JPH0382396A - パルス幅変調形インバータ装置 - Google Patents
パルス幅変調形インバータ装置Info
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- JPH0382396A JPH0382396A JP1216479A JP21647989A JPH0382396A JP H0382396 A JPH0382396 A JP H0382396A JP 1216479 A JP1216479 A JP 1216479A JP 21647989 A JP21647989 A JP 21647989A JP H0382396 A JPH0382396 A JP H0382396A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［産業上の利用分野］
この発明は可変電圧、可変周波数の交流を得るパルス幅
変調形インバータ、特にキャリア周波数を高く制御する
インバータにおけるパルス幅変調信号（以下ＰＷＭ信号
という）の制御に関する。 〔従来の技術〕 第１０図は従来のＰＷＭインバータの構成例を示す図で
ある。図において、（１００）は直流電源、（２００）
は可制御素子と逆接続されたダイオードとからなり可変
電圧、可変周波数の交流に変換する逆変換器、（３００
１はインバータにより駆動される電動機、（４００）は
出力周波数、出力電圧の基準となる基＄電圧波形を出力
する基準電圧発生器、（５００１は三角波等の波形で周
波数ｆｃのキャリア波形を作成、出力するキャリア発生
器、（６００１は基準電圧発生器（４００）とキャリア
発生器（ＳＯＯ）の信号より逆変換器（２００１の可制
御素子の点呼信号を発生す６ ＰＷＭ回路、（７００）
はｐｗｕ回路（６００）の信号をうけて逆変換器（２０
０）の可制御素子を駆動する駆動回路、 ｆ９００１
はインバータ装置の出力周波数設定器である。 つぎに動作について説明する。第１１図はこの周波数の
ＰＷＭ動作の代表例の動作図であり、例えばＵ％ｖ、Ｗ
の３相のＰＷＭインバータのＵ相−相に関する動作説明
図である。インバータの出力電圧、出力周波数の基準と
なる基準電圧（正弦波）とこれを変調するための信号、
例えば三角波状のキャリア波形と比較し、基準電圧がキ
ャリアより大きい期間はＯＮ、基準電圧がキャリアより
小さい期間はＯＦＦとして、Ｕ相の上側の可制御素子の
ＰＷＭ信号ＩＪＰＯとして求める。Ｕ相の下側の可制御
素子のＰＷＭ信号Ｕ。。はＵｐｏのインバート信号とし
て求める。実際には上下素子の短絡を防止するために、
ＯＮするタイミングをＴｄ待時間らせる短絡防止処理さ
れたＰＷＭ信号ｕＰ、 Ｕｓにて可制御素子は駆動され
、その結果第１１図（ｄｌ に示すようにＵ相の出力電
圧は正弦波状にパルス幅変調された出力波形を得る。■
相、Ｗ相も同様にして得られる。以上説明した基ｔｓｔ
ｔ圧、キャリアは第１１図（ａ） 、ＵｐＯ％ ＵＮＯ
は（ｂ）、出力電圧は（ｄ）に示す、第１０図において
基準電圧発生器 （４００）は出力周波数設定器（９０
０）からの信号に基づいて、インバータ装置の出力周波
数、出力電圧の基準となる第１１図（ａ）に示す基準電
圧波形を出力し、キャリア発生器（５０）は第１１図（
ａ）に示す三角波状のキャリアを、ＰＷＭ 回路（６０
（１）は第１１図（ｃ）に示すＰＩｆＭ信号を作成し、
駆動回路（７００） ハＰＷＭ回路（６００） （７）
ＰＷ−信号にて逆変換器（２００）のインバータ可
制御素子を駆動する。このことによりインバータからは
可変電圧、可変周波数の交流を得る。ところ で、この
種のＰＷＭ波形にて電動機を駆動すると、キャリア周波
数に起因した高調波音が電動機から発生し騒音増加の原
因となる。このことを回避するための一つの手段として
、キャリア周波数を上昇させ人間の可聴周波数の上限域
あるいはより高い高周波数とする方法がある。キャリア
周波数を増加していくと騒音レベルは徐々に低下し、キ
ャリア周波数ｆｃを１ＯＫＨｚ〜１５ＫＨｚに定めると
可聴領域の上限に近付き、騒音レベルも著しく低下する
６更に ２０Ｋ）Ｉｇをオーバさせると可聴範囲を超え
、高調波音は人間の聴覚には感知できなくなり、商用電
源で駆動したときとほぼ同等の騒音特性となる。このｆ
ｃを達成するためには、一般に逆変換器の高速スイッチ
ング素子例えばパワーＭＯＳＦＥＴ、 ＩＧＢＴ等が用
いられるが、それでもスイッチングに伴う発生損失は無
視出来ないレベルとなる。すなわち、逆並列のダイオー
ドを含めて可制御素子の発生損失Ｐは Ｐ ＝Ｐ ＯＮ＋ Ｐ ｓｗ＝定常損失＋スイッチング
損失＝Ｐｏｓ（Ｉ）＋Ｐｓｗ（ｆＣ，Ｉ） で表わされる。定常損失は定常ＯＮ時の電流と電圧降下
分の積で、スイッチング損失はターンオン、ターンオフ
時の電圧、電流の積で求まる。簡略化した関数の形で表
わせば、Ｐｏｓは電流の関数、Ｐ□は電流とｆ、の関数
で示される。 〔発明が解決しようとする課題〕 キャリア周波数ｆｃを高くすればする程Ｐａｗは増加し
、例えばインバータ定格電流（通常使用素子定格電流よ
り幾分デイレイティングした電流値）付近では損失の比
率はＰ。Ｈ：Ｐ工＝５：５あるはそれ以上となる。した
がって、熱設計（素子のジャンクション温度が許容値以
下になるよう熱に対する設計を行なうこと）上、冷却効
果の改善が必要で冷却体の増加、ひいてはインバータの
体格が大きくなるという欠点があった。また、騒音が問
題となるのは、一般に電動機が低回転状態のときであり
、回転が増大したときは電動機負荷系の騒音が増し、さ
ほど電動機から発生する高調波音は問題にならないのに
、ｆｃを高くしたままで、かえって発生損失を増加させ
るという問題があった。また、インバータの発生損失に
よる各部の到達温度値はインバータの周囲温度が最高許
容温度で設計されているため、インバータの周囲温度が
十分低い場合は負荷が増大してもｆ、が高いままでも、
許容到達温度以内で運転可能であるにもかかわらず、最
高周囲温度での使用状態を考慮してｆ６を低くして使用
する必要があり、騒音レベルを十分に抑制できないとい
う問題があった。 この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、十分に電動機を低騒音運転可能ならしめると
ともにインバータ負荷採取時にも発生損失を抑制し、イ
ンバータの体格を増大させないインバータ装置を得るこ
とを目的とする。 〔課題を解決するための手段］ この発明に係るインバータ装置は発生損失、応答時間な
どから定まる上限のキャリア周波数ｆｃｍａｘと騒音特
性、出力電流波形歪などから定まるキャリア周波数ｆｃ
ｍｉｎをキャリア周波数の可変範囲とし、このキャリア
周波数をインバータ装置の可制御素子の温度に連動させ
検出された温度が高くなるにつれ、キャリア周波数を低
くし、または温度が低くなるにつれキャリア周波数を高
くするようしたものである。また、キャリア周波数をイ
ンバータ装置の出力周波数に連動させて、インバータの
出力周波数が高くなるにつれキャリア周波数を低くし、
またはインバータの出力周波数が低くなるにつれキャリ
ア周波数を高くするようにしたものである。また、イン
バータ装置の出力（負荷）１１流が大きくなるのに対応
してキャリア周波数を低くし、出力（負荷）電流が小さ
くなるのに対応してキャリア周波数を高くするようにし
たものである。
変調形インバータ、特にキャリア周波数を高く制御する
インバータにおけるパルス幅変調信号（以下ＰＷＭ信号
