JPH1155949A - 電源装置 - Google Patents

電源装置

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JPH1155949A
JPH1155949A JP10148395A JP14839598A JPH1155949A JP H1155949 A JPH1155949 A JP H1155949A JP 10148395 A JP10148395 A JP 10148395A JP 14839598 A JP14839598 A JP 14839598A JP H1155949 A JPH1155949 A JP H1155949A
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JP
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voltage
power supply
switching
switching means
winding
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JP10148395A
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English (en)
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Joji Nagahira
譲二 永平
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Canon Inc
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Priority to DE69809128T priority patent/DE69809128T2/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current

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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】スイッチング手段の電圧検出回路を必要とせ
ず、ゲート方向電流開閉回路も必要としない電圧共振型
電源装置を提供する。 【解決手段】スイッチング手段Ｑ１のスイッチング動作
に応じてトランスＴ１の出力巻線に接続された出力コン
デンサに所定の直流電圧が得られるようにした電源装置
の構成として、トランスとしてリーケージトランスを備
えるとともに、スイッチング手段のスイッチング動作を
制御する制御手段を備え、制御手段はトランスに設けら
れた第２の出力巻線の出力電圧Ｖ３により制御され、ス
イッチング手段のスイッチング動作により、共振用コン
デンサとリーケージトランスの入力巻線と第１の出力巻
線との間のリーケージインダクタンスとの間で共振状態
を発生させる手段を備える。この手段によりスイッチン
グ手段の端子電圧の立ち上がり特性を遅らせ、スイッチ
ング手段のスイッチング動作時の損失を低減する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複写機、ＬＢＰ、ＢＪ
プリンタ、ＦＡＸの電源装置に関し、特に、電圧共振型
電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電圧共振型電源として、特開平５
−１３０７７６号に記載のものが提案されている。その
回路構成を図１４に示し、図１５は図１４のトランジス
タの動作波形と二次側のダイオードに流れる電流波形を
示す。
【０００３】図１４において、１は入力電源であり、２
は共振用コンデンサであり、３はトランジスタであり、
４はトランスであり、５はトランス４の一次巻線であ
り、６は二次巻線であり、７はトランジスタ３のゲート
駆動巻線であり、８はダイオードであり、９はトランス
４の出力コンデンサであり、１０は起動抵抗であり、１
１はＯＮ幅決定回路であり、１２はフィードバック回路
であり、１３はゲート方向電流開閉回路であり、１７は
コンデンサである。
【０００４】図１５において、（ａ）はトランジスタ３
のドレイン電圧Ｖｄｓの波形であり、（ｂ）はトランジ
スタ３のドレイン電流Ｉｄの波形であり、（ｃ）は二次
側整流ダイオードに流れる電流１２の波形であり、
（ｄ）はトランジスタ３がＯＮからＯＦＦに切り替わる
ときの時間軸を拡大して、トランジスタ３のドレイン電
圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄの波形を示したものであ
る。
【０００５】図１４に示す回路は、自励スイッチング方
式のフライバックコンバータであり、いわゆるＲＣＣの
動作と基本的に同一である。即ち、起動抵抗１０によっ
てトランジスタ３を一旦ターンオンし、起動をかける。
トランジスタをＯＮ状態にすると、トランス４の一次巻
線５に入力電圧が印加され、駆動巻線７に比例電圧が誘
起される。その電圧がゲート方向電流開閉回路１３に入
力され、ゲート方向電流開閉回路１３のＦ端子でトラン
ジスタ３のドレイン電位が０であることを検出し、Ｈ端
子からＧ端子へＯＮし、コンデンサ１７を介してトラン
ジスタ３をＯＮ状態に維持する。この時、ドレイン電流
Ｉｄは図１５（ｂ）に示すように直線的に増加してい
く。
【０００６】次に、フィードバック回路１２により、出
力電圧に応じてＯＮ幅決定回路１１に信号を送り、ＯＮ
幅が決定され、トランジスタ３をＯＦＦにする。トラン
ジスタ３がＯＦＦになると、共振用コンデンサ２と一次
巻線５との電圧共振作用により、コンデンサに蓄積され
ているエネルギーと一次巻線で供給された磁気エネルギ
ーで、トランジスタ３のドレイン電圧が急激に上昇し、
いずれ、二次側ダイオード８が導通し、ドレイン電圧が
一定値に抑えられる。
【０００７】また、二次側の電流は図１５（ｃ）に示す
ような三角波の電流が流れ、二次側に励磁エネルギーが
放出され、放出後、ドレイン電圧がコンデンサに蓄積さ
れているエネルギーで、共振減衰振動を開始し、比較的
になだらかに下降し、いずれ、ドレイン電圧が０にな
る。ドレイン電圧が０になると、ゲート方向電流開閉回
路１３が動作し、前記動作を繰り返す。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来例では、前記トランジスタ３のドレイン電圧が共振減
衰振動により、ドレイン電圧が０になる時に、トランジ
スタ３をＯＮし、零電圧スイッチングを可能にし、スイ
ッチング損失を低減しているものであるが、図１５
（ｄ）に示すように、トランジスタ３がＯＦＦになる
と、ドレイン電圧が急激に変化し、ドレイン電圧とドレ
イン電流との重なりによるスイッチング損失が増加する
と共に、ノイズも増加することになる。また、１５
（ｃ）に示すように二次側の整流ダイオードに流れる電
流は三角波となり、電流の急激な変化により、整流ダイ
オードにおけるスイッチング損失、およびノイズが生じ
ることになる。
【０００９】本発明の目的は、上記欠点を解決しようと
するもので、スイッチング動作時のトランジスタ及び二
次側整流ダイオードの損失を低減した電源装置を提供し
ようとするものである。本発明の他の目的は、スイッチ
ング手段の電圧検出回路を必要とせず、ゲート方向電流
開閉回路も必要としない電圧共振型電源装置を提供しよ
うとするものである。
【００１０】本発明のさらに他の目的は、自励発振回路
の一部を構成するトランジスタとコンデンサを必要とせ
ず、出力電圧を所定の電圧に制御するものである。ま
た、過電流保護動作も同時にできるものである。本発明
のさらに他の目的は、コンデンサと抵抗から構成される
位相遅延手段を必要とせず、より安定にゲートを駆動制
御でき、電圧０でスイッチする（非共振状態でスイッチ
ング手段をＯＦＦからＯＮにスイッチする）電圧共振型
電源を構成するものである。本発明のさらに他の目的
は、自励発振回路の一部を構成するトランジスタとコン
デンサを必要とせず、出力電圧を所定の電圧に制御する
ものである。また、過電流保護動作も同時にできるもの
である。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、商用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得
るＤＣ電源手段と、入力巻線と１つ以上の出力巻線を有
するトランスと、前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線へ
の電力の供給を制御するスイッチング手段と、前記スイ
ッチング手段を駆動する駆動手段と、前記入力巻線に接
続された共振用コンデンサと、前記トランスの第１出力
巻線の出力電圧で所定の電圧を発生する電圧発生手段
と、前記第１出力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に
応じた信号を発生する電圧検出手段と、前記電圧検出手
段で発生された信号で前記駆動手段を介して前記スイッ
チング手段を制御するスイッチング手段制御手段とを有
する電源装置において、前記入力巻線と前記第１出力巻
線との間のリーケージインダクタと前記共振用コンデン
サとの間で共振状態にさせる手段と、前記第２出力巻線
の電圧をＣＲ充放電回路を介して第１トランジスタをＯ
Ｎ駆動することにより前記スイッチング手段をＯＦＦす
るスイッチング手段ＯＦＦ手段と、前記駆動手段として
前記第２出力巻線からＣＲ充放電回路を介して前記スイ
ッチング手段を駆動すると共に位相を遅延する位相遅延
手段とを有し、前記出力電圧を制御することを特徴とす
る。
【００１２】上記構成において、前記スイッチング手段
ＯＦＦ手段により、ＯＦＦタイミングをとり、前記位相
遅延手段により、ＯＮタイミングをとり、電圧が０Ｖの
ときにスイッチングする電圧共振型電源として、前記出
力電圧を制御することができる。
【００１３】上記目的を達成するために、本発明は、商
用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得るＤＣ電源手段
と、入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランス
と、前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給
を制御するスイッチング手段と、前記スイッチング手段
を駆動する駆動手段と、前記入力巻線に接続された共振
用コンデンサと、前記トランスの第１出力巻線の出力電
圧で所定の電圧を発生する電圧発生手段と、前記第１出
力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じた信号を発
生する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で発生された
信号で前記駆動手段を介して前記スイッチング手段を制
御するスイッチング手段制御手段とを有する電源装置に
おいて、前記入力巻線と前記第１出力巻線との間のリー
ケージインダクタと前記共振用コンデンサとの間で共振
状態にさせる手段と、前記制御手段として、前記スイッ
チング手段の電流を検出し所定の電流値に達したとき前
記スイッチング手段をＯＦＦにするスイッチング手段Ｏ
ＦＦ手段と、前記スイッチング手段ＯＦＦ手段と前記電
圧を制御することを併用して制御する手段と、前記駆動
手段として前記第２出力からＣＲ充放電回路を介して前
記スイッチング手段を駆動すると共に位相を遅延する位
相遅延手段とを有し、前記出力電圧を制御することを特
徴とする。
【００１４】上記構成において、前記スイッチングをＯ
ＦＦする手段によりＯＦＦタイミングをとり、前記位相
遅延手段により、ＯＮタイミングをとり、電圧が０Ｖの
ときにスイッチングする電圧共振型電源として前記出力
電圧を制御することができる。
【００１５】上記目的を達成するために、本発明は、商
用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得るＤＣ電源手段
と、入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランス
と、前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給
を制御するスイッチング手段と、前記スイッチング手段
を駆動する駆動手段と、前記入力巻線に接続された共振
用コンデンサと、前記トランスの第１出力巻線の出力電
圧で所定の電圧を発生する電圧発生手段と、前記第１出
力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じた信号を発
生する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で発生された
信号で前記駆動手段を介して前記スイッチング手段を制
御するスイッチング手段制御手段とを有する電源装置に
おいて、前記入力巻線と前記第１出力巻線との間のリー
ケージインダクタと前記共振用コンデンサとの間で共振
状態にさせる手段と、前記第２出力巻線の電圧をＣＲ充
放電回路を介して第１トランジスタをＯＮ駆動すること
により前記スイッチング手段をＯＦＦするスイッチング
手段ＯＦＦ手段と、前記駆動手段として前記第２出力巻
線からＣＲ充放電回路を介して前記スイッチング手段を
駆動すると共に，前記第２出力巻線を前記入力巻線と前
記第１出力巻線との間で結合させる手段とを有し、前記
出力電圧を制御することを特徴とする。
【００１６】前記構成において、前記スイッチング手段
ＯＦＦ手段により、ＯＦＦタイミングをとり、前記第２
出力巻線の出力により、ＯＮタイミングをとり、電圧が
０Ｖのときにスイッチングする電圧共振型電源として、
前記出力電圧を制御することができる。
【００１７】上記目的を達成するために、本発明は、商
用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得るＤＣ電源手段
と、入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランス
