JPH04156297A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、コンプレッサモータなどを制御するモータ制
御装置に関し、特に、インバータの始動制御に係るもの
である。

（従来の技術） 従来より、空気調和装置におけるコンブレッサモータの
制御装置には、特公昭６０−５４５７１号公報に開示さ
れているように、インバータを備えたものがある。この
モータ制御装置は、電源より順変換部、チョッパ部、イ
ンバータ及びコンプレッサモータが順に接続されて構成
され、上記電源からの交流電圧を順変換部で直流電圧に
変換し、チョッパ部で平滑した後、インバータで交流電
圧に変換し、該交流電圧をモータに印加している。

そして、室内温度などに基づく速度指令信号により直流
電圧を制御すると共に、該直流電圧に基づいてインバー
タ制御回路がインバータの各トランジスタをオン・オフ
制御してモータの回転速度を制御している。

（発明が解決しようとする課題） 上述したモータ制御装置において、チョッパ部の出力電
圧及び出力電流を検出し、モータの運転トルクが所定値
以下になるようにインバータの出力電圧及び出力周波数
をｉｌｉ制御している。

一方、空気調和装置において、モータをインバータ制御
すると、始動トルクが余り大きくないので、圧縮機を一
旦停止すると、吐出側と吸込側との高低差圧がバランス
するまで、圧縮機を待機させるようにしている。また、
高低差圧をバランスさせるために、冷媒回路に均圧回路
を設け、圧縮機が停止すると、均圧弁を開くようにして
いる。

しかし、これでは、圧縮機を再起動させるまでに長時間
（例えば、数分間）を要し、快適性に欠けるという問題
があった。また、均圧回路などを設ける必要があり、部
品点数が多くなり、冷媒回路構成が複雑になるという問
題があった。

本発明は、斯かる点に鑑みてなされたもので、モータの
始動トルクを大きくするようにし、圧縮機の待機時間を
短くすることを目的とするものである。

（課題を解決するための手段） 上記の目的を達成するために、本発明が講じた手段は、
モータの始動時のみキャリア周波数を増加するようにし
たものである。

具体的に、第１図に示すように、請求項（１）に係る発
明が講じた手段は、先ず、電源（２）と電力変換器（３
）とモータ（４）とが順に接続され、上記電力変換器（
３）には、複数のスイッチング素子（Ｔｒｎ）〜（Ｔｒ
　３２）を鍮えたインバータ（３３）が設けられている
モータ制御装置を前提としている。

そして、上記インバータ（３３）の各スイッチング素子
（Ｔｒｎ）〜（Ｔｒ３２）をオン・オフ動作させて直流
をパルス幅変調し、上記モータ（４）に所定の交流電力
が供給されるように上記インバータ（３３）を制御する
インバータ制御手段（５）が設けられている。更に、上
記インバータ（３３）におけるパルス幅変調のためのキ
ャリア周波数が増減するようにキャリア周波数の設定信
号をインバータ制御手段（５）に出力する周波数設定手
段（７）が設けられている。加えて、上記モータ（４）
の始動時にインバータ制御手段（５）のキャリア周波数
を所定時間内において増加させるだめの設定信号を上記
周波数設定手段（７）が出力するように該周波数設定手
段（７）に始動信号を出力する始動制御手段（６）が設
けられた構成としている。

また、請求項（２）に係る発明が講じた手段は、請求項
（１）記載の発明において、モータ（４）は空気調和装
置の圧縮機に設けられたコンプレッサモータで構成され
る一方、始動制御手段（６）は圧縮機の始動時に始動信
号を出力するように構成されたものである。

（作用） 上記の構成により、請求項（１）に係る発明では、電源
（２）から供給される供給電力は電力変換器（３）によ
って制御電力に変換され、特に、インバータ（３３）に
よって制御された交流電力に変換され、モータ（４）、
具体的には、請求項（２）に係る発明では、空気調和装
置における圧縮機のモータ（４）に供給されて該モータ
（４）が駆動する。

