる。

また、第４の実施形態では、搬送波周波数変化部４３はチャンネル周波数ｆｃｈを整数ｍｑ＋０．５で除算した値から、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを選択しているが、特にこれに限定されるものでなく、チャンネル周波数ｆｃｈを整数ｍｑ＋α（０＜α＜１）で除算した値から、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを選択しても良い。同様に、第５の実施形態では、搬送波周波数変化部５１は、
ｆｂ＝（ｆｃｈ±（ｆｍｉｎ−ＢＡＮＤ）／２）／（ｍｑ＋０．５）から算出された値ｆｂから、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを選択しているが、特にこれに限定されるものでなく、ｆｂ＝（ｆｃｈ±（ｆｍｉｎ−ＢＡＮＤ）／２）／（ｍｑ＋α）（０＜α＜１）で除算した値ｆｂから、キャリア周波数ｆの各値ｆｍｑを選択しても良い。更に、同様に、上述した二つ以上の信号発生手段を切り替えることで、出力信号の周期を変化させる場合において、繰り返し信号発生器６０１のパルス信号の周波数はｆｃｈをｎ＋０．５（ｎは整数）で除算した値を用い、繰り返し信号発生器６０２のパルス信号の周波数はｆｃｈをｍ＋０．５（ｍは整数，ｎ＞ｍ）で除算した値を用いているが、特にこれに限定されるものでなく、繰り返し信号発生器６０１のパルス信号の周波数としてｆｃｈをｎ＋α（０＜α＜１，ｎは整数）で除算した値を用い、繰り返し信号発生器６０２のパルス信号の周波数としてｆｃｈをｍ＋α（０＜α＜１，ｍは整数，ｎ＞ｍ）で除算した値を用いても良い。

本発明の第１の実施形態に係るインバータシステムの構成を説明する図 図１に示す電流制御部を説明する図 図１に示すＰＷＭ発生部を説明する図 図１に示す搬送波信号発生部から出力されるキャリア信号を説明する図 図１に示すインバータ回路を説明する図 図１に示す搬送波周波数変化部によって変化したキャリア周波数の時間変化を説明する図 図６に示すキャリア周波数の時間変化により発生する高調波スペクトルを説明する図 本発明の第２の実施形態に係るインバータシステムの構成を説明する図 図８に示す搬送波周波数変化部によって変化したキャリア周波数の時間変化と高調波スペクトルを説明する図 本発明の第３の実施形態に係るインバータシステムの構成を説明する図 図１０に示す周波数マップを説明する図 図１１に示す周波数マップのキャリア周波数の値で変化したキャリア周波数の時間変化を説明する図 本発明の第４の実施形態に係るインバータシステムの構成を説明する図 図１３に示す搬送波周波数変化部の構成を説明する図 図１４に示す搬送波周波数変化部によって変化したキャリア周波数の時間変化を説明する図 図１５に示すキャリア周波数の時間変化により発生する高調波スペクトルを説明する図 本発明の第５の実施形態に係るインバータシステムの構成を説明する図 図１７に示す搬送波周波数変化部の構成を説明する図 図１８に示す搬送波周波数変化部によって変化したキャリア周波数の時間変化により発生する高調波スペクトルを説明する図 図１８に示す搬送波周波数変化部によって変化したキャリア周波数の時間変化の具体例を示す図 図２０に示すキャリア周波数の時間変化により発生する高調波スペクトルを示す図 第４の実施形態における高調波スペクトルと第５の実施形態における高調波スペクトルの比較を示す図 繰り返し信号発生装置の構成を説明する図 ２つの繰り返し信号を切り換えることにより得られる出力信号波形を示す図 ４つの繰り返し信号を切り換えることにより得られる出力信号波形を示す図