という）の制御に関する。 〔従来の技術〕 第１０図は従来のＰＷＭインバータの構成例を示す図で
ある。図において、（１００）は直流電源、（２００）
は可制御素子と逆接続されたダイオードとからなり可変
電圧、可変周波数の交流に変換する逆変換器、（３００
１はインバータにより駆動される電動機、（４００）は
出力周波数、出力電圧の基準となる基＄電圧波形を出力
する基準電圧発生器、（５００１は三角波等の波形で周
波数ｆｃのキャリア波形を作成、出力するキャリア発生
器、（６００１は基準電圧発生器（４００）とキャリア
発生器（ＳＯＯ）の信号より逆変換器（２００１の可制
御素子の点呼信号を発生す６ ＰＷＭ回路、（７００）
はｐｗｕ回路（６００）の信号をうけて逆変換器（２０
０）の可制御素子を駆動する駆動回路、 ｆ９００１
はインバータ装置の出力周波数設定器である。 つぎに動作について説明する。第１１図はこの周波数の
ＰＷＭ動作の代表例の動作図であり、例えばＵ％ｖ、Ｗ
の３相のＰＷＭインバータのＵ相−相に関する動作説明
図である。インバータの出力電圧、出力周波数の基準と
なる基準電圧（正弦波）とこれを変調するための信号、
例えば三角波状のキャリア波形と比較し、基準電圧がキ
ャリアより大きい期間はＯＮ、基準電圧がキャリアより
小さい期間はＯＦＦとして、Ｕ相の上側の可制御素子の
ＰＷＭ信号ＩＪＰＯとして求める。Ｕ相の下側の可制御
素子のＰＷＭ信号Ｕ。。はＵｐｏのインバート信号とし
て求める。実際には上下素子の短絡を防止するために、
ＯＮするタイミングをＴｄ待時間らせる短絡防止処理さ
れたＰＷＭ信号ｕＰ、 Ｕｓにて可制御素子は駆動され
、その結果第１１図（ｄｌ に示すようにＵ相の出力電
圧は正弦波状にパルス幅変調された出力波形を得る。■
相、Ｗ相も同様にして得られる。以上説明した基ｔｓｔ
ｔ圧、キャリアは第１１図（ａ） 、ＵｐＯ％ ＵＮＯ
は（ｂ）、出力電圧は（ｄ）に示す、第１０図において
基準電圧発生器 （４００）は出力周波数設定器（９０
０）からの信号に基づいて、インバータ装置の出力周波
数、出力電圧の基準となる第１１図（ａ）に示す基準電
圧波形を出力し、キャリア発生器（５０）は第１１図（
ａ）に示す三角波状のキャリアを、ＰＷＭ 回路（６０
（１）は第１１図（ｃ）に示すＰＩｆＭ信号を作成し、
駆動回路（７００） ハＰＷＭ回路（６００） （７）
ＰＷ−信号にて逆変換器（２００）のインバータ可
制御素子を駆動する。このことによりインバータからは
可変電圧、可変周波数の交流を得る。ところ で、この
種のＰＷＭ波形にて電動機を駆動すると、キャリア周波
数に起因した高調波音が電動機から発生し騒音増加の原
因となる。このことを回避するための一つの手段として
、キャリア周波数を上昇させ人間の可聴周波数の上限域
あるいはより高い高周波数とする方法がある。キャリア
周波数を増加していくと騒音レベルは徐々に低下し、キ
ャリア周波数ｆｃを１ＯＫＨｚ〜１５ＫＨｚに定めると
可聴領域の上限に近付き、騒音レベルも著しく低下する
６更に ２０Ｋ）Ｉｇをオーバさせると可聴範囲を超え
、高調波音は人間の聴覚には感知できなくなり、商用電
源で駆動したときとほぼ同等の騒音特性となる。このｆ
ｃを達成するためには、一般に逆変換器の高速スイッチ
ング素子例えばパワーＭＯＳＦＥＴ、 ＩＧＢＴ等が用
いられるが、それでもスイッチングに伴う発生損失は無
視出来ないレベルとなる。すなわち、逆並列のダイオー
ドを含めて可制御素子の発生損失Ｐは Ｐ ＝Ｐ ＯＮ＋ Ｐ ｓｗ＝定常損失＋スイッチング
損失＝Ｐｏｓ（Ｉ）＋Ｐｓｗ（ｆＣ，Ｉ） で表わされる。定常損失は定常ＯＮ時の電流と電圧降下
分の積で、スイッチング損失はターンオン、ターンオフ
時の電圧、電流の積で求まる。簡略化した関数の形で表
わせば、Ｐｏｓは電流の関数、Ｐ□は電流とｆ、の関数
で示される。 〔発明が解決しようとする課題〕 キャリア周波数ｆｃを高くすればする程Ｐａｗは増加し
、例えばインバータ定格電流（通常使用素子定格電流よ
り幾分デイレイティングした電流値）付近では損失の比
率はＰ。Ｈ：Ｐ工＝５：５あるはそれ以上となる。した
がって、熱設計（素子のジャンクション温度が許容値以
下になるよう熱に対する設計を行なうこと）上、冷却効
果の改善が必要で冷却体の増加、ひいてはインバータの
体格が大きくなるという欠点があった。また、騒音が問
題となるのは、一般に電動機が低回転状態のときであり
、回転が増大したときは電動機負荷系の騒音が増し、さ
ほど電動機から発生する高調波音は問題にならないのに
、ｆｃを高くしたままで、かえって発生損失を増加させ
るという問題があった。また、インバータの発生損失に
よる各部の到達温度値はインバータの周囲温度が最高許
容温度で設計されているため、インバータの周囲温度が
十分低い場合は負荷が増大してもｆ、が高いままでも、
許容到達温度以内で運転可能であるにもかかわらず、最
高周囲温度での使用状態を考慮してｆ６を低くして使用
する必要があり、騒音レベルを十分に抑制できないとい
う問題があった。 この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、十分に電動機を低騒音運転可能ならしめると
ともにインバータ負荷採取時にも発生損失を抑制し、イ
ンバータの体格を増大させないインバータ装置を得るこ
とを目的とする。 〔課題を解決するための手段］ この発明に係るインバータ装置は発生損失、応答時間な
どから定まる上限のキャリア周波数ｆｃｍａｘと騒音特
性、出力電流波形歪などから定まるキャリア周波数ｆｃ
ｍｉｎをキャリア周波数の可変範囲とし、このキャリア
周波数をインバータ装置の可制御素子の温度に連動させ
検出された温度が高くなるにつれ、キャリア周波数を低
くし、または温度が低くなるにつれキャリア周波数を高
くするようしたものである。また、キャリア周波数をイ
ンバータ装置の出力周波数に連動させて、インバータの
出力周波数が高くなるにつれキャリア周波数を低くし、
またはインバータの出力周波数が低くなるにつれキャリ
ア周波数を高くするようにしたものである。また、イン
バータ装置の出力（負荷）１１流が大きくなるのに対応
してキャリア周波数を低くし、出力（負荷）電流が小さ
くなるのに対応してキャリア周波数を高くするようにし
たものである。
この発明におけるキャリア発生器はインバータの可制御
素子の温度またはインバータの出力周波数または出力電
流に連動してキャリア周波数を決定するので、検出温度
または電動機の回転数が低いときまたは出力電流が小さ
いときはキャリア周波数が高く、発生騒音を抑え、検出
温度が上昇するとともにまたは回転数が増大するととも
にまたは出力電流が大きくなるとともにキャリア周波数
を低くするため可制御素子の発生損失が押えられる。 （発明の実施例〕 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第工
図において（１００）〜（４００１、ｆ６００） 、で
（７００） 、 （９００）は従来例にて説明したもの
と同じある。 （５００）はキャリア発生器 （８００
）は可制御素子の温度検出器で、この温度検出器（８０
０）の出力に応じてあらかじめ定められるｆｃｍａｘと
ｆｃｍｉｎの範囲でキャリア周波数を第３図に示すよう
に制御し、例えば三角波等のキャリアをＰｌｆＭ回路に
出力する。第２図はこの発明の別の実施例であり、出力
周波数設定器（９００）の出力におおじて、あらかじめ
定められるｆｃｍａｘとｆｃ＋＋＋ｉｎの範囲でキャリ
