JP3029728B2 - ランプ点灯回路 - Google Patents
ランプ点灯回路Info
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- JP3029728B2 JP3029728B2 JP04043110A JP4311092A JP3029728B2 JP 3029728 B2 JP3029728 B2 JP 3029728B2 JP 04043110 A JP04043110 A JP 04043110A JP 4311092 A JP4311092 A JP 4311092A JP 3029728 B2 JP3029728 B2 JP 3029728B2
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
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- Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、印加電圧をパルス幅変
調することによってランプ等を調光可能とするランプ点
灯回路の改良に関するものである。
調することによってランプ等を調光可能とするランプ点
灯回路の改良に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来、印加電圧をパルス幅変調すること
によってランプ等を調光可能とするランプ点灯回路が知
られており、この一例としてインバータ回路を用いたも
のが知られている。この一例を図2に示す。図におい
て、1は直流電源、2はチョッパ制御部、3はチョッパ
部、4はインバータ部、5は電流検出部である。
によってランプ等を調光可能とするランプ点灯回路が知
られており、この一例としてインバータ回路を用いたも
のが知られている。この一例を図2に示す。図におい
て、1は直流電源、2はチョッパ制御部、3はチョッパ
部、4はインバータ部、5は電流検出部である。
【0003】チョッパ制御部2は、発振器21、増幅回
路22、コンパレータとして用いられる演算増幅器2
3、抵抗器24,25、可変抵抗器26及びNPN型の
トランジスタ27から構成され、発振器21は例えば三
角波信号を出力し、この電圧Vosc は演算増幅器23の
反転入力端子に印加されている。抵抗器24,25及び
可変抵抗器26は直列に接続され、電流検出部5から出
力される電圧Vrfを分圧して電圧Vdとし、この電圧V
dは増幅器22を介して演算増幅器23の非反転入力端
子に印加されている。また、演算増幅器23の出力電圧
V1はトランジスタ27のベースに印加され、トランジ
スタ27のエミッタは直流電源1の負極に接続されてい
る。
路22、コンパレータとして用いられる演算増幅器2
3、抵抗器24,25、可変抵抗器26及びNPN型の
トランジスタ27から構成され、発振器21は例えば三
角波信号を出力し、この電圧Vosc は演算増幅器23の
反転入力端子に印加されている。抵抗器24,25及び
可変抵抗器26は直列に接続され、電流検出部5から出
力される電圧Vrfを分圧して電圧Vdとし、この電圧V
dは増幅器22を介して演算増幅器23の非反転入力端
子に印加されている。また、演算増幅器23の出力電圧
V1はトランジスタ27のベースに印加され、トランジ
スタ27のエミッタは直流電源1の負極に接続されてい
る。
【0004】チョッパ部3は、電界効果トランジスタ
(以下、トランジスタと称する)31、抵抗器32,3
3、ダイオード34、チョークコイル35,36及びコ
ンデンサ37から構成され、トランジスタ31のゲート
は抵抗器32を介してトランジスタ27のコレクタに、
また抵抗器33を介してそのドレイン及び直流電源1の
正極にそれぞれ接続されている。さらに、トランジスタ
31のソースはダイオード34のカソード及びチョーク
コイル35の一端に接続され、チョークコイル35の他
端はチョークコイル36の一端及びコンデンサ37の一
端に接続されている。また、ダイオード34のアノード
及びコンデンサ37の他端は直流電源1の負極に接続さ
れている。
(以下、トランジスタと称する)31、抵抗器32,3
3、ダイオード34、チョークコイル35,36及びコ
ンデンサ37から構成され、トランジスタ31のゲート
は抵抗器32を介してトランジスタ27のコレクタに、
また抵抗器33を介してそのドレイン及び直流電源1の
正極にそれぞれ接続されている。さらに、トランジスタ
31のソースはダイオード34のカソード及びチョーク
コイル35の一端に接続され、チョークコイル35の他
端はチョークコイル36の一端及びコンデンサ37の一
端に接続されている。また、ダイオード34のアノード
及びコンデンサ37の他端は直流電源1の負極に接続さ
れている。
【0005】インバータ部4は、周知のロイヤーの回路
