JP4682763B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

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Description

本発明は、半導体スイッチング素子のオン・オフにより直流電圧を所定の大きさの直流電圧に変換して負荷に供給するＤＣ/ＤＣコンバータに関する。
図５は、特許文献１に記載された従来技術の回路図であり、フライバック形のＤＣ/ＤＣコンバータを示している。
図５において、１０１は直流電源、１０２は半導体スイッチング素子、１０３は変圧器、１０４，１０６はダイオード、１０５，１０７はコンデンサ、１０８は出力電圧検出調整回路、１１１は制御回路である。
出力電圧検出調整回路１０８は、コンパレータ１０９、フォトカプラ１１０等から構成されており、制御回路１１１は、コンパレータ１１２、三角波発生回路１１３、スイッチング素子１０２の駆動回路としてのドライバ１１４、アンドゲート１１５、矩形波発生回路１１６から構成されている。
次に、この回路の動作を、図６を参照しつつ略述する。
図５に示したＤＣ/ＤＣコンバータでは、出力電圧ＶＯがコンパレータ１０９の設定値ＶＲＥＦに一致するようにスイッチング素子１０２のオン期間をＰＷＭ制御している。
すなわち、出力電圧検出調整回路１０８の出力電圧を指令値ＶＣとし、この指令値ＶＣと三角波発生回路１１３からの三角波ＶＴとをコンパレータ１１２により比較してＰＷＭ信号ＶＭを得る。このＰＷＭ信号ＶＭと矩形波発生回路１１６の出力信号ＶＳとの論理積をアンドゲート１１５により求めて駆動信号ＶＧとし、この駆動信号ＶＧをドライバ１１４を介しスイッチング素子１０２に与えてオン・オフさせている。
ここで、矩形波発生回路１１６は、その出力信号ＶＳが「High」レベルの時にスイッチング素子１０２がスイッチングを繰り返し、「Low」レベルの時にスイッチング素子１０２を強制的に停止させることでスイッチング素子１０２を間欠発振動作させるように作用する。このようにスイッチング素子１０２の強制停止期間を設けることで単位時間当たりのスイッチング回数を減少させ、スイッチング損失や導通損失を低減させている。
特開２００３−３３０１８号公報（段落［０００２］，［０００３］、図５，図６等）
上記従来技術では、フォトカプラ１１０を介して伝達される指令値ＶＣにノイズが含まれる場合、負荷が軽くなって指令値ＶＣが低下すると、図６に示すように、上記ノイズに起因して指令値ＶＣと三角波ＶＴとの比較（切り合い）が正常に行われなくなり、その結果、コンパレータ１１２からのＰＷＭ信号ＶＭが一時的に得られなくなって間欠動作になる期間が発生する。
前述した矩形波発生回路１１６及びアンドゲート１１５によるスイッチング素子１０２の間欠発振動作は、スイッチング損失等の低減に効果的であるが、ＰＷＭ信号ＶＭが間欠的になると、矩形波発生回路１１６の出力信号ＶＳが「High」レベルであるスイッチング期間中に必要とされる本来のオン・オフ動作が不完全なものになり、ＤＣ／ＤＣコンバータとして所望の直流電圧を得ることができなくなる。
このため、従来では、指令値ＶＣの低下によってＰＷＭ信号ＶＭを間欠させることがないように、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側にダミー負荷を接続して軽負荷になるのを防止しているが、これによると装置の効率が低下するほか、ＰＷＭ信号ＶＭの間欠期間には変圧器１０３から異音が発生して耳障りである等の問題がある。
そこで本発明の目的は、軽負荷時におけるＰＷＭ信号ＶＭの間欠を防止して所望の直流電圧を出力させるようにしたＤＣ/ＤＣコンバータを提供することにある。
また、本発明の他の目的は、ダミー負荷を不要にして装置の効率を向上させ、変圧器からの異音の発生を防ぐことができるＤＣ/ＤＣコンバータを提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電源に接続された変圧器の一次巻線に接続された半導体スイッチング素子をオン・オフさせることにより、この変圧器の二次巻線を介して負荷に設定値通りの直流電圧を供給するようにしたＤＣ/ＤＣコンバータにおいて、その制御手段に、出力電圧検出調整手段、比較手段、及び三角波発生手段を備えたものである。ここで、出力電圧検出調整手段は、コンバータの出力電圧検出値と設定値とに応じた指令値を出力し、比較手段は、前記指令値と三角波とを比較してスイッチング素子の駆動信号（ＰＷＭ信号）を生成する。また、三角波発生手段は、出力電圧検出値に応じて大きさが変化する前記指令値に応じて、三角波の傾きを調節可能に構成されている。
上記の三角波発生手段としては、請求項２に記載されているように、充放電電源に接続されたコンデンサと、前記指令値の大きさに応じた電流をコンデンサに流入させてその電圧を変化させる手段と、を備え、前記コンデンサの端子電圧波形を三角波として比較手段に入力するように構成される。
