JP3301194B2 - インバータ制御装置 - Google Patents
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、モータを駆動するイン
バータ制御装置の改良に関するものである。
バータ制御装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】以後、理解しやすくするために、一例と
してモータとして誘導電動機を駆動するベクトル制御方
式インバータ制御装置（以下インバータ制御装置と称
す）について説明する。
してモータとして誘導電動機を駆動するベクトル制御方
式インバータ制御装置（以下インバータ制御装置と称
す）について説明する。
【０００３】図１３、図１４、図１５及び図１６は、電
流制御形ベクトル制御による従来のインバータ制御装置
を示す図で、図１３は要部構成図、図１４はベクトル制
御ブロック図、図１５はＰＷＭ動作原理図、図１６はイ
ンバータ制御装置の外形図である。
流制御形ベクトル制御による従来のインバータ制御装置
を示す図で、図１３は要部構成図、図１４はベクトル制
御ブロック図、図１５はＰＷＭ動作原理図、図１６はイ
ンバータ制御装置の外形図である。
【０００４】図１３において、１は三相交流電源、２は
三相交流電源１から直流電圧を得るダイオード等で構成
される整流回路、３は直流電圧平滑用フィルタ、４はト
ランジスタ等のスイッチング素子で構成されたインバー
タ回路、５は負荷の誘導電動機（以下、モータと称
す）、６はモータ５の速度を検出する速度検出器、７は
モータ５の速度基準を与える速度指令回路、８は速度指
令回路７の指令値ωｒ*と速度検出器６の検出出力ωｒ
との偏差により、モータ５の１次電流指令値Ｉ*を演算
するベクトル制御演算回路、９はモータ５の１次電流検
出値Ｉを検出する電流検出器、１０は上記１次電流指令
値Ｉ*と１次電流検出値Ｉとの偏差に基づいてインバー
タ回路４のスイッチング素子をオンオフさせるための信
号を発生するパルス幅変調制御回路（以下ＰＷＭ回路と
称す）、１１は整流回路２やインバータ回路４に搭載さ
れた素子の発生する熱を放熱するための放熱フィンであ
る。
三相交流電源１から直流電圧を得るダイオード等で構成
される整流回路、３は直流電圧平滑用フィルタ、４はト
ランジスタ等のスイッチング素子で構成されたインバー
タ回路、５は負荷の誘導電動機（以下、モータと称
す）、６はモータ５の速度を検出する速度検出器、７は
モータ５の速度基準を与える速度指令回路、８は速度指
令回路７の指令値ωｒ*と速度検出器６の検出出力ωｒ
との偏差により、モータ５の１次電流指令値Ｉ*を演算
するベクトル制御演算回路、９はモータ５の１次電流検
出値Ｉを検出する電流検出器、１０は上記１次電流指令
値Ｉ*と１次電流検出値Ｉとの偏差に基づいてインバー
タ回路４のスイッチング素子をオンオフさせるための信
号を発生するパルス幅変調制御回路（以下ＰＷＭ回路と
称す）、１１は整流回路２やインバータ回路４に搭載さ
れた素子の発生する熱を放熱するための放熱フィンであ
る。
【０００５】次に、上記構成において、ベクトル制御演
算回路８の内部構成を図１４のベクトル制御ブロック図
に従って説明する。図において、８１は速度指令回路７
の指令値ωｒ*と速度検出器６の検出値ωｒの偏差を増
幅してトルク分電流指令値Ｉq*を出力する演算増幅器、
８２は速度検出器６の検出値ωｒに応じて２次磁束指令
値Ф2*を発生する２次磁束パターン発生器、８３は２次
磁束パターン発生器８２の出力に基づき推定２次磁束Ф
2と励磁電流成分指令値Ｉd*を発生する演算回路、８４
は上記トルク分電流指令値Ｉq*と励磁電流成分指令値Ｉ
d*から１次電流振幅値｜Ｉ1*｜を発生する１次電流振幅
発生器、８５は上記トルク分電流指令値Ｉq*と励磁電流
成分指令値Ｉd*からトルク偏角θ*を演算するトルク偏
角演算回路、８６は上記トルク分電流指令値Ｉq*と推定
２次磁束Ф2からすべり周波数指令ωｓ*を演算するすべ
り周波数指令演算回路、８７は１次電流振幅発生器８４
の出力｜Ｉ1*｜とトルク偏角演算回路８５の出力θ*及
びすべり周波数指令演算回路８６の出力ωｓ*と速度検
出器６の出力ωｒの和でなるインバータ周波数指令ω0
により１次電流指令値Ｉ*を演算する１次電流指令演算
回路であり、これらによりベクトル制御演算回路８が構
成されている。
算回路８の内部構成を図１４のベクトル制御ブロック図
に従って説明する。図において、８１は速度指令回路７
の指令値ωｒ*と速度検出器６の検出値ωｒの偏差を増
幅してトルク分電流指令値Ｉq*を出力する演算増幅器、
８２は速度検出器６の検出値ωｒに応じて２次磁束指令
値Ф2*を発生する２次磁束パターン発生器、８３は２次
磁束パターン発生器８２の出力に基づき推定２次磁束Ф
2と励磁電流成分指令値Ｉd*を発生する演算回路、８４
は上記トルク分電流指令値Ｉq*と励磁電流成分指令値Ｉ
d*から１次電流振幅値｜Ｉ1*｜を発生する１次電流振幅
発生器、８５は上記トルク分電流指令値Ｉq*と励磁電流
成分指令値Ｉd*からトルク偏角θ*を演算するトルク偏
角演算回路、８６は上記トルク分電流指令値Ｉq*と推定
２次磁束Ф2からすべり周波数指令ωｓ*を演算するすべ
り周波数指令演算回路、８７は１次電流振幅発生器８４
の出力｜Ｉ1*｜とトルク偏角演算回路８５の出力θ*及
びすべり周波数指令演算回路８６の出力ωｓ*と速度検
出器６の出力ωｒの和でなるインバータ周波数指令ω0
により１次電流指令値Ｉ*を演算する１次電流指令演算
回路であり、これらによりベクトル制御演算回路８が構
成されている。
【０００６】次に、上記構成において、ＰＷＭ回路１０
の内部構成を図１５のＰＷＭ動作原理図に従って説明す
る。図において、１００１は１次電流指令値Ｉ*と１次
電流検出値Ｉとの偏差であるΔＩ、１００２は上記ΔＩ
をチョッピングするための三角波、１００３は上記ΔＩ
と三角波とを比較しΔＩ＞三角波の場合にオンしΔＩ＜
三角波の場合にオフするスイッチング信号である。この
三角波の周期を一般的にＰＷＭ周波数と呼び、以下ｆpw
mと称する。インバータ回路４に搭載されたパワートラ
ンジスタ等の素子（以下スイッチング素子と称す）は、
このスイッチング信号１００３に基づいてスイッチング
されることになる。
の内部構成を図１５のＰＷＭ動作原理図に従って説明す
る。図において、１００１は１次電流指令値Ｉ*と１次
電流検出値Ｉとの偏差であるΔＩ、１００２は上記ΔＩ
をチョッピングするための三角波、１００３は上記ΔＩ
と三角波とを比較しΔＩ＞三角波の場合にオンしΔＩ＜
三角波の場合にオフするスイッチング信号である。この
三角波の周期を一般的にＰＷＭ周波数と呼び、以下ｆpw
mと称する。インバータ回路４に搭載されたパワートラ
ンジスタ等の素子（以下スイッチング素子と称す）は、
このスイッチング信号１００３に基づいてスイッチング
されることになる。
【０００７】図１６は、上記構成を搭載したインバータ
制御装置の外形図であり、次に、図１６について説明す
る。図において、１１ａ、１１ｂ、１１ｃは放熱フィ
ン、１２は電気回路部、１３は冷却ファンである。負荷
モータを、インバータ制御装置を用いて駆動する場合、
通常は、ｆpwmは約３ＫＨZに設定される。しかし、この
約３ＫＨｚという周波数は人間の可聴範囲内であるた
め、モータ運転時に耳障りな騒音が発生する。そこで、
この騒音を低減あるいはほとんど無くすために、ｆpwm
を人間の可聴範囲外である約１０ＫＨｚ〜２０ＫＨｚに
設定することがしばしば行われる。また、モータを超高
速回転（約５００００ｒｐｍ以上）で回転させる場合に
おいても、モータ電流の周波数が高くなることから後述
するように制御性能確保の目的でｆpwmを通常より高く
（約５ＫＨｚ〜１０ＫＨｚ）設定することが必要にな
る。図において、（ａ）はｆpwmが約３ＫＨｚの場合に