から構成されている。即ち、中間タップ411aを有する一
次巻線411 と、二次巻線412 及び三次巻線413 とを備え
た変圧器41、NPN型のトランジスタ42,43、抵
抗器44、45、コンデンサ46から構成されている。
前記一次巻線411 と並列にコンデンサ46が接続され、
この一次巻線411 の一端側411bにトランジスタ42のコ
レクタが、また一次巻線411 の他端側411cにトランジス
タ43のコレクタがそれぞれ接続されている。さらに、
トランジスタ42,43のそれぞれのエミッタは、前記
直流電源1の負極に接続されると共に、トランジスタ4
2のベ−スは前記三次巻線413 の他端側413aに、またト
ランジスタ43のベ−スは三次巻線413 の一端側413bに
それぞれ接続されている。さらに、前記一次巻線411 の
中間タップ411aは前記チョ−クコイル36の他端側に接
続されると共に、抵抗器44を介してトランジスタ42
のベースに、また抵抗器45を介してトランジスタ43
のベースにそれぞれ接続されている。
から構成されている。即ち、中間タップ411aを有する一
次巻線411 と、二次巻線412 及び三次巻線413 とを備え
た変圧器41、NPN型のトランジスタ42,43、抵
抗器44、45、コンデンサ46から構成されている。
前記一次巻線411 と並列にコンデンサ46が接続され、
この一次巻線411 の一端側411bにトランジスタ42のコ
レクタが、また一次巻線411 の他端側411cにトランジス
タ43のコレクタがそれぞれ接続されている。さらに、
トランジスタ42,43のそれぞれのエミッタは、前記
直流電源1の負極に接続されると共に、トランジスタ4
2のベ−スは前記三次巻線413 の他端側413aに、またト
ランジスタ43のベ−スは三次巻線413 の一端側413bに
それぞれ接続されている。さらに、前記一次巻線411 の
中間タップ411aは前記チョ−クコイル36の他端側に接
続されると共に、抵抗器44を介してトランジスタ42
のベースに、また抵抗器45を介してトランジスタ43
のベースにそれぞれ接続されている。
【0006】電流検出部5は、抵抗器51、ダイオード
52,53及びコンデンサ54によよる半波整流回路か
ら構成されている。即ち、抵抗器51は前記二次巻線41
2 に直列に接続され、抵抗器51を介して点灯対象とな
るランプ等(図示せず)に通電される。二次巻線412 に
接続された抵抗器51の一端は、ダイオード52のアノ
ード及びダイオード53のカソードに接続され、抵抗器
51の他端はダイオード53のアノード、コンデンサ5
4の一端及び直流電源1の負極に接続されている。さら
に、ダイオード52のカソードはコンデンサ54の他端
に接続され、ダイオード52のカソードから前記電圧V
rfが出力される。
52,53及びコンデンサ54によよる半波整流回路か
ら構成されている。即ち、抵抗器51は前記二次巻線41
2 に直列に接続され、抵抗器51を介して点灯対象とな
るランプ等(図示せず)に通電される。二次巻線412 に
接続された抵抗器51の一端は、ダイオード52のアノ
ード及びダイオード53のカソードに接続され、抵抗器
51の他端はダイオード53のアノード、コンデンサ5
4の一端及び直流電源1の負極に接続されている。さら
に、ダイオード52のカソードはコンデンサ54の他端
に接続され、ダイオード52のカソードから前記電圧V
rfが出力される。
【0007】次に、前述の構成よりなるランプ点灯回路
の動作を説明する。チョッパ部3のトランジスタ31及
びチョ−クコイル35,36を介して変圧器41に電流
が供給されている間は、一次巻線411 に電流が流れ、ト
ランジスタ42が不飽和領域から飽和領域に達すると、
トランジスタ42はタ−ンオフする。その結果、逆起電
力によって三次巻線413 の一端側413bにトランジスタ4
3をオンにする方向の電圧を生じ、トランジスタ43が
タ−ンオンする。これにより、トランジスタ43がオン
のまま、そのコレクタ電流は飽和領域まで直線的に増加
する。ここで、今度はトランジスタ43がオフに、トラ
ンジスタ42がオンにそれぞれなり、この関係が繰り返
される。これにより、二次巻線412 に交流電圧が発生
し、ランプが点灯される。
の動作を説明する。チョッパ部3のトランジスタ31及
びチョ−クコイル35,36を介して変圧器41に電流
が供給されている間は、一次巻線411 に電流が流れ、ト
ランジスタ42が不飽和領域から飽和領域に達すると、
トランジスタ42はタ−ンオフする。その結果、逆起電
力によって三次巻線413 の一端側413bにトランジスタ4
3をオンにする方向の電圧を生じ、トランジスタ43が
タ−ンオンする。これにより、トランジスタ43がオン
のまま、そのコレクタ電流は飽和領域まで直線的に増加
する。ここで、今度はトランジスタ43がオフに、トラ
ンジスタ42がオンにそれぞれなり、この関係が繰り返