また、三角波発生手段としては、請求項３に記載されているように、スイッチング素子を流れる電流を電圧に変換し、更にこの電圧を変換した電流により充電されるコンデンサと、前記指令値の大きさに応じた電流を前記コンデンサに流入させてその電圧を変化させる手段と、を備え、前記コンデンサの端子電圧波形を三角波として比較手段に入力するように構成しても良い。
本発明によれば、軽負荷時に指令値が低下するとコンデンサへの流入電流が増加して三角波の傾斜を急峻にすることにより、出力電圧が低下するが、出力電圧調整手段の動作により、低下した出力電圧を設定値に一致させるように指令値が増加していくので、所定の出力電圧が得られる時点で指令値が安定する。このため、指令値と三角波との比較が正確に行われないことによるＰＷＭ信号の間欠を防止し、ＤＣ/ＤＣコンバータから所望の直流電圧を出力させることが可能になる。
また、ＤＣ/ＤＣコンバータにダミー負荷を接続する必要がなくなるので、装置の効率が向上すると共に、変圧器からの異音の発生を防ぐことができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す回路図である。図１において、直流電源１の正極には変圧器２の一次巻線２ａが接続され、その二次巻線２ｂにはダイオード３、コンデンサ４及び負荷５が接続されている。
ダイオード３とコンデンサ４との接続点には出力電圧検出調整回路６が接続されており、この回路６からは、図５における出力電圧検出調整回路１０８と同様に、出力電圧ＶＯと設定値ＶＲＥＦとの比較によって指令値ＶＣが出力されるようになっている。
７は指令値ＶＣに基づいて三角波ＶＴを生成する三角波発生回路であり、この三角波発生回路７は、基準電源８（電圧をＶＣＣとする）と、その正極にエミッタが接続された２つのトランジスタ９，１０と、トランジスタ９のコレクタに一端が接続され、かつ他端に指令値ＶＣが加えられている抵抗１１と、トランジスタ１０のコレクタに一端が接続されたコンデンサ１２と、このコンデンサ１２に接続された充電電源１３及び放電電源１４とから構成されている。これらの電源１３，１４及びコンデンサ１２の接続点の電圧波形が、三角波ＶＴとしてコンパレータ１５の反転入力端子に入力されている。
コンパレータ１５は、出力電圧検出調整回路６からの指令値ＶＣと三角波ＶＴとを比較して、ＶＣ＞ＶＴの時に「High」レベルとなり、ＶＣ＜ＶＴの時に「Low」レベルとなるＰＷＭ信号ＶＭを出力する。
ＰＷＭ信号ＶＭはドライバ１６を介してＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子１７のゲートに加えられており、このスイッチング素子１７は変圧器２の一次巻線２ａとグランドとの間に直列に接続されている。
次に、この実施形態の動作を図２を参照しつつ説明する。本実施形態の基本的な動作としては、従来技術と同様に、出力電圧ＶＯを設定値ＶＲＥＦに一致させるような指令値ＶＣと三角波ＶＴとを比較し、その比較結果に基づくＰＷＭ信号ＶＭを用いてスイッチング素子１７をＰＷＭ制御する。
ここで、三角波発生回路７内の抵抗１１を流れる電流ｉ１は、ｉ１＝（ＶＣＣ−Ｖ９−ＶＣ）／Ｒ１１であり（Ｖ９はトランジスタ９の順方向降下電圧、Ｒ１１は抵抗１１の抵抗値）、軽負荷時に指令値ＶＣが小さくなるとｉ１は増加する。これにより、トランジスタ１０からコンデンサ１２に流入する電流ｉ２も増加する（ｉ１≒ｉ２）ので、図２に示すように三角波ＶＴの波高値が大きくなり、その傾きも急峻になる。
三角波ＶＴの傾きが急峻になると、ＰＷＭ信号ＶＭのパルス幅はそれ以前より狭くなって出力電圧ＶＯが低下するため、出力電圧調整回路６の動作により、出力電圧ＶＯを設定値ＶＲＥＦに一致させるように指令値ＶＣが増加していき、所定の出力電圧ＶＯが得られる時点で指令値ＶＣが安定することになる。
すなわち、三角波ＶＴの傾きを変化させずに低下した場合の指令値を図２のＶＣ’（従来技術）とすると、この実施形態によればＶＣ’よりも大きな指令値ＶＣを得ることができ、軽負荷になって一時的に指令値が低下してもこの指令値を直ちに増加させることで、コンパレータ１５により三角波ＶＴと比較する際に従来のような指令値のノイズの影響を受けるおそれがなくなる。従って、三角波ＶＴと指令値ＶＣとの比較によりコンパレータ１５から安定したＰＷＭ信号ＶＭを出力させることができ、図６のような間欠動作を発生させずにスイッチングを行わせることができるものである。
次に、図３は本発明の第２実施形態を示しており、図１と同一の構成要素については同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