と、前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給
を制御するスイッチング手段と、前記スイッチング手段
を駆動する駆動手段と、前記入力巻線に接続された共振
用コンデンサと、前記トランスの第１出力巻線の出力電
圧で所定の電圧を発生する電圧発生手段と、前記第１出
力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じた信号を発
生する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で発生された
信号で前記駆動手段を介して前記スイッチング手段を制
御するスイッチング手段制御手段とを有する電源装置に
おいて、前記入力巻線と前記第１出力巻線との間のリー
ケージインダクタと前記共振用コンデンサとの間で共振
状態にさせる手段と、前記制御手段として前記スイッチ
ング手段の電流を検出し、所定の電流に達したとき、前
記スイッチング手段をＯＦＦにするスイッチング手段Ｏ
ＦＦ手段と、前記スイッチング手段ＯＦＦ手段と前記電
圧を検出して制御することを併用する制御する手段と、
前記駆動手段として前記第２出力巻線を前記入力巻線と
前記第１出力巻線との間で結合させる手段とを有するこ
とを特徴とする。
【００１８】上記構成において、前記スイッチング手段
ＯＦＦ手段により、ＯＦＦタイミングをとり、前記第２
出力巻線の出力によりＯＮタイミングをとり、電圧が０
Ｖのときにスイッチングする電圧共振型電源として前記
出力電圧を制御することができる。
【００１９】上記目的を達成するために、本発明は、商
用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得るＤＣ電源手段
と、入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランス
と、前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給
を制御するスイッチング手段と、前記スイッチング手段
を駆動する駆動手段と、前記入力巻線に接続された共振
用コンデンサと、前記トランスの第１出力巻線の出力電
圧で所定の電圧を発生する電圧発生手段と、前記第１出
力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じた信号を発
生する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で発生された
信号で前記駆動手段を介して前記スイッチング手段を制
御するスイッチング手段制御手段とを有する電源装置に
おいて、前記入力巻線と前記第１出力巻線との間のリー
ケージインダクタと前記共振用コンデンサとの間で共振
状態にさせる手段と、前記第２出力巻線の電圧をＣＲ充
放電回路を介して第１トランジスタをＯＮ駆動すること
により前記スイッチング手段をＯＦＦするスイッチング
手段ＯＦＦ手段と、前記駆動手段として前記第２出力巻
線からＣＲ充放電回路を介して前記スイッチング手段を
駆動すると共に位相を遅延する位相遅延手段とを有し、
前記出力電圧を制御することを特徴とする。
【００２０】上記構成において、前記スイッチング手段
ＯＦＦ手段により、ＯＦＦタイミングをとり、前記位相
遅延手段により、ＯＮタイミングをとり、電圧が０Ｖの
ときにスイッチングする（非共振状態でスイッチング手
段をＯＦＦからＯＮにスイッチする電圧共振型電源とし
て、前記出力電圧を制御することができる。
【００２１】上記目的を達成するために、本発明は、商
用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得るＤＣ電源手段
と、入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランス
と、前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給
を制御するスイッチング手段と、前記スイッチング手段
を駆動する駆動手段と、前記入力巻線に接続された共振
用コンデンサと、前記トランスの第１出力巻線の出力電
圧で所定の電圧を発生する電圧発生手段と、前記第１出
力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じた信号を発
生する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で発生された
信号で前記駆動手段を介して前記スイッチング手段を制
御するスイッチング手段制御手段とを有する電源装置に
おいて、前記入力巻線と前記第１出力巻線との間のリー
ケージインダクタと前記共振用コンデンサとの間で共振
状態にさせる手段と、前記制御手段として、前記スイッ
チング手段の電流を検出し所定の電流値に達したとき前
記スイッチング手段をＯＦＦにするスイッチング手段Ｏ
ＦＦ手段と、前記スイッチング手段ＯＦＦ手段と前記電
圧を制御することを併用して制御する手段と、前記駆動
手段として前記第２出力からＣＲ充放電回路を介して前
記スイッチング手段を駆動すると共に位相を遅延する位
相遅延手段とを有し、前記出力電圧を制御することを特
徴とする。
【００２２】上記構成において、前記スイッチングをＯ
ＦＦする手段によりＯＦＦタイミングをとり、前記位相
遅延手段により、ＯＮタイミングをとり、電圧が０Ｖの
ときにスイッチングする（非共振状態でスイッチング手
段をＯＦＦからＯＮにスイッチする）電圧共振型電源と
して前記出力電圧を制御することができる。
【００２３】上記目的を達成するために、本発明は、商
用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得るＤＣ電源手段
と、入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランス
と、前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給
を制御するスイッチング手段と、前記スイッチング手段
を駆動する駆動手段と、前記入力巻線に接続された共振
用コンデンサと、前記トランスの第１出力巻線の出力電
圧で所定の電圧を発生する電圧発生手段と、前記第１出
力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じた信号を発
生する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で発生された
信号で前記駆動手段を介して前記スイッチング手段を制
御するスイッチング手段制御手段とを有する電源装置に
おいて、前記入力巻線と前記第１出力巻線との間のリー
ケージインダクタと前記共振用コンデンサとの間で共振
状態にさせる手段と、前記第２出力巻線の電圧をＣＲ充
放電回路を介して第１トランジスタをＯＮ駆動すること
により前記スイッチング手段をＯＦＦするスイッチング
手段ＯＦＦ手段と、前記駆動手段として前記第２出力巻
線からＣＲ充放電回路を介して前記スイッチング手段を
駆動すると共に位相を遅延する位相遅延手段とを有し、
前記出力電圧を制御することを特徴とする。
【００２４】上記構成において、前記スイッチング手段
ＯＦＦ手段により、ＯＦＦタイミングをとり、前記位相
遅延手段により、ＯＮタイミングをとり、電圧が０Ｖの
ときにスイッチングする（非共振状態でスイッチング手
段をＯＦＦからＯＮにスイッチする）電圧共振型電源と
して、前記出力電圧を制御することができる。
【００２５】上記目的を達成するために、本発明は、商
用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得るＤＣ電源手段
と、入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランス
と、前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給
を制御するスイッチング手段と、前記スイッチング手段
を駆動する駆動手段と、前記入力巻線に接続された共振
用コンデンサと、前記トランスの第１出力巻線の出力電
圧で所定の電圧を発生する電圧発生手段と、前記第１出
力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じた信号を発
生する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で発生された
信号で前記駆動手段を介して前記スイッチング手段を制
御するスイッチング手段制御手段とを有する電源装置に
おいて、前記入力巻線と前記第１出力巻線との間のリー
ケージインダクタと前記共振用コンデンサとの間で共振
状態にさせる手段と、前記制御手段として、前記スイッ
チング手段の電流を検出し所定の電流値に達したとき前
記スイッチング手段をＯＦＦにするスイッチング手段Ｏ
ＦＦ手段と、前記スイッチング手段ＯＦＦ手段と前記電
圧を制御することを併用して制御する手段と、前記駆動
手段として前記第２出力からＣＲ充放電回路を介して前
記スイッチング手段を駆動すると共に位相を遅延する位
相遅延手段とを有し、前記出力電圧を制御することを特
徴とする。
【００２６】上記構成において、前記スイッチングをＯ
ＦＦする手段によりＯＦＦタイミングをとり、前記位相
遅延手段により、ＯＮタイミングをとり、電圧が０Ｖの
ときにスイッチングする（非共振状態でスイッチング手
段をＯＦＦからＯＮにスイッチする）電圧共振型電源と
して前記出力電圧を制御することができる。
【００２７】上記目的を達成するために、本発明は、商
用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得るＤＣ電源手段
と、入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランス
と、前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給
を制御するスイッチング手段と、前記スイッチング手段
を駆動する駆動手段と、前記入力巻線に接続された共振
用コンデンサと、前記トランスの第１出力巻線の出力電
圧で所定の電圧を発生する電圧発生手段と、前記第１出
力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じた信号を発
生する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で発生された
信号で前記駆動手段を介して前記スイッチング手段を制
御するスイッチング手段制御手段とを有する電源装置に
おいて、前記入力巻線と前記第１出力巻線との間のリー
ケージインダクタと前記共振用コンデンサとの間で共振
状態にさせる手段と、前記第２出力巻線の電圧をＣＲ充
放電回路を介して第１トランジスタをＯＮ駆動すること
により前記スイッチング手段をＯＦＦするスイッチング
手段ＯＦＦ手段と、前記駆動手段として前記第２出力巻
線からＣＲ充放電回路を介して前記スイッチング手段を
駆動すると共に，前記第２出力巻線を前記入力巻線と前
記第１出力巻線との間で結合させる手段とを有し、前記
出力電圧を制御することを特徴とする。
【００２８】前記構成において、前記スイッチング手段
ＯＦＦ手段により、ＯＦＦタイミングをとり、前記第２
出力巻線の出力により、ＯＮタイミングをとり、電圧が
０Ｖのときにスイッチングする（非共振状態でスイッチ
ング手段をＯＦＦからＯＮにスイッチする）電圧共振型
電源として、前記出力電圧を制御することができる。
【００２９】上記目的を達成するために、本発明は、商
用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得るＤＣ電源手段
と、入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランス
と、前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給
を制御するスイッチング手段と、前記スイッチング手段
を駆動する駆動手段と、前記入力巻線に接続された共振
用コンデンサと、前記トランスの第１出力巻線の出力電
圧で所定の電圧を発生する電圧発生手段と、前記第１出
力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じた信号を発
生する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で発生された
信号で前記駆動手段を介して前記スイッチング手段を制
御するスイッチング手段制御手段とを有する電源装置に
おいて、前記入力巻線と前記第１出力巻線との間のリー
ケージインダクタと前記共振用コンデンサとの間で共振
状態にさせる手段と、前記制御手段として前記スイッチ
ング手段の電流を検出し、所定の電流に達したとき、前
記スイッチング手段をＯＦＦにするスイッチング手段Ｏ
ＦＦ手段と、前記スイッチング手段ＯＦＦ手段と前記電
圧を検出して制御することを併用する制御する手段と、
前記駆動手段として前記第２出力巻線を前記入力巻線と
前記第１出力巻線との間で結合させる手段とを有するこ
とを特徴とする。
【００３０】上記構成において、前記スイッチング手段
ＯＦＦ手段により、ＯＦＦタイミングをとり、前記第２
出力巻線の出力によりＯＮタイミングをとり、電圧が０
Ｖのときにスイッチングする（非共振状態でスイッチン
グ手段をＯＦＦからＯＮにスイッチする）電圧共振型電
源として前記出力電圧を制御することができる。
【００３１】
【実施例】
（実施例１）図１に本発明の実施例１の電源装置の回路
図を示し、図２に各部の波形を示す。図１において、１
は商用電源であり、Ｔ１はトランスであり、Ｑ１は例え
ばＦＥＴから成るスイッチング素子であり、Ｑ２、Ｑ３
はトランジスタであり、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ
５、Ｄ６、Ｄ７はダイオードであり、ＩＣ１はシャント
レギュレータであり、ＰＣ１はフォトカプラであり、Ｃ
１、Ｃ２は電解コンデンサ、Ｃ３、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８は