される。これにより、二次巻線412 に交流電圧が発生
し、ランプが点灯される。
【0008】さらに、二次巻線412 に流れる電流は、電
流検出回路5によって検出されると共に電圧Vrfに変換
される。この電圧Vrfは、抵抗器24,25及び可変抵
抗器26によって分圧され、電圧Vdに変換される。電
圧Vdの値は、演算増幅器23の入力端において発振器
21の出力電圧Vosc の最大値と最小値との間の値とな
るように抵抗器24,25及び可変抵抗器26の値が設
定され、さらに可変抵抗器26の値は十分な調光効果が
得られる値に設定されている。これにより、演算増幅器
23からトランジスタ27にローレベルの信号が出力さ
れている間だけ、トランジスタ31を介して変圧器41
に電流が供給されるので、可変抵抗器26の抵抗値を変
化させて演算増幅器23の出力信号のパルス幅を変える
ことにより、ランプの輝度を調節することができる。
流検出回路5によって検出されると共に電圧Vrfに変換
される。この電圧Vrfは、抵抗器24,25及び可変抵
抗器26によって分圧され、電圧Vdに変換される。電
圧Vdの値は、演算増幅器23の入力端において発振器
21の出力電圧Vosc の最大値と最小値との間の値とな
るように抵抗器24,25及び可変抵抗器26の値が設
定され、さらに可変抵抗器26の値は十分な調光効果が
得られる値に設定されている。これにより、演算増幅器
23からトランジスタ27にローレベルの信号が出力さ
れている間だけ、トランジスタ31を介して変圧器41
に電流が供給されるので、可変抵抗器26の抵抗値を変
化させて演算増幅器23の出力信号のパルス幅を変える
ことにより、ランプの輝度を調節することができる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来のランプ点灯回路においては、発振器21の発振
周波数とインバータ部4の動作周波数とが異なるため、
これらの周波数のビートが発生する。このビートは多次
に亙って発生し、複数の周波数成分を含むので、可聴ノ
イズを発生したり、或いは液晶ディスプレイのバックラ
イト点灯用に使用した場合には液晶ディスプレイのフレ
ーム周波数との干渉による画面ビート、フリッカ等を引
き起こす。さらに、その他の上位装置に組み合わせた場
合、上位装置の固有周波数との干渉により、上位装置の
誤動作等を引き起こすといった問題点があった。
た従来のランプ点灯回路においては、発振器21の発振
周波数とインバータ部4の動作周波数とが異なるため、
これらの周波数のビートが発生する。このビートは多次
に亙って発生し、複数の周波数成分を含むので、可聴ノ
イズを発生したり、或いは液晶ディスプレイのバックラ
イト点灯用に使用した場合には液晶ディスプレイのフレ
ーム周波数との干渉による画面ビート、フリッカ等を引
き起こす。さらに、その他の上位装置に組み合わせた場
合、上位装置の固有周波数との干渉により、上位装置の
誤動作等を引き起こすといった問題点があった。
【0010】また、発振器21の発振周波数及びインバ
ータ部4の動作周波数を上位装置に影響を与えない周波
数に設定することも考えられるが、これらの周波数は、
個々に周囲温度、経時ドリフト等による変動を伴い、こ
れらによるビートスペクトラムも変化するため、これら
の周波数設定は困難である。
ータ部4の動作周波数を上位装置に影響を与えない周波
数に設定することも考えられるが、これらの周波数は、
個々に周囲温度、経時ドリフト等による変動を伴い、こ
れらによるビートスペクトラムも変化するため、これら
の周波数設定は困難である。
【0011】さらに、ランプ、バックライト等の点灯周
波数としては、30〜60KHz程度の周波数が使用さ
れる場合が多く、前述した可聴ノイズ対策として点灯周
波数を300〜600KHzとして、可聴周波数のビー
ト成分を高次に設定することが考えられるが、この場合
全体の効率が低下するという問題がある。
波数としては、30〜60KHz程度の周波数が使用さ
れる場合が多く、前述した可聴ノイズ対策として点灯周
波数を300〜600KHzとして、可聴周波数のビー
ト成分を高次に設定することが考えられるが、この場合
全体の効率が低下するという問題がある。
【0012】本発明の目的は上記の問題点に鑑み、ビー
トの発生を防止したランプ点灯回路を提供することにあ
る。
トの発生を防止したランプ点灯回路を提供することにあ
る。
【0013】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために、請求項1では、中間タップを備えた一次
巻線と二次巻線とを有する変圧器と、前記一次巻線の両
端のそれぞれに対応して接続された第1及び第2のスイ
ッチ素子と、該第1及び第2のスイッチ素子のオンオフ
状態を交互に切り替える切り替え制御手段と、前記中間
タップへの電圧印加のオンオフを切り替える第3のスイ