この第２実施形態では、三角波発生回路１８の構成が図１と異なっている。すなわち、変圧器２の一次巻線２ａに直列接続されたスイッチング素子１７とグランドとの間に抵抗２０が接続され、スイッチング素子１７と抵抗２０との接続点は電圧電流変換回路１９及びコンデンサ１２の直列回路を介して接地されている。また、電圧電流変換回路１９とコンデンサ１２との接続点は、トランジスタ１０のコレクタに接続されていると共に、コンパレータ１５の反転入力端子に接続されている。
この実施形態においては、スイッチング素子１７のオン時に抵抗２０の両端に発生する電圧を電圧電流変換回路１９により電流に変換してコンデンサ１２を充電し、このコンデンサ１２の電圧波形を三角波ＶＴとしてコンパレータ１５により指令値ＶＣと比較することにより、図１の実施形態と同様の動作を行わせることができる。
すなわち、指令値ＶＣが低下すると前記同様にトランジスタ１０を流れる電流ｉ２が増加してコンデンサ１２に重畳される電圧が上昇するため、三角波ＶＴの傾きが急峻になり、出力電圧ＶＯの減少→指令値ＶＣの増加によってＰＷＭ信号ＶＭが間欠的になるのを防止することができる。
なお、本発明は、図４に示すように、特開２００２−２０９３８１号公報の図１や図５に記載されているような、自励形電流共振回路を用いたＤＣ/ＤＣコンバータにおいて、下アームのスイッチング素子を制御する場合にも適用可能である。
すなわち、図４において、２ｃ，２ｄは変圧器２の補助巻線であり、補助巻線２ｃの一端は、共振用コンデンサ２３を介して一次巻線２ａに並列に接続された半導体スイッチング素子２１のゲートに抵抗２２を介して接続され、補助巻線２ｃに発生する電圧によって半導体スイッチング素子２１をオン・オフさせるようになっている。補助巻線２ｄの一端は抵抗２４を介して三角波発生回路７に導かれており、補助巻線２ｄに発生する電圧によって三角波の発振を開始させる。
なお、図４において、二次巻線２ｂはセンタータップ形となっており、また、２５は整流用ダイオードである。
図４の回路では、半導体スイッチング素子１７，２１が交互にオン・オフすることにより、変圧器２の二次側の負荷５に対して所望の直流電力を供給するものである。このようなＤＣ／ＤＣコンバータに対しても、図１の第１実施形態と同様にして、三角波ＶＴと指令値ＶＣとの比較によりコンパレータ１５から安定したＰＷＭ信号ＶＭを出力させることができ、図６に示したような間欠動作を発生させずにスイッチングを行わせることができるものである。
本発明の第１実施形態を示す回路図である。 図１の動作を示す波形図である。 本発明の第２実施形態を示す回路図である。 第１実施形態の変形例を示す回路図である。 従来技術を示す回路図である。 図５の動作を示す波形図である。
符号の説明
１：直流電源
２：変圧器
２ａ：一次巻線
２ｂ：二次巻線
３，２５：ダイオード
４，１２，２３：コンデンサ
５：負荷
６：出力電圧検出調整回路
７，１８：三角波発生回路
８：基準電源
９，１０：トランジスタ
１１，２０，２２，２４：抵抗
１３：充電電源
１４：放電電源
１５：コンパレータ
１６：ドライバ
１７，２１：半導体スイッチング素子
１９：電圧電流変換回路

Claims (3)

  1. 直流電圧が印加される一次巻線と負荷に接続される二次巻線とを有する変圧器と、前記一次巻線に接続された半導体スイッチング素子と、前記二次巻線の出力電圧を設定値に一致させるように前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御する制御手段と、を備え、前記スイッチング素子のオン・オフにより前記変圧器を介して負荷に前記設定値通りの直流電圧を供給するようにしたＤＣ/ＤＣコンバータにおいて、
    前記制御手段は、
    前記出力電圧及び前記設定値に応じた指令値を出力する調整手段と、前記指令値と三角波とを比較して前記スイッチング素子の駆動信号を生成する比較手段と、前記三角波を発生する三角波発生手段と、を備え、
    前記三角波発生手段は、前記指令値の増減に応じて三角波の傾きを調節可能であることを特徴とするＤＣ/ＤＣコンバータ。
  2. 請求項１に記載したＤＣ/ＤＣコンバータにおいて、
    前記三角波発生手段は、充放電電源に接続されたコンデンサと、前記指令値の大きさに応じた電流を前記コンデンサに流入させてその電圧を変化させる手段と、を備え、前記コンデンサの端子電圧波形を前記三角波として前記比較手段に入力することを特徴とするＤＣ/ＤＣコンバータ。
  3. 請求項１に記載したＤＣ/ＤＣコンバータにおいて、
    前記三角波発生手段は、前記スイッチング素子を流れる電流に応じて充電されるコンデンサと、前記指令値の大きさに応じた電流を前記コンデンサに流入させてその電圧を変化させる手段と、を備え、前記コンデンサの端子電圧波形を前記三角波として前記比較手段に入力することを特徴とするＤＣ/ＤＣコンバータ。
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