おけるインバータ制御装置の外形を示し、（ｂ−１）、
（ｂ−２）、（ｂ−３）はｆpwmが約５ＫＨｚ〜２０Ｋ
Ｈｚの場合におけるインバータ制御装置の外形を示す。
ｆpwmが大となるほどインバータ回路４のスイッチング
素子のスイッチング損失が大となり発熱も大となるの
で、それに伴って（ｂ−１）、（ｂ−２）に示すとおり
放熱フィン１１ｂ，１１ｃを１１ａと比較して大きくす
るか、または（ｂ−３）に示すとおり新たに外部に冷却
用ファン１３を設置して放熱能力を向上させる必要があ
る。
制御装置の外形図であり、次に、図１６について説明す
る。図において、１１ａ、１１ｂ、１１ｃは放熱フィ
ン、１２は電気回路部、１３は冷却ファンである。負荷
モータを、インバータ制御装置を用いて駆動する場合、
通常は、ｆpwmは約３ＫＨZに設定される。しかし、この
約３ＫＨｚという周波数は人間の可聴範囲内であるた
め、モータ運転時に耳障りな騒音が発生する。そこで、
この騒音を低減あるいはほとんど無くすために、ｆpwm
を人間の可聴範囲外である約１０ＫＨｚ〜２０ＫＨｚに
設定することがしばしば行われる。また、モータを超高
速回転（約５００００ｒｐｍ以上）で回転させる場合に
おいても、モータ電流の周波数が高くなることから後述
するように制御性能確保の目的でｆpwmを通常より高く
（約５ＫＨｚ〜１０ＫＨｚ）設定することが必要にな
る。図において、（ａ）はｆpwmが約３ＫＨｚの場合に
おけるインバータ制御装置の外形を示し、（ｂ−１）、
（ｂ−２）、（ｂ−３）はｆpwmが約５ＫＨｚ〜２０Ｋ
Ｈｚの場合におけるインバータ制御装置の外形を示す。
ｆpwmが大となるほどインバータ回路４のスイッチング
素子のスイッチング損失が大となり発熱も大となるの
で、それに伴って（ｂ−１）、（ｂ−２）に示すとおり
放熱フィン１１ｂ，１１ｃを１１ａと比較して大きくす
るか、または（ｂ−３）に示すとおり新たに外部に冷却
用ファン１３を設置して放熱能力を向上させる必要があ
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のモ
ータを駆動するインバータ制御装置では、モータを低騒
音で駆動する場合はｆpwmを通常よりも大幅に高く設定
している。また、モータを超高速回転で駆動する場合に
おいてもｆpwmを通常より高く設定している。従来は、
上述の通りｆpwmを常時高く設定しているので、スイッ
チング素子の発熱が増大し、対策としてインバータ制御
装置の放熱フィンを大きくする、または外部に冷却ファ
ンを追加設置していた。従って、モータを低騒音あるい
は超高速回転で駆動する場合、インバータ制御装置の外
形が大きくなる、またはコストアップが伴うなどの問題
点があった。
ータを駆動するインバータ制御装置では、モータを低騒
音で駆動する場合はｆpwmを通常よりも大幅に高く設定
している。また、モータを超高速回転で駆動する場合に
おいてもｆpwmを通常より高く設定している。従来は、
上述の通りｆpwmを常時高く設定しているので、スイッ
チング素子の発熱が増大し、対策としてインバータ制御
装置の放熱フィンを大きくする、または外部に冷却ファ
ンを追加設置していた。従って、モータを低騒音あるい
は超高速回転で駆動する場合、インバータ制御装置の外
形が大きくなる、またはコストアップが伴うなどの問題
点があった。
【０００９】この発明は、上記の問題点を解決するため
になされたもので、モータを低騒音で駆動する場合、あ
るいは超高速回転で駆動する場合においてもインバータ
制御装置の外形が大きくならず、コストアップもしない
モータ駆動用のインバータ制御装置を提供することを目
的とする。
になされたもので、モータを低騒音で駆動する場合、あ
るいは超高速回転で駆動する場合においてもインバータ
制御装置の外形が大きくならず、コストアップもしない
モータ駆動用のインバータ制御装置を提供することを目
的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明に係るモータの
インバータ制御装置は、速度検出器によって検出したモ
ータの速度が定トルク領域であるか定出力領域であるか
を判定し、前記モータの速度が定トルク領域である場
合、パルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を可聴範囲外の周
波数に切り換えるとともに、上記モータの速度が定出力
領域である場合、モータ速度の関数で且つ定トルク領域
のＰＷＭ周波数より低いＰＷＭ周波数を設定する定トル
ク／定出力ＰＷＭ切り換え手段を備えたものである。
インバータ制御装置は、速度検出器によって検出したモ
ータの速度が定トルク領域であるか定出力領域であるか
を判定し、前記モータの速度が定トルク領域である場
合、パルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を可聴範囲外の周
波数に切り換えるとともに、上記モータの速度が定出力
領域である場合、モータ速度の関数で且つ定トルク領域
のＰＷＭ周波数より低いＰＷＭ周波数を設定する定トル
ク／定出力ＰＷＭ切り換え手段を備えたものである。
【００１１】またこの発明に係るモータのインバータ制
御装置は、モータの運転が速度制御モードであるか位置
制御モードであるかを判定して、パルス幅変調回路のＰ
ＷＭ周波数を切り換える速度／位置ＰＷＭ切り換え手段
を備えたものである。
御装置は、モータの運転が速度制御モードであるか位置
制御モードであるかを判定して、パルス幅変調回路のＰ
ＷＭ周波数を切り換える速度／位置ＰＷＭ切り換え手段
を備えたものである。
【００１２】またこの発明に係るモータのインバータ制
御装置は、モータの等価負荷率を演算し、その負荷率に
応じて上記パルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を切り換え
る等価負荷率ＰＷＭ切り換え手段を備えたものである。
御装置は、モータの等価負荷率を演算し、その負荷率に
応じて上記パルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を切り換え
る等価負荷率ＰＷＭ切り換え手段を備えたものである。
【００１３】またこの発明に係るモータのインバータ制
御装置は、パルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を固定とす
るか可変とするかを選択する切り換え手段を備えたもの
である。
御装置は、パルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を固定とす
るか可変とするかを選択する切り換え手段を備えたもの
である。
【００１４】
【作用】この発明における定トルク／定出力ＰＷＭ切り
換え手段は、速度検出器によって検出したモータの速度
が定トルク領域であるか定出力領域であるかを判定し、
前記モータの速度が定トルク領域である場合、パルス幅
変調回路のＰＷＭ周波数を可聴範囲外の周波数に切り換
えるとともに、上記モータの速度が定出力領域である場
合、モータ速度の関数で且つ定トルク領域のＰＷＭ周波
数より低いＰＷＭ周波数を設定する。
換え手段は、速度検出器によって検出したモータの速度
が定トルク領域であるか定出力領域であるかを判定し、
前記モータの速度が定トルク領域である場合、パルス幅
変調回路のＰＷＭ周波数を可聴範囲外の周波数に切り換
えるとともに、上記モータの速度が定出力領域である場
合、モータ速度の関数で且つ定トルク領域のＰＷＭ周波
数より低いＰＷＭ周波数を設定する。
【００１５】またこの発明における速度／位置ＰＷＭ切
り換え手段は、モータの運転が速度制御モードであるか
位置制御モードであるかを判定して、パルス幅変調回路
のＰＷＭ周波数を切り換える。
り換え手段は、モータの運転が速度制御モードであるか