ッチ素子と、該第3のスイッチ素子のオンオフ状態を制
御する電圧制御手段とを備えたランプ点灯回路におい
て、前記切り替え制御手段は、互いに同期し、同じ所定
の周期を有する略三角波信号及び二値化信号を出力する
発振回路と、前記第1のスイッチ素子のオンオフ状態を
制御する第1の状態制御回路と、前記第2のスイッチ素
子のオンオフ状態を制御する第2の状態制御回路と、前
記一次巻線の一端と中間タップとの間に接続された第1
の充放電回路と、前記一次巻線の他端と中間タップとの
間に接続された第2の充放電回路とからなると共に、前
記第1の状態制御回路は、前記二値化信号が一方のレベ
ルにある間に前記第1の充放電回路の充電極性に基づい
て前記第1のスイッチ素子をオン状態とし、前記第2の
状態制御回路は、前記二値化信号が一方のレベルにある
間に前記第2の充放電回路の充電極性に基づいて前記第
2のスイッチ素子をオン状態とし、前記電圧制御手段
は、前記変圧器の二次巻線の通電電流を検出する電流検
出回路と、該電流検出回路の検出電流値を電圧に変換す
ると共に、該電圧値を所定の範囲で任意に変化して出力
する電圧変換回路と、該電圧変換回路の出力電圧及び前
記三角波信号の電圧に基づいて、前記第3のスイッチ素
子のオンオフ状態を切り替える第3の状態制御回路とか
らなるランプ点灯回路を提案する。
成するために、請求項1では、中間タップを備えた一次
巻線と二次巻線とを有する変圧器と、前記一次巻線の両
端のそれぞれに対応して接続された第1及び第2のスイ
ッチ素子と、該第1及び第2のスイッチ素子のオンオフ
状態を交互に切り替える切り替え制御手段と、前記中間
タップへの電圧印加のオンオフを切り替える第3のスイ
ッチ素子と、該第3のスイッチ素子のオンオフ状態を制
御する電圧制御手段とを備えたランプ点灯回路におい
て、前記切り替え制御手段は、互いに同期し、同じ所定
の周期を有する略三角波信号及び二値化信号を出力する
発振回路と、前記第1のスイッチ素子のオンオフ状態を
制御する第1の状態制御回路と、前記第2のスイッチ素
子のオンオフ状態を制御する第2の状態制御回路と、前
記一次巻線の一端と中間タップとの間に接続された第1
の充放電回路と、前記一次巻線の他端と中間タップとの
間に接続された第2の充放電回路とからなると共に、前
記第1の状態制御回路は、前記二値化信号が一方のレベ
ルにある間に前記第1の充放電回路の充電極性に基づい
て前記第1のスイッチ素子をオン状態とし、前記第2の
状態制御回路は、前記二値化信号が一方のレベルにある
間に前記第2の充放電回路の充電極性に基づいて前記第
2のスイッチ素子をオン状態とし、前記電圧制御手段
は、前記変圧器の二次巻線の通電電流を検出する電流検
出回路と、該電流検出回路の検出電流値を電圧に変換す
ると共に、該電圧値を所定の範囲で任意に変化して出力
する電圧変換回路と、該電圧変換回路の出力電圧及び前
記三角波信号の電圧に基づいて、前記第3のスイッチ素
子のオンオフ状態を切り替える第3の状態制御回路とか
らなるランプ点灯回路を提案する。
【0014】また、請求項2では、請求項1記載のラン
プ点灯回路において、前記電流検出回路は倍電圧全波整
流回路によって構成されるランプ点灯回路を提案する。
プ点灯回路において、前記電流検出回路は倍電圧全波整
流回路によって構成されるランプ点灯回路を提案する。
【0015】
【作用】本発明の請求項1によれば、初期状態において
は第1及び第2の充放電回路のそれぞれは未充電状態で
あるので、発振回路から出力される二値化信号が一方の
レベルにあるとき、第1及び第2のスイッチ素子はその
電気的特性の違いにより何れか一方がオン状態となり他
方がオフ状態となる。例えば前記第1のスイッチ素子が
オン状態となり第2のスイッチ素子がオフ状態となった
ときは、オン状態となった前記第1のスイッチ素子を介
して変圧器の一次巻線に通電され、これに伴い第1及び
第2の充放電回路が充電される。ここで、前記一次巻線
の一端及び他端の電位は異なるので、前記第1及び第2
の充放電回路の前記一次巻線側の極性は異なったものと
なる。
は第1及び第2の充放電回路のそれぞれは未充電状態で
あるので、発振回路から出力される二値化信号が一方の
レベルにあるとき、第1及び第2のスイッチ素子はその
電気的特性の違いにより何れか一方がオン状態となり他
方がオフ状態となる。例えば前記第1のスイッチ素子が
オン状態となり第2のスイッチ素子がオフ状態となった
ときは、オン状態となった前記第1のスイッチ素子を介
して変圧器の一次巻線に通電され、これに伴い第1及び
第2の充放電回路が充電される。ここで、前記一次巻線
の一端及び他端の電位は異なるので、前記第1及び第2
の充放電回路の前記一次巻線側の極性は異なったものと
なる。
【0016】前記二値化信号が他方のレベルに反転され
ると、第1及び第2の状態制御回路によって前記第1及
び第2のスイッチ素子は共にオフ状態とされ、この後、