コンデンサであり、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ９、Ｒ
１０、Ｒ１１、Ｒ１２は抵抗である。
【００３２】トランスＴ１の電圧Ｖ１、Ｖ２に対応する
巻線に流れる電流をＩ１、Ｉ２、それぞれの巻線の自己
インダクタンスをＬ１、Ｌ２とし、２つの巻線の相互イ
ンダクタンスをＭとし、巻線比をＮとする。また、結合
係数をＫ＝Ｍ／√（Ｌ１・Ｌ２）とする。
【００３３】次に、前述の電源回路の動作を説明する。
電源回路は自励発振回路として構成されており、一連の
状態を繰り返すので、起動を発生させる図２に示す状態
ａから始めて、状態ａ〜ｅに沿って説明する。商用電源
１の交流電圧はダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４によ
って整流され、電解コンデンサＣ１で平滑にされ、その
両端にＤＣ電圧が得られる。電解コンデンサＣ１の両端
にＤＣ電圧が発生すると、抵抗Ｒ３に電流が流れ、その
結果、スイッチング素子Ｑ１はＯＮになり、トランスＴ
１の１次側が駆動され、トランスＴ１の２つの巻線に出
力が発生し、スイッチング動作の最初の起動が生じる。
【００３４】スイッチング素子Ｑ１がＯＮであり、ダイ
オードＤ５がＯＦＦのとき、電解コンデンサＣ１の両端
の電圧をＶｉｎ（正）とすると、電圧Ｖ１は約ーＶｉｎ
となり、出力電圧Ｖ２は約ーＫ／Ｎ・Ｖｉｎとなり、電
流Ｉ１は単位時間あたり約Ｖｉｎ／Ｌ１の上昇率で増加
する。電流Ｉ２は０である。
【００３５】電圧Ｖ３は正で、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ
２を介して、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ状態にする。
しかし、電圧Ｖ３（正）は抵抗Ｒ９を介して、コンデン
サＣ８を充電し、電圧Ｖ４がトランジスタＱ３のＶｂｅ
（ベース電位）に達した時、トランジスタＱ３はＯＮに
なり、スイッチング素子Ｑ１はＯＦＦになる。前述まで
の状態は図２の状態ａである。
【００３６】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのと
き、電圧Ｖ１はコンデンサＣ６の容量とインダクタンス
Ｌ１で共振し、上昇する。電圧Ｖ２も電圧Ｖ１と同じ共
振状態で上昇し、いずれ、ダイオードＤ５がＯＮにな
る。電流Ｉ１は共振電流が流れ、電流Ｉ２は０のままで
ある。前述までの状態は図２の状態ｂである。
【００３７】次に、ダイオードＤ５がＯＮの状態で、電
圧Ｖ２はコンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｏとほぼ同じ電
圧になり、電圧Ｖ１はコンデンサＣ６の容量とリーケー
ジインダクタンス成分Ｌ１・（１−Ｋ2 ）とで共振し、
上昇し、いずれ下降し、−Ｖｉｎの電圧になり、ダイオ
ードＤ７が導通する。電流Ｉ１、電流Ｉ２は共に共振電
流が流れる。前述までの状態は図２の状態ｃである。二
次側の整流ダイオードがオフのとき、一次側から見える
インダクタンスは自己インダクタンスＬ１で、二次側の
整流ダイオードがオフ状態のとき、一次側から見えるイ
ンダクタンスはリーケージインダクタンス成分Ｌ１（１
−Ｋ2 ）となる。例として、結合係数Ｋ＝０．８４の粗
結合のトランスを用いると、リーケージインダクタンス
成分が約０．３Ｌ１と比較的大きいトランスを用いるこ
とになり、図２の電圧Ｖ１はなだらかに上昇し、下降す
る電圧波形となる。
【００３８】ダイオードＤ７が導通し、電圧Ｖ１が−Ｖ
ｉｎの電圧になった時、電圧Ｖ２は電圧Ｖｏとほぼ同じ
電圧になり、電流Ｉ１は単位時間あたり約（Ｖｉｎ＋Ｋ
・Ｎ・Ｖｏ）／（Ｌ１・（１−Ｋ2 ））の上昇率で増加
し、いずれ、電流値が正となり、ダイオードＤ７がＯＦ
Ｆとなる。電流Ｉ２は単位時間あたり約Ｎ・（Ｋ・Ｖｉ
ｎ＋Ｎ・Ｖｏ）／（Ｌ１・（１−Ｋ2 ））の下降率で減
少する。前述までの状態は図２の状態ｄである。
【００３９】ダイオードＤ７がＯＦＦで、スイッチング
素子Ｑ１がＯＮの時、電圧Ｖ１が−Ｖｉｎで、電圧Ｖ２
は電圧Ｖｏとほぼ同じ電圧になり、電流Ｉ１は単位時間
あたり、約（Ｖｉｎ＋Ｋ・Ｎ・Ｖｏ）／（Ｌ１・（１−
Ｋ2 ））の上昇率で増加する。電流Ｉ２は単位時間あた
り約（Ｋ・Ｖｉｎ＋Ｎ・Ｖｏ）／（Ｌ１・（１−
Ｋ2））の下降率で減少する。いずれ、電流値が０とな
り、ダイオードＤ５がＯＦＦとなる。前述までの状態は
図２の状態ｅである。
【００４０】次に、状態ａから状態ｅまでの間でのスイ
ッチング素子Ｑ１の状態について記述する。状態ａで
は、前記したようにスイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態に
あり、トランジスタＱ３をＯＮし、スイッチング素子Ｑ
１をＯＦＦし、状態ｂに移る。
【００４１】状態ｂ、状態ｃでは、電圧Ｖ３が下がり、
スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦの状態に維持する電圧ま
で下がる。その後、トランジスタＱ３のＶｂｅ以下の電
圧以下まで下がり、抵抗Ｒ９を介して、コンデンサＣ８
を放電し、トランジスタＱ３をＯＦＦの状態にし、スイ
ッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態に維持する。
【００４２】次に、共振により、電圧Ｖ３が上昇し、コ
ンデンサＣ３、抵抗Ｒ２を介して、コンデンサＣ７を充
電していく。しかし、コンデンサＣ７を適切な値を選定
することにより、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態に
維持する。
【００４３】状態ｄにおいて、コンデンサＣ３の電圧が
さらに上昇し、スイッチング素子Ｑ１をＯＮに切り替わ
るように、コンデンサＣ７を適切な値を選定しておく
（なお、コンデンサＣ７の容量は前述のように、状態
ｂ、状態ｃでは、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦに維持
するような値にも選定される）。
【００４４】なお、このことを別な観点、即ち、コンデ
ンサＣ７の機能を電圧Ｖ３と電圧Ｖ５（例えば、図示の
実施例のようにスイッチング素子Ｑ１がＦＥＴである場
合、ゲート−ソース間の電圧）との関係で見ると、コン
デンサＣ７は抵抗Ｒ２と共に位相遅延回路を構成してい
る。したがって、電圧Ｖ５（波形は図示せず）は電圧Ｖ
３に対して位相が遅らされる。その結果、電圧Ｖ３が状
態ｃ（共振状態）のとき０になるのに対して、電圧Ｖ５
は状態ｄ（非共振状態）のとき０になる（もちろん、前
述のように、コンデンサＣ７の値は非共振状態で電圧Ｖ
５が０になるように予め選定されている）。即ち、ＦＥ
Ｔであるスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間にか
かっていた逆バイアスがなくなり、ＦＥＴのＯＮ条件で
ある電圧Ｖ５が０になった時点で、スイッチング素子Ｑ
１はＯＮになる。状態ｅではスイッチング素子Ｑ１をＯ
Ｎ状態に維持する。
【００４５】以上のように状態ａから状態ｅまでを繰り
返すことにより、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ時に、ト
ランスＴ１にエネルギーを貯え、スイッチング素子Ｑ１
をＯＦＦ時に、トランスＴ１からエネルギーを放出し、
二次側に出力を得ることができる。状態ｄでスイッチン
グ素子Ｑ１をＯＮにし、状態ａから状態ｂの切り替わり
で、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦにし、即ち、スイッ
チング素子Ｑ１は電圧０Ｖの時にスイッチしており（非
共振状態のとき、ＯＦＦからＯＮに切り替わってお
り）、スイッチングロスがない電圧共振電源になってい
る。状態ｂでは粗結合のトランスを用い、コンデンサＣ
６の容量とリーケージインダクタンス成分Ｌ１・（１−
Ｋ2 ）とで適切な共振状態をつくることができ、状態ｃ
では粗結合のトランスを用いて、コンデンサＣ６の容量
とリーケージインダクタンス成分Ｌ１・（１−Ｋ2 ）と
で、適切な共振状態をつくることができる。
【００４６】次に、負荷Ｒ１の両端の出力電圧Ｖｏを一
定に制御する方法について述べる。。電圧制御のための
構成として、出力電圧を分圧するための抵抗Ｒ１０、抵
抗１１から成る分圧器と、分圧器による分圧を検出し、
それに応じた電圧を発生させるためのシャントレギュレ
ータＩＣ１と、シャントレギュレータ１Ｃ１によって発
生される電圧によって発光素子の発光量を変化させ、そ
れによって受光素子の受光量を変化させるフォトカプラ
ーＰＣ１と、フォトカプラーＰＣＩによって流れる電流
の値が変化され、それによって、スイッチング素子Ｑ１
のＯＮからＯＦＦへのタイミングを制御する手段（トラ
ンジスタＱ３、コンデンサＣ８等）が設けられている。
【００４７】ＤＣ出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１０，１１で分
圧し、シャントレギュレータＩＣ１で検出し、出力電圧
Ｖｏが高い時はフォトカプラーＰＣ１の発光素子は光を
多く発生し、フォトカプラーＰＣ１の受光素子は多くの
光を受光するので、それに流れる電流は多くなる。この
結果、コンデンサＣ８の充電を早くし、スイッチング素
子Ｑ１を早くＯＦＦし、トランスＴ１に貯えるエネルギ
ーを少なくし、出力電圧Ｖｏを低くする。
【００４８】出力電圧Ｖｏが低い時は、フォトカプラー
ＰＣ１の発光素子は少ない光を発光し、フォトカプラー
ＰＣ１の受光素子は少ない光を受光するので、それに流
れる電流は少なくなり、この結果コンデンサＣ８の充電
を遅くし、スイッチング素子Ｑ１を遅くＯＦＦし、トラ
ンスＴ１に貯えるエネルギーを多くし、出力電圧Ｖｏは
高くなる。従って、シャントレギュレータＩＣ１の検出
電圧が一定、即ち、出力電圧Ｖｏが一定になる。
【００４９】次に、過電流保護について述べる。過電流
保護の構成として、トランジスタＱ２とこのトランジス
タＱ２のベース−エミッタ間に接続された抵抗Ｒ４が設
けられている。
【００５０】負荷Ｒ１を小さくしていくと、トランスＴ
１の１次側の電流が増え、即ち、抵抗Ｒ４に流れる電流
が増え、抵抗Ｒ４の両端に発生する電圧がトランジスタ
Ｑ２のＶｂｅを越えると、トランジスタＱ２をＯＮし、
スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。即ち、トランスＴ
１の１次側のピーク電流を、一定に抑える。
【００５１】実施例１では、ドレイン電圧が０であるこ
との検出回路を必要とせず、ゲートを制御するゲート方
向電流開閉回路も必要としない、電圧０でスイッチする
（非共振状態でＯＦＦからＯＮにスイッチする）電圧共
振型電源を構成できる。また、余分なインダクタを用い
ず、トランスは粗結合の構造で良く、構造の簡単な低価
格の分割巻のトランスを使用できる。
【００５２】（実施例２）図３に本発明の実施例２の電
源装置を示す。１は商用電源、Ｔ１はトランス、Ｑ１は
例えばＦＥＴから成るスイッチング素子、Ｑ２はトラン
ジスタ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、
Ｄ８はダイオード、Ｉ１Ｃはシャントレギュレータ、Ｐ
Ｃ１はフォトカプラー、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ９は電解コンデ
ンサ、Ｃ３、Ｃ６、Ｃ７はコンデンサ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
３、Ｒ４、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２は抵抗である。
【００５３】実施例１との違いは出力電圧を制御する構
成と、過電流保護の構成であるのでので（即ち、実施例
１におけるスイッチング手段のＯＮ−ＯＦＦを制御する
ためのトランジスタＱ３を用いる構成と過電流保護のた
めのトランジスタＱ２を用いる構成に代えて、実施例２
では、１つの共通のトランジスタＱ２を用いる構成にし
たものである）、これらの構成に基づく動作だけを説明
する。
【００５４】負荷Ｒ１の両端の出力電圧Ｖｏを一定に制
御する方法について記述する。ＤＣ出力電圧Ｖｏを抵抗
Ｒ１０、Ｒ１１で分圧し、シャントレギュレータＩＣ１
で検出し、出力電圧Ｖｏが高い時は、フォトカプラーＰ
Ｃ１の発光素子は光を多く発生し、フォトカプラーＰＣ
１の受光素子は多くの光を受光するので、それに流れる
電流は多くなる。この結果、抵抗Ｒ５に多めに電流を流
し、抵抗Ｒ５の両端の電位差を高くし、抵抗Ｒ４と抵抗
Ｒ５の両端に発生する電圧がトランジスタＱ２のＶｂｅ
を早く越えて、早めにトランジスタＱ２をＯＮし、スイ
ッチング素子Ｑ１を早くＯＦＦし、トランスＴ１に貯え
るエネルギーを少なくし、出力電圧Ｖｏを低くする。
【００５５】出力電圧Ｖｏが低い時は、フォトカプラー
ＰＣ１の発光素子は少ない光を発光し、フォトカプラー
ＰＣ１の受光素子は少ない光を受光するので、それに流
れる電流は少なくなり、この結果、抵抗Ｒ５に少なめに
電流を流し、抵抗Ｒ５の両端の電位差を低くし、抵抗Ｒ
４と抵抗Ｒ５の両端に発生する電圧がトランジスタＱ２
のＶｂｅを遅く越えて、遅めにトランジスタＱ２をＯＮ
し、スイッチング素子Ｑ１を遅くＯＦＦし、トランスＴ
１に貯えるエネルギーを多くし、出力電圧Ｖｏを高くす
る。従ってシャントレギュレータＩＣ１の検出電圧が一
定、即ち、出力電圧Ｖｏが一定になる。
【００５６】次に、過電流保護について記述する。負荷
Ｒ１を小さくしていくと、トランスＴ１の１次側の電流
が増え、出力電圧Ｖｏが低くなろうとし、フォトカプラ
ＰＣ１の発光素子は発光しなくなり、フォトカプラＰＣ
１の受光素子は受光しなくなり、電流が流れなくなる。
この結果、抵抗Ｒ５に電流が流れず、抵抗Ｒ５の両端の
電位差がなくなり、抵抗Ｒ４の両端に発生する電圧がト
ランジスタＱ２のＶｂｅを越えて、トランジスタＱ２を
ＯＮし、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、このとき、
トランスＴ１に貯えるエネルギーを最大にし、過電流保