位置制御モードであるかを判定して、パルス幅変調回路
のＰＷＭ周波数を切り換える。
【００１６】またこの発明における等価負荷率ＰＷＭ切
り換え手段は、モータのインバータ制御装置は、モータ
の等価負荷率を演算し、その負荷率に応じて上記パルス
幅変調回路のＰＷＭ周波数を切り換える。
り換え手段は、モータのインバータ制御装置は、モータ
の等価負荷率を演算し、その負荷率に応じて上記パルス
幅変調回路のＰＷＭ周波数を切り換える。
【００１７】またこの発明における切り換え手段は、パ
ルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を固定とするか可変とす
るかを選択する。
ルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を固定とするか可変とす
るかを選択する。
【００１８】
【実施例】図１〜図１２はこの発明の実施例を示す図
で、図１、図４、図７、図１０は要部構成図、図２、図
５、図８、図１１は動作説明図、図３、図６、図９、図
１２は動作フローチャートであり、従来と同様の部分は
同一符号で示す。
で、図１、図４、図７、図１０は要部構成図、図２、図
５、図８、図１１は動作説明図、図３、図６、図９、図
１２は動作フローチャートであり、従来と同様の部分は
同一符号で示す。
【００１９】実施例１． 次に、第１の発明の一実施例について説明する。図１は
第１の発明の一実施例であるモータを駆動するインバー
タ制御装置の要部構成図である。図において、１５は速
度検出器６の検出出力ωｒおよびベクトル制御演算回路
８の内部に有する２次磁束パターン発生器のモータ基底
速度ωｂを入力して、現在のモータ回転が定トルク領域
（即ちωｂ以下）であるか、定出力領域（即ちωｂ以
上）であるかを判別してＰＷＭ回路１０のｆpwmを切り
換える手段を有する定トルク／定出力ＰＷＭ切り換え回
路である。
第１の発明の一実施例であるモータを駆動するインバー
タ制御装置の要部構成図である。図において、１５は速
度検出器６の検出出力ωｒおよびベクトル制御演算回路
８の内部に有する２次磁束パターン発生器のモータ基底
速度ωｂを入力して、現在のモータ回転が定トルク領域
（即ちωｂ以下）であるか、定出力領域（即ちωｂ以
上）であるかを判別してＰＷＭ回路１０のｆpwmを切り
換える手段を有する定トルク／定出力ＰＷＭ切り換え回
路である。
【００２０】図２は第１の発明の一実施例であるモータ
を駆動するインバータ制御装置の動作説明図である。次
に、図２によりこの実施例の動作原理を説明する。図２
はモータの特性を示すもので、２０１は出力ー速度特
性、２０２はトルクー速度特性、２０３は２次磁束ー速
度特性、２０４は１次電流ー速度特性である。誘導電動
機の場合、モータ出力特性は、通常２０１のようにωｂ
以下の速度領域においては速度に比例して出力が大きく
なり、ωｂ以上の速度域においては出力が一定になるよ
うに設計される。この切り換わりの速度ωｂを一般的に
基底速度と呼ぶ。これは、２０２をみても明らかなとお
り、ωｂ以下では一定トルク特性（定トルク領域）を示
し、ωｂ以上では一定出力特性（定出力領域）となる。
また、２次磁束はトルクに比例するので２０３のように
トルクと同様のカーブとなる。また、モータの１次電流
即ち、インバータ回路４のスイッチング素子に流れる電
流は、２０４のようにωｂ以下では一定値となりωｂを
越えると徐々に小さくなる。次に、ｆpwmとモータ１次
電流とスイッチング素子の発熱の関係について説明す
る。一般的に、スイッチング素子の損失にはスイッチン
グ損失と定常損失とが有り、 （１）スイッチング損失……… ｆpwm及びモータ１次電流に比例 （２）定常損失 ……… モータ１次電流に比例 する。また、モータを低騒音で運転しようとする場合、
通常は２次磁束が大であるωｂ以下の速度で特に発生し
やすい耳障りなモータ励磁音の低減を目的とする場合が
多い。従って、低騒音のために必ずしも全速度領域でｆ
pwmを大とする必要はなく、２次磁束およびモータ１次
電流が小さくなる定出力領域では、ｆpwmを小さくし
て、トータルとしてのスイッチング素子の損失を増大さ
せないようにするのが本発明の目的である。
を駆動するインバータ制御装置の動作説明図である。次
に、図２によりこの実施例の動作原理を説明する。図２
はモータの特性を示すもので、２０１は出力ー速度特
性、２０２はトルクー速度特性、２０３は２次磁束ー速
度特性、２０４は１次電流ー速度特性である。誘導電動
機の場合、モータ出力特性は、通常２０１のようにωｂ
以下の速度領域においては速度に比例して出力が大きく
なり、ωｂ以上の速度域においては出力が一定になるよ
うに設計される。この切り換わりの速度ωｂを一般的に
基底速度と呼ぶ。これは、２０２をみても明らかなとお
り、ωｂ以下では一定トルク特性（定トルク領域）を示
し、ωｂ以上では一定出力特性（定出力領域）となる。
また、２次磁束はトルクに比例するので２０３のように
トルクと同様のカーブとなる。また、モータの１次電流
即ち、インバータ回路４のスイッチング素子に流れる電
流は、２０４のようにωｂ以下では一定値となりωｂを
越えると徐々に小さくなる。次に、ｆpwmとモータ１次
電流とスイッチング素子の発熱の関係について説明す
る。一般的に、スイッチング素子の損失にはスイッチン
グ損失と定常損失とが有り、 （１）スイッチング損失……… ｆpwm及びモータ１次電流に比例 （２）定常損失 ……… モータ１次電流に比例 する。また、モータを低騒音で運転しようとする場合、
通常は２次磁束が大であるωｂ以下の速度で特に発生し
やすい耳障りなモータ励磁音の低減を目的とする場合が
多い。従って、低騒音のために必ずしも全速度領域でｆ
pwmを大とする必要はなく、２次磁束およびモータ１次
電流が小さくなる定出力領域では、ｆpwmを小さくし
て、トータルとしてのスイッチング素子の損失を増大さ
せないようにするのが本発明の目的である。
【００２１】図３は第１の発明の一実施例であるモータ
を駆動するインバータ制御装置の動作フローチャートで
ある。次に、図３により、定トルク／定出力ＰＷＭ切り
換え回路１５にて行う動作フローチャートを説明する。
まず、２０５にてモータ速度ωｒがωｂ以下かどうかを
判定し、ωｂ以下であれば、２０６にてｆpwm=ｆpwm0(=
１０〜２０ＫＨZ)と設定し、ωｂ以上であれば、２０７
にてｆpwm=(ωｂ／ωｒ)×ｆpwm0、但しｆpwm＞３ＫＨZ
と設定する。従来技術によれば、本来はωｂ以下の速度
領域でのみモータ騒音低減するべきところを、ｆpwmの
切り換えの機能を持たないためにωｂ以上の速度域にお
いてもｆpwm=(１０〜２０ＫＨZ)に統一しており、その
ため、全速度領域においてスイッチング素子の発熱増大
を招き、インバータ制御装置の外形増大が必要となって
いた。
を駆動するインバータ制御装置の動作フローチャートで
ある。次に、図３により、定トルク／定出力ＰＷＭ切り
換え回路１５にて行う動作フローチャートを説明する。
まず、２０５にてモータ速度ωｒがωｂ以下かどうかを
判定し、ωｂ以下であれば、２０６にてｆpwm=ｆpwm0(=
１０〜２０ＫＨZ)と設定し、ωｂ以上であれば、２０７
にてｆpwm=(ωｂ／ωｒ)×ｆpwm0、但しｆpwm＞３ＫＨZ
と設定する。従来技術によれば、本来はωｂ以下の速度
領域でのみモータ騒音低減するべきところを、ｆpwmの
切り換えの機能を持たないためにωｂ以上の速度域にお
いてもｆpwm=(１０〜２０ＫＨZ)に統一しており、その
ため、全速度領域においてスイッチング素子の発熱増大
を招き、インバータ制御装置の外形増大が必要となって
いた。
【００２２】この発明によれば、２次磁束の大きい定ト
ルク領域においてはｆpwmを高くしてモータ騒音を低減
し、高速になるほど２次磁束が小さくなる定出力領域に