前記二値化信号が前記一方のレベルに反転されると、前
記第1の充放電回路の充電極性に基づいて前記第1の状
態制御回路により前記第1のスイッチ素子は引き続きオ
フ状態とされ、また前記第2の充放電回路の充電極性に
基づいて前記第2の状態制御回路により前記第2のスイ
ッチ素子がオン状態にされる。これにより、前記第2の
スイッチ素子を介して前記一次巻線に通電される。この
ときの通電方向は前記第1のスイッチ素子がオン状態の
ときとは逆方向とされ、前記一次巻線の一端の電位と他
端の電位が反転されるため、前記第1及び第2の充放電
回路の充電極性が反転される。これにより、前記二値化
信号が前記他方のレベルに反転され、さらに前記一方の
レベルに反転されたときには、前記第1及び第2の状態
制御回路によって前記第1のスイッチ素子がオン状態に
され、前記第2のスイッチ素子がオフ状態とされる。従
って、前記変圧器、第1及び第2のスイッチ素子、第1
及び第2の状態制御回路、及び第1及び第2の充放電回
路により自励式発振回路が構成されると共に、該自励式
発振回路のオフ状態は前記二値化信号に同期して制御さ
れ、該二値化信号に同期して前記一次巻線への通電方向
が反転されて、前記変圧器の二次巻線には交流電圧が発
生される。
ると、第1及び第2の状態制御回路によって前記第1及
び第2のスイッチ素子は共にオフ状態とされ、この後、
前記二値化信号が前記一方のレベルに反転されると、前
記第1の充放電回路の充電極性に基づいて前記第1の状
態制御回路により前記第1のスイッチ素子は引き続きオ
フ状態とされ、また前記第2の充放電回路の充電極性に
基づいて前記第2の状態制御回路により前記第2のスイ
ッチ素子がオン状態にされる。これにより、前記第2の
スイッチ素子を介して前記一次巻線に通電される。この
ときの通電方向は前記第1のスイッチ素子がオン状態の
ときとは逆方向とされ、前記一次巻線の一端の電位と他
端の電位が反転されるため、前記第1及び第2の充放電
回路の充電極性が反転される。これにより、前記二値化
信号が前記他方のレベルに反転され、さらに前記一方の
レベルに反転されたときには、前記第1及び第2の状態
制御回路によって前記第1のスイッチ素子がオン状態に
され、前記第2のスイッチ素子がオフ状態とされる。従
って、前記変圧器、第1及び第2のスイッチ素子、第1
及び第2の状態制御回路、及び第1及び第2の充放電回
路により自励式発振回路が構成されると共に、該自励式
発振回路のオフ状態は前記二値化信号に同期して制御さ
れ、該二値化信号に同期して前記一次巻線への通電方向
が反転されて、前記変圧器の二次巻線には交流電圧が発
生される。
【0017】また、前記一次巻線の中間タップへの電圧
印加のオンオフは第3のスイッチ素子によって切り替え
られる。さらに、電流検出回路によって、前記二次巻線
の通電電流が検出されると共に、該検出電流値は電圧変
換回路により所定範囲内の任意の電圧値に変換され、該
電圧及び前記発振回路から出力される三角波信号の電圧
に基づいて、第3の状態制御回路により前記第3のスイ
ッチ素子のオンオフ状態が切り替えられる。
印加のオンオフは第3のスイッチ素子によって切り替え
られる。さらに、電流検出回路によって、前記二次巻線
の通電電流が検出されると共に、該検出電流値は電圧変
換回路により所定範囲内の任意の電圧値に変換され、該
電圧及び前記発振回路から出力される三角波信号の電圧
に基づいて、第3の状態制御回路により前記第3のスイ
ッチ素子のオンオフ状態が切り替えられる。
【0018】また、請求項2によれば、前記電流検出回
路が倍電圧全波整流回路によって構成される。これによ
り、前記二次巻線の通電電流を電圧値に変換する際の抵
抗値を低減することができる。
路が倍電圧全波整流回路によって構成される。これによ
り、前記二次巻線の通電電流を電圧値に変換する際の抵
抗値を低減することができる。
【0019】
【実施例】図1は本発明の第1の実施例の構成を示すブ
ロック図、図3は回路図である。図において、110 は直
流電源(以下、電源と称する)、120 はスイッチ回路、
130 は基準電圧発生回路、140 は発振回路、150 はチョ
ッパドライブ制御回路、160 は低入力ロックアウト回
路、170 はチョッパドライブ回路、180 はチョッパ回
路、190 は過電圧保護回路、200 はインバータ回路、22
0 は電流検出回路、230は電圧変換回路である。
ロック図、図3は回路図である。図において、110 は直
流電源(以下、電源と称する)、120 はスイッチ回路、
130 は基準電圧発生回路、140 は発振回路、150 はチョ
ッパドライブ制御回路、160 は低入力ロックアウト回
路、170 はチョッパドライブ回路、180 はチョッパ回
路、190 は過電圧保護回路、200 はインバータ回路、22
0 は電流検出回路、230は電圧変換回路である。
【0020】スイッチ回路120 は、スイッチ121 、抵抗