護がかかった状態になり、抵抗Ｒ１を低くしていくにつ
れて、出力電圧Ｖｏは低くなっていく。即ち、実施例１
の自励発振回路の一部を構成するトランジスタＱ３とコ
ンデンサＣ８を必要とせず、出力電圧を所定の電圧に制
御することができる。また、過電流保護動作も同時にで
きる。
【００５７】（実施例３）図４に本発明の実施例の電源
装置を示す。１は商用電源、Ｔ１はトランス、Ｑ１は例
えばＦＥＴから成るスイッチング素子、Ｑ２、Ｑ３はト
ランジスタ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ
７はダイオード、ＩＣ１はシャントレギュレータ、ＰＣ
１はフォトカプラ、Ｃ１、Ｃ２は電解コンデンサ、Ｃ
３、Ｃ６、Ｃ８はコンデンサ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ
４、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２は抵抗である。
【００５８】実施例１との違いは、スイッチング素子を
駆動する回路構成であるので（実施例１における抵抗Ｒ
２とコンデンサＣ７で構成した位相遅延手段に代えて、
実施例３では、電圧Ｖ３を発生させる制御巻線（第２出
力巻線）を入力巻線と出力巻線の両方に対して適切に結
合して電圧Ｖ３の波形をこれらのほぼ合成波形となるよ
うに配置している）、違いのある回路構成に基づく動作
だけを説明する。
【００５９】即ち、状態ａ〜ｅのスイッチング素子の状
態について記述する。状態ａでは、前記したようにスイ
ッチング素子Ｑ１はＯＮ状態にあり、トランジスタＱ３
をＯＮし、スイッチング素子Ｑ１、をＯＦＦし、状態ｂ
に移る。状態ｂ、状態ｃでは、電圧Ｖ３が下がり、スイ
ッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態を維持する電圧まで下が
り、後に、トランジスタＱ３のＶｂｅ以下の電圧以下ま
で下がり、抵抗Ｒ９を介して、コンデンサＣ８を放電
し、トランジスタＱ３をＯＦＦ状態にし、スイッチング
素子Ｑ１をＯＦＦ状態に維持する。次に、共振により、
電圧Ｖ３が上昇し、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２を介し
て、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態に維持する。
【００６０】状態ｄにおいて、コンデンサＣ３の電圧が
さらに上昇し、スイッチング素子Ｑ１をＯＮに切り替わ
るように、電圧波形Ｖ１とＶ２の間のタイミングでＯＮ
になるように、Ｖ３の巻線をＶ１の巻線とＶ２の巻線と
の間に適切な結合状態になるように配置する。
【００６１】状態ｅではスイッチング素子Ｑ１をＯＮ状
態に維持する。
【００６２】以上のように状態ａから状態ｅまで繰り返
すことにより、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ時に、トラ
ンスＴ１にエネルギーを貯え、スイッチング素子Ｑ１を
ＯＦＦ時に、トランスＴ１からエネルギーを放出し、二
次側に出力を得ることができる。即ち、コンデンサを必
要とせず、より安定にゲートを駆動制御でき、電圧０で
スイッチする（非共振状態でスイッチング手段をＯＦＦ
からＯＮにスイッチする）電圧共振型電源を構成でき
る。
【００６３】（実施例４）図５に本発明の実施例４の電
源装置を示す。１は商用電源、Ｔ１はトランス、Ｑ１は
例えばＦＥＴから成るスイッチング素子、Ｑ２はトラン
ジスタ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、
Ｄ８はダイオード、ＩＣ１はシャントレギュレータ、Ｐ
Ｃ１はフォトカプラ、フォトカプラ、Ｃ１、Ｃ２は電解
コンデンサ、Ｃ３、Ｃ６はコンデンサ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
３、Ｒ４、Ｒ１０、Ｒ１２は抵抗である。
【００６４】実施例３との違いは、出力電圧を制御する
構成と、過電流保護の構成であるので（即ち、実施例３
におけるスイッチング手段のＯＮ−ＯＦＦを制御するた
めのトランジスタＱ３を用いる構成と過電流保護のため
のトランジスタＱ２を用いる構成に代えて、実施例４で
は、１つの共通のトランジスタＱ２を用いる構成にした
ものである）、これらの構成に基づく動作だけを説明す
る。
【００６５】負荷Ｒ１の両端の出力電圧Ｖｏを一定に制
御する方法について記述する。ＤＣ出力電圧Ｖｏを抵抗
Ｒ１０、Ｒ１１で分圧し、シャントレギュレータＩＣ１
で検出し、出力電圧Ｖｏが高い時は、フォトカプラーＰ
Ｃ１の発光素子は光を多く発生し、フォトカプラーＰＣ
１の受光素子は多くの光を受光するので、それに流れる
電流は多くなる。この結果、抵抗Ｒ５に多めに電流を流
し、抵抗Ｒ５の両端の電位差を高くし、抵抗Ｒ４と抵抗
Ｒ５の両端に発生する電圧がトランジスタＱ２のＶｂｅ
を早く越えて、早めにトランジスタＱ２をＯＮし、スイ
ッチング素子Ｑ１を早くＯＦＦし、トランスＴ１に貯え
るエネルギーを少なくし、出力電圧Ｖｏを低くする。
【００６６】出力電圧Ｖｏが低い時は、フォトカプラー
ＰＣ１の発光素子は少ない光を発光し、フォトカプラー
ＰＣ１の受光素子は少ない光を受光するので、それに流
れる電流は少なくなり、この結果、抵抗Ｒ５に少なめに
電流を流し、抵抗Ｒ５の両端の電位差を低くし、抵抗Ｒ
４と抵抗Ｒ５の両端に発生する電圧がトランジスタＱ２
のＶｂｅを遅く越えて、遅めにトランジスタＱ２をＯＮ
し、スイッチング素子Ｑ１を遅くＯＦＦし、トランスＴ
１に貯えるエネルギーを多くし、出力電圧Ｖｏを高くす
る。従ってシャントレギュレータＩＣ１の検出電圧が一
定、即ち、出力電圧Ｖｏが一定になる。
【００６７】次に、過電流保護について述べる。負荷Ｒ
１を小さくしていくと、トランジスタＴ１の１次側の電
流が増え、出力電圧Ｖｏが低くなろうとして、フォトカ
プラーＰＣ１の発光素子が発光しなくなり、フォトカプ
ラーＰＣ１の受光素子は受光しないので、電流が流れな
くなり、この結果、抵抗Ｒ５に電流が流れず、抵抗Ｒ５
の両端の電位差がなくなり、抵抗Ｒ４の両端に発生する
電圧がトランジスタＱ２のＶｂｅを越えて、トランジス
タＱ２をＯＮし、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、こ
のとき、トランスＴ１に貯えるエネルギーを最大にし、
過電流保護がかかった状態になり、抵抗Ｒ１を低くして
いくにつれて、出力電圧Ｖｏは低くなっていく。即ち、
実施例３の自励発振回路の一部を構成するトランジスタ
とコンデンサを必要とせず、出力電圧を所定の電圧に制
御することができる。また、過電流保護動作も同時にで
きる。
【００６８】（実施例５）図６に本発明の実施例１の電
源装置を示し、図７に各部の波形を示す。図６におい
て、１は商用電源であり、Ｔ１はトランスであり、Ｑ１
は例えばＦＥＴから成るスイッチング素子であり、Ｑ
２、Ｑ３はトランジスタであり、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ
４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７はダイオードであり、ＩＣ１はシ
ャントレギュレータであり、ＰＣ１はフォトカプラーで
あり、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ９は電解コンデンサ、Ｃ３、Ｃ
６、Ｃ７、Ｃ８はコンデンサであり、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ
３、Ｒ４、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２は抵抗であ
る。
【００６９】トランス１の電圧Ｖ１、Ｖ２に対応する巻
線に流れる電流をＩ１、Ｉ２、それぞれの巻線の自己イ
ンダクタンスをＬ１、Ｌ２とし、２つの巻線の相互イン
ダクタンスをＭとし、巻数比をＮとする。また、結合係
数をＫ＝Ｍ／√（Ｌ１・Ｌ２）とする。
【００７０】次に、前述の電源回路の動作を説明する。
電源回路は自励発振回路として構成されており、一連の
状態を繰り返すので、起動を発生させる図７に示す状態
ａから始めて、状態ａ〜ｅに沿って説明する。商用電源
１をＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４で整流し、電解コンデンサ
Ｃ１で平滑し、Ｃ１の両端にＤＣ電圧を得る。
【００７１】Ｃ１の両端にＤＣ電圧を得ると、抵抗Ｒ３
に電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ状態にし、
トランスＴ１の１次側を駆動し、トランスＴ１の２つの
巻線に出力を得て、スイッチング動作の最初の起動をか
ける。
【００７２】スイッチング素子Ｑ１がＯＮ、ダイオード
Ｄ５がＯＮのとき、電解コンデンサＣ１の両端の電圧を
Ｖｉｎ（正）とすると、電圧Ｖ１は約−Ｖｉｎとなり、
出力電圧Ｖ２は約コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｏとな
り、電流Ｉ１は単位時間あたり約（Ｖｉｎ−Ｋ・Ｎ・Ｖ
ｏ）／（Ｌ１・（１−Ｋ2 ））の上昇率で増加する。電
流Ｉ２は単位時間あたり約（Ｋ・Ｖｉｎ−Ｎ・Ｖｏ）／
（Ｌ１・（１−Ｋ2 ））の上昇率で増加する。
【００７３】電圧Ｖ３は正で、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ
２を介して、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ状態にする。
しかし、電圧Ｖ３（正）は抵抗Ｒ９を介して、コンデン
サＣ８を充電し、電圧Ｖ４がトランジスタＱ３のＶｂｅ
（ベース電位）に達した時、トランジスタＱ３をＯＮ
し、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。前述までの状
態は図７の状態ａである。
【００７４】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦの
時、電圧Ｖ１はコンデンサＣ６とリーケージインダクタ
ンス成分Ｌ１・（１−Ｋ2 ）とで共振し、上昇する。電
圧Ｖ２はＶｏである。電流Ｉ１は共振電流が流れ、電流
Ｉ２も共振電流が流れ、電流Ｉ２はいずれ０になり、ダ
イオードＤ５がＯＦＦになる。前述までの状態は図７の
状態ｂである。
【００７５】次に、ダイオードＤ５がＯＦＦ状態で、電
圧Ｖ２はコンデンサＣ６とインダクタンスＬ１で共振
し、いずれ上昇し、Ｖｏの電圧になり、ダイオードＤ５
が導通する。電圧Ｖ１はＶ２と同じ共振状態になる。電
流Ｉ１は共振電流が流れ、電流Ｉ２は０である。前述ま
での状態は図７の状態ｃである。
【００７６】ダイオードＤ５が導通し、電圧Ｖ２は電圧
Ｖｏとほぼ同じ電圧になり、電圧Ｖ１がコンデンサＣ６
の容量とリーケージインダクタンス成分Ｌ１・（１−Ｋ
2 ）との共振状態で、いずれ−Ｖｉｎの電圧になる。電
流Ｉ１と電流Ｉ２は共に共振状態にある。前述までの状
態は図７の状態ｄである。二次側の整流ダイオードがオ
フのとき、一次側から見えるインダクタンスは自己イン
ダクタンスＬ１で、二次側の整流ダイオードがオフ状態
のとき、一次側から見えるインダクタンスはリーケージ
インダクタンス成分Ｌ１（１−Ｋ2 ）となる。例とし
て、結合係数Ｋ＝０．８４の粗結合のトランスを用いる
と、リーケージインダクタンス成分が約０．３Ｌ１と比
較的大きいトランスを用いることになり、図７の電圧Ｖ
１はなだらかに上昇し、下降する電圧波形となる。
【００７７】ダイオードＤ７がＯＮで、ダイオードＤ５
がＯＮの時、電圧Ｖ１が−Ｖｉｎで、電圧Ｖ２は電圧Ｖ
ｏとほぼ同じ電圧で、電流Ｉ１は単位時間あたり約（Ｖ
ｉｎ−ｋ・Ｎ・Ｖｏ）／（Ｌ１・（１−Ｋ2 ））の上昇
率で増加する。いずれ、電流値が正となり、ダイオード
Ｄ７がＯＦＦとなる。電流Ｉ２は単位時間あたり約（Ｋ
・Ｖｉｎ−Ｎ・Ｖｏ）／（Ｌ１・（１−Ｋ2 ））の上昇
率で増加する。前述までの状態は図７の状態ｅである。
【００７８】次に、状態ａから状態ｅまでの間でのスイ
ッチング素子Ｑ１の状態について記述する。状態ａで
は、前記したようにスイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態に
あり、トランジスタＱ３をＯＮし、スイッチング素子Ｑ
１をＯＦＦし、状態ｂに移る。
【００７９】状態ｂ、状態ｃ、状態ｄでは、電圧Ｖ３が
下がり、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態を維持する
電圧まで下がり、後に、トランジスタＱ３のＶｂｅ以下
の電圧以下まで下がり、抵抗Ｒ９を介して、コンデンサ
Ｃ８を放電し、トランジスタＱ３をＯＦＦ状態にし、ス
イッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態に維持する。
【００８０】次に、共振により、電圧Ｖ３が上昇し、コ
ンデンサＣ３、抵抗Ｒ２を介して、コンデンサＣ７を充
電していく。しかし、コンデンサＣ７を適切な値を選定
することにより、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態に
維持する。
【００８１】状態ｅ（非共振状態）において、コンデン
サＣ７の電圧がさらに上昇し、スイッチング素子Ｑ１を
ＯＮに切り替わるように、コンデンサＣ７を適切な値を
選定しておく（なお、コンデンサＣ７の容量は前述のよ
うに、状態ｂ、状態ｃ、状態ｄでは、スイッチング素子
Ｑ１をＯＦＦに維持するような値にも選定される）。
【００８２】なお、このことを別な観点、即ち、コンデ
ンサＣ７の機能を電圧Ｖ３と電圧Ｖ５（例えば、図示の
実施例のようにスイッチング素子Ｑ１がＦＥＴである場
合、ゲート−ソース間の電圧）との関係で見ると、コン
デンサＣ７は抵抗Ｒ２と共に位相遅延回路を構成してい
る。したがって、電圧Ｖ５（波形は図示せず）は電圧Ｖ
３に対して位相が遅らされる。その結果、電圧Ｖ３が状
態ｂ、ｃ、ｄ（共振状態）のとき０になるのに対して、
電圧Ｖ５は状態ｅ（非共振状態）のとき０になる（もち
ろん、前述のように、コンデンサＣ７の値は非共振状態