ア周波数を第４図に示すように制御する。第４−１図は
この発明の別の実施例であり、インバータ装置の負荷電
流を検出する電流検出器（１０００）を用いて、その出
力におおじて、あらかじめ定められるｆｃｍａｘとｆｃ
ｓ＋ｉｎの範囲でキャリア周波数を第４−２図に示すよ
うに制御する。この電流検出器（１０００）は、例えば
ホール素子を利用したＤＣＣＴ電流検出器を用いること
が出来る。第４−１図では電流検出器（ｔｏｏｏ）はイ
ンバータの出力側に設けたが、インバータ装置の出力電
流に相当する電流を検出できればどこに設けても良い。 次に第３図、第４図、第４−２図に示した検出温度Ｔｏ
、出力周波数ｆ０、負荷電流工。の変化に対するキャリ
ア周波数ｆｃｍｉｎ−ｆｃｍａｘの変化に対して詳しく
説明する。 前述したように、インバータ装置の負荷となる電動機か
らはキャリア周波数ｆｃに起因する高調波騒音が発生す
る。この騒音を低減するためには、キャリア周波数ｆｃ
を可聴周波数以上に上げることにより達成されるが、可
制御素子部における損失が大きくなり、可制御素子部の
温度Ｔ０が許容値を越えてしまうという問題がある。 可制御素子部の温度Ｔ０は Ｔｏ ｗＴａ ＋ ΔＴ で表わされる。ここで、Ｔａはインバータ装置の周囲温
度、ΔＴは可制御素子自体の温度上昇である。更にΔＴ
は ΔＴ ＝ ＰＸＲｔｈ で表わされ、Ｐは可制御素子の発生損失、Ｒｔｈは可制
御素子とその冷却体を含めた熱抵抗である。 可制御素子の発生損失Ｐは前述したように、定常損失Ｐ
。Ｈとスイッチング損失Ｐａｗで表わされ、Ｐａｗは出
力電流工。の関数％Ｐａｗは出力電流工。 とキャリア周波数ｆｃの関数として表わされる。更に発
生損失Ｐはインバータ装置が負荷に供給する電力ＰＬに
対応し、Ｐｔ、が小さくなればＰも小さくなる。インバ
ータ装置の出力周波数ｆＯを低くすることにより、負荷
に供給する電力ＰＬを低減して省エネルギー運転をする
ことはインバータ装置の目的の一つである。したがって
、出力周波数ｆ。 を低くすることにより、発生損失Ｐも小さくすることが
できる。以上を整理すると Ｔｏ ＝Ｔａ＋ （Ｐ（ＩＮ （Ｉｏ、ｆａ）
＋Ｐｓｗ（Ｉｏ、ｆｃ）） ＸＲｔｈとなる。 上式が示すように可制御素子の温度Ｔ０はインバータ装
置の周囲温度Ｔａ、出力電流Ｉ０．出力出力数ｆｏ、キ
ャリア周波数ｆｃでほぼ決定される。 このうち、キャリア周波数ｆｃを除いた項目はインバー
タ装置を使用する側の条件、環境により決定されるため
インバータ装置自体で制御することは出来ない。したが
ってインバータ装置を使用する側の条件、環境により可
制御素子の発生損失が増加し、またはインバータ装置の
周囲温度が上昇し、または両者が同時発生することによ
り、可制御素子部の温度Ｔ０が上昇し、その温度Ｔ０が
可制御素子の許容値ＴＩＩに近付いた場合は、キャリア
周波数ｆｃを下げることにより、可制御素子の温度Ｔ０
が許容値Ｔ、を越えないように制御するものである。こ
のことを定性的に示したのが第３図である。 第４図、第４−２図に示した出力周波数ｆＯ１出力電流
工。による制御は出力周波数ｆａ求たは出力電流■。に
より可制御素子の温度Ｔｏを間接的に検出し、キャリア
周波数を同様に制御するものである。この方法において
は、周囲温度の情報がないため、制御効率は前述の可制
御素子の温度を直接検出する方法に比べて悪くなるもの
の、専用のセンサーを必要としないためシステムが安価
に構成出来る特長がある。 第５図は第１図または第２図に示した基準電圧発生器（
４００）から発生する例えば正弦波近似電圧信号とキャ
リア発生器（ＳＯＯ）から発生する三角波信号の大小関
係から得られるＰＷＭ信号が、温度情報によりｐｗ＆ｌ
信号の変調周波数が可変となる回路構成を示したもので
ある。図において、（１）は出力周波数設定器で通常の
インバータ装置では、電圧信号、電流信号、接点信号に
より供給されるが、出力周波数設定器（１）は電圧信号
で供給された例で示しである。（２）はスイッチング素
子、例えば１１１０ＳＦＥＴおよびＩＧＢＴの温度を検
出する温度検出器であり、温度に比例したアナログ信号
１例えば電圧信号を出力するものである。また簡単なも
のとしては、基準温度に対して開閉する接点出力信号の
ものでもよい、（３）は基準電圧発生器であり、例えば
正弦波をｎビットのデジタル量で量子化近似するもので
ある。（４）はキャリア信号である三角波の上限値を発
生するもの、’ （５１は同様に下限値を発生するもの
である。（３）〜（５）はマイコン（，６）の演算機能
により達成できる。（７）〜（９）はマイコン（６）か
ら出力された電圧データをラッチするフリップフロップ
であり、本実施例では三相交流出力のインバータを想定
して、各々、Ｕ相、■相、Ｗ相の電圧を取り込む。（１
０）、 （１１）はマイコン（６）から出力された三角
波上限値データおよび下限値データを取り込むフリップ
フロップである。（１２）は三角波形を量子化出力する
ｎビットのアップダウンカウンタであり、（１３）のク
ロック切替回路によりアップカウント、ダウンカウント
を繰り返し三角波信号を発生するものである。（１４）
〜（１８）はｎビットのデジタル信号比較器であり、（
１４）はｎビットのＵ相電圧データとｎビットの三角波
データを比較し、両者の大小関係により出力信号を得る
ものである。 （１５）（１６）は（１４）と同様、■
相、Ｗ相電圧データと三角波が比較され出力信号を得る
。 （１７）はアップダウンカウンタ（１２）により発
生した三角波データがフリップフロップ（１０）から出
力されている三角波上限値データと比較し、その出力信
号がクロック切替回路（１３）に接続されている。（１
８）は（１７）と同様の動作で三角波下限値データと比
較しているものである。デジタル比較器（１４）、 （
１５）、 （１６）の出力信号は各々Ｕ相、■相、Ｗ相
のスイッチング素子を駆動する信号として後段に接続さ
れる反転回路、上下短絡防止回路（図示せず）へ供給さ
れる。次に動作について説明する。（１）の出力周波数
設定器から電圧信号が入力されると、その出力周波数に
相当した基準電圧がマイコン（６）から出力される。同
時にキャリア信号である三角波の折り返し点となる三角
波上限値及び下限値も同様にマイコン（６）から出力さ
れる。出力周波数設定器（１）又は、温度検出器（２）
の出力信号はマイコン（６）の入力ボートに入力され、
アナログ量をデジタル量に変換し、しかるべき基準電圧
三角波の上限値、下限値が演算される。マイコン（６）
はＡ／Ｄ変換器を内蔵したもので例えばインテル８０９
６系ＣＰＨなどの１６ビツトマイコンである。出力周波
数設定器（１）又は、温度検出器（２）の出力値が今、
一定値であるものとして、動作説明を行なう。マイコン
（６）からは、ｎビットのデジタル量で量子化近似され
た正弦波が出力される。第６図のＴｃはマイコンの演算
時間で決定されるもので、 Ｔｃが短かい程、又、ｎビ
ットのｎ値が大きい程、近似波形は理想正弦波に近づく
ことは言うまでもない。今、仮にｎ＝１０とすれば、正
弦波の上限値が１６進表示で“３ＦＦＨ”、下限値が“
０００「の最大振巾を有する正弦波近似波形が得られる
。この正弦波の振巾は、仮想中心が１６進数値表示で“
２００■”と“Ｉ ＦＦＨ”の間に存在することになり
、この値を中心に正弦波振巾が変化することになる。す
なわち、出力周波数設定器（１１によりインバータ装置
の出力周波数を高くする場合は、正弦波振巾を大きくシ
、低い周波数においては、正弦波振巾を小さくするもの
で、この考え方は通常のインバータ装置で適用されてい