そして、上記インバータ（３３）のスイッチング素子（
Ｔｒ　ｎ　）　〜（Ｔｒ　３２）はインバータ制御手段
（５）によってオン・オフ動作し、直流をパルス幅変調
して所定の交流電力をモータ（４）に供給している。更
に、上記インバータ制御手段（５）は周波数設定手段（
７）の設定信号に基づいてパルス幅変調のキャリア周波
数を定めており、この周波数設定手段（７）は始動制御
手段（６）の始動信号、具体的に、請求項（２）に係る
発明では、圧縮機の始動信号を受けると、キャリア周波
数を高くさせる設定信号を出力し、所定時間が経過する
と、通常の低いキャリア周波数の設定信号を出力する。

この設定信号によりインバータ（３３）は圧縮機の始動
のみ所定時間高いキャリア周波数でもって直流をパルス
幅変調し、モータ（４）は始動時のトルクがアッフする
。

（発明の効果） 従って、請求項（１）に係る発明によれば、上記パルス
幅変調のためのキャリア周波数を高くできるようにした
ために、該モータ（４）をインバータ制御する場合の始
動トルクを大きくすることができるので、モータ（４）
の始動制御範囲を拡大することができ、モータ（４）の
使用範囲を拡大することかできる。

また、上記モータ（４）の始動時のみキャリア周波数を
高くするので、スイッチング素子（Ｔｒｌｌ）〜（Ｔｒ
３２）の発熱を考慮する必要がなく、更に、モータ（４
）の加速中であることから、共振についても考慮する必
要がなく、簡単な構成でもって始動トルクをアップさせ
ることができる。

また、請求項（′２Ｊに係る発明によれば、高低差圧の
大きい状態で圧縮機を起動させることができるので、圧
縮機の再起動のための待機時間を短縮することができ、
空調の快適性を向上させることができる。更に、高低差
圧を均圧するための均圧回路を省略することができるこ
とから、部品点数を少なくすることができ、冷媒回路構
成を簡素にすることができる。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する
。

第２図に示すように、（１）はモータ制御装置であって
、三相電源（２）に電力変換器（３）及びモータ（４）
が順に接続されて成り、該モータ（４）を駆動制御して
いる。このモータ（４）は図示しないが、空気調和装置
に設けられた圧縮機のモータであって、該モータ（４）
を回転して圧縮機を駆動し、冷媒を圧縮しており、第３
図に示すように、３つの巻線（４ａ）〜（４Ｃ）を有す
る誘導電動機で構成されている。

上記電力変換器（３）は、ダイオード型の整流回路（３
１）と、平滑コンデンサ（３２）と、トランジスタ型の
インバータ（３３）とを備え、上記三相電源（２）から
の三相交流を整流回路（３１）で直流に変換し、平滑コ
ンデンサ（３２）で平滑にした後、インバータ（３３）
で直流を交流に変換して、制御された交流電力をモータ
（４）に供給している。

上記インバータ（３３）は、第３図に示すように、６つ
の還流ダイオード（Ｄ１＋）〜（Ｄ３２　＞と６つのス
イッチング素子であるトランジスタ（Ｔｒ　ｎ　）〜（
Ｔｒｘ）を備えている。そして、上記インバータ（３３
）にはインバータ制御手段であるインバータ制御回路（
５）が接続されており、該インバータ制御回路（５）は
マイコン（５１）とペースドライバ（５２）とより成り
、該マイコン（５１）によって上記各トランジスタ（Ｔ
ｒ＋＋）〜（Ｔｒ３２）をオン・オフ動作させ、直流を
パルス幅変調してインバータ（３３）が所定の交流電力
をモータ（４）に供給するようにしている。そして、上
記マイコン（５１）には、圧縮機の運転信号や容量信号
などを入力する入力装置（５３）が接続されると共に、
圧縮機の運転状態なとを示す出力装置（５４）か接続さ
れている。

そこで、上記マイコン（５１）によるＰＷＭ（パルス幅
変：Ａ）制御パターンの形成について説明する。

このＰＷＭ制御パターンの形成は、概説すると、出力電
圧の時間積分の軌跡を円軌跡に近づけるようＰＷＭ制御
パターンを決定して行うものである。

これを詳述するに、先ず、インバータ（３３）の出力端
子の電位をｖａ、ｖｔ）、ｖｃ、モータ（４）のの時間
積分λＰを考える。

７・−ｇ・ （ｖａ＋α２Ｉｌｖｂ十αＩ＋ＶＣ） ただし、α−ｅｘｐ　−ｊ（２／３）π→　　　　　→ λｐ＝ｊＶｐｄｔ 今、誘導電動機（１）の三相巻線（２）に角層−〉 か加わる時の電圧ベクトルＶＰ及びその時間積分→ λρは、複素平面上で円軌跡を描く。