で電圧Ｖ５が０になるように予め選定されている）。即
ち、ＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソー
ス間にかかっていた逆バイアスがなくなり、ＦＥＴのＯ
Ｎ条件である電圧Ｖ５が０になった時点で、スイッチン
グ素子Ｑ１はＯＮになる。状態ｅではスイッチング素子
Ｑ１をＯＮ状態に維持する。
【００８３】以上のように状態ａから状態ｅまでを繰り
返すことにより、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ時に、ト
ランスＴ１にエネルギーを貯えると共に、トランスＴ１
から２次側にエネルギーを供給し、スイッチング素子Ｑ
１をＯＦＦ時に、共振状態にすることができる。
【００８４】状態ｅでのスイッチング素子Ｑ１をＯＮ、
状態ａから状態ｂの切り替わりで、スイッチング素子Ｑ
１をＯＦＦにしている。即ち、スイッチング素子Ｑ１は
電圧０Ｖの時にスイッチしており（非共振状態のときＯ
ＦＦからＯＮに切り替わっており）、スイッチングロス
がない電圧共振電源になっている。
【００８５】状態ｂ、状態ｄでは粗結合のトランスを用
いて、コンデンサＣ６の容量とリーケージインダクタン
ス成分Ｌ１・（１−Ｋ2 ）とで、適切な共振状態をつく
ることができ、状態ｃでは粗結合のトランスを用いて、
コンデンサＣ６の容量とインダクタンスＬ１で、適切な
共振状態をつくることができる。
【００８６】次に、負荷Ｒ１の両端の出力電圧Ｖｏを一
定に制御する方法について記述する。電圧制御のための
構成として、出力電圧を分圧するための抵抗Ｒ１０、抵
抗１１から成る分圧器と、分圧器による分圧を検出し、
それに応じた電圧を発生させるためのシャントレギュレ
ータＩＣ１と、シャントレギュレータ１Ｃ１によって発
生される電圧によって発光素子の発光量を変化させ、そ
れによって受光素子の受光量を変化させるフォトカプラ
ーＰＣ１と、フォトカプラーＰＣＩによって流れる電流
の値が変化され、それによって、スイッチング素子Ｑ１
のＯＮからＯＦＦへのタイミングを制御する手段（トラ
ンジスタＱ３、コンデンサＣ８等）が設けられている。
【００８７】ＤＣ出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で
分圧し、シャントレギュレータＩＣ１で検出し、出力電
圧Ｖｏが高い時はフォトカプラーＰＣ１の発光素子は多
くの光を発生し、フォトカプラーＰＣ１の受光素子は多
くの光を受光する。この結果、それに電流を多く流し、
コンデンサＣ８の充電を早くし、スイッチング素子Ｑ１
を早くＯＦＦし、トランスＴ１に貯えるエネルギーを少
なくし、出力電圧Ｖｏを低くする。出力電圧Ｖｏが低い
時は、フォトカプラーＰＣ１の発光素子は少ない光を発
光し、フォトカプラーＰＣ１の受光素子は少ない光を受
光する。この結果、それに電流を少なく流し、コンデン
サＣ８の充電を遅くし、スイッチング素子Ｑ１を遅くＯ
ＦＦし、トランスＴ１に貯えるエネルギーを多くし、出
力電圧Ｖｏを高くする。従って、シャントシギュレータ
ＩＣ１の検出電圧が一定、即ち、出力電圧Ｖｏが一定に
なる。
【００８８】次に、過電流保護について述べる。過電流
保護の構成として、トランジスタＱ２とこのトランジス
タＱ２のベース−エミッタ間に接続された抵抗Ｒ４が設
けられている。
【００８９】負荷Ｒ１を小さくしていくと、トランスＴ
１の１次側の電流が増え、即ち、抵抗Ｒ４に流れる電流
が増え、抵抗Ｒ４の両端に発生する電圧がトランジスタ
Ｑ２のＶｂｅをこえるとトランジスタＱ２をＯＮし、ス
イッチング素子Ｑ１をＯＦＦする。即ち、トランスＴ１
の１次側のピーク電流を、一定に抑える。
【００９０】即ち、ドレイン電圧が０であることの検出
回路を必要とせず、ゲートを制御するゲート方向電流開
閉回路も必要としない、電圧０でスイッチする（非共振
状態でスイッチング手段をＯＦＦからＯＮにスイッチす
る）電圧共振型電源を構成できる。また、余分なインダ
クタンスを用いず、トランスは粗結合の構造で良く、構
造の簡単な低価格の分割巻のトランスを使用できる。
【００９１】（実施例６）図８に本発明の実施例６の電
源装置を示す。図８において、１は商用電源であり、Ｔ
１はトランスであり、Ｑ１は例えばＦＥＴから成るスイ
ッチング素子であり、Ｑ２はトランジスタであり、Ｄ
１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８はダイ
オードであり、ＩＣ１はシャントレギュレータであり、
ＰＣ１はフォトカプラーであり、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ９は電
解コンデンサ、Ｃ３、Ｃ６、Ｃ７はコンデンサであり、
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２は抵
抗である。
【００９２】実施例５との違いは出力電圧を制御する構
成と、過電流保護の構成であるのでので（即ち、実施例
１におけるスイッチング手段のＯＮ−ＯＦＦを制御する
ためのトランジスタＱ３を用いる構成と過電流保護のた
めのトランジスタＱ２を用いる構成に代えて、実施例６
では、１つの共通のトランジスタＱ２を用いる構成にし
たものである）、これらの構成に基づく動作だけを説明
する。
【００９３】負荷Ｒ１の両端の出力電圧Ｖｏを一定に制
御する方法について記述する。ＤＣ出力電圧Ｖｏを抵抗
Ｒ１０、Ｒ１１で分圧し、シャントレギュレータＩＣ１
で検出し、出力電圧Ｖｏが高い時はフォトカプラーＰＣ
１の発光素子は多くの光を発生し、フォトカプラーＰＣ
１の受光素子は多くの光を受光する。この結果、それに
電流を多く流し、抵抗Ｒ５の両端の電位差を高くし、抵
抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の両端に発生する電圧がトランジスタ
Ｑ２のＶｂｅを早く越えて、早めにトランジスタＱ２を
ＯＮし、スイッチング素子Ｑ１を早くＯＦＦし、トラン
スＴ１に貯えるエネルギーを少なくし、出力電圧Ｖｏを
低くする。
【００９４】出力電圧Ｖｏが低い時は、フォトカプラー
ＰＣ１の発光素子は少ない光を発光し、フォトカプラー
ＰＣ１の受光素子は少ない光を受光する。この結果、そ
れに電流を少なく流し、抵抗Ｒ５に少なめに電流を流
し、抵抗Ｒ５の両端の電位差を低くし、抵抗Ｒ４と抵抗
Ｒ５の両端に発生する電圧がトランジスタＱ２のＶｂｅ
を遅く越えて、遅めにトランジスタＱ２をＯＮし、スイ
ッチング素子Ｑ１を遅くＯＦＦし、トランスＴ１に貯え
るエネルギーを多くし、出力電圧Ｖｏを高くする。従っ
て、シャントレギュレータＩＣ１の検出電圧が一定、即
ち、出力電圧Ｖｏが一定になる。
【００９５】次に、過電流保護について述べる。負荷Ｒ
１を小さくしていくと、トランスＴ１の１次側の電流が
増え、出力電圧Ｖｏが低くなろうとし、フォトカプラー
ＰＣ１の発光素子は発光しなくなり、フォトカプラーＰ
Ｃ１の受光素子は受光しなくなり、電流が流れなくな
る、その結果、抵抗Ｒ５に電流が流れず、抵抗Ｒ５の両
端の電位差がなくなり、抵抗Ｒ４の両端に発生する電圧
がトランジスタＱ２のＶｂｅを越えて、トランジスタＱ
２をＯＮし、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、このと
き、トランスＴ１に貯えるエネルギーを最大にし、過電
流保護がかかった状態になり、抵抗Ｒ１を低くしていく
につれて、出力電圧Ｖｏは低くなっていく。即ち、実施
例５の自励発振回路の一部を構成するトランジスタとコ
ンデンサを必要とせず、出力電圧を所定の電圧に制御す
ることができる。また、過電流保護動作も同時にでき
る。
【００９６】（実施例７）図９に本発明の実施例７の電
源装置の回路図を示し、図１０に各部の波形を示す。図
９において、１は商用電源であり、Ｔ１はトランスであ
り、Ｑ１は例えばＦＥＴから成るスイッチング素子であ
り、Ｑ２、Ｑ３はトランジスタであり、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ
３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ９はダイオードであ
り、ＩＣ１はシャントレギュレータであり、ＰＣ１はフ
ォトカプラであり、Ｃ１、Ｃ２は電解コンデンサ、Ｃ
３、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８はコンデンサであり、Ｒ１、Ｒ
２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２は抵抗
である。
【００９７】また、トランスＴ１の電圧Ｖ１、Ｖ２に対
応する巻線に流れる電流をＩ１、Ｉ２とし、それぞれの
巻線の自己インダクタンスをＬ１、Ｌ２とし、２つの巻
線の相互インダクタンスをＭとし、巻数比をＮとする。
また、結合係数をＫ＝Ｍ／√（Ｌ１・Ｌ２）とする。
【００９８】次に、前述の電源回路の動作を説明する。
電源回路は自励発振回路として構成されており、一連の
状態を繰り返すので、起動を発生させる図１０に示す状
態ａから始めて、状態ａ〜ｅに沿って説明する。商用電
源１の交流電圧はダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４に
よって整流され、電解コンデンサＣ１で平滑にされ、そ
の両端にＤＣ電圧が得られる。電解コンデンサＣ１の両
端にＤＣ電圧が発生すると、抵抗Ｒ３に電流が流れ、そ
の結果、スイッチング素子Ｑ１はＯＮになり、トランス
Ｔ１の一次側が駆動され、トランスＴ１の２つの巻線に
出力が発生し、スイッチング動作の最初の起動が生じ
る。
【００９９】スイッチング素子Ｑ１がＯＮ、ダイオード
Ｄ５がＯＮのとき、電解コンデンサＣ１の両端の電圧を
Ｖｉｎ（正）とすると、電圧Ｖ１は約−Ｖｉｎとなり、
出力電圧Ｖ２は約コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｏとな
り、電流Ｉ１は単位時間あたり約（Ｖｉｎ−Ｋ・Ｎ・Ｖ
ｏ）／（Ｌ１・（１−Ｋ2 ））の上昇率で増加する。ま
た、電流Ｉ２は約（Ｋ・Ｖｉｎ−Ｎ・Ｖｏ）（Ｌ１・
（１−Ｋ2 ））の上昇率で増加する。電圧Ｖ３は正で、
コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｑ
１をＯＮ状態にする。
【０１００】しかし、電圧Ｖ３が抵抗Ｒ９を介してコン
デンサＣ８を充電し、電圧Ｖ４がトランジスタＱ３のＶ
ｂｅ（ベース電位）に達したとき、トランジスタＱ３は
ＯＮになり、スイッチング素子Ｑ１はＯＦＦになる。前
述までの状態は、図１０の状態ａである。
【０１０１】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦのと
き、電圧Ｖ１はコンデンサＣ６の容量とリーケージイン
ダクタンス成分Ｌ１・（１−Ｋ2 ）とで共振し、上昇す
る。電流Ｉ２として、共振電流が流れ、いずれ０にな
る。
【０１０２】このとき、ダイオードＤ５がＯＮからＯＦ
Ｆになり、ダイオードＤ９がＯＦＦからＯＮになり、電
圧Ｖ２はＶｏから−Ｖｏに変わる。また電流Ｉ１とし
て、共振電流が流れる。前述までの状態は、図１０の状
態ｂである。
【０１０３】次に、ダイオードＤ９がＯＮ状態で、電圧
Ｖ２はコンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｏとほぼ同じ電圧
になり、電圧Ｖ１はコンデンサＣ６の容量とリーケージ
インダクタンス成分Ｌ１・（１−Ｋ2 ）とで共振し、上
昇しその後下降し、−Ｖｉｎの電圧になり、ダイオード
Ｄ７が導通する。電流Ｉ１、電流Ｉ２としては、共に、
共振電流が流れる。前述までの状態は、図１０の状態ｃ
である。二次側の整流ダイオードがオフのとき、一次側
から見えるインダクタンスは自己インダクタンスＬ１
で、二次側の整流ダイオードがオフ状態のとき、一次側
から見えるインダクタンスはリーケージインダクタンス
成分Ｌ１（１−Ｋ2 ）となる。例として、結合係数Ｋ＝
０．８４の粗結合のトランスを用いると、リーケージイ
ンダクタンス成分が約０．３Ｌ１と比較的大きいトラン
スを用いることになり、図１０の電圧Ｖ１はなだらかに
上昇し、下降する電圧波形となる。
【０１０４】ダイオードＤ７が導通し、電圧Ｖ１が−Ｖ
ｉｎの電圧になったとき、電圧Ｖ２は電圧Ｖｏとほぼ同
じ電圧になり、電流Ｉ１は単位時間あたり、約（Ｖｉｎ
＋Ｋ・Ｎ・Ｖｏ）／（Ｌ１・（１−Ｋ2 ））の上昇率で
増加し、その後電流値が正となり、ダイオードＤ７がＯ
ＦＦとなる。電流Ｉ２は単位時間あたり約（Ｋ・Ｖｉｎ
＋Ｎ・Ｖｏ）／（Ｌ１・（１−Ｋ2 ））の上昇率で増加
する。前述までの状態は、図１０の状態ｄである。
【０１０５】ダイオードＤ７がＯＦＦで、スイッチング
素子Ｑ１がＯＮのとき、電圧Ｖ１が−Ｖｉｎで、電圧Ｖ
２は電圧Ｖｏとほぼ同じ電圧になり、電流Ｉ１は単位時
間あたり（Ｖｉｎ＋Ｋ・Ｎ・Ｖｏ）／（Ｌ１・（１−Ｋ
2 ））の上昇率で増加する。電流Ｉ２は単位時間あたり
約（Ｋ・Ｖｉｎ＋Ｎ・Ｖｏ）／（Ｌ１・（１−Ｋ2 ））
の上昇率で増加する。その後電流値は０となり、ダイオ
ードＤ９がＯＮからＯＦＦとなり、ダイオードＤ５がＯ
ＦＦからＯＮとなる。前述までの状態は、図１０の状態
ｅである。
【０１０６】次に、状態ａから状態ｅまでの間のスイッ
チング素子Ｑ１の状態について説明する。状態ａでは、
前記したようにスイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態にあ
り、トランジスタＱ３をＯＮし、このとき、スイッチン
グ素子Ｑ１はＯＦＦになり、状態ｂに移る。
【０１０７】状態ｂ、状態ｃでは、電圧Ｖ３が下がり始
め、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態に維持する電圧
にまで下がる。その後、トランジスタＱ３のＶｂｅ以下
の電圧まで下がり、抵抗Ｒ９を介して、コンデンサＣ８
を放電し、トランジスタＱ３をＯＦＦ状態にし、スイッ
チング素子Ｑ１をＯＦＦ状態に維持する。次に、共振に
より、電圧Ｖ３が上昇し、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２を
介してコンデンサＣ７を充電していく。しかし、コンデ
ンサＣ７を適切な値に選定することにより、スイッチン