る、以上の様な考え方で演算された電圧信号はフリップ
フロップ（７） （８） （９）によりラッチされる。 フリップフロップ（７） （８） （９）の電圧データ
は、３相交流Ｕ、Ｖ、Ｗに相当し、各々の電圧データは
電気角対応で１２０＠ずれて設定取込まれる。各電圧デ
ータはマイコン（６）の例えば１６ビツトデータバスを
通して設定される。Ｕ、Ｖ、Ｗ相各電圧データが５ビツ
トを超える場合は、複数回に分けて電圧データを設定、
取込む必要がある。この場合は、後段の比較回路で三角
波と比較する場合に取込データに時間的ずれが発生する
ため、もう−段フリップフロップを設けてＵ、Ｖ、Ｗの
データが同時に取込まれる様にする必要がある。次にマ
イコン（６）からフリップフロップ（ｔｏ）、 （１１
） に出力される三角波上限値データ、及び下限値デ
ータについて説明する。 マイコン（６）から出力設定される三角波上限値データ
、下限値データとは、第７図に示す様に三角波発生器（
１２）で発生する三角波の折り返し点を与えるものであ
る。三角波上限値データは、フリップフロップ（ｌＯ）
で取込まれて、比較器（１７）に出力される。同様に三
角波下限値データはフリップフロップ（１１）で取込ま
れて比較器（１８）に出力される。一方、三角波発生器
（１２）は、アップダウンカウンタであり、カウントア
ツプ用のクロックＣＫＵとカウントダウン用のＣＫＤに
より制御される。 今、仮に、アップダウンカウンタ（１２）がアップカウ
ンタ中であるとする。そして、カウントアツプにより、
ｎビットで構成される三角波データが設定されたｎビッ
トの三角波上限値に一致すると、比較器（１７）から一
致信号ＥＱＵが出力される。この禰号により、クロック
切替回路（１３）で、カウントアツプクロックＣＫＵで
非アクティブとなり、ダウンクロックＣＫＤがアクティ
ブとなり、アップダウンカウンタはカウントダウンに切
替る。その後、カウントダウンにより、三角波データが
設定されただビットの三角波下限値に一致すると比較器
（１８）から一致信号ＥＱＤが出力される。すると、ク
ロック切替回路（１３）でＣＫＤが非アクティブとなり
、 ＣＫＵがアクティブとなってアップダウンカウンタ
はアップカウントに切替る。以上述べた動作を繰り返す
ことにより、設定された三角波上限値を“山”、下限値
を“谷”とする三角波が発生される。第８図にクロック
切替回路の構成例を示す。 上限一致信号ＥＱＵ 、下限一致信号ＥＱＤをセットリ
セット形フリップフロップに入力し、Ｑ信号及びその反
転信号で各々、クロックと論理をとることにより、ＣＫ
Ｕ 、 ＣＫＤが得られる。例えば、ＥＱＵ信号が入力
されると、フリップフロップはセット状態となり、Ｑ＝
“Ｌ”で非アクティブとなり、ＣＫＤはアクティブとな
る。 次に得られる三角波の周波数について説明する。 三角波の周波数は、設定された上限値及び下限値と、ア
ップダウンカウンタをカウントするクロックｃｋの周波
数ｆｃｋで与えられる。例えば、三角波データがｌＧビ
ットで構成され上限値が１６進数で” ３ ＦＦＨ”下
限値が”０ＯＯＨ” 、 ｆｃｋが２０ＭＨｚとすれば
、三角波の周波数、すなわちキャリア周波数ｆｃは ＝＝ ９．８ ｘｌＯ’ （Ｈｚｌ ・
・・・（１）を得ることになる。この三角波データは、
前述したＵ相、■相、Ｗ相の基準電圧データと、比較器
（１４）、（１５）、 （１６）で比較され、従来例第
１１図（ａｔ 、 （ｂ）で示した考え方に基づき、ｐ
Ｈ＆４信号が得られる。 次に、出力周波数設定器（１）の情報により、キャリア
周波数ｆｃを変化させる動作について説明する。前述し
た様に、キャリア周波数ｆｃすなわち三角波の周波数は
、設定された上限値、下限値及びｆｃｋで決定される。 ｆｃｋは今、一定とすれば三角波の上限値、下限値を変
化させることにより、ｆｃが制御できる０例えば、（１
）式において、上限値を“２ ＦＦＨ”下限値を“１０
０「に設定すれば＝ １９．ｓＸ １０” （Ｈ
ｚ） ・”・（２）となり、（１１式で
求めたｆｃの２倍が得られる。すなわち、三角波の“上
限値−下限値”をｋとすれば、 ｆｃ＝ ｆｃｋ／２ｋ −””・［３
）となり、ｋを減少させることにより、 ｆｃを増大さ
せることができる。従って、今、出力周波数設定器（１
）によりインバータの出力周波数が増加するものであれ
ば、ｋの値を小さく、逆にインバータの出力周波数が減
少していくものであればｋの値が大きくなるよう、マイ
コン （６）から出力設定すればインバータの出力周波
数に連動して、ｆｃを変化させ、インバータの出力周波
数が高い場合はｆｃを低く、インバータの周波数が低い
場合はｆｃを高くすることができる。検出温度に対して
ｆｃを変化させる場合も同様にして行うことができる。 次に、ｆｃを変化させた時の基準電圧の振巾の与え方に
ついて説明する。 ｆｃを変化させない場合は、三角波の振巾は一定であり
基準電圧の振巾が基準電圧の周波数に比例して変化する
。インバータ装置として出力する、交流電力の電圧と周
波数の関係が、この三角波の振巾、及び基準電圧の振巾
と周波数により決定・されていることは言うまでもない
ことである。従って、本実施例においては、 ｆｃを変
化させることにより、三角波の振巾が変化するため、イ
ンバータ装置の出力交流電力の電圧と周波数の関係を一
定に保つために基準電圧の振巾も同時に変化させる必要
がある。この処理については、マイコン（６）において
、設定する三角波の上限値、下限値に連動して、発生す
る基準電圧を変化させればよく、マイコンの演算機能を
もって実施すれば容易に実現できる。 ＄８−１図に可制御素子の温度Ｔ０を検出してキャリア
周波数ｆｃを変化させる場合のマイコン（６）の概略処
理フローを示す、スタート （Ｓｌ）はインバータ装置
の運転が開始されたことを示し、可制御素子の温度Ｔ０
は十分に低いものと考え、スタート（Ｓｔ）ではキャリ
ア周波数ｆｃはｆｃ■ａＸに設定される。キャリア周波
数ｆｃｍａＸを考慮して、基準電圧設定（Ｓ２）、三角
波上限値設定（Ｓ３）、三角波下限値設定（Ｓ４）の処
理が行なわれる。 （Ｓ５）では時間１＋のタイマ処理
が実行される。時間１＋は可制御素子およびその冷却体
を含めた熱時定数を考慮して選ばれるものである。時開
１．経過後。 （Ｓ６）にて可制御素子の温度Ｔ０が読み込まれる。 可制御素子の温度は（Ｓ７）で目標温度Ｔと比較される
。目標温度は可制御素子の熱設計から得られるもので、
−殻内には可制御素子の許容温度ＴＩＩに対しである程
度低い値となる。 （５７１で検出された可制御素子の
温度Ｔ０が目標温度Ｔよりも低い場合は、キャリア周波
数ｆｃはΔｆｃだけ高い値に（Ｓ８）で設定される。ま
た可制御素子の温度Ｔ０が目標温度７以上の場合は、キ
ャリア周波数ｆｃは（Ｓ９）にてΔｆｃだけ低い値に設
定される０以上のようにして、（Ｓ８）または（Ｓ９）
で新しく設定されたキャリア周波数ｆＣを基に（Ｓ２）
〜（５４）で同様の処理が実行され、以下これを繰り返
す。なお、（Ｓ８）の処理において、既に設定されてい
るキャリア周波数ｆｃがｆｃＩＩＩａｘの場合はΔｆｃ
＝ｏとしてｆｃｒｎａｘの状態で運転が継続される。ま
た、（Ｓ９）の処理において、既に設定されているキャ
リア周波数がｆｃｍｉｎの場合は、可制御素子の温度が
何らかの原因で異常に上昇していると判断し、必要な保
護処理（図示せずへ移るものとする。第８−２図に、こ
の処理を実行することにより、時間ｔに対してキャリア
周波数と可制御素子の温度の変化する様子を定性的に示