一方、電圧形インバータ（３３）では、各相アーム中の
何れか一方のトランジスタ（Ｔｒｎ）〜（Ｔｒ３２）は
必ずオン状態にあるから、便宜上、＋側のオン状態を「
１」、−側のオン状態を［Ｏで表わし、Ｃ相、ｂ相、Ｃ
相の順にｒｌｏｌＪ、ｒｏｌｌＪ等と表記すると、イン
バータ（３３）の状態は８通り存在する。この各状態の
電圧ベクトルＶＰ（Ｐ−′Ｏ〜７）は、大キサｂ＜−１
’ｉ　ｖｄ（Ｐｌ−〜、７ｉ７ｉ　Ｖ　ｄの速度で動く
（但し、零ベクトルの場合は停止する）。

以上から、電圧形インバータ（３３）のＰＷＭ制御パタ
ーンは、電圧ベクトルの時間積分λＰの適宜選定して決
定する。（指定半径Ｒは、基本波電圧の線電圧の実効値
をＶｌ、角周波数をωとすると、Ｒ−Ｖ、／ω）である
。

」 ６及び零ベクトル（例えば■○）を用い、点ＰＯにて時
間τ０たけ留まり（この状態を記号０て示す）、その後
、Ｖ４を時間τ４だけ取って点ｑ１に達し、更にＶ６を
時間τ６だけ取って点Ｐ１に到達する場合を考える。こ
の場合、△ｐＯｑ、ｐＩにおいて、ＰｏＰ、＝Ｖ、−ｒ
。

ＰＯＱ＋−ム／３　Ｖｄ　・ｒｓ ｑｌ　ｐ、−Ａ万Ｖｄ・τ６ Ｖ６．ＶＯを取る時間τ４．τ６．τ０が得られる。

τ４　ノ　Ｔｏ　　−ｋｓ　　−５ｉｎ（π／３−　φ
　０　）ｒ６／　Ｔｏ　−ｋｓ　すＳ４ｎ　φＯｒｏ／
　Ｔｏ　＝１−ｋｓ−８ｊｎ（φｏ＋ｙｒ／３）・・・
・・（３） たたし、ｋｓは電圧制御率であって、 ｋ、５−−ＩＴＶ＋　／　Ｖｄである。

上記の（３）式は角度φが０≦φ≦π／３の範囲での関
係式だが、他の区間では、インバータ（３））が対称三
相の動作を行うことがら、次に示す第１表の如く各記号
を置換して、０≦φ≦２πの範囲での関係式が得られる
。

次に、上記（３）式の電圧ベクトルの時間τに基いて各
トランジスタ（Ｔｒｎ）〜（Ｔｒ３２）のオン・オフパ
ターン（ＰＷＭ制御パターン）を求める。

この場合、電圧ベクトルの時間τとＰＷＭ制御パターン
との関係は、電圧ベクトルを取る順序に応じて変化する
から、今、簡単のため、各期間Ｔ。

では同一パターンを繰返すと共に、各期間ＴＱ内でのト
ランジスタの０Ｎ１０ＦＦ切換えは１度のみという制約
条件を加えると、ＰＷＭ制御パターンは、第６図（イ）
〜（ニ）に示す４パターンに代表される（図中、τ　は
＋側のトランジスタのオン時間を、τ−は一側のトラン
ジスタのオン時間を各々示す）。

本実施例では同図（イ）のＰＷＭ制御パターンを採用す
ることとする。電圧形インバータ（３３）では、ＰＷＭ
制御パターンは、期間Ｔｏの最初にオンするトランジス
タの名称と、これがオフに転じる時間か分れば一意的に
決定されるから、上記（３）式及び第６図（イ）を参照
して、ＰＷＭ制御パターンは角度φがＯ≦φ≦π／３の
範囲では下記式で決定される。