おいては徐々にｆpwmを小さくして、トータルとしての
スイッチング素子の発熱増大を防止し、後述するよう
に、結果的に図１６（ａ）に示す従来と同一のインバー
タ制御装置でモータの低騒音運転を可能とした。
ルク領域においてはｆpwmを高くしてモータ騒音を低減
し、高速になるほど２次磁束が小さくなる定出力領域に
おいては徐々にｆpwmを小さくして、トータルとしての
スイッチング素子の発熱増大を防止し、後述するよう
に、結果的に図１６（ａ）に示す従来と同一のインバー
タ制御装置でモータの低騒音運転を可能とした。
【００２３】実施例２． 次に、第２の発明の一実施例について説明する。図４は
第２の発明の一実施例であるモータを駆動するインバー
タ制御装置の要部構成図である。図において、１７は速
度検出器６の検出出力ωｒを積分して位置検出値θｒを
出力する積分器、１８はモータ５の位置基準θｒ*を与
える位置指令回路、１９は位置指令回路１８の出力θｒ
* と積分器１７の出力θｒとの偏差に位置ループゲイン
ＫPを乗算して速度指令ωｒ*として出力する位置ループ
ゲイン回路、２０は現在が速度指令運転モードである場
合は接点をａ側に、また現在が位置指令運転モードであ
る場合は接点をｂ側に切り換える速度／位置モード切り
換えスイッチ、２１は速度／位置モード切り換えスイッ
チ２０の状態を検出して速度指令運転モードと位置指令
運転モードとでＰＷＭ回路１０のｆpwmを切り換える手
段を有する速度／位置ＰＷＭ切り換え回路である。
第２の発明の一実施例であるモータを駆動するインバー
タ制御装置の要部構成図である。図において、１７は速
度検出器６の検出出力ωｒを積分して位置検出値θｒを
出力する積分器、１８はモータ５の位置基準θｒ*を与
える位置指令回路、１９は位置指令回路１８の出力θｒ
* と積分器１７の出力θｒとの偏差に位置ループゲイン
ＫPを乗算して速度指令ωｒ*として出力する位置ループ
ゲイン回路、２０は現在が速度指令運転モードである場
合は接点をａ側に、また現在が位置指令運転モードであ
る場合は接点をｂ側に切り換える速度／位置モード切り
換えスイッチ、２１は速度／位置モード切り換えスイッ
チ２０の状態を検出して速度指令運転モードと位置指令
運転モードとでＰＷＭ回路１０のｆpwmを切り換える手
段を有する速度／位置ＰＷＭ切り換え回路である。
【００２４】図５は第２の発明の一実施例であるモータ
を駆動するインバータ制御装置の動作説明図である。次
に、図５によりこの実施例の動作原理を説明する。図５
はモータの指令モードの判別方法について示すもので、
図において、４０１はモータ速度、４０２は位置モード
オン信号、４０３は位置原点復帰完了信号、４０４は速
度／位置モード切り換えスイッチ２０の状態信号であ
る。まず、時刻ｔ1において、位置モードオン信号４０
２がオンされると、モータは原点復帰するために減速を
開始し時刻ｔ2にて原点復帰を完了する。そのとき原点
復帰完了信号４０３がオンされ、同時に速度／位置モー
ド切り換えスイッチ２０はａ側からｂ側に切り換わる。
次に時刻ｔ3にて位置指令によるモータの運転が行われ
る。次に時刻ｔ5にて位置モードオン信号４０２がオフ
されると原点復帰完了信号４０３がオフすると共に速度
／位置モード切り換えスイッチ２０はｂ側からａ側に切
り換わる。このｔ2〜ｔ5間即ち位置指令モードにおいて
は、Ｃ軸制御に代表されるようにモータの速度ループの
高い応答性が要求される。従って、この位置指令モード
においては、弱め励磁制御は行わず（弱め励磁制御を行
うと等価的に速度ループゲインが低下して速度応答が悪
化するため）強め励磁制御を行う場合が多く、記述のと
おりモータから大きな騒音（励磁音）が発生することに
なる。従って、この位置指令モード時のモータ運転を低
騒音で運転することが必要となってくるのであるが、そ
のために必ずしも全運転モードにてｆpwmを大とする必
要はなく、騒音が特に問題視される位置指令モード時の
みｆpwmを大きくして、他のモードではｆpwmを小さくし
て、位置指令モードでの速度ループ応答を確保しつつ、
トータルとしてのスイッチング素子の損失を増大させな
いようにするのが本発明の目的である。
を駆動するインバータ制御装置の動作説明図である。次
に、図５によりこの実施例の動作原理を説明する。図５
はモータの指令モードの判別方法について示すもので、
図において、４０１はモータ速度、４０２は位置モード
オン信号、４０３は位置原点復帰完了信号、４０４は速
度／位置モード切り換えスイッチ２０の状態信号であ
る。まず、時刻ｔ1において、位置モードオン信号４０
２がオンされると、モータは原点復帰するために減速を
開始し時刻ｔ2にて原点復帰を完了する。そのとき原点
復帰完了信号４０３がオンされ、同時に速度／位置モー
ド切り換えスイッチ２０はａ側からｂ側に切り換わる。
次に時刻ｔ3にて位置指令によるモータの運転が行われ
る。次に時刻ｔ5にて位置モードオン信号４０２がオフ
されると原点復帰完了信号４０３がオフすると共に速度
／位置モード切り換えスイッチ２０はｂ側からａ側に切
り換わる。このｔ2〜ｔ5間即ち位置指令モードにおいて
は、Ｃ軸制御に代表されるようにモータの速度ループの
高い応答性が要求される。従って、この位置指令モード
においては、弱め励磁制御は行わず（弱め励磁制御を行
うと等価的に速度ループゲインが低下して速度応答が悪
化するため）強め励磁制御を行う場合が多く、記述のと
おりモータから大きな騒音（励磁音）が発生することに
なる。従って、この位置指令モード時のモータ運転を低
騒音で運転することが必要となってくるのであるが、そ
のために必ずしも全運転モードにてｆpwmを大とする必
要はなく、騒音が特に問題視される位置指令モード時の
みｆpwmを大きくして、他のモードではｆpwmを小さくし
て、位置指令モードでの速度ループ応答を確保しつつ、
トータルとしてのスイッチング素子の損失を増大させな
いようにするのが本発明の目的である。
【００２５】図６は第２の発明の一実施例であるモータ
を駆動するインバータ制御装置の動作フローチャートで
ある。次に、図６により、速度／位置モード切り換えス
イッチ２０にて行う動作フローチャートを説明する。ま
ず、４０５にて位置指令モードがオンしているかを判別
し、オンしていなければ４０７にて弱め励磁制御を行い
４０８にてｆpwm=ｆpwmL（=３〜５ＫＨZ）に設定する。
４０５にて位置指令モードがオンしていれば、４０６に
て原点復帰完了信号がオンしているか判別し、オンして
いなければ上記４０７および４０８に進む。４０６にて
原点復帰完了信号がオンしていれば４０９にて強め励磁
制御を行い、４１０にてｆpwm=ｆpwmH（=１０〜２０Ｋ
ＨZ）と設定する。
を駆動するインバータ制御装置の動作フローチャートで
ある。次に、図６により、速度／位置モード切り換えス
イッチ２０にて行う動作フローチャートを説明する。ま
ず、４０５にて位置指令モードがオンしているかを判別
し、オンしていなければ４０７にて弱め励磁制御を行い
４０８にてｆpwm=ｆpwmL（=３〜５ＫＨZ）に設定する。
４０５にて位置指令モードがオンしていれば、４０６に
て原点復帰完了信号がオンしているか判別し、オンして
いなければ上記４０７および４０８に進む。４０６にて
原点復帰完了信号がオンしていれば４０９にて強め励磁
制御を行い、４１０にてｆpwm=ｆpwmH（=１０〜２０Ｋ
ＨZ）と設定する。
【００２６】従来技術によれば、本来は位置指令モード
時でのみモータ騒音低減するべきところを、ｆpwmの切
り換えの機能を持たないために全てのモードにおいてｆ
pwm=(１０〜２０ＫＨZ)に統一しており、そのため、全
運転モードにおいてスイッチング素子の発熱増大を招
き、インバータ制御装置の外形増大が必要となってい
た。この発明によれば、モータ励磁音が耳障りな位置指
令モード時においてはｆpwmを高くしてモータ騒音を低