す。なお、本実施例において、目標温度Ｔに許容幅を設
け、キャリア周波数の変化にヒステリシス特性を持たせ
ても良い。また、検出される可制御素子の温度変化量を
演算し、変化量に応じてΔｆｃの値を変化させても良い
。第８−３図は出力電流およびキャリア周波数の情報を
基に、キャリア周波数を変化させる場合のマイコン（６
）の概略処理フローを示す、可制御素子の温度を直接検
出する代わりに、出力電流と出力周波数から可制御素子
の温度を演算している点以外は第８−１図と同一である
。 第９図に、インバータ装置の出力文流電カー窓のもとで
、例えば検出された素子の温度が上昇したことにより、
ｆｃを減少させた場合の三角波波形と基準電圧波形（１
相分）の変化を定性的に表現したものを示す０以上のよ
うに回路を構成することにより、キャリア周波数ｆｃを
自由に制御することができる。第５図において、 Ｃ５
Ｉ、ＣＳ２．ＣＳ３．Ｃ３４゜Ｃ５５はマイコン（６）
から各々のフリップフロップ（７）〜（１１）に設定デ
ータを送信する場合の制御信号である。ブロック図で与
えられた各回路は具体的には（７）〜（１１）のフリッ
プフロップは、例えばＤ−タイプフリップフロップ７４
ＨＣ７４、（１４）〜（１８）の比較器は、例えばマグ
ニチュードコンパレータ７４ＨＣ８５、（１２）のアッ
プダウンカウンタは例えばアップダウンバイナリ−カウ
ンター７４ＨＣ１９３を使用することができる。尚、三
角波の周波数を振巾を変化させずに変えるためには、ク
ロック周波数ｆｃｋを変化させれば可能であるがデジタ
ル回路でｆｃｋを連続的に変化させたものを得るために
は回路点数が増加してしまうことは言うまでもないこと
である。上記実施例では、三角波の上限値と下限値をマ
イコン（６）より個別に設定している が、上限値と下
限値は反転関係にあることを利用して、マイコンから設
定された上限値データをハードウェアによりインバート
して下限値を生成設定しても良い、また、上記実施例で
は可制御素子の温度を直接検出しているが、可制御素子
の冷却体の表面または相当の箇所の温度を検出してもよ
い。 また、インバータ装置の周囲温度を検出する手段を備え
ていてもよい。 〔発明の効果］ 以上のように、この発明によればインバータの出力周波
数または可制御素子の温度または負荷電流に連動してキ
ャリア周波数を制御するので騒音、発生損失を低く抑制
することができる。
素子の温度またはインバータの出力周波数または出力電
流に連動してキャリア周波数を決定するので、検出温度
または電動機の回転数が低いときまたは出力電流が小さ
いときはキャリア周波数が高く、発生騒音を抑え、検出
温度が上昇するとともにまたは回転数が増大するととも
にまたは出力電流が大きくなるとともにキャリア周波数
を低くするため可制御素子の発生損失が押えられる。 （発明の実施例〕 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第工
図において（１００）〜（４００１、ｆ６００） 、で
（７００） 、 （９００）は従来例にて説明したもの
と同じある。 （５００）はキャリア発生器 （８００
）は可制御素子の温度検出器で、この温度検出器（８０
０）の出力に応じてあらかじめ定められるｆｃｍａｘと
ｆｃｍｉｎの範囲でキャリア周波数を第３図に示すよう
に制御し、例えば三角波等のキャリアをＰｌｆＭ回路に
出力する。第２図はこの発明の別の実施例であり、出力
周波数設定器（９００）の出力におおじて、あらかじめ
定められるｆｃｍａｘとｆｃ＋＋＋ｉｎの範囲でキャリ
ア周波数を第４図に示すように制御する。第４−１図は
この発明の別の実施例であり、インバータ装置の負荷電
流を検出する電流検出器（１０００）を用いて、その出
力におおじて、あらかじめ定められるｆｃｍａｘとｆｃ
ｓ＋ｉｎの範囲でキャリア周波数を第４−２図に示すよ
うに制御する。この電流検出器（１０００）は、例えば
ホール素子を利用したＤＣＣＴ電流検出器を用いること
が出来る。第４−１図では電流検出器（ｔｏｏｏ）はイ
ンバータの出力側に設けたが、インバータ装置の出力電
流に相当する電流を検出できればどこに設けても良い。 次に第３図、第４図、第４−２図に示した検出温度Ｔｏ
、出力周波数ｆ０、負荷電流工。の変化に対するキャリ
ア周波数ｆｃｍｉｎ−ｆｃｍａｘの変化に対して詳しく
説明する。 前述したように、インバータ装置の負荷となる電動機か
らはキャリア周波数ｆｃに起因する高調波騒音が発生す
る。この騒音を低減するためには、キャリア周波数ｆｃ
を可聴周波数以上に上げることにより達成されるが、可
制御素子部における損失が大きくなり、可制御素子部の
温度Ｔ０が許容値を越えてしまうという問題がある。 可制御素子部の温度Ｔ０は Ｔｏ ｗＴａ ＋ ΔＴ で表わされる。ここで、Ｔａはインバータ装置の周囲温
度、ΔＴは可制御素子自体の温度上昇である。更にΔＴ
は ΔＴ ＝ ＰＸＲｔｈ で表わされ、Ｐは可制御素子の発生損失、Ｒｔｈは可制
御素子とその冷却体を含めた熱抵抗である。 可制御素子の発生損失Ｐは前述したように、定常損失Ｐ
。Ｈとスイッチング損失Ｐａｗで表わされ、Ｐａｗは出
力電流工。の関数％Ｐａｗは出力電流工。 とキャリア周波数ｆｃの関数として表わされる。更に発
生損失Ｐはインバータ装置が負荷に供給する電力ＰＬに
対応し、Ｐｔ、が小さくなればＰも小さくなる。インバ
ータ装置の出力周波数ｆＯを低くすることにより、負荷
に供給する電力ＰＬを低減して省エネルギー運転をする
ことはインバータ装置の目的の一つである。したがって
、出力周波数ｆ。 を低くすることにより、発生損失Ｐも小さくすることが
できる。以上を整理すると Ｔｏ ＝Ｔａ＋ （Ｐ（ＩＮ （Ｉｏ、ｆａ）
＋Ｐｓｗ（Ｉｏ、ｆｃ）） ＸＲｔｈとなる。 上式が示すように可制御素子の温度Ｔ０はインバータ装
置の周囲温度Ｔａ、出力電流Ｉ０．出力出力数ｆｏ、キ
ャリア周波数ｆｃでほぼ決定される。 このうち、キャリア周波数ｆｃを除いた項目はインバー
タ装置を使用する側の条件、環境により決定されるため
インバータ装置自体で制御することは出来ない。したが
ってインバータ装置を使用する側の条件、環境により可
制御素子の発生損失が増加し、またはインバータ装置の
周囲温度が上昇し、または両者が同時発生することによ
り、可制御素子部の温度Ｔ０が上昇し、その温度Ｔ０が
可制御素子の許容値ＴＩＩに近付いた場合は、キャリア
周波数ｆｃを下げることにより、可制御素子の温度Ｔ０
が許容値Ｔ、を越えないように制御するものである。こ
のことを定性的に示したのが第３図である。 第４図、第４−２図に示した出力周波数ｆＯ１出力電流
工。による制御は出力周波数ｆａ求たは出力電流■。に
より可制御素子の温度Ｔｏを間接的に検出し、キャリア
周波数を同様に制御するものである。この方法において
は、周囲温度の情報がないため、制御効率は前述の可制
御素子の温度を直接検出する方法に比べて悪くなるもの
の、専用のセンサーを必要としないためシステムが安価
に構成出来る特長がある。 第５図は第１図または第２図に示した基準電圧発生器（
４００）から発生する例えば正弦波近似電圧信号とキャ
リア発生器（ＳＯＯ）から発生する三角波信号の大小関
係から得られるＰＷＭ信号が、温度情報によりｐｗ＆ｌ
信号の変調周波数が可変となる回路構成を示したもので
ある。図において、（１）は出力周波数設定器で通常の
インバータ装置では、電圧信号、電流信号、接点信号に
より供給されるが、出力周波数設定器（１）は電圧信号
で供給された例で示しである。（２）はスイッチング素