ｒａ、　−／Ｔｏ　−１−Ｊ２　・（Ｖ＋　／Ｖｄ）・
５ｉｎ（φ０＋π／３） ｒ　ｂ　−／Ｔｏ　−１−Ｊ２　・（Ｖ＋　／Ｖｄ）　
・Ｓｉｎφ０ｒｅ−／Ｔｏ−１（常時ＯＮ） ・・・・・・（４） 上記Ｏ≦φ≦π／３の範囲でのＰＷＭ制御パターンの関
係式（４）は、上記と同様にして各記号を置換すれば０
≦φ≦２πの範囲での関係式となる。

そして、上記マイコン（５１）は、圧縮機の運転容量な
どに対応して、キャリア周波数（１／ＴＯ）に応じた演
算周期でもって上記■式に基づき各トランジスタ（Ｔｒ
ｎ）〜（Ｔｒ３２）のオン時間を演算し、モータ（４）
を制御している。

また、上記マイコン（５１）には、本発明の特徴として
圧縮機の始動制御手段である始動制御回路（６）が周波
数設定手段である周波数設定回路（７）を介して接続さ
れている。該始動制御回路（６）は、圧縮機の始動時に
対して始動信号を出力しており、上記周波数設定回路（
７）はキャリア周波数が増減するようにキャリア周波数
の設定信号を上記マイコン（５１）に出力している。そ
して、上記周波数設定回路（７）は、始動制御回路（６
）より始動信号が入力されると、所定時間（５秒〜１０
秒）の間でキャリア周波数が高くなるように増加設定信
号を出力し、所定時間経過後にキャリア周波数が通常の
周波数に低下するように減少設定信号を出力するように
構成されている。

この設定信号によってマイコン（５１）は圧縮機の始動
時のみキャリア周波数を高め、例えば、通常時の２倍に
し、つまり、上記（４）式における周期Ｔｏを分割し、
各トランジスタ（Ｔｒｕ）〜（Ｔｒ３２）のオン動作の
回数を増加させるように構成されている。

詳述すると、第７図は通常のキャリア周波数（’−２Ｋ
Ｈｚ）とした場合における各相の出力電圧を示し、第８
図はそのインバータ（３３）の出力電流を示す一方、第
９図はキャリア周波数と２倍（”４ＫＨｚ）とした場合
における各相の出力電圧を示し、第１０図はそのインバ
ータ（３３）の出力電流を示している。この第８図と第
１０図とを比較すると、キャリア周波数が高くなると、
出力電流は正弦波に近くなる。

次に、インバータ（３３）の出力電流■とトルクＴとの
関係は、 Ｔ＝ｆ（３・Ｐ−ｆｓ）／ （９，８・４・π・ｒ２）ｌ　　Ｘ　（Ｖ／ｆ）’・・
・■ ｆｓ：滑り周波数 Ｐ：モータの極数 「２　：２次銅損 Ｖ：インバータの出力電圧 ｆ：インバータの出力周波数 Ｔｃｃ　Ｉ　”　　　　＝１６） 、°、Ｉ美（Ｖ／　ｆ　） となる。

そこで、第９図に示すように、キャリア周波数を２倍に
して、パルス幅を小さくすると、第１０図に示すように
、電流実効値のピーク値が低くなり、このピーク値に各
トランジスタ（Ｔｒｎ）〜（Ｔｒ３２）の容量を設定す
ると、出力電圧の裁断数、つまり、キャリア周波数が高
い程、大きな電流を流すことができる。この結果、上記
（６）式よりインバータ（３３）の出力トルクＴが大き
くなることになる。

また、モータ（４）の駆動トルクに寄与するのは、電流
の基本波成分のみであり、高調波成分はトルク脈動にな
るのみで、電流波形が正弦波に近い程（第１０図参照）
、トルクＴが大きくなる。

上述の理由から、本発明はキャリア周波数を高くするよ
うしている。

一方、上記キャリア周波数を高くすると、各トランジス
タ（Ｔｒ＋＋）〜（Ｔｒ３２）はこのキャリア周波数に
応じてオン・オフ動作するので、スイッチング損失（熱
）が発生し、トランジスタ（Ｔｒｌｌ）〜（Ｔｒ３２）
の冷却を大幅に強化する必要が生ずる。