減し、その他のモータ励磁音が問題視されない速度指令
モードにおいてはｆpwmを小さくして、トータルとして
のスイッチング素子の発熱増大を防止し、後述するよう
に、結果的に図１６（ａ）に示す従来と同一のインバー
タ制御装置でモータの低騒音運転を可能とした。
時でのみモータ騒音低減するべきところを、ｆpwmの切
り換えの機能を持たないために全てのモードにおいてｆ
pwm=(１０〜２０ＫＨZ)に統一しており、そのため、全
運転モードにおいてスイッチング素子の発熱増大を招
き、インバータ制御装置の外形増大が必要となってい
た。この発明によれば、モータ励磁音が耳障りな位置指
令モード時においてはｆpwmを高くしてモータ騒音を低
減し、その他のモータ励磁音が問題視されない速度指令
モードにおいてはｆpwmを小さくして、トータルとして
のスイッチング素子の発熱増大を防止し、後述するよう
に、結果的に図１６（ａ）に示す従来と同一のインバー
タ制御装置でモータの低騒音運転を可能とした。
【００２７】実施例３． 次に、第３の発明の一実施例について説明する。図７は
第３の発明の一実施例であるモータを駆動するインバー
タ制御装置の要部構成図である。図において、２２はベ
クトル制御演算回路８からトルク分電流指令値Ｉq*を入
力してモータの等価負荷率を演算しＰＷＭ回路１０のｆ
pwmを切り換える手段を有する等価負荷率ＰＷＭ切り換
え回路である。
第３の発明の一実施例であるモータを駆動するインバー
タ制御装置の要部構成図である。図において、２２はベ
クトル制御演算回路８からトルク分電流指令値Ｉq*を入
力してモータの等価負荷率を演算しＰＷＭ回路１０のｆ
pwmを切り換える手段を有する等価負荷率ＰＷＭ切り換
え回路である。
【００２８】図８は第３の発明の一実施例であるモータ
を駆動するインバータ制御装置の動作説明図である。次
に、図８によりこの実施例の動作原理を説明する。図８
はモータの等価負荷率の演算方法について示すもので、
図において、５０１はモータ速度、５０２はモータ起動
信号、５０３は切削負荷状態、５０４はトルク分電流指
令値Ｉq*である。まず、時刻ｔ1において、モータ起動
信号５０２がオンされると、モータは加速し時刻ｔ2に
て目標回転数に到達する。次に、時刻ｔ3にて切削等に
よりモータに負荷５０３が印加されるとトルク分電流指
令値Ｉq*５０４はその負荷に見合った値として出力され
る。時刻ｔ4にて負荷５０３がオフされた後時刻ｔ5にて
起動信号５０２がオフされるとモータは減速する。この
ｔ1〜ｔ2間及びｔ5〜ｔ6間は加減速中であり、その所用
時間をなるべく短くする目的でモータの出し得る最大出
力を出力し、そのためにトルク分電流指令値Ｉq*は一般
的に定格トルク分電流値の１２０％の値となる。ここで
ｔ3〜ｔ4間の切削負荷を例えば８０％であったとして、
等価負荷率を求める基準時間をＴとすると、まず時刻ｔ
0〜ｔ6間での等価負荷率は、 等価負荷率＝ROOT[（1.22×(ｔ2-ｔ1)+(ｔ6-ｔ5)+0.82×(ｔ4-ｔ3)）/T）] ・・・・・数式１ で求めることができる。同様に次のＴ期間(時刻ｔ6〜ｔ
7間)の等価負荷率も上記数式１の要領で求める。その後
も同様にＴ期間毎に等価負荷率を求める。このＴの時間
設定については、１サイクル(即ち同じ運転を繰り返す
までの時間)の５〜１０分割した時間程度が望ましい。
なぜなら、例えばもしＴが１サイクル時間と一致する
と、等価負荷率は常時固定値となってしまい、本発明の
効果を発揮できないからである。モータを低騒音で運転
しようとする場合、この等価負荷率を考慮することが重
要となる。なぜなら、記述のとおりモータを低騒音で運
転するためにむやみにｆpwmを大きくするとスイッチン
グ素子の発熱が増大し、最悪の場合は素子の許容温度を
越えて、素子の破損あるいはその保護のためのオーバー
ヒートアラームが発生する可能性があるからである。し
たがって、上記等価負荷率を監視しながら素子の発熱を
抑制すべくｆpwmの値を制御することが要求される。従
って、低騒音のために常時ｆpwmを大とすることは素子
の保護上において問題が起こる可能性があるので、負荷
率に応じてｆpwmを可変として、トータルとしてのスイ
ッチング素子の損失を増大させないようにするのが本発
明の目的である。
を駆動するインバータ制御装置の動作説明図である。次
に、図８によりこの実施例の動作原理を説明する。図８
はモータの等価負荷率の演算方法について示すもので、
図において、５０１はモータ速度、５０２はモータ起動
信号、５０３は切削負荷状態、５０４はトルク分電流指
令値Ｉq*である。まず、時刻ｔ1において、モータ起動
信号５０２がオンされると、モータは加速し時刻ｔ2に
て目標回転数に到達する。次に、時刻ｔ3にて切削等に
よりモータに負荷５０３が印加されるとトルク分電流指
令値Ｉq*５０４はその負荷に見合った値として出力され
る。時刻ｔ4にて負荷５０３がオフされた後時刻ｔ5にて
起動信号５０２がオフされるとモータは減速する。この
ｔ1〜ｔ2間及びｔ5〜ｔ6間は加減速中であり、その所用
時間をなるべく短くする目的でモータの出し得る最大出
力を出力し、そのためにトルク分電流指令値Ｉq*は一般
的に定格トルク分電流値の１２０％の値となる。ここで
ｔ3〜ｔ4間の切削負荷を例えば８０％であったとして、
等価負荷率を求める基準時間をＴとすると、まず時刻ｔ
0〜ｔ6間での等価負荷率は、 等価負荷率＝ROOT[（1.22×(ｔ2-ｔ1)+(ｔ6-ｔ5)+0.82×(ｔ4-ｔ3)）/T）] ・・・・・数式１ で求めることができる。同様に次のＴ期間(時刻ｔ6〜ｔ
7間)の等価負荷率も上記数式１の要領で求める。その後
も同様にＴ期間毎に等価負荷率を求める。このＴの時間
設定については、１サイクル(即ち同じ運転を繰り返す
までの時間)の５〜１０分割した時間程度が望ましい。
なぜなら、例えばもしＴが１サイクル時間と一致する
と、等価負荷率は常時固定値となってしまい、本発明の
効果を発揮できないからである。モータを低騒音で運転
しようとする場合、この等価負荷率を考慮することが重
要となる。なぜなら、記述のとおりモータを低騒音で運
転するためにむやみにｆpwmを大きくするとスイッチン
グ素子の発熱が増大し、最悪の場合は素子の許容温度を
越えて、素子の破損あるいはその保護のためのオーバー
ヒートアラームが発生する可能性があるからである。し
たがって、上記等価負荷率を監視しながら素子の発熱を
抑制すべくｆpwmの値を制御することが要求される。従
って、低騒音のために常時ｆpwmを大とすることは素子
の保護上において問題が起こる可能性があるので、負荷
率に応じてｆpwmを可変として、トータルとしてのスイ
ッチング素子の損失を増大させないようにするのが本発
明の目的である。
【００２９】図９は第３の発明の一実施例であるモータ
を駆動するインバータ制御装置の動作フローチャートで
ある。次に、図９により、等価負荷率ＰＷＭ切り換え回
路２２にて行う動作フローチャートを説明する。まず、
５０５にてタイマーがＴまでカウントアップされたかど
うかを判別する。Ｔまでカウントアップされていなけれ
ば、５０６にてタイマーをカウントアップする。Ｔまで
カウントアップされたら、５０７にてタイマーをリセッ
ト後、５０８にて数式１を用いて等価負荷率を演算し、
その結果をＬoade（％）とする。次に、５０９にてｆpw
m=ｆpwm0×(Ｌoadc／Ｌoade)と設定する（但し、ｆpwm0
＝１０〜２０ＫＨZ、Ｌoadc＝１００％）。従って、本
動作フローチャートによれば、等価負荷率が大となるほ
どｆpwmを小さくすることになる。
を駆動するインバータ制御装置の動作フローチャートで
ある。次に、図９により、等価負荷率ＰＷＭ切り換え回
路２２にて行う動作フローチャートを説明する。まず、
５０５にてタイマーがＴまでカウントアップされたかど
うかを判別する。Ｔまでカウントアップされていなけれ