器122,123 、PNP型のトランジスタ124 及びコンデン
サ125 からなり、スイッチ121 の一端は電源110 の負極
に接続され、トランジスタ124 のエミッタは電源110 の
正極に接続されている。さらに、トランジスタ124 のベ
ースは抵抗器122 を介してスイッチ121 の他端に接続さ
れ、抵抗器123 を介して電源110 の正極にそれぞれ接続
されている。また、コンデンサ125 は電源110 と並列に
接続されている。これにより、スイッチ121 がオン状態
にされるとトランジスタ124 のベース電位がローレベル
となりトランジスタ124 はオン状態となる。
器122,123 、PNP型のトランジスタ124 及びコンデン
サ125 からなり、スイッチ121 の一端は電源110 の負極
に接続され、トランジスタ124 のエミッタは電源110 の
正極に接続されている。さらに、トランジスタ124 のベ
ースは抵抗器122 を介してスイッチ121 の他端に接続さ
れ、抵抗器123 を介して電源110 の正極にそれぞれ接続
されている。また、コンデンサ125 は電源110 と並列に
接続されている。これにより、スイッチ121 がオン状態
にされるとトランジスタ124 のベース電位がローレベル
となりトランジスタ124 はオン状態となる。
【0021】基準電圧発生回路130 は、ツェナーダイオ
ード131 、NPN型のトランジスタ132 、抵抗器133 コ
ンデンサ134 からなり、トランジスタ132 のベースは抵
抗器133 を介してそのコレクタ及びトランジスタ124 の
コレクタに接続されると共に、ツェナーダイオード131
のカソードに接続されている。さらに、トランジスタ13
2 のエミッタはコンデンサを介して電源110 の負極に接
続され、ツェナーダイオード131 のアノードは電源110
の負極に接続されている。これにより、トランジスタ13
2 のエミッタにはツェナーダイオード131 の制御電圧に
基づく定電圧Vref が出力される。
ード131 、NPN型のトランジスタ132 、抵抗器133 コ
ンデンサ134 からなり、トランジスタ132 のベースは抵
抗器133 を介してそのコレクタ及びトランジスタ124 の
コレクタに接続されると共に、ツェナーダイオード131
のカソードに接続されている。さらに、トランジスタ13
2 のエミッタはコンデンサを介して電源110 の負極に接
続され、ツェナーダイオード131 のアノードは電源110
の負極に接続されている。これにより、トランジスタ13
2 のエミッタにはツェナーダイオード131 の制御電圧に
基づく定電圧Vref が出力される。
【0022】発振回路140 は、周知の無安定自走マルチ
バイブレータからなり、コンパレータとして用いられる
演算増幅器141 、抵抗器142 〜146 及びコンデンサ147
から構成されている。演算増幅器141 の反転入力端子は
抵抗器142 を介してその出力端子に接続されると共に、
コンデンサ147 を介して電源110 の負極に接続されてい
る。さらに、演算増幅器141 の出力端子は、抵抗器143
を介してその非反転入力端子に接続されると共に、抵抗
器144 を介してトランジスタ132 のエミッタに接続され
ている。演算増幅器141 の非反転入力端子は抵抗器145
を介してトランジスタ132 のエミッタに接続されると共
に、抵抗器146 を介して電源110 の負極に接続されてい
る。この発振周波数fosは、コンデンサ147 の充放電に
よって決定され、コンデンサ147 の電圧Vcfは略三角波
形状となる。この電圧Vcfの振幅レベル及び演算増幅器
141 の出力信号Aのパルス幅は抵抗器142 〜146 及びコ
ンデンサ147 の値によって決定される。
バイブレータからなり、コンパレータとして用いられる
演算増幅器141 、抵抗器142 〜146 及びコンデンサ147
から構成されている。演算増幅器141 の反転入力端子は
抵抗器142 を介してその出力端子に接続されると共に、
コンデンサ147 を介して電源110 の負極に接続されてい
る。さらに、演算増幅器141 の出力端子は、抵抗器143
を介してその非反転入力端子に接続されると共に、抵抗
器144 を介してトランジスタ132 のエミッタに接続され
ている。演算増幅器141 の非反転入力端子は抵抗器145
を介してトランジスタ132 のエミッタに接続されると共
に、抵抗器146 を介して電源110 の負極に接続されてい
る。この発振周波数fosは、コンデンサ147 の充放電に
よって決定され、コンデンサ147 の電圧Vcfは略三角波
形状となる。この電圧Vcfの振幅レベル及び演算増幅器
141 の出力信号Aのパルス幅は抵抗器142 〜146 及びコ
ンデンサ147 の値によって決定される。
【0023】チョッパドライブ制御回路150 は、コンパ