また、上下アームのトランジスタ（Ｔｒｎ）〜（Ｔｒ３
２）の短絡を防止するため、上下アームのトランジスタ
（Ｔｒｎ）〜（Ｔｒ３２）のオフ動作が重畳するプツト
タイムか設定されており、このデッドタイムはキャリア
周波数を高くしても同じであるので、このデッドタイム
の累積時間が多くなり、モータ（４）が共振し易く、安
定性が低くなる。

そこで、本発明は圧縮機の始動時のみキャリア周波数を
高くするようにし、発熱がさほど生じないようにすると
共に、モータ（４）の加速中であることから、モータ（
４）の安定性が保てるようにしている。

次に、このモータ制御装置（１）の動作について説明す
る。

先ず、三相電流（２）より三相交流が整流回路（３１）
に供給され、該整流回路（３１）によって直流に変換さ
れ、この直流は平滑コンデンサ（３２）によって平滑さ
れた後、インバータ（３３）によって所定の交流に変換
されてモータ（４）に供給され、該モータ（４）が回転
して圧縮機が駆動する。

一方、上記インバータ（３３）の各トランジスタ（Ｔｒ
　ｎ　）　〜（Ｔｒ　３２）はマイコン（５１）によっ
てオン・オフ動作しており、該マイコン（５１）は８種
類の電圧ベクトル（Ｖｏ＝Ｖ７）をベクトル軌跡が円周
上に沿うように選定し、上記（４）式に基づいてＰＷＭ
制御パターンを演算してインバータ（３３）の各トラン
ジスタ（Ｔｒｎ）〜（Ｔｒｚ）をオン・オフ制御してい
る。

そして、上記マイコン（５１）はキャリア周期（Ｔｏ　
）毎にトランジスタ（Ｔｒ　＋＋　）　〜（Ｔｒ　ｘ）
のオン時間を算出しており、このキャリア周波数（１，
／Ｔｏ）を増減する。

そこで、このキャリア周波数の変更制御について第１１
図に基づき説明する。

先ず、スタートしてステップＳＴＩにおいて、圧縮機の
始動中か否かが判定される。つまり、始動制御回路（６
）か始動信号を出力すると、周波数設定回路（７）がキ
ャリア周波数の増加設定信号を所定時間（５秒〜１０秒
）出力する。この増加設定信号をマイコン（５１）が受
けると、該マイコン（５１）は、ステップＳＴＩからス
テップＳｒ１に移り、キャリア周波数を通常の２倍にし
、つまり、キャリア周期Ｔｏを分割し、各トランジスタ
（Ｔｒ＋＋）〜（Ｔｒ３２）のオン・オフ動作を２倍に
制御してリターンする。そして、このマイコン（５１）
の制御により、インバータ（３３）の各トランジスタ（
Ｔｒｏ）〜（Ｔｒ３２）はオン・オフ動作し、第９図に
示すように、直流は小さいパルス幅で２倍の裁断数に裁
断される。この結果、インバータ（３３）の出力電流が
大きくなり、出力トルクＴが大きくなり（上記（６）式
参照）、モータ（４）の始動トルクが増大する。

一方、圧縮機が始動した後、所定時間経過すると、周波
数設定回路（７）はキャリア周波数の減少設定信号を出
力し、マイコン（５１）は、ステップＳＴＩからステッ
プＳＴ３に移り、キャリア周波数を通常の周波数に低下
してリターンする。

この結果、インバータ（３３）の各トランジスタ（Ｔｒ
ｎ）〜（Ｔｒ３２）は通常のオン・オフ動作を行い、モ
ータ（４）が回転する。

従って、上記パルス幅変調のためのキャリア周波数を高
くできるようにしたために、該モータ（４）をインバー
タ制御する場合の始動トルクを大きくすることができる
ので、モータ（４）の始動制御範囲を拡大することがで
き、モータ（４）の使用範囲の拡大をすることができる
。

また、上記モータ（４）の始動時のみキャリア周波数を
高くするので、トランジスタ（Ｔｒｎ）〜（Ｔｒ３２）
の発熱を考慮する必要かなく、更に、モータ（４）の加
速中であることから、共振についても考慮する必要がな
く、簡単な構成でもって始動トルクをアップさせること
ができる。