ば、５０６にてタイマーをカウントアップする。Ｔまで
カウントアップされたら、５０７にてタイマーをリセッ
ト後、５０８にて数式１を用いて等価負荷率を演算し、
その結果をＬoade（％）とする。次に、５０９にてｆpw
m=ｆpwm0×(Ｌoadc／Ｌoade)と設定する（但し、ｆpwm0
＝１０〜２０ＫＨZ、Ｌoadc＝１００％）。従って、本
動作フローチャートによれば、等価負荷率が大となるほ
どｆpwmを小さくすることになる。
【００３０】この発明によれば、等価負荷率に応じてｆ
pwmを可変として、トータルとしてのスイッチング素子
の発熱増大を防止し、後述するように、結果的に図１９
（ａ）に示す従来と同一のインバータ制御装置でモータ
の低騒音運転を可能とした。また、本発明に類似した方
式として、モータ電流の瞬時値あるいはトルク分電流指
令値Ｉq*の瞬時値を負荷率と見なし、その負荷率によっ
てｆpwmを可変とする方式が考えられる。しかし、この
方式によると、モータの電流およびトルク分電流指令値
Ｉq*ともに変化が急峻（即ち負荷変動に対する追従が良
い）であるため、ｆpwmの変化も急峻になり、安定な電
流制御を行うことが困難であるという欠点がある。これ
に対して、本発明は、ある一定期間は必ず一定のｆpwm
を確保するので、より安定な電流制御が可能となる。
pwmを可変として、トータルとしてのスイッチング素子
の発熱増大を防止し、後述するように、結果的に図１９
（ａ）に示す従来と同一のインバータ制御装置でモータ
の低騒音運転を可能とした。また、本発明に類似した方
式として、モータ電流の瞬時値あるいはトルク分電流指
令値Ｉq*の瞬時値を負荷率と見なし、その負荷率によっ
てｆpwmを可変とする方式が考えられる。しかし、この
方式によると、モータの電流およびトルク分電流指令値
Ｉq*ともに変化が急峻（即ち負荷変動に対する追従が良
い）であるため、ｆpwmの変化も急峻になり、安定な電
流制御を行うことが困難であるという欠点がある。これ
に対して、本発明は、ある一定期間は必ず一定のｆpwm
を確保するので、より安定な電流制御が可能となる。
【００３１】実施例４． 次に、第４の発明の一実施例について説明する。図１０
は第４の発明の一実施例であるモータを駆動するインバ
ータ制御装置の要部構成図である。図において、２８は
ｆpwmを低い周波数（=３〜５ＫＨZ）に固定した低周波
ＰＷＭ設定回路、２９は実施例１〜４にて示した各ＰＷ
Ｍ切り換え回路、３０は低周波ＰＷＭ回路および各ＰＷ
Ｍ切り換え回路２９のいずれかを選択するＰＷＭ方式選
択スイッチである。
は第４の発明の一実施例であるモータを駆動するインバ
ータ制御装置の要部構成図である。図において、２８は
ｆpwmを低い周波数（=３〜５ＫＨZ）に固定した低周波
ＰＷＭ設定回路、２９は実施例１〜４にて示した各ＰＷ
Ｍ切り換え回路、３０は低周波ＰＷＭ回路および各ＰＷ
Ｍ切り換え回路２９のいずれかを選択するＰＷＭ方式選
択スイッチである。
【００３２】図１１は第４の発明の一実施例であるモー
タを駆動するインバータ制御装置の動作説明図である。
次に、図１１によりこの実施例の動作原理を説明する。
図において、８０１はＰＷＭ方式選択スイッチ３０の設
定について示すもので、時刻ｔ1以前ではＰＷＭ方式選
択スイッチ３０はａ側に設定され通常のモータ低騒音を
特に必要としない従来通りの運転を行う。次に、モータ
低騒音の運転が必要になった場合は、時刻ｔ1にてＰＷ
Ｍ方式選択スイッチ３０をｂ側に設定変更し、発明の実
施例１〜４にて示した低騒音運転を行う。このスイッチ
３０の切り換えは、設定ピンにてどちらか一方を固定選
定する方法、図示しないパラメータ設定器によるパラメ
ータ設定値によりどちらか一方を固定選定する方法、図
示しない外部指令装置からの切り換え指令信号によりど
ちらか一方を切り換え選定する方法等がある。図１１
は、そのうちで、外部指令装置からの切り換え指令信号
によりどちらか一方をダイナミックに切り換え選定する
方式を示している。従って、特に低騒音を必要としない
場合は、スイッチング素子の発熱を低減すするために運
転条件が制限される高周波数のＰＷＭを避けてなるべく
高い負荷率にて運転可能とし、低騒音を必要とする場合
は、実施例１〜３に示したようなｆpwm可変機能を持た
せ、スイッチング素子の発熱の増加によりスイッチ３０
をａ側に設定した場合より負荷率は低下するがインバー
タ制御装置としては同一のものが使用できるようにする
ことが本発明の目的である。
タを駆動するインバータ制御装置の動作説明図である。
次に、図１１によりこの実施例の動作原理を説明する。
図において、８０１はＰＷＭ方式選択スイッチ３０の設
定について示すもので、時刻ｔ1以前ではＰＷＭ方式選
択スイッチ３０はａ側に設定され通常のモータ低騒音を
特に必要としない従来通りの運転を行う。次に、モータ
低騒音の運転が必要になった場合は、時刻ｔ1にてＰＷ
Ｍ方式選択スイッチ３０をｂ側に設定変更し、発明の実
施例１〜４にて示した低騒音運転を行う。このスイッチ
３０の切り換えは、設定ピンにてどちらか一方を固定選
定する方法、図示しないパラメータ設定器によるパラメ
ータ設定値によりどちらか一方を固定選定する方法、図
示しない外部指令装置からの切り換え指令信号によりど
ちらか一方を切り換え選定する方法等がある。図１１
は、そのうちで、外部指令装置からの切り換え指令信号
によりどちらか一方をダイナミックに切り換え選定する
方式を示している。従って、特に低騒音を必要としない
場合は、スイッチング素子の発熱を低減すするために運
転条件が制限される高周波数のＰＷＭを避けてなるべく
高い負荷率にて運転可能とし、低騒音を必要とする場合
は、実施例１〜３に示したようなｆpwm可変機能を持た
せ、スイッチング素子の発熱の増加によりスイッチ３０
をａ側に設定した場合より負荷率は低下するがインバー
タ制御装置としては同一のものが使用できるようにする
ことが本発明の目的である。
【００３３】図１２は第４の発明の一実施例であるモー
タを駆動するインバータ制御装置の動作フローチャート
である。次に、図１２により、本発明にて行う動作フロ
ーチャートを説明する。まず、８０２にて現在が低騒音
モードかどうかを判定し、低騒音モードでなければ８０
３にてスイッチ３０をａ側に設定し、ｆpwm=３〜５ＫＨ
Zと設定する。８０２にて現在が低騒音モードであれ
ば、８０４にてスイッチ２９をｂ側に設定し、発明の実
施例１〜３にて示した低騒音運転を行う。
タを駆動するインバータ制御装置の動作フローチャート
である。次に、図１２により、本発明にて行う動作フロ
ーチャートを説明する。まず、８０２にて現在が低騒音
モードかどうかを判定し、低騒音モードでなければ８０
３にてスイッチ３０をａ側に設定し、ｆpwm=３〜５ＫＨ
Zと設定する。８０２にて現在が低騒音モードであれ
ば、８０４にてスイッチ２９をｂ側に設定し、発明の実
施例１〜３にて示した低騒音運転を行う。
【００３４】この発明によれば、低騒音を必要としない
運転においては最大の負荷率で運転可能で、低騒音を必
要とする場合は発明の実施例１〜３にて示した低騒音運
転を行う。従って、第１として、インバータ制御装置を
同一のもので、スイッチの設定のみで低騒音タイプと高
負荷率タイプの両方に対応可能であり、第２として、運
転中に任意に低騒音モードと高負荷率モードとを切り換
え可能とした。
運転においては最大の負荷率で運転可能で、低騒音を必
要とする場合は発明の実施例１〜３にて示した低騒音運
転を行う。従って、第１として、インバータ制御装置を
同一のもので、スイッチの設定のみで低騒音タイプと高
負荷率タイプの両方に対応可能であり、第２として、運
転中に任意に低騒音モードと高負荷率モードとを切り換
え可能とした。
【００３５】本発明においては、説明をわかりやすくす
るために、一例としてベクトル制御方式のインバータ制