レータとして用いられる演算増幅器151 、抵抗器152 〜
154 及びコンデンサ155,156 からなり、演算増幅器151
の反転入力端子には直列接続された抵抗器153,154 によ
り前記基準電圧Vref を分圧した電圧Vd1が印加され、
さらに反転入力端子は直列接続されたコンデンサ155、
抵抗器152 を介して演算増幅器141 の反転入力端子に接
続されると共に、コンデンサ156 を介して電源110 の負
極に接続されている。また、演算増幅器151 の非反転入
力端子には後述する電圧変換回路230 から出力される電
圧Vd2が印加されている。これにより、発振回路140 の
コンデンサ147 に発生する三角波の電圧Vcfはコンデン
サ155 により直流成分を除去(DCカット)された後、
演算増幅器151 によって電圧Vd1とACカップリングさ
れる。抵抗器152 は電圧Vcfの振幅レベルを調整すると
共に演算増幅器151 のゲインを設定する。また、三角波
の電圧Vcfは抵抗器152 及びコンデンサ155 によって微
分されるため、コンデンサ156 により積分することによ
って波形が補正される。さらに、コンデンサ156 と抵抗
器153 との時定数により、起動時にソフトスタートさせ
ることが可能となる。
レータとして用いられる演算増幅器151 、抵抗器152 〜
154 及びコンデンサ155,156 からなり、演算増幅器151
の反転入力端子には直列接続された抵抗器153,154 によ
り前記基準電圧Vref を分圧した電圧Vd1が印加され、
さらに反転入力端子は直列接続されたコンデンサ155、
抵抗器152 を介して演算増幅器141 の反転入力端子に接
続されると共に、コンデンサ156 を介して電源110 の負
極に接続されている。また、演算増幅器151 の非反転入
力端子には後述する電圧変換回路230 から出力される電
圧Vd2が印加されている。これにより、発振回路140 の
コンデンサ147 に発生する三角波の電圧Vcfはコンデン
サ155 により直流成分を除去(DCカット)された後、
演算増幅器151 によって電圧Vd1とACカップリングさ
れる。抵抗器152 は電圧Vcfの振幅レベルを調整すると
共に演算増幅器151 のゲインを設定する。また、三角波
の電圧Vcfは抵抗器152 及びコンデンサ155 によって微
分されるため、コンデンサ156 により積分することによ
って波形が補正される。さらに、コンデンサ156 と抵抗
器153 との時定数により、起動時にソフトスタートさせ
ることが可能となる。
【0024】低入力ロックアウト回路160 は、PNP型
のトランジスタ161 、ツェナーダイオード162 及び抵抗
器163,164 からなり、トランジスタ161 のベースは抵抗
器163 を介してそのエミッタ及び演算増幅器151 の出力
端子に、また抵抗器164 を介してツェナーダイオード16
2 のアノードにそれぞれ接続されている。さらに、ツェ
ナーダイオード162 のカソードはスイッチ回路120 のト
ランジスタ124 のコレクタに接続されている。これによ
り、スイッチ121 のオンオフコントロール及び電源110
からの低入力時の発振制御の誤動作を回避することがで
きる。即ち、演算増幅器141 の出力は低入力時ローレベ
ルとなるため、スイッチ121 のオンオフ時に後述するチ
ョッパ回路180 の出力電圧が一瞬過電圧となり、インバ
ータ回路200 の出力電流が増大することが考えれる。こ
のため、スイッチ回路120 のトランジスタ124 のコレク
タ電圧が所定値より低いときトランジスタ161 によって
後述するチョッパドライブ回路170 を制御し、チョパ回
路80を断状態にしている。
のトランジスタ161 、ツェナーダイオード162 及び抵抗
器163,164 からなり、トランジスタ161 のベースは抵抗
器163 を介してそのエミッタ及び演算増幅器151 の出力
端子に、また抵抗器164 を介してツェナーダイオード16
2 のアノードにそれぞれ接続されている。さらに、ツェ
ナーダイオード162 のカソードはスイッチ回路120 のト
ランジスタ124 のコレクタに接続されている。これによ
り、スイッチ121 のオンオフコントロール及び電源110
からの低入力時の発振制御の誤動作を回避することがで
きる。即ち、演算増幅器141 の出力は低入力時ローレベ
ルとなるため、スイッチ121 のオンオフ時に後述するチ
ョッパ回路180 の出力電圧が一瞬過電圧となり、インバ
ータ回路200 の出力電流が増大することが考えれる。こ
のため、スイッチ回路120 のトランジスタ124 のコレク
タ電圧が所定値より低いときトランジスタ161 によって
後述するチョッパドライブ回路170 を制御し、チョパ回
路80を断状態にしている。
【0025】チョッパドライブ回路170 は、NPN型の
トランジスタ171 、PNP型のトランジスタ172 、及び