グ素子Ｑ１をＯＦＦ状態に維持する。
【０１０８】状態ｄ（非共振状態）では、コンデンサＣ
７の電圧がさらに上昇し、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ
に切り替える。なお、スイッチング素子Ｑ１をＯＮに切
り替わるようにコンデンサＣ７の容量を適切な値に選定
しておく（なお、コンデンサＣ７の容量は前述のよう
に、状態ｂ、状態ｃでは、スイッチング素子Ｑ１をＯＦ
Ｆに維持するような値にも選定される）。
【０１０９】なお、このことを別な観点、即ち、コンデ
ンサＣ７の機能を電圧Ｖ３と電圧Ｖ５（例えば、図示の
実施例のようにスイッチング素子Ｑ１がＦＥＴである場
合、ゲート−ソース間の電圧）との関係で見ると、コン
デンサＣ７は抵抗Ｒ２と共に位相遅延回路を構成してい
る。したがって、電圧Ｖ５（波形は図示せず）は電圧Ｖ
３に対して位相が遅らされる。その結果、電圧Ｖ３が状
態ｃ（共振状態）のとき０になるのに対して、電圧Ｖ５
は状態ｄ（非共振状態）のとき０になる（もちろん、前
述のように、コンデンサＣ７の値は非共振状態で電圧Ｖ
５が０になるように予め選定されている）。即ち、ＦＥ
Ｔであるスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間にか
かっていた逆バイアスがなくなり、ＦＥＴのＯＮ条件で
ある電圧Ｖ５が０になった時点で、スイッチング素子Ｑ
１はＯＮになる。状態ｅでは、スイッチング素子Ｑ１を
ＯＮ状態に維持する。
【０１１０】以上のように、状態ａから状態ｅまでを繰
り返すことにより、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時に、
トランスＴ１にエネルギーを蓄えると共にトランスＴ１
からエネルギーを二次側に供給し、スイッチング素子Ｑ
１のＯＦＦ時に、トランスＴ１からエネルギーを放出
し、二次側に出力を得ることができる。
【０１１１】状態ｄでスイッチング素子Ｑ１をＯＮに
し、状態ａから状態ｂの切り替わりで、スイッチング素
子Ｑ１をＯＦＦにしている。即ち、スイッチング素子Ｑ
１は電圧０Ｖの時に切り替わっており（非共振状態のと
き、ＯＦＦからＯＮに切り替わっており）、スイッチン
グロスがない電圧共振電源になっている。
【０１１２】状態ｂ、状態ｃでは粗結合のトランスを用
いて、コンデンサＣ６の容量とリーケージインダクタン
ス成分Ｌ１・（１−Ｋ2 ）とで、適切な共振状態を作る
ことができる。
【０１１３】次に、負荷Ｒ１の両端の出力電圧Ｖｏを一
定に制御する方法について述べる。電圧制御のための構
成として、出力電圧を分圧するための抵抗Ｒ１０、抵抗
１１から成る分圧器と、分圧器による分圧を検出し、そ
れに応じた電圧を発生させるためのシャントレギュレー
タＩＣ１と、シャントレギュレータ１Ｃ１によって発生
される電圧によって発光素子の発光量を変化させ、それ
によって受光素子の受光量を変化させるフォトカプラー
ＰＣ１と、フォトカプラーＰＣＩによって流れる電流の
値が変化され、それによって、スイッチング素子Ｑ１の
ＯＮからＯＦＦへのタイミングを制御する手段（トラン
ジスタＱ３、コンデンサＣ８等）が設けられている。
【０１１４】ＤＣ出力電圧Ｖｏは抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で
分圧されており、シャントレギュレータＩＣ１で検出さ
れている。出力電圧Ｖｏが高いときは、フォトカプラー
ＰＣ１の発光素子は光を多く発生し、フォトカプラーＰ
Ｃ１の受光素子は多くの光を受光するので、それに流れ
る電流は多くなる。この結果、コンデンサＣ８の充電は
早くなり、スイッチング素子Ｑ１は早くＯＦＦし、トラ
ンスＴ１に貯えるエネルギーが少なくなり、出力電圧Ｖ
ｏは低くなる。
【０１１５】出力電圧Ｖｏが低いときは、フォトカプラ
ーＰＣ１の発光素子は少ない光を発生し、フォトカプラ
ーＰＣ１の受光素子は少ない光を受光するので、それに
流れる電流は少なくなる。この結果、コンデンサＣ８の
充電は遅くなり、スイッチング素子Ｑ１は遅くＯＦＦ
し、トランスＴ１に貯えるエネルギーが多くなり、出力
電圧Ｖｏは高くなる。従って、シャントレギューレータ
ＩＣ１の検出電圧が一定になり、即ち、出力電圧Ｖｏが
一定になる。
【０１１６】次に、負荷に過電流が流れるのを阻止する
ための過電流保護について述べる。過電流保護の構成と
して、トランジスタＱ２とこのトランジスタＱ２のベー
ス−エミッタ間に接続された抵抗Ｒ４が設けられてい
る。
【０１１７】負荷Ｒ１を小さくしていくと、トランスＴ
１の一次側の電流が増え、即ち、抵抗Ｒ４に流れる電流
が増え、抵抗Ｒ４の両端に発生する電圧がトランジスタ
Ｑ２のＶｂｅを越えると、トランジスタＱ２はＯＮにな
り、スイッチング素子Ｑ１はＯＦＦする。即ち、トラン
スＴ１の一次側のピーク電流を一定に抑える。
【０１１８】実施例７では、前述したように、ドレイン
電圧が０であることを検出する回路を必要とせず、ゲー
トを制御するゲート方向電流開閉回路も必要としない電
圧０で切り替わる（非共振状態でスイッチング手段をＯ
ＦＦからＯＮにスイッチする）電圧共振型電源を構成す
る。また、余分なインダクタを用いず、トランスは粗結
合の構造でよく、構造の簡単な低価格の分割巻きのトラ
ンスを使用できる。
【０１１９】（実施例８）図１１に本発明の実施例８の
電源装置の回路図を示す。１は商用電源であり、Ｔ１は
トランスであり、Ｑ１は例えばＦＥＴから成るスイッチ
ング素子であり、Ｑ２はトランジスタであり、Ｄ１、Ｄ
２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９はダイ
オードであり、ＩＣ１はシャントレギュレータであり、
ＰＣ１はフォトカプラであり、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ９は電解
コンデンサ、Ｃ３、Ｃ６、Ｃ７はコンデンサであり、Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２は抵抗
である。
【０１２０】実施例７との違いは、出力電圧を制御する
構成と、過電流保護の構成であるので（即ち、実施例７
におけるスイッチング手段のＯＮ−ＯＦＦを制御するた
めのトランジスタＱ３を用いる構成と過電流保護のため
のトランジスタＱ２を用いる構成に代えて、実施例２で
は、１つの共通のトランジスタＱ２を用いる構成にした
ものである）、これらの構成に基づく動作だけを説明す
る。
【０１２１】負荷Ｒ１の両端の出力電圧Ｖｏを一定に制
御する方法について述べる。ＤＣ出力電圧Ｖｏは抵抗Ｒ
１０、Ｒ１１で分圧されており、シャントレギュレータ
ＩＣ１で検出されている。出力電圧Ｖｏが高いときは、
フォトカプラーＰＣ１の発光素子は光を多く発生し、フ
ォトカプラーＰＣ１の受光素子は多くの光を受光するの
で、それに流れる電流は多くなる。この結果、抵抗Ｒ５
の両端の電位差が高くなり、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の両端
に発生する電圧がトランジスタＱ２のＶｂｅを早く越え
て、早めにトランジスタＱ２がＯＮする。この結果、ス
イッチング素子Ｑ１は早くＯＦＦし、トランスＴ１に貯
えるエネルギーがより少なくなり、出力電圧Ｖｏは低く
なる。
【０１２２】出力電圧Ｖｏが低いときは、フォトカプラ
ーＰＣ１の発光素子は少ない光を発生し、フォトカプラ
ーＰＣ１の受光素子は少ない光を受光するので、それに
流れる電流は少なくなる。この結果、抵抗Ｒ５の両端に
電位差がより低くなり、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の両端に発
生する電圧がトランジスタＱ２を遅く越えて、遅めにス
イッチング素子Ｑ１がＯＦＦし、トランスＴ１に貯える
エネルギーがより多くなり、出力電圧Ｖｏが高くなる。
従って、シャントレギュレータＩＣ１の検出電圧が一定
となり、即ち、出力電圧Ｖｏが一定になる。
【０１２３】次に、過電流保護について述べる。負荷Ｒ
１を小さくしていくと、トランスＴ１の一次側の電流が
増え、出力電圧Ｖｏが低くなろうとし、フォトカプラー
ＰＣ１の発光素子が発光しなくなり、フォトカプラーＰ
Ｃ１の受光素子は、受光しないので、電流が流れなくな
る。この結果、抵抗Ｒ５に電流が流れず、抵抗Ｒ５の両
端の電位差がなくなり、抵抗Ｒ４の両端に発生する電圧
がトランジスタＱ２のＶｂｅを越えて、トランジスタＱ
２はＯＮし、スイッチング素子Ｑ１はＯＦＦする。この
とき、トランスＴ１に貯えるエネルギーは最大になり、
過電流保護がかかった状態になり、抵抗Ｒ１を低くして
いくにつれて、出力電圧Ｖｏは低くなっていく。即ち、
実施例７の自励発振回路の一部を構成するトランジスタ
Ｑ３とコンデンサＣ８を必要とせず、出力電圧を所定の
電圧に制御することができ、また、過電流保護動作も同
時にできる。
【０１２４】（実施例９）図１２に本発明の実施例９の
電源装置の回路図を示す。１は商用電源であり、Ｔ１は
トランスであり、Ｑ１は例えばＦＥＴから成るスイッチ
ング素子であり、Ｑ２、Ｑ３はトランジスタであり、Ｄ
１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ９はダイ
オードであり、ＩＣ１はシャントレギュレータであり、
ＰＣ１はフォトカプラであり、Ｃ１、Ｃ２は電解コンデ
ンサ、Ｃ３、Ｃ６、Ｃ８はコンデンサであり、Ｒ１、Ｒ
２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２は抵抗
である。
【０１２５】実施例７との違いは、スイッチング素子を
駆動する回路構成であるので（実施例１における抵抗Ｒ
２とコンデンサＣ７で構成した位相遅延手段に代えて、
実施例３では、電圧Ｖ３を発生させる制御巻線（第２出
力巻線）を入力巻線と出力巻線の両方に対して適切に結
合して電圧Ｖ３の波形をこれらのほぼ合成波形となるよ
うに配置している）、違いのある回路構成に基づく動作
だけを説明する。
【０１２６】したがって、状態ａから状態ｅまでのスイ
ッチング素子の状態について述べる。状態ａでは、前記
したように、スイッチング素子Ｑ１はＯＮ状態にあり、
トランジスタＱ３はＯＮになり、スイッチング素子Ｑ１
はＯＦＦになり、状態ｂに移る。
【０１２７】状態ｂ、状態ｃでは、電圧Ｖ３が下がり、
スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態に維持する電圧まで
下がり、後に、トランジスタＱ３のＶｂｅ以下の電圧以
下まで下がり、抵抗Ｒ９を介して、コンデンサＣ８を放
電し、トランジスタＱ３をＯＦＦ状態にし、スイッチン
グ素子Ｑ１をＯＦＦ状態に維持する。次に、共振によ
り、電圧Ｖ３が上昇し、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２を介
して、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態に維持する。
【０１２８】状態ｄにおいて、電圧Ｖ３の電圧がさらに
上昇し、スイッチング素子Ｑ１をＯＮに切り替えるよう
に、電圧波形Ｖ１とＶ２の間のタイミングでＯＮになる
ように、前述のように、Ｖ３の巻線とＶ２の巻線との間
に適切な結合状態になるよるにＶ３の巻線は配置されて
いる。このため、状態ｄ（非共振状態）で、スイッチン
グ素子Ｑ１はＯＦＦからＯＮに切り替わる。
【０１２９】状態ｅでは、スイッチング素子Ｑ１はＯＮ
状態に維持される。
【０１３０】以上のように、状態ａから状態ｅまでを繰
り返すことにより、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時に、
トランスＴ１にエネルギーを貯え、スイッチング素子Ｑ
１のＯＦＦ時に、トランスＴ１からエネルギーを放出
し、二次側に出力を得ることができる。即ち、コンデン
サを必要とせず、より安定にスイッチング素子Ｑ１のゲ
ートを駆動制御でき、電圧０で切り替わる（非共振状態
でスイッチング手段をＯＦＦからＯＮにスイッチする）
電圧共振型電源を構成できる。
【０１３１】（実施例１０）図１３に本発明の実施例１
０の電源装置の回路図を示す。１は商用電源であり、Ｔ
１はトランスであり、Ｑ１は例えばＦＥＴから成るスイ
ッチング素子であり、Ｑ２はトランジスタであり、Ｄ
１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９
はダイオードであり、ＩＣ１はシャントレギュレータで
あり、ＰＣ１はフォトカプラであり、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ９
は電解コンデンサ、Ｃ３、Ｃ６はコンデンサであり、Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２は抵抗
である。
【０１３２】実施例９との違いは、出力電圧を制御する
構成と、過電流保護の構成であるので（即ち、実施例９
におけるスイッチング手段のＯＮ−ＯＦＦを制御するた
めのトランジスタＱ３を用いる構成と過電流保護のため
のトランジスタＱ２を用いる構成に代えて、実施例４で
は、１つの共通のトランジスタＱ２を用いる構成にした
ものである）、これらの構成に基づく動作だけを説明す
る。
【０１３３】負荷Ｒ１の両端の出力電圧Ｖｏを一定に制
御する方法について述べる。ＤＣ出力電圧Ｖｏは抵抗Ｒ
１０、Ｒ１１で分圧されており、シャントレギュレータ
ＩＣ１で検出されている。出力電圧Ｖｏが高いときは、
フォトカプラーＰＣ１の発光素子は光を多く発生し、フ
ォトカプラーＰＣ１の受光素子は多くの光を受光するの
で、それに流れる電流は多くなる。この結果、抵抗Ｒ５
の両端の電位差が高くなり、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の両端
に発生する電圧がトランジスタＱ２のＶｂｅを早く越え
て、早めにトランジスタＱ２がＯＮする。この結果、ス
イッチング素子Ｑ１は早くＯＦＦし、トランスＴ１に貯
えるエネルギーがより少なくなり、出力電圧Ｖｏは低く
なる。
【０１３４】出力電圧Ｖｏが低いときは、フォトカプラ
ーＰＣ１の発光素子は少ない光を発生し、フォトカプラ
ーＰＣ１の受光素子は少ない光を受光するので、それに