御装置について説明したが、ＰＷＭ周波数を設定してモ
ータを駆動する他のシステムにおいても同様の手段を構
築できる。
るために、一例としてベクトル制御方式のインバータ制
御装置について説明したが、ＰＷＭ周波数を設定してモ
ータを駆動する他のシステムにおいても同様の手段を構
築できる。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
速度検出器によって検出したモータの速度が定トルク領
域であるか定出力領域であるかを判定し、前記モータの
速度が定トルク領域である場合、パルス幅変調回路のＰ
ＷＭ周波数を可聴範囲外の周波数に切り換えるととも
に、上記モータの速度が定出力領域である場合、モータ
速度の関数で且つ定トルク領域のＰＷＭ周波数より低い
ＰＷＭ周波数を設定する定トルク／定出力ＰＷＭ切り換
え手段を備える構成としたので、２次磁束の大きい定ト
ルク領域においてはｆpwmが可聴範囲外の周波数である
ためモータ騒音が低減し、また高速になるほど２次磁束
が小さくなる定出力領域においては徐々にｆpwmが小さ
くなるため、トータルとしてのスイッチング素子の発熱
増大を防止でき、結果的に従来と実質的に同一のインバ
ータ制御装置でモータの低騒音運転が可能となる。
速度検出器によって検出したモータの速度が定トルク領
域であるか定出力領域であるかを判定し、前記モータの
速度が定トルク領域である場合、パルス幅変調回路のＰ
ＷＭ周波数を可聴範囲外の周波数に切り換えるととも
に、上記モータの速度が定出力領域である場合、モータ
速度の関数で且つ定トルク領域のＰＷＭ周波数より低い
ＰＷＭ周波数を設定する定トルク／定出力ＰＷＭ切り換
え手段を備える構成としたので、２次磁束の大きい定ト
ルク領域においてはｆpwmが可聴範囲外の周波数である
ためモータ騒音が低減し、また高速になるほど２次磁束
が小さくなる定出力領域においては徐々にｆpwmが小さ
くなるため、トータルとしてのスイッチング素子の発熱
増大を防止でき、結果的に従来と実質的に同一のインバ
ータ制御装置でモータの低騒音運転が可能となる。
【００３７】またこの発明によれば、モータの運転が速
度制御モードであるか位置制御モードであるかを判定し
て、パルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を切り換える速度
／位置ＰＷＭ切り換え手段を備える構成としたので、モ
ータ励磁音が耳障りな位置指令モード時においてはｆpw
mを高くしてモータ騒音を低減し、またその他のモータ
励磁音が問題視されない速度指令モードにおいてはｆpw
mを小さくして、トータルとしてのスイッチング素子の
発熱増大を防止でき、結果的に従来と実質的に同一のイ
ンバータ制御装置でモータの低騒音運転が可能となる。
度制御モードであるか位置制御モードであるかを判定し
て、パルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を切り換える速度
／位置ＰＷＭ切り換え手段を備える構成としたので、モ
ータ励磁音が耳障りな位置指令モード時においてはｆpw
mを高くしてモータ騒音を低減し、またその他のモータ
励磁音が問題視されない速度指令モードにおいてはｆpw
mを小さくして、トータルとしてのスイッチング素子の
発熱増大を防止でき、結果的に従来と実質的に同一のイ
ンバータ制御装置でモータの低騒音運転が可能となる。
【００３８】またこの発明によれば、モータの等価負荷
率を演算し、その負荷率に応じて上記パルス幅変調回路
のＰＷＭ周波数を切り換える等価負荷率ＰＷＭ切り換え
手段を備える構成としたので、等価負荷率に応じてｆpw
mを可変として、トータルとしてのスイッチング素子の
発熱増大を防止でき、結果的に従来と実質的に同一のイ
ンバータ制御装置でモータの低騒音運転が可能となる。
なお、本発明に類似した方式として、モータ電流の瞬時
値あるいはトルク分電流指令値Ｉq*の瞬時値を負荷率と
見なし、その負荷率によってｆpwmを可変とする方式が
考えられる。しかし、この方式によると、モータの電流
およびトルク分電流指令値Ｉq*ともに変化が急峻（即ち
負荷変動に対する追従が良い）であるため、ｆpwmの変
化も急峻になり、安定な電流制御を行うことが困難であ
るという欠点があるが、本発明は、ある一定期間は必ず
一定のｆpwmを確保するので、より安定な電流制御が可
能となる。
率を演算し、その負荷率に応じて上記パルス幅変調回路
のＰＷＭ周波数を切り換える等価負荷率ＰＷＭ切り換え
手段を備える構成としたので、等価負荷率に応じてｆpw
mを可変として、トータルとしてのスイッチング素子の
発熱増大を防止でき、結果的に従来と実質的に同一のイ
ンバータ制御装置でモータの低騒音運転が可能となる。
なお、本発明に類似した方式として、モータ電流の瞬時
値あるいはトルク分電流指令値Ｉq*の瞬時値を負荷率と
見なし、その負荷率によってｆpwmを可変とする方式が
考えられる。しかし、この方式によると、モータの電流
およびトルク分電流指令値Ｉq*ともに変化が急峻（即ち
負荷変動に対する追従が良い）であるため、ｆpwmの変
化も急峻になり、安定な電流制御を行うことが困難であ
るという欠点があるが、本発明は、ある一定期間は必ず
一定のｆpwmを確保するので、より安定な電流制御が可
能となる。
【００３９】またこの発明によれば、パルス幅変調回路
のＰＷＭ周波数を固定とするか可変とするかを選択する
切り換え手段を備える構成としたので、低騒音を必要と
しない運転においては最大の負荷率で運転可能で、低騒
音を必要とする場合は発明の実施例１〜３にて示した低
騒音運転を行うことができる。従って、インバータ制御
装置が同一のもので、スイッチの設定のみで低騒音タイ
プと高負荷率タイプの両方に対応可能であり、また運転
中に任意に低騒音モードと高負荷率モードとを切り換え
可能となる。
のＰＷＭ周波数を固定とするか可変とするかを選択する
切り換え手段を備える構成としたので、低騒音を必要と
しない運転においては最大の負荷率で運転可能で、低騒
音を必要とする場合は発明の実施例１〜３にて示した低
騒音運転を行うことができる。従って、インバータ制御
装置が同一のもので、スイッチの設定のみで低騒音タイ
プと高負荷率タイプの両方に対応可能であり、また運転
中に任意に低騒音モードと高負荷率モードとを切り換え
可能となる。
【図１】 第１の発明によるモータを駆動するインバー
タ制御装置の一実施例の要部構成図である。
タ制御装置の一実施例の要部構成図である。
【図２】 第１の発明によるモータを駆動するインバー
タ制御装置の一実施例の動作説明図である。
タ制御装置の一実施例の動作説明図である。
【図３】 第１の発明によるモータを駆動するインバー
タ制御装置の一実施例の動作フローチャート図である。
タ制御装置の一実施例の動作フローチャート図である。
【図４】 第２の発明によるモータを駆動するインバー
タ制御装置の一実施例の要部構成図である。
タ制御装置の一実施例の要部構成図である。
【図５】 第２の発明によるモータを駆動するインバー
タ制御装置の一実施例の動作説明図である。
タ制御装置の一実施例の動作説明図である。
【図６】 第２の発明によるモータを駆動するインバー
タ制御装置の一実施例の動作フローチャート図である。
タ制御装置の一実施例の動作フローチャート図である。
【図７】 第３の本発明によるモータを駆動するインバ
ータ制御装置の一実施例の要部構成図である。
ータ制御装置の一実施例の要部構成図である。
【図８】 第３の発明によるモータを駆動するインバー
タ制御装置の一実施例の動作説明図である。
タ制御装置の一実施例の動作説明図である。
【図９】 第３の発明によるモータを駆動するインバー
タ制御装置の一実施例の動作フローチャート図である。
タ制御装置の一実施例の動作フローチャート図である。