子、例えば１１１０ＳＦＥＴおよびＩＧＢＴの温度を検
出する温度検出器であり、温度に比例したアナログ信号
１例えば電圧信号を出力するものである。また簡単なも
のとしては、基準温度に対して開閉する接点出力信号の
ものでもよい、（３）は基準電圧発生器であり、例えば
正弦波をｎビットのデジタル量で量子化近似するもので
ある。（４）はキャリア信号である三角波の上限値を発
生するもの、’ （５１は同様に下限値を発生するもの
である。（３）〜（５）はマイコン（，６）の演算機能
により達成できる。（７）〜（９）はマイコン（６）か
ら出力された電圧データをラッチするフリップフロップ
であり、本実施例では三相交流出力のインバータを想定
して、各々、Ｕ相、■相、Ｗ相の電圧を取り込む。（１
０）、 （１１）はマイコン（６）から出力された三角
波上限値データおよび下限値データを取り込むフリップ
フロップである。（１２）は三角波形を量子化出力する
ｎビットのアップダウンカウンタであり、（１３）のク
ロック切替回路によりアップカウント、ダウンカウント
を繰り返し三角波信号を発生するものである。（１４）
〜（１８）はｎビットのデジタル信号比較器であり、（
１４）はｎビットのＵ相電圧データとｎビットの三角波
データを比較し、両者の大小関係により出力信号を得る
ものである。 （１５）（１６）は（１４）と同様、■
相、Ｗ相電圧データと三角波が比較され出力信号を得る
。 （１７）はアップダウンカウンタ（１２）により発
生した三角波データがフリップフロップ（１０）から出
力されている三角波上限値データと比較し、その出力信
号がクロック切替回路（１３）に接続されている。（１
８）は（１７）と同様の動作で三角波下限値データと比
較しているものである。デジタル比較器（１４）、 （
１５）、 （１６）の出力信号は各々Ｕ相、■相、Ｗ相
のスイッチング素子を駆動する信号として後段に接続さ
れる反転回路、上下短絡防止回路（図示せず）へ供給さ
れる。次に動作について説明する。（１）の出力周波数
設定器から電圧信号が入力されると、その出力周波数に
相当した基準電圧がマイコン（６）から出力される。同
時にキャリア信号である三角波の折り返し点となる三角
波上限値及び下限値も同様にマイコン（６）から出力さ
れる。出力周波数設定器（１）又は、温度検出器（２）
の出力信号はマイコン（６）の入力ボートに入力され、
アナログ量をデジタル量に変換し、しかるべき基準電圧
三角波の上限値、下限値が演算される。マイコン（６）
はＡ／Ｄ変換器を内蔵したもので例えばインテル８０９
６系ＣＰＨなどの１６ビツトマイコンである。出力周波
数設定器（１）又は、温度検出器（２）の出力値が今、
一定値であるものとして、動作説明を行なう。マイコン
（６）からは、ｎビットのデジタル量で量子化近似され
た正弦波が出力される。第６図のＴｃはマイコンの演算
時間で決定されるもので、 Ｔｃが短かい程、又、ｎビ
ットのｎ値が大きい程、近似波形は理想正弦波に近づく
ことは言うまでもない。今、仮にｎ＝１０とすれば、正
弦波の上限値が１６進表示で“３ＦＦＨ”、下限値が“
０００「の最大振巾を有する正弦波近似波形が得られる
。この正弦波の振巾は、仮想中心が１６進数値表示で“
２００■”と“Ｉ ＦＦＨ”の間に存在することになり
、この値を中心に正弦波振巾が変化することになる。す
なわち、出力周波数設定器（１１によりインバータ装置
の出力周波数を高くする場合は、正弦波振巾を大きくシ
、低い周波数においては、正弦波振巾を小さくするもの
で、この考え方は通常のインバータ装置で適用されてい
る、以上の様な考え方で演算された電圧信号はフリップ
フロップ（７） （８） （９）によりラッチされる。 フリップフロップ（７） （８） （９）の電圧データ
は、３相交流Ｕ、Ｖ、Ｗに相当し、各々の電圧データは
電気角対応で１２０＠ずれて設定取込まれる。各電圧デ
ータはマイコン（６）の例えば１６ビツトデータバスを
通して設定される。Ｕ、Ｖ、Ｗ相各電圧データが５ビツ
トを超える場合は、複数回に分けて電圧データを設定、
取込む必要がある。この場合は、後段の比較回路で三角
波と比較する場合に取込データに時間的ずれが発生する
ため、もう−段フリップフロップを設けてＵ、Ｖ、Ｗの
データが同時に取込まれる様にする必要がある。次にマ
イコン（６）からフリップフロップ（ｔｏ）、 （１１
） に出力される三角波上限値データ、及び下限値デ
ータについて説明する。 マイコン（６）から出力設定される三角波上限値データ
、下限値データとは、第７図に示す様に三角波発生器（
１２）で発生する三角波の折り返し点を与えるものであ
る。三角波上限値データは、フリップフロップ（ｌＯ）
で取込まれて、比較器（１７）に出力される。同様に三
角波下限値データはフリップフロップ（１１）で取込ま
れて比較器（１８）に出力される。一方、三角波発生器
（１２）は、アップダウンカウンタであり、カウントア
ツプ用のクロックＣＫＵとカウントダウン用のＣＫＤに
より制御される。 今、仮に、アップダウンカウンタ（１２）がアップカウ
ンタ中であるとする。そして、カウントアツプにより、
ｎビットで構成される三角波データが設定されたｎビッ
トの三角波上限値に一致すると、比較器（１７）から一
致信号ＥＱＵが出力される。この禰号により、クロック
切替回路（１３）で、カウントアツプクロックＣＫＵで
非アクティブとなり、ダウンクロックＣＫＤがアクティ
ブとなり、アップダウンカウンタはカウントダウンに切
替る。その後、カウントダウンにより、三角波データが
設定されただビットの三角波下限値に一致すると比較器
（１８）から一致信号ＥＱＤが出力される。すると、ク
ロック切替回路（１３）でＣＫＤが非アクティブとなり
、 ＣＫＵがアクティブとなってアップダウンカウンタ
はアップカウントに切替る。以上述べた動作を繰り返す
ことにより、設定された三角波上限値を“山”、下限値
を“谷”とする三角波が発生される。第８図にクロック
切替回路の構成例を示す。 上限一致信号ＥＱＵ 、下限一致信号ＥＱＤをセットリ
セット形フリップフロップに入力し、Ｑ信号及びその反
転信号で各々、クロックと論理をとることにより、ＣＫ
Ｕ 、 ＣＫＤが得られる。例えば、ＥＱＵ信号が入力
されると、フリップフロップはセット状態となり、Ｑ＝
“Ｌ”で非アクティブとなり、ＣＫＤはアクティブとな
る。 次に得られる三角波の周波数について説明する。 三角波の周波数は、設定された上限値及び下限値と、ア
ップダウンカウンタをカウントするクロックｃｋの周波
数ｆｃｋで与えられる。例えば、三角波データがｌＧビ
ットで構成され上限値が１６進数で” ３ ＦＦＨ”下
限値が”０ＯＯＨ” 、 ｆｃｋが２０ＭＨｚとすれば
、三角波の周波数、すなわちキャリア周波数ｆｃは ＝＝ ９．８ ｘｌＯ’ （Ｈｚｌ ・
・・・（１）を得ることになる。この三角波データは、
前述したＵ相、■相、Ｗ相の基準電圧データと、比較器
（１４）、（１５）、 （１６）で比較され、従来例第
１１図（ａｔ 、 （ｂ）で示した考え方に基づき、ｐ
Ｈ＆４信号が得られる。 次に、出力周波数設定器（１）の情報により、キャリア
周波数ｆｃを変化させる動作について説明する。前述し
た様に、キャリア周波数ｆｃすなわち三角波の周波数は
、設定された上限値、下限値及びｆｃｋで決定される。 ｆｃｋは今、一定とすれば三角波の上限値、下限値を変
化させることにより、ｆｃが制御できる０例えば、（１
）式において、上限値を“２ ＦＦＨ”下限値を“１０