流れる電流は少なくなる。この結果、抵抗Ｒ５の両端に
電位差がより低くなり、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の両端に発
生する電圧がトランジスタＱ２を遅く越えて、遅めにス
イッチング素子Ｑ１がＯＦＦし、トランスＴ１に貯える
エネルギーがより多くなり、出力電圧Ｖｏが高くなる。
従って、シャントレギュレータＩＣ１の検出電圧が一定
となり、即ち、出力電圧Ｖｏが一定になる。
【０１３５】次に、過電流保護について述べる。負荷Ｒ
１を小さくしていくと、トランスＴ１の一次側の電流が
増え、出力電圧Ｖｏが低くなろうとし、フォトカプラー
ＰＣ１の発光素子が発光しなくなり、フォトカプラーＰ
Ｃ１の受光素子は、受光しないので、電流が流れなくな
る。この結果、抵抗Ｒ５に電流が流れず、抵抗Ｒ５の両
端の電位差がなくなり、抵抗Ｒ４の両端に発生する電圧
がトランジスタＱ２のＶｂｅを越えて、トランジスタＱ
２はＯＮし、スイッチング素子Ｑ１はＯＦＦする。この
とき、トランスＴ１に貯えるエネルギーは最大になり、
過電流保護がかかった状態になり、抵抗Ｒ１を低くして
いくにつれて、出力電圧Ｖｏは低くなっていく。即ち、
実施例９の自励発振回路の一部を構成するトランジスタ
とコンデンサを必要とせず、出力電圧を所定の電圧に制
御することができる。また、過電流保護動作も同時にで
きる。
【０１３６】
【発明の効果】以上詳記したように、本発明によれば、
トランスの入力巻線に接続された共振用コンデンサに、
前記トランスの入力巻線への電力の供給を制御するスイ
ッチング手段を接続し、該スイッチング手段のスイッチ
ング動作に応じて前記トランスの出力巻線に接続された
出力コンデンサに所定の直流電圧が得られるようにした
電源装置において、前記トランスとしてリーケージトラ
ンスを備えるとともに前記スイッチング手段のスイッチ
ング動作を制御する制御手段を備え、該制御手段は前記
トランスに設けられた第２の出力巻線の出力電圧により
制御され、前記スイッチング手段のスイッチング動作に
より、前記共振用コンデンサと前記リーケージトランス
の入力巻線と第１の出力巻線との間のリーケージインダ
クタンスとの間で共振状態を発生させる手段を備え、該
手段により前記スイッチング手段の端子電圧の立ち上が
り特性を遅らせ、前記スイッチング手段のスイッチング
動作時の損失を低減して、効率を向上させるとともに低
ノイズの電源装置を実現することができるものである。
【０１３７】また、ドレイン電圧が０であることの検出
回路を必要とせず、ゲートを制御するゲート方向電流開
閉回路も必要としない、電圧０でスイッチする（非共振
状態でスイッチング手段をＯＦＦからＯＮにスイッチす
る）電圧共振型電源を構成できる。また、余分なインダ
クタを用いず、トランスは粗結合の構造で良く、構造の
簡単な低価格の分割巻きのトランスを使用できる。
【０１３８】さらに、コンデンサを必要とせず、より安
定にゲートを駆動制御でき、自励発振回路の一部を構成
するトランジスタとコンデンサを必要とせず、出力電圧
を所定の電圧に制御できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の実施例１の電源装置の回路ブ
ロック図である。
【図２】図２は、本発明の実施例１の電源装置の主要部
分の波形図である。
【図３】図３は、本発明の実施例２の電源装置の回路ブ
ロック図である。
【図４】図４は、本発明の実施例３の電源装置の回路ブ
ロック図である。
【図５】図５は、本発明の実施例４の電源装置の回路ブ
ロック図である。
【図６】図６は、本発明の実施例５の電源装置の回路ブ
ロック図である。
【図７】図７は、本発明の実施例５の電源装置の主要部
分の波形図である。
【図８】図８は、本発明の実施例６の電源装置の回路ブ
ロック図である。
【図９】図９は、本発明の実施例７の電源装置の回路ブ
ロック図である。
【図１０】図１０は、本発明の実施例７の電源装置の主
要部分の波形図である。
【図１１】図１１は、本発明の実施例８の電源装置の回
路ブロック図である。
【図１２】図１２は、本発明の実施例９の電源装置の回
路ブロック図である。
【図１３】図１３は、本発明の実施例１０の電源装置の
回路ブロック図である。
【図１４】図１４は、従来例の電源装置の回路ブロック
図である。
【図１５】図１５は、従来例の電源装置で用いられてい
るスイッチング手段のドレインの波形図である。
【符号の説明】
１ 商用電源 Ｔ トランス Ｑ１ スイッチング素子 Ｑ２、Ｑ３ トランジスタ Ｄ ダイオード ＩＣ１ シャントレギュレータ Ｃ コンデンサ Ｒ 抵抗 ＰＣ１ フォトカプラー

Claims (37)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 トランスの入力巻線に接続された共振用
    コンデンサに、前記トランスの入力巻線への電力の供給
    を制御するスイッチング手段を接続し、該スイッチング
    手段のスイッチング動作に応じて前記トランスの出力巻
    線に接続された出力コンデンサに所定の直流電圧が得ら
    れるようにした電源装置において、 前記トランスとしてリーケージトランスを備えるととも
    に前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御する
    制御手段を備え、該制御手段は前記トランスに設けられ
    た第２の出力巻線の出力電圧により制御され、前記スイ
    ッチング手段のスイッチング動作により、前記共振用コ
    ンデンサと前記リーケージトランスの入力巻線と第１の
    出力巻線との間のリーケージインダクタンスとの間で共
    振状態を発生させる手段を備え、該手段により前記スイ
    ッチング手段の端子電圧の立ち上がり特性を遅らせ前記
    スイッチング手段のスイッチング動作時の損失を低減す
    ることを特徴とする電源装置。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の電源装置において、前記
    制御手段はスイッチング手段を駆動する駆動手段を有
    し、前記スイッチング手段は前記駆動手段を介した前記
    トランスの第２の出力巻線の出力電圧により制御される
    ことを特徴とする電源装置。
  3. 【請求項３】 請求項２記載の電源装置において、前記
    制御手段は前記トランスの第２の出力巻線のＣＲ充放電
    回路を介してトランジスタを駆動することにより前記ス
    イッチング手段を不作動にし、前記トランスの第２の出
    力巻線から前記駆動手段を介して前記スイッチング手段
    を駆動するとともに前記スイッチング手段のスイッチン
    グ動作の位相を遅延する位相遅延手段を有することを特
    徴とする電源装置。
  4. 【請求項４】 請求項２記載の電源装置において、前記
    制御手段は前記トランスの第２の出力巻線の電圧をＣＲ
    充放電回路を介してトランジスタを駆動することにより
    前記スイッチング手段を不作動にし、前記トランスの第
    ２の出力巻線から前記駆動手段を介して前記スイッチン
    グ手段を駆動するとともに、前記トランスの第２の出力
    巻線を入力巻線と第１の出力巻線との間に結合させるこ
    とを特徴とする電源装置。
  5. 【請求項５】 請求項２記載の電源装置において、前記
    トランスの第１出力巻線の出力電圧で電圧を発生させる
    電圧発生手段を備えるとともに、前記トランスの第１出
    力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じた信号を発
    生する電圧検出手段を備え、該電圧検出手段は該手段で
    発生された信号で制御手段のスイッチング動作レベルを
    設定することを特徴とする電源装置。
  6. 【請求項６】 請求項５記載の電源装置において、前記
    制御手段は前記スイッチング手段の電流を検出し所定の
    電流値に達したとき前記スイッチング手段を不作動にす
    る手段を有し、該手段と前記電圧を検出して制御するこ
    とを併用して制御する手段を有し、前記トランスの第２
    の出力巻線から前記駆動手段を介して前記スイッチング
    手段を駆動するとともに前記スイッチング手段のスイッ
    チング動作の位相を遅延する位相遅延手段を有すること
    を特徴とする電源装置。
  7. 【請求項７】 請求項５記載の電源装置において、前記
    制御手段は前記スイッチング手段の電流を検出し所定の
    電流値に達したとき前記スイッチング手段を不作動にす
    る手段を有し、該手段と前記電圧を検出して制御するこ
    とを併用して制御する手段を有し、前記トランスの第２
    の出力巻線から前記駆動手段を介して前記スイッチング
    手段を駆動するとともに、前記トランスの第２の出力巻
    線を入力巻線と第１の出力巻線との間に結合させること
    を特徴とする電源装置。
  8. 【請求項８】 請求項２記載の電源装置において、前記
    スイッチング手段のスイッチング動作はオン、オフ動作
    であり、前記スイッチング手段がオフ動作状態の時に、
    共振状態を発生させる手段が動作するとともに出力コン
    デンサに所定の電圧が得られることを特徴とする電源装
    置。
  9. 【請求項９】 請求項２記載の電源装置において、前記
    スイッチング手段のスイッチング動作はオン、オフ動作
    であり、前記スイッチング手段がオン動作状態の時に、
    出力コンデンサに所定の電圧が得られることを特徴とす
    る電源装置。
  10. 【請求項１０】 請求項２記載の電源装置において、前
    記スイッチング手段のスイッチング動作はオン、オフ動
    作であり、前記スイッチング手段がオン、オフ動作状態
    のいずれの時にも、出力コンデンサに所定の電圧が得ら
    れることを特徴とする電源装置。
  11. 【請求項１１】入力巻線、第１出力巻線および第２出力
    巻線を持つトランスと、 前記入力巻線に接続されてＤＣ電源を供給するＤＣ電源
    手段と、 前記第１出力巻線に接続された負荷と、 前記ＤＣ電源手段に基づいて第１巻線に流れる電流を制
    御するように第１巻線に接続されたスイッチング手段
    と、 前記スイッチング手段に関連して設けられた共振用コン
    デンサと前記トランスの少なくとも第１巻線を含む巻線
    によって得られるインダクタンスとによって共振状態を
    発生する共振回路手段と、 前記第２出力巻線に供給される電力によって前記スイッ
    チング手段のＯＮ−ＯＦＦを制御するスイッチング手段
    制御手段と、を有する電源装置であって、 電源装置は、前記スイッチング手段制御手段によって前
    記スイッチング手段をＯＮ−ＯＦＦ制御する自励発振回
    路として構成されており、前記スイッチング手段がＯＦ
    Ｆ状態にあるとき、ＯＦＦ状態の一部の間で、前記共振
    回路手段は共振状態を発生し、共振状態後に発生される
    非共振状態のときに前記スイッチング手段はＯＦＦから
    ＯＮにスイッチされ、前記スイッチング手段がＯＦＦの
    とき主に、第１出力巻線に接続された負荷には電力が供
    給されるように構成されていることを特徴とする電源装
    置。
  12. 【請求項１２】 請求項１１記載の電源装置において、
    前記スイッチング手段制御手段は、前記第２出力巻線に
    よって発生される電圧を前記スイッチング手段をＯＦＦ
    にする電圧に下げ、それによって、前記スイッチング手
    段をＯＦＦにすると共に前記共振回路手段による共振状
    態を発生させ、その後、前記共振回路による共振状態が
    終わった後の非共振状態のときに、前記第２出力巻線に
    よって発生される電圧を前記スイッチング手段をＯＮに
    する電圧にまで上げ、それによって、前記スイッチング
    手段をＯＮにすることを特徴とする電源回路。
  13. 【請求項１３】 請求項１２記載の電源装置において、
    前記スイッチング手段制御手段は、共振状態により最初
    に下降しその後上昇する第２出力巻線の電圧の位相を遅
    延させて、前記共振回路による共振状態が終わった後の
    非共振状態のときに、前記スイッチング手段をＯＮにす
    る電圧を前記スイッチング手段に与える位相遅延手段を
    有することを特徴とする電源装置。
  14. 【請求項１４】 請求項１１記載の電源装置において、
    前記スイッチング手段制御手段は、前記共振回路による
    共振状態が終わった後の非共振状態のときに、前記スイ
    ッチング手段をＯＮにする電圧を前記スイッチング手段
    に与えるような第２出力巻線の電圧が発生されるよう
    に、第２出力巻線が入力巻線と第１出力巻線とに対して
    結合されるように構成されていることを特徴とする電源
    装置。
  15. 【請求項１５】 請求項１１記載の電源装置において、
    前記第１出力巻線に発生される電圧を一定に制御する電
    圧制御手段をさらに有し、該電圧制御手段は、第１出力
    巻線に発生される電圧に応じた信号を発生させて前記ス
    イッチング手段制御手段に供給し、スイッチング手段制
    御手段によって前記スイッチング手段のＯＮ−ＯＦＦの
    スイッチングの時間を制御して第１出力巻線に発生され
    る電圧を一定に制御するように構成されていることを特
    徴とする電源装置。
  16. 【請求項１６】 請求項１１記載の電源装置において、
    負荷の過電流保護手段をさらに有し、該過電流保護手段
    は、負荷が小さくなり、負荷に電流が多く流れるとき、
    前記スイッチング手段をＯＦＦさせるように構成されて
    いることを特徴とする電源装置。
  17. 【請求項１７】商用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得
    るＤＣ電源手段と、 入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランスと、 前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給を制