また、高低差圧の大きい状態で圧縮機を起動させること
ができるので、圧縮機の再起動のための待機時間を短縮
することかでき、空調の快適性を向上させることができ
る。更に、高低差圧を均圧するための均圧回路を省略す
ることができることから、部品点数を少なくすることか
でき、冷媒回路構成を簡素にすることができる。

尚、上記実施例において、マイコン（５１）は８つの電
圧ベクトルが円周上に沿うようにＰ　Ｗ　Ｍ制御したが
、第１２図に示すように、三角波Ａと基準正弦波Ｂと基
づいてインバータ（３３）の出力電圧をＰＷＭ制御する
ようにしてもよく、その際、マイコン（５１）はキャリ
ア周波数、つまり、三角波Ａの周波数を増減することに
なる。

また、本実施例は、空気調和装置の圧縮機のモータにつ
いて説明したが、請求項（１）の発明は、このモータに
限られるものではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の構成を示すブロック図である。 第２図〜第１２図は本発明の実施例を示し、第２図はモ
ータ制御装置の回路ブロック図、第３図はインバータの
電気回路図である。第４図はインバータの状態を８つの
電圧ベクトルで示した説明図、第５図は電圧ベクトル制
御の説明図、第６図←＋−「　　　　　　　　　−は各
角度におけるＰＷＭ制御パターンの種類を示す説明図で
ある。第７図は低キヤリア周波数時のインバータの出力
電圧波形図、第８図は同出力電流波形図、第９図は高キ
ヤリア周波数時におけるインバータの出力電圧波形図、
第１０図は同出力電流波形図である。第１１図はキャリ
ア周波数の変更を示す制御フロー図である。第１２図゛
〔τ喰］−＝←ト≠は他のＰＷＭ制御を示す制御波形図
及びインバータの出力電圧波形図である。 （１）・−モータ制御装置 （２）・・電源 （３）　・・　Ｔ１ツノ変換装置 （４）・・・モータ （５）・・・インバータ制御回路 （６）・・始動制御回路 （７）・・・周波数設定回路 （３３）・・インバータ （Ｔｒｎ）〜（Ｔｒズ）・・トランジスタはか１名 （１）・・・モータ制御装置 （２）・電源 （３）・・電力変換装置 （４）・・・モータ （５）・・インバータ制御回路 （６）・・始動制御回路 （７）・・周波数設定回路 （３３）・・・インバータ （Ｔｒ＋＋）〜（Ｔｒり・・トランジスタ第２図 （′ 第３図 第１２図 ／ ／ 第５図 第８図 第１０ｒＩ！Ｊ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）電源（２）と電力変換器（３）とモータ（４）と
   が順に接続され、 上記電力変換器（３）には、複数のスイッチング素子（
   Ｔｒ＿１＿１）〜（Ｔｒ＿３＿２）を備えたインバータ
   （３３）が設けられているモータ制御装置において、 上記インバータ（３３）の各スイッチング素子（Ｔｒ＿
   １＿１）〜（Ｔｒ＿３＿２）をオン・オフ動作させて直
   流をパルス幅変調し、上記モータ（４）に所定の交流電
   力が供給されるように上記インバータ（３３）を制御す
   るインバータ制御手段（５）と、 上記インバータ（３３）におけるパルス幅変調のための
   キャリア周波数が増減するようにキャリア周波数の設定
   信号をインバータ制御手段（５）に出力する周波数設定
   手段（７）と、上記モータ（４）の始動時にインバータ
   制御手段（５）のキャリア周波数を所定時間内において
   増加させるための設定信号を上記周波数設定手段（７）
   が出力するように該周波数設定手段（７）に始動信号を
   出力する始動制御手段（６）とを備えていることを特徴
   とするモータ制御装置。
2. （２）請求項（１）記載のモータ制御装置において、モ
   ータ（４）は空気調和装置の圧縮機に設けられたコンプ
   レッサモータで構成される一方、始動制御手段（６）は
   圧縮機の始動時に始動信号を出力するように構成されて
   いることを特徴とするモータ制御装置。