０「に設定すれば＝ １９．ｓＸ １０” （Ｈ
ｚ） ・”・（２）となり、（１１式で
求めたｆｃの２倍が得られる。すなわち、三角波の“上
限値−下限値”をｋとすれば、 ｆｃ＝ ｆｃｋ／２ｋ −””・［３
）となり、ｋを減少させることにより、 ｆｃを増大さ
せることができる。従って、今、出力周波数設定器（１
）によりインバータの出力周波数が増加するものであれ
ば、ｋの値を小さく、逆にインバータの出力周波数が減
少していくものであればｋの値が大きくなるよう、マイ
コン （６）から出力設定すればインバータの出力周波
数に連動して、ｆｃを変化させ、インバータの出力周波
数が高い場合はｆｃを低く、インバータの周波数が低い
場合はｆｃを高くすることができる。検出温度に対して
ｆｃを変化させる場合も同様にして行うことができる。 次に、ｆｃを変化させた時の基準電圧の振巾の与え方に
ついて説明する。 ｆｃを変化させない場合は、三角波の振巾は一定であり
基準電圧の振巾が基準電圧の周波数に比例して変化する
。インバータ装置として出力する、交流電力の電圧と周
波数の関係が、この三角波の振巾、及び基準電圧の振巾
と周波数により決定・されていることは言うまでもない
ことである。従って、本実施例においては、 ｆｃを変
化させることにより、三角波の振巾が変化するため、イ
ンバータ装置の出力交流電力の電圧と周波数の関係を一
定に保つために基準電圧の振巾も同時に変化させる必要
がある。この処理については、マイコン（６）において
、設定する三角波の上限値、下限値に連動して、発生す
る基準電圧を変化させればよく、マイコンの演算機能を
もって実施すれば容易に実現できる。 ＄８−１図に可制御素子の温度Ｔ０を検出してキャリア
周波数ｆｃを変化させる場合のマイコン（６）の概略処
理フローを示す、スタート （Ｓｌ）はインバータ装置
の運転が開始されたことを示し、可制御素子の温度Ｔ０
は十分に低いものと考え、スタート（Ｓｔ）ではキャリ
ア周波数ｆｃはｆｃ■ａＸに設定される。キャリア周波
数ｆｃｍａＸを考慮して、基準電圧設定（Ｓ２）、三角
波上限値設定（Ｓ３）、三角波下限値設定（Ｓ４）の処
理が行なわれる。 （Ｓ５）では時間１＋のタイマ処理
が実行される。時間１＋は可制御素子およびその冷却体
を含めた熱時定数を考慮して選ばれるものである。時開
１．経過後。 （Ｓ６）にて可制御素子の温度Ｔ０が読み込まれる。 可制御素子の温度は（Ｓ７）で目標温度Ｔと比較される
。目標温度は可制御素子の熱設計から得られるもので、
−殻内には可制御素子の許容温度ＴＩＩに対しである程
度低い値となる。 （５７１で検出された可制御素子の
温度Ｔ０が目標温度Ｔよりも低い場合は、キャリア周波
数ｆｃはΔｆｃだけ高い値に（Ｓ８）で設定される。ま
た可制御素子の温度Ｔ０が目標温度７以上の場合は、キ
ャリア周波数ｆｃは（Ｓ９）にてΔｆｃだけ低い値に設
定される０以上のようにして、（Ｓ８）または（Ｓ９）
で新しく設定されたキャリア周波数ｆＣを基に（Ｓ２）
〜（５４）で同様の処理が実行され、以下これを繰り返
す。なお、（Ｓ８）の処理において、既に設定されてい
るキャリア周波数ｆｃがｆｃＩＩＩａｘの場合はΔｆｃ
＝ｏとしてｆｃｒｎａｘの状態で運転が継続される。ま
た、（Ｓ９）の処理において、既に設定されているキャ
リア周波数がｆｃｍｉｎの場合は、可制御素子の温度が
何らかの原因で異常に上昇していると判断し、必要な保
護処理（図示せずへ移るものとする。第８−２図に、こ
の処理を実行することにより、時間ｔに対してキャリア
周波数と可制御素子の温度の変化する様子を定性的に示
す。なお、本実施例において、目標温度Ｔに許容幅を設
け、キャリア周波数の変化にヒステリシス特性を持たせ
ても良い。また、検出される可制御素子の温度変化量を
演算し、変化量に応じてΔｆｃの値を変化させても良い
。第８−３図は出力電流およびキャリア周波数の情報を
基に、キャリア周波数を変化させる場合のマイコン（６
）の概略処理フローを示す、可制御素子の温度を直接検
出する代わりに、出力電流と出力周波数から可制御素子
の温度を演算している点以外は第８−１図と同一である
。 第９図に、インバータ装置の出力文流電カー窓のもとで
、例えば検出された素子の温度が上昇したことにより、
ｆｃを減少させた場合の三角波波形と基準電圧波形（１
相分）の変化を定性的に表現したものを示す０以上のよ
うに回路を構成することにより、キャリア周波数ｆｃを
自由に制御することができる。第５図において、 Ｃ５
Ｉ、ＣＳ２．ＣＳ３．Ｃ３４゜Ｃ５５はマイコン（６）
から各々のフリップフロップ（７）〜（１１）に設定デ
ータを送信する場合の制御信号である。ブロック図で与
えられた各回路は具体的には（７）〜（１１）のフリッ
プフロップは、例えばＤ−タイプフリップフロップ７４
ＨＣ７４、（１４）〜（１８）の比較器は、例えばマグ
ニチュードコンパレータ７４ＨＣ８５、（１２）のアッ
プダウンカウンタは例えばアップダウンバイナリ−カウ
ンター７４ＨＣ１９３を使用することができる。尚、三
角波の周波数を振巾を変化させずに変えるためには、ク
ロック周波数ｆｃｋを変化させれば可能であるがデジタ
ル回路でｆｃｋを連続的に変化させたものを得るために
は回路点数が増加してしまうことは言うまでもないこと
である。上記実施例では、三角波の上限値と下限値をマ
イコン（６）より個別に設定している が、上限値と下
限値は反転関係にあることを利用して、マイコンから設
定された上限値データをハードウェアによりインバート
して下限値を生成設定しても良い、また、上記実施例で
は可制御素子の温度を直接検出しているが、可制御素子
の冷却体の表面または相当の箇所の温度を検出してもよ
い。 また、インバータ装置の周囲温度を検出する手段を備え
ていてもよい。 〔発明の効果］ 以上のように、この発明によればインバータの出力周波
数または可制御素子の温度または負荷電流に連動してキ
ャリア周波数を制御するので騒音、発生損失を低く抑制
することができる。
第１図はこの発明の一実施例によるインバータ装置の構
成図、第２図、第４−１図はこの発明の他の一実施例に
よるインバータ装置の構成図、第３図、第４図および第
４−２図は第１図の可制御素子の温度とキャリア周波数
または第２図の出力周波数とキャリア周波数または第４
−１図の出力電流とキャリア周波数の関係を示す図、第
５図はこの発明の出力周波数または可制御素子の温度に
よりキャリア周波数を変化させる回路構成図の例である
。第６図および第７図はこの発明の基準電圧とキャリア
周波数の波形を示す図。第８図はこの発明のクロック切
替回（２０）路の構成例を示す図第８−１図は可制御素
子の温度を基にキャリア周波数を制御する場合のマイコ
ンの概略処理フローを示す図。第８−２図はこの発明の
時間に対する可制御素子の温度とキャリア周波数の変化
を示した図、第８−３図は出力電流と出力周波数を基に
キャリア周波数を制御する場合のマイコンの概略処理フ
ローを示す図。第９図はこの発明の可制御素子の温度と
出力電圧、キャリア周波数の関係を示す波形。第１Ｏ図
は従来のインバータ装置の構成図、第１１図及び第１２
図は従来のインバータの基準電圧、キャリアとＰＷＭ信
号の関係を示す波形と構成図である。 （１（１０）直流電源、（２００）は逆変換器、（３０
０）は電動機、（４００）は基準電圧発生器、（ｓｏｌ
））はキャリア発生器、（６００）はＰＷＭ回路、（７
００）は駆動回路、 （８００）は温度検出器、（９０
０）は出力周波数設定器。（１０００）は出力電流検出