    御するスイッチング手段と、 前記スイッチング手段を駆動する駆動手段と、 前記入力巻線に接続された共振用コンデンサと、 前記トランスの第１出力巻線の出力電圧で所定の電圧を
    発生する電圧発生手段と、 前記第１出力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じ
    た信号を発生する電圧検出手段と、 前記電圧検出手段で発生された信号で前記駆動手段を介
    して前記スイッチング手段を制御するスイッチング手段
    制御手段とを有する電源装置であって、 電源装置は、前記スイッチング手段制御手段によって前
    記スイッチング手段をＯＮ−ＯＦＦ制御する自励発振回
    路として構成されており、前記スイッチング手段がＯＦ
    Ｆ状態にあるとき、ＯＦＦ状態の一部の間で、前記共振
    用コンデンサと前記入力巻線と前記第１出力巻線との間
    のリーケージインダクタンスとの間で共振状態が発生さ
    れ、共振状態後に発生される非共振状態のときに前記ス
    イッチング手段はＯＦＦからＯＮにスイッチされ、前記
    スイッチング手段がＯＮのときに主に、第１出力巻線に
    接続された負荷に電力が供給されるように構成されてい
    ることを特徴とする電源装置。
  18. 【請求項１８】 請求項１７記載の電源装置において、
    第２出力巻線から前記駆動手段に電力を供給することを
    特徴とする電源装置。
  19. 【請求項１９】 請求項１８記載の電源装置において、
    前記制御手段として前記第２出力巻線の電圧をＣＲ充放
    電回路を介して第１トランジスタをＯＮ駆動することに
    より前記スイッチング手段をＯＦＦするスイッチング手
    段ＯＦＦ手段を有し、前記駆動手段として前記第２出力
    巻線をＣＲ充放電回路を介して前記スイッチング手段を
    駆動すると共に位相を遅延する位相遅延手段を有するこ
    とを特徴とする電源装置。
  20. 【請求項２０】 請求項１８記載の電源装置において、
    前記制御手段として、前記スイッチング手段の電流を検
    出し所定の電流値に達したとき前記スイッチング手段を
    ＯＦＦするスイッチング手段ＯＦＦ手段を有し、前記ス
    イッチング手段ＯＦＦ手段と前記電圧を検出して制御す
    ることを併用して制御する手段を有し、前記駆動手段と
    して、前記第２出力巻線からＣＲ充放電回路を介して前
    記スイッチング手段を駆動すると共に位相を遅延する位
    相遅延手段を有することを特徴とする電源装置。
  21. 【請求項２１】入力巻線、第１出力巻線および第２出力
    巻線を持つトランスと、 前記入力巻線に接続されてＤＣ電源を供給するＤＣ電源
    手段と、 前記第１出力巻線に接続された負荷と、 前記ＤＣ電源手段に基づいて第１巻線に流れる電流を制
    御するように第１巻線に接続されたスイッチング手段
    と、 前記スイッチング手段に関連して設けられた共振用コン
    デンサと前記トランスの少なくとも第１巻線を含む巻線
    によって得られるインダクタンスとによって共振状態を
    発生する共振回路手段と、 前記第２出力巻線に供給される電力によって前記スイッ
    チング手段のＯＮ−ＯＦＦを制御するスイッチング手段
    制御手段と、を有する電源装置であって、 電源装置は、前記スイッチング手段制御手段によって前
    記スイッチング手段をＯＮ−ＯＦＦ制御する自励発振回
    路として構成されており、前記スイッチング手段がＯＦ
    Ｆ状態にあるとき、ＯＦＦ状態の一部の間で、前記共振
    回路手段は共振状態を発生し、共振状態後に発生される
    非共振状態のときに前記スイッチング手段はＯＦＦから
    ＯＮにスイッチされ、前記スイッチング手段がＯＮのと
    き主に、第１出力巻線に接続された負荷には電力が供給
    されるように構成されていることを特徴とする電源装
    置。
  22. 【請求項２２】 請求項２１記載の電源装置において、
    前記スイッチング手段制御手段は、前記第２出力巻線に
    よって発生される電圧を前記スイッチング手段をＯＦＦ
    にする電圧に下げ、それによって、前記スイッチング手
    段をＯＦＦにすると共に前記共振回路手段による共振状
    態を発生させ、その後、前記共振回路による共振状態が
    終わった後の非共振状態のときに、前記第２出力巻線に
    よって発生される電圧を前記スイッチング手段をＯＮに
    する電圧にまで上げ、それによって、前記スイッチング
    手段をＯＮにすることを特徴とする電源回路。
  23. 【請求項２３】 請求項２２記載の電源装置において、
    前記スイッチング手段制御手段は、共振状態により最初
    に下降しその後上昇する第２出力巻線の電圧の位相を遅
    延させて、前記共振回路による共振状態が終わった後の
    非共振状態のときに、前記スイッチング手段をＯＮにす
    る電圧を前記スイッチング手段に与える位相遅延手段を
    有することを特徴とする電源装置。
  24. 【請求項２４】 請求項２１記載の電源装置において、
    前記第１出力巻線に発生される電圧を一定に制御する電
    圧制御手段をさらに有し、該電圧制御手段は、第１出力
    巻線に発生される電圧に応じた信号を発生させて前記ス
    イッチング手段制御手段に供給し、スイッチング手段制
    御手段によって前記スイッチング手段のＯＮ−ＯＦＦの
    スイッチングの時間を制御して第１出力巻線に発生され
    る電圧を一定に制御するように構成されていることを特
    徴とする電源装置。
  25. 【請求項２５】 請求項２１記載の電源装置において、
    負荷の過電流保護手段をさらに有し、該過電流保護手段
    は、負荷が小さくなり、負荷に電流が多く流れるとき、
    前記スイッチング手段をＯＦＦさせるように構成されて
    いることを特徴とする電源装置。
  26. 【請求項２６】商用電源を整流し平滑してＤＣ電源を得
    るＤＣ電源手段と、 入力巻線と１つ以上の出力巻線を有するトランスと、 前記ＤＣ電源手段から前記入力巻線への電力の供給を制
    御するスイッチング手段と、 前記スイッチング手段を駆動する駆動手段と、 前記入力巻線に接続された共振用コンデンサと、 前記トランスの第１出力巻線の出力電圧で所定の電圧を
    発生する電圧発生手段と、 前記第１出力巻線の出力電圧を検出して出力電圧に応じ
    た信号を発生する電圧検出手段と、 前記電圧検出手段で発生された信号で前記駆動手段を介
    して前記スイッチング手段を制御するスイッチング手段
    制御手段とを有する電源装置において、 電源装置は、前記スイッチング手段制御手段によって前
    記スイッチング手段をＯＮ−ＯＦＦ制御する自励発振回
    路として構成されており、前記スイッチング手段がＯＦ
    Ｆ状態にあるとき、ＯＦＦ状態の一部の間で、前記共振
    用コンデンサと前記入力巻線と前記第１出力巻線との間
    のリーケージインダクタンスとの間で共振状態が発生さ
    れ、共振状態後に発生される非共振状態のときに前記ス
    イッチング手段はＯＦＦからＯＮにスイッチされ、前記
    スイッチング手段のＯＮ−ＯＦＦ制御により、第１出力
    巻線のいずれの方向に電流が流れるときにも第１出力巻
    線に接続された負荷には電力が供給されるように構成さ
    れていることを特徴とする電源装置。
  27. 【請求項２７】 請求項２６記載の電源装置において、
    第２出力巻線から前記駆動手段に電力を供給することを
    特徴とする電源装置。
  28. 【請求項２８】 請求項２７記載の電源装置において、
    前記制御手段として前記第２出力巻線の電圧をＣＲ充放
    電回路を介して第１トランジスタをＯＮ駆動することに
    より前記スイッチング手段をＯＦＦするスイッチング手
    段ＯＦＦ手段を有し、前記駆動手段として前記第２出力
    巻線をＣＲ充放電回路を介して前記スイッチング手段を
    駆動すると共に位相を遅延する位相遅延手段を有するこ
    とを特徴とする電源装置。
  29. 【請求項２９】 請求項２７記載の電源装置において、
    前記制御手段として、前記スイッチング手段の電流を検
    出し所定の電流値に達したとき前記スイッチング手段を
    ＯＦＦするスイッチング手段ＯＦＦ手段を有し、前記ス
    イッチング手段ＯＦＦ手段と前記電圧を検出して制御す
    ることを併用して制御する手段を有し、前記駆動手段と
    して、前記第２出力巻線からＣＲ充放電回路を介して前
    記スイッチング手段を駆動すると共に位相を遅延する位
    相遅延手段を有することを特徴とする電源装置。
  30. 【請求項３０】 請求項２７記載の電源装置において、
    前記第２出力巻線の電圧をＣＲ充放電回路を介して第１
    トランジスタをＯＮ駆動することにより前記スイッチン
    グ手段をＯＦＦするスイッチング手段ＯＦＦ手段を有
    し、前記駆動手段として前記第２出力巻線からＣＲ充放
    電回路を介して前記スイッチング手段を駆動すると共に
    前記第２出力巻線を前記入力巻線と前記第１出力巻線と
    の間で結合させることを特徴とする電源装置。
  31. 【請求項３１】 請求項２７記載の電源装置において、
    前記スイッチング手段の電流を検出し、所定の電流値に
    達したとき前記スイッチング手段をＯＦＦにするスイッ
    チング手段ＯＦＦ手段を有し、前記スイッチング手段Ｏ
    ＦＦ手段と前記電圧を検出して制御することを併用して
    制御する手段を有し、前記駆動手段として前記第２出力
    巻線からＣＲ充放電回路を介して前記スイッチング手段
    を駆動すると共に前記第２出力巻線を前記入力巻線と前
    記第１巻線との間で結合させることを特徴とする電源装
    置。
  32. 【請求項３２】入力巻線、第１出力巻線および第２出力
    巻線を持つトランスと、 前記入力巻線に接続されてＤＣ電源を供給するＤＣ電源
    手段と、 前記第１出力巻線に接続された負荷と、 前記ＤＣ電源手段に基づいて第１巻線に流れる電流を制
    御するように第１巻線に接続されたスイッチング手段
    と、 前記スイッチング手段に関連して設けられた共振用コン
    デンサと前記トランスの少なくとも第１巻線を含む巻線
    によって得られるインダクタンスとによって共振状態を
    発生する共振回路手段と、 前記第２出力巻線に供給される電力によって前記スイッ
    チング手段のＯＮ−ＯＦＦを制御するスイッチング手段
    制御手段と、を有する電源装置であって、 電源装置は、前記スイッチング手段制御手段によって前
    記スイッチング手段をＯＮ−ＯＦＦ制御する自励発振回
    路として構成されており、前記スイッチング手段がＯＦ
    Ｆ状態にあるとき、ＯＦＦ状態の一部の間で、前記共振
    回路手段は共振状態を発生し、共振状態後に発生される
    非共振状態のときに前記スイッチング手段はＯＦＦから
    ＯＮにスイッチされ、前記スイッチング手段のＯＮ−Ｏ
    ＦＦ制御により、第１出力巻線のいずれの方向に電流が
    流れるときにも第１出力巻線に接続された負荷には電力
    が供給されるように構成されていることを特徴とする電
    源装置。
  33. 【請求項３３】 請求項３２記載の電源装置において、
    前記スイッチング手段制御手段は、前記第２出力巻線に
    よって発生される電圧を前記スイッチング手段をＯＦＦ
    にする電圧に下げ、それによって、前記スイッチング手
    段をＯＦＦにすると共に前記共振回路手段による共振状
    態を発生させ、その後、前記共振回路による共振状態が
    終わった後の非共振状態のときに、前記第２出力巻線に
    よって発生される電圧を前記スイッチング手段をＯＮに
    する電圧にまで上げ、それによって、前記スイッチング
    手段をＯＮにすることを特徴とする電源回路。
  34. 【請求項３４】 請求項３３記載の電源装置において、
    前記スイッチング手段制御手段は、共振状態により最初
    に下降しその後上昇する第２出力巻線の電圧の位相を遅
    延させて、前記共振回路による共振状態が終わった後の
    非共振状態のときに、前記スイッチング手段をＯＮにす
    る電圧を前記スイッチング手段に与える位相遅延手段を
    有することを特徴とする電源装置。
  35. 【請求項３５】 請求項３３記載の電源装置において、
    前記スイッチング手段制御手段は、前記共振回路による
    共振状態が終わった後の非共振状態のときに、前記スイ
    ッチング手段をＯＮにする電圧を前記スイッチング手段
    に与えるような第２出力巻線の電圧が発生されるよう
    に、第２出力巻線が入力巻線と第１出力巻線とに対して
    結合されるように構成されていることを特徴とする電源
    装置。
  36. 【請求項３６】 請求項３２記載の電源装置において、
    前記第１出力巻線に発生される電圧を一定に制御する電
    圧制御手段をさらに有し、該電圧制御手段は、第１出力
    巻線に発生される電圧に応じた信号を発生させて前記ス
    イッチング手段制御手段に供給し、スイッチング手段制
    御手段によって前記スイッチング手段のＯＮ−ＯＦＦの
    スイッチングの時間を制御して第１出力巻線に発生され
    る電圧を一定に制御するように構成されていることを特
    徴とする電源装置。
  37. 【請求項３７】 請求項３２記載の電源装置において、
    負荷の過電流保護手段をさらに有し、該過電流保護手段
    は、負荷が小さくなり、負荷に電流が多く流れるとき、
    前記スイッチング手段をＯＦＦさせるように構成されて
    いることを特徴とする電源装置。
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