符号の説明

２ インバータ回路、３ モータ、４ 電流検出部、
５ 指令値出力手段である電流指令発生部、
６ 周波数変化手段である搬送波周波数変化部、
７ 電流制御部、８ 制御信号生成手段であるＰＷＭ発生部、
９ 搬送波出力手段である搬送波信号発生部、１０ 制御装置、
１１ 周波数設定手段である目標周波数設定部、
２０ 制御装置、２１ 電池、２２ コンデンサ、
２３ 出力手段であるスイッチング素子、
２４ 周波数設定手段である受信チャンネル周波数検出部
３０ 制御装置、３１ 周波数マップ、
３２ 周波数変化手段および周波数設定手段である搬送波周波数変化部、
４０ 制御装置、４１ 座標変換器、４２ 電流検出器、
４２ａ、４２ｂ、４２ｃ 電流センサ、
４３ 周波数変化手段および周波数設定手段である搬送波周波数変化部、
５０ 制御装置、
５１ 周波数変化手段および周波数設定手段である搬送波周波数変化部、
７１ 演算部、７２ 比例制御部、８１ 座標変換部、８２ 比較器、
９０、９１ 受信機、
１００ 第１の実施形態に係る電力変換装置であるインバータシステム、
２００ 第２の実施形態に係る電力変換装置であるインバータシステム、
３００ 第３の実施形態に係る電力変換装置であるインバータシステム、
４００ 第４の実施形態に係る電力変換装置であるインバータシステム、
４３１ 受信チャンネル検出部、４３２ 搬送波周波数設定部、
４３３ 搬送波周波数決定部、
５００ 第５の実施形態に係る電力変換装置であるインバータシステム、
５１１ チャンネル帯域検出手段であるチャンネル帯域検出部、
５１２ 搬送波周波数決定部
６００ 繰り返し信号発生装置、６０１ 繰り返し信号発生器、
６０２ 繰り返し信号発生器、６０３ 切り替え手段、
ＢＡＮＤ チャンネル帯域、ｆｃｈ チャンネル周波数、
ｆｍａｘ 上限値、ｆｍｉｎ 下限値、
ｆｎｑ、ｆｍｑ キャリア周波数の値、ｆｓ 特定周波数、ｆｔ 目標周波数、
ｆ キャリア周波数

Claims (11)

1. 指令値を出力する指令値出力手段と、
   搬送波を出力する搬送波出力手段と、
   前記搬送波の周波数を上限値と下限値の間で時間変化させる周波数変化手段と、
   前記指令値と前記搬送波とを比較し、該比較結果に応じた制御信号を生成する制御信号生成手段と、
   前記制御信号に基づいた出力値を出力する出力手段と、
   目標周波数を設定し、前記目標周波数から特定周波数を算出する周波数設定手段とを備え、
   前記周波数変化手段は、前記特定周波数と前記搬送波の周波数の高調波成分が一致するように前記搬送波の周波数を時間変化させることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記特定周波数は、前記目標周波数に所定値を加算した値であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記搬送波の周波数を設定することができる下限値をｆｍｉｎとすると、前記所定値は、０超過ｆｍｉｎ未満であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記周波数設定手段は、前記特定周波数を自然数ｎｑ（ｑ：１、２、・・、ｒ）で除算した値から前記搬送波の周波数を選択することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置。
5. 受信機のチャンネル周波数を検出する受信チャンネル周波数検出手段を備える前記周波数設定手段は、前記受信チャンネル周波数検出手段が検出した前記チャンネル周波数を前記目標周波数として設定し、前記搬送波の周波数を算出することを特徴とする請求項２乃至３のいずれかに記載の電力変換装置。
6. 前記周波数設定手段は、前記目標周波数から算出した前記特定周波数を自然数ｎｑ（ｑ：１、２、・・、ｒ）で除算した値から前記搬送波の周波数を選択することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 受信機のチャンネル周波数を前記目標周波数として予め算出した前記搬送波の周波数を、前記受信機の前記チャンネル毎に格納したデータベースである周波数マップを備え、
   前記周波数設定手段は、前記受信機から検出した前記チャンネルに対応する前記搬送波の周波数を前記周波数マップから抽出することを特徴とする請求項２乃至３のいずれかに記載の電力変換装置。
8. 前記周波数設定手段は、前記チャンネル周波数を整数ｍｑ（ｑ：１、２、・・、ｒ）＋所定値α（０＜α＜１）で除算した値から、前記搬送波の周波数を選択することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
9. 前記周波数設定手段は、前記受信機の前記チャンネル周波数のチャンネル帯域を検出するチャンネル帯域検出手段とを備え、
   前記チャンネル周波数をｆｃｈ、前記チャンネル帯域をＢＡＮＤ、前記搬送波の周波数の設定可能な下限値をｆｍｉｎと、任意の整数をｍｑ（ｑ：１、２、・・、ｒ）とすると、前記周波数設定手段は、
   ｆｂ＝（ｆｃｈ±（ｆｍｉｎ−ＢＡＮＤ）／２）／（ｍｑ＋α）
   から算出された値ｆｂから、前記搬送波の周波数を選択することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記所定値αは０．５であることを特徴とする請求項８または９に記載の電力変換装置。
11. 指令値を出力するステップと、
    搬送波を出力するステップと、
    前記指令値と前記搬送波とを比較し、該比較結果に応じた制御信号を生成するステップと、
    前記制御信号に基づいた出力値を出力するステップと、
    目標周波数を設定し、前記目標周波数から特定周波数を算出するステップと、
    前記特定周波数と前記搬送波の周波数の高調波成分が一致するように前記搬送波の周波数を上限値と下限値の間で時間変化させるステップと、を有することを特徴とする電力変換方法。

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