【図１０】 第４の発明によるモータを駆動するインバ
ータ制御装置の一実施例の要部構成図である。
ータ制御装置の一実施例の要部構成図である。
【図１１】 第４の発明によるモータを駆動するインバ
ータ制御装置の一実施例の動作説明図である。
ータ制御装置の一実施例の動作説明図である。
【図１２】 第４の発明によるモータを駆動するインバ
ータ制御装置の一実施例の動作フローチャート図であ
る。
ータ制御装置の一実施例の動作フローチャート図であ
る。
【図１３】 従来のモータを駆動するインバータ制御装
置の要部構成図である。
置の要部構成図である。
【図１４】 従来のモータを駆動するインバータ制御装
置のベクトル制御ブロック図である。
置のベクトル制御ブロック図である。
【図１５】 従来のモータを駆動するインバータ制御装
置のＰＷＭ動作原理図である。
置のＰＷＭ動作原理図である。
【図１６】 従来のモータを駆動するインバータ制御装
置の外形図である。
置の外形図である。
１ 三相交流電源、２ 整流回路、３ 直流電圧平滑用
フィルタ、４ インバータ回路、５ 誘導電動機、６
速度検出器、７ 速度指令回路、８ ベクトル制御演算
回路、９ 電流検出器、１０ パルス幅変調制御回路、
１１ 放熱フィン、１２ 電気回路、１３ 冷却ファ
ン、１４ 低速／高速ＰＷＭ切り換え回路、１５ 定ト
ルク／定出力ＰＷＭ切り換え回路、１７ 積分器、１８
位置指令回路、１９ 位置ループゲイン回路、２０
速度／位置モード切り換えスイッチ、２１ 速度／位置
ＰＷＭ切り換え回路、２２ 等価負荷率ＰＷＭ切り換え
回路、２８ 低周波ＰＷＭ設定回路、２９ ＰＷＭ切り
換え回路、３０ ＰＷＭ方式選択スイッチ。
フィルタ、４ インバータ回路、５ 誘導電動機、６
速度検出器、７ 速度指令回路、８ ベクトル制御演算
回路、９ 電流検出器、１０ パルス幅変調制御回路、
１１ 放熱フィン、１２ 電気回路、１３ 冷却ファ
ン、１４ 低速／高速ＰＷＭ切り換え回路、１５ 定ト
ルク／定出力ＰＷＭ切り換え回路、１７ 積分器、１８
位置指令回路、１９ 位置ループゲイン回路、２０
速度／位置モード切り換えスイッチ、２１ 速度／位置
ＰＷＭ切り換え回路、２２ 等価負荷率ＰＷＭ切り換え
回路、２８ 低周波ＰＷＭ設定回路、２９ ＰＷＭ切り
換え回路、３０ ＰＷＭ方式選択スイッチ。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 H02M 7/42 - 7/98
Claims (4)
- 【請求項１】 インバータ回路によって駆動されるモー
タの１次電流を検出する電流検出器および上記モータの
速度を検出する速度検出器を備え、上記電流検出器によ
る１次電流検出値と１次電流指令値とに基づいて上記イ
ンバータ回路をパルス幅変調するパルス幅変調回路を備
えたインバータ制御装置において、上記速度検出器によ
って検出したモータの速度が定トルク領域であるか定出
力領域であるかを判定し、前記モータの速度が定トルク
領域である場合、上記パルス幅変調回路のＰＷＭ周波数
を可聴範囲外の周波数に切り換えるとともに、上記モー
タの速度が定出力領域である場合、モータ速度の関数で
且つ定トルク領域のＰＷＭ周波数より低いＰＷＭ周波数
を設定する定トルク／定出力ＰＷＭ切り換え手段を備え
たことを特徴とするインバータ制御装置。 - 【請求項２】 インバータ回路によって駆動されるモー
タの１次電流を検出する電流検出器を備え、上記電流検
出器による１次電流検出値と１次電流指令値とに基づい
て上記インバータ回路をパルス幅変調するパルス幅変調
回路を備えたインバータ制御装置において、モータの運
転が速度制御モードであるか位置制御モードであるかを
判定して、上記パルス幅変調回路のＰＷＭ周波数を切り
換える速度／位置ＰＷＭ切り換え手段を備えたことを特
徴とするインバータ制御装置。 - 【請求項３】 インバータ回路によって駆動されるモー
タの１次電流を検出する電流検出器を備え、上記電流検
出器による１次電流検出値と１次電流指令値とに基づい
て上記インバータ回路をパルス幅変調するパルス幅変調
回路を備えたインバータ制御装置において、モータの等
価負荷率を演算し、その負荷率に応じて上記パルス幅変
調回路のＰＷＭ周波数を切り換える等価負荷率ＰＷＭ切
り換え手段を備えたことを特徴とするインバータ制御装
置。 - 【請求項４】 インバータ回路によって駆動されるモー
タの１次電流を検出する電流検出器を備え、上記電流検
出器による１次電流検出値と１次電流指令値とに基づい
て上記インバータ回路をパルス幅変調するパルス幅変調
回路を備えたインバータ制御装置において、上記パルス
幅変調回路のＰＷＭ周波数を固定とす るか可変とするか
を選択する切り換え手段を備えたことを特徴とする請求
項１〜３の何れかに記載のインバータ制御装置。
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|---|---|---|---|
| JP00887294A JP3301194B2 (ja) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | インバータ制御装置 |
| DE19501375A DE19501375A1 (de) | 1994-01-28 | 1995-01-18 | Wechselrichter-Steuerverfahren und -vorrichtung |
| US08/374,873 US5744927A (en) | 1994-01-28 | 1995-01-19 | Inverter control method and apparatus |
| KR1019950001598A KR950024414A (ko) | 1994-01-28 | 1995-01-27 | 인버터 제어장치 및 방법 |
| GB9503306A GB2286734B (en) | 1994-01-28 | 1995-01-27 | Inverter control method and apparatus |
| CN95101650A CN1037221C (zh) | 1994-01-28 | 1995-01-28 | 逆变器控制的方法和设备 |
| CN97102459A CN1050717C (zh) | 1994-01-28 | 1997-02-15 | 逆变器控制的方法和设备 |
| CN97102460A CN1052831C (zh) | 1994-01-28 | 1997-02-15 | 逆变器控制的方法和设备 |
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| HK98103658A HK1004450A1 (en) | 1994-01-28 | 1998-04-29 | Inverter control method and apparatus |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00887294A JP3301194B2 (ja) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | インバータ制御装置 |
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|---|---|
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|---|---|---|---|
| JP00887294A Expired - Fee Related JP3301194B2 (ja) | 1994-01-28 | 1994-01-28 | インバータ制御装置 |
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