器 なお、図中同一符合は同一、または相当部分を示す。
成図、第２図、第４−１図はこの発明の他の一実施例に
よるインバータ装置の構成図、第３図、第４図および第
４−２図は第１図の可制御素子の温度とキャリア周波数
または第２図の出力周波数とキャリア周波数または第４
−１図の出力電流とキャリア周波数の関係を示す図、第
５図はこの発明の出力周波数または可制御素子の温度に
よりキャリア周波数を変化させる回路構成図の例である
。第６図および第７図はこの発明の基準電圧とキャリア
周波数の波形を示す図。第８図はこの発明のクロック切
替回（２０）路の構成例を示す図第８−１図は可制御素
子の温度を基にキャリア周波数を制御する場合のマイコ
ンの概略処理フローを示す図。第８−２図はこの発明の
時間に対する可制御素子の温度とキャリア周波数の変化
を示した図、第８−３図は出力電流と出力周波数を基に
キャリア周波数を制御する場合のマイコンの概略処理フ
ローを示す図。第９図はこの発明の可制御素子の温度と
出力電圧、キャリア周波数の関係を示す波形。第１Ｏ図
は従来のインバータ装置の構成図、第１１図及び第１２
図は従来のインバータの基準電圧、キャリアとＰＷＭ信
号の関係を示す波形と構成図である。 （１（１０）直流電源、（２００）は逆変換器、（３０
０）は電動機、（４００）は基準電圧発生器、（ｓｏｌ
））はキャリア発生器、（６００）はＰＷＭ回路、（７
００）は駆動回路、 （８００）は温度検出器、（９０
０）は出力周波数設定器。（１０００）は出力電流検出
器 なお、図中同一符合は同一、または相当部分を示す。
Claims (3)
- （１）直流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する可
制御素子と整流素子とからなる逆変換器と出力周波数、
出力電圧の基準となる基準電圧波形を出力する基準電圧
発生手段とキャリア周波数のキャリア波形を作成、出力
するキャリア発生手段と前記基準電圧と前記キャリアを
比較、変調し、前記逆変換器の可制御素子の点呼信号を
発生するＰＷＭ回路と前記ＰＷＭ回路の信号を受けて前
記可制御素子を駆動する駆動手段と所定のキャリア周波
数範囲において前記出力周波数が低くなるにしたがい前
記キャリア周波数を高くし、前記出力周波数が高くなる
にしたがいキャリア周波数を低く制御する制御手段を備
えたパルス幅変調形インバータ装置。 - （２）直流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する可
制御素子と整流素子とからなる逆変換器と出力周波数、
出力電圧の基準となる基準電圧波形を出力する基準電圧
発生手段とキャリア周波数のキャリア波形を作成、出力
するキャリア発生手段と前記基準電圧と前記キャリアを
比較、変調し、前記逆変換器の可制御素子の点呼信号を
発生するＰＷＭ回路と前記ＰＷＭ回路の信号を受けて前
記可制御素子を駆動する駆動手段と所定のキャリア周波
数範囲において前記可制御素子の温度が低くなるにした
がい前記キャリア周波数を高くし、前記可制御素子の温
度が高くなるにしたがいキャリア周波数を低く制御する
制御手段を備えたパルス幅変調形インバータ装置。 - （３）直流を可変電圧、可変周波数の交流に変換する可
制御素子と整流素子とからなる逆変換器と出力周波数、
出力電圧の基準となる基準電圧波形を出力する基準電圧
発生手段とキャリア周波数のキャリア波形を作成、出力
するキャリア発生手段と前記基準電圧と前記キャリアを
比較、変調し、前記逆変換器の可制御素子の点呼信号を
発生するＰＷＭ回路と前記ＰＷＭ回路の信号を受けて前
記可制御素子を駆動する駆動手段と所定のキャリア周波
数範囲においてインバータ装置の負荷電流を検出する電
流検出手段と、前記電流検出手段が検出する負荷電流が
大きくなるのに対応して、前記キャリア周波数を低くし
、前記負荷電流が小さくなるのに対応して、前記キャリ
ア周波数を高く制御する制御手段を備えたパルス幅変調
形インバータ装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1216479A JPH0382396A (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | パルス幅変調形インバータ装置 |
| CN90104701A CN1015849B (zh) | 1989-08-23 | 1990-07-14 | 具有温度补偿的脉冲宽度调制型逆变器 |
| EP90113857A EP0413966B1 (en) | 1989-08-23 | 1990-07-19 | Pulse width modulation type inverter having temperature compensation |
| DE90113857T DE69003777T2 (de) | 1989-08-23 | 1990-07-19 | Pulsbreitenmodulierter Wechselrichter mit Temperaturkompensierung. |
| US07/559,796 US5068777A (en) | 1989-08-23 | 1990-07-30 | Pulse width modulation type inverter having temperature compensation |
| KR1019900013015A KR910005547A (ko) | 1989-08-23 | 1990-08-23 | 온도보상을 가지는 펄스폭 변조형 인버터 장치 |
| KR2019940002371U KR940002232Y1 (ko) | 1989-08-23 | 1994-02-07 | 온도 보상을 가지는 펄스 폭 변조형 인버터장치 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1216479A JPH0382396A (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | パルス幅変調形インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0382396A true JPH0382396A (ja) | 1991-04-08 |
Family
ID=16689084
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1216479A Pending JPH0382396A (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | パルス幅変調形インバータ装置 |
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|---|---|
| US (1) | US5068777A (ja) |
| EP (1) | EP0413966B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0382396A (ja) |
| KR (1) | KR910005547A (ja) |
| CN (1) | CN1015849B (ja) |
| DE (1) | DE69003777T2 (ja) |
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