抵抗器173 〜175 によって構成され、トランジスタ171
のベースはトランジスタ172 のベースに接続されると共
に、抵抗器173 を介してトランジスタ171 のコレクタ及
び電源110 の正極に、また抵抗器174 を介してトランジ
スタ161 のコレクタにそれぞれ接続されている。さら
に、トランジスタ172 のエミッタはトランジスタ171 の
エミッタに接続され、そのコレクタは抵抗器175を介し
て電源110 の負極に接続されている。
トランジスタ171 、PNP型のトランジスタ172 、及び
抵抗器173 〜175 によって構成され、トランジスタ171
のベースはトランジスタ172 のベースに接続されると共
に、抵抗器173 を介してトランジスタ171 のコレクタ及
び電源110 の正極に、また抵抗器174 を介してトランジ
スタ161 のコレクタにそれぞれ接続されている。さら
に、トランジスタ172 のエミッタはトランジスタ171 の
エミッタに接続され、そのコレクタは抵抗器175を介し
て電源110 の負極に接続されている。
【0026】チョッパ回路180 は、Nチャンネルの電界
効果トランジスタ(以下、トランジスタと称する)181
、ダイオード182 、チョークコイル183 、コンデンサ1
84 からなり、トランジスタ181 のドレインは電源110
の正極に、ゲートは前記トランジスタ171 のエミッタ
に、ソースはダイオード182 のカソード及びチョークコ
イル183 の一端にそれぞれ接続されている。また、チョ
ークコイル183 の他端はコンデンサ184 の一端に接続さ
れ、ダイオード182 のアノード及びコンデンサ184の他
端は電源110 の負極に接続されている。
効果トランジスタ(以下、トランジスタと称する)181
、ダイオード182 、チョークコイル183 、コンデンサ1
84 からなり、トランジスタ181 のドレインは電源110
の正極に、ゲートは前記トランジスタ171 のエミッタ
に、ソースはダイオード182 のカソード及びチョークコ
イル183 の一端にそれぞれ接続されている。また、チョ
ークコイル183 の他端はコンデンサ184 の一端に接続さ
れ、ダイオード182 のアノード及びコンデンサ184の他
端は電源110 の負極に接続されている。
【0027】過電圧保護回路190 は、直列接続されたツ
ェナーダイオード191 及び抵抗器192 からなり、ツェナ
ーダイオード191 のカソードは前記チョークコイル183
の他端に、また抵抗器192 の他端は後述する電圧変換回
路230 にそれぞれ接続されている。
ェナーダイオード191 及び抵抗器192 からなり、ツェナ
ーダイオード191 のカソードは前記チョークコイル183
の他端に、また抵抗器192 の他端は後述する電圧変換回
路230 にそれぞれ接続されている。
【0028】インバータ回路200 は、変圧器210 、Pチ
ャンネルの電界効果トランジスタ(以下、トランジスタ
と称する)Q1,Q2、NPN型のトランジスタQ3,
Q6、PNP型のトランジスタQ4,Q5、ダイオード
D1〜D4、抵抗器R1〜R4、及びコンデンサCa,
Cbによって構成されている。
ャンネルの電界効果トランジスタ(以下、トランジスタ
と称する)Q1,Q2、NPN型のトランジスタQ3,
Q6、PNP型のトランジスタQ4,Q5、ダイオード
D1〜D4、抵抗器R1〜R4、及びコンデンサCa,
Cbによって構成されている。
【0029】変圧器210 の一次巻線211 の一端211aはト
ランジスタQ1のドレイン、ダイオードD4のカソード
及び抵抗器R2の一端に接続され、一次巻線211 の他端
211bはトランジスタQ2のドレイン、ダイオードD3の
カソード及び抵抗器R1の一端に接続されている。ま
た、一次巻線211 の中間タップ211cはトランジスタQ
3,Q6のそれぞれのコレクタに接続されると共に、前
記チョークコイル183 の他端に接続されている。トラン
ジスタQ1のソースはトランジスタQ2のソース、トラ
ンジスタQ4,Q5のコレクタ及び電源110 の負極に接
続されている。トランジスタQ3のベース・コレクタ間
には抵抗器R3が接続され、トランジスタQ3のエミッ
タはトランジスタQ1のゲート及びトランジスタQ4の
エミッタに接続されている。トランジスタQ4のベース
はダイオードD1,D3のアノード、トランジスタQ3
のベース及びコンデンサCaの一端に接続され、ダイオ
ードD1のカソードはダイオードD2のカソード及び前
記演算増幅器141 の出力端子に接続されている。また、
コンデンサCaの他端は抵抗器R1の他端に接続されて
いる。
ランジスタQ1のドレイン、ダイオードD4のカソード
及び抵抗器R2の一端に接続され、一次巻線211 の他端
211bはトランジスタQ2のドレイン、ダイオードD3の
カソード及び抵抗器R1の一端に接続されている。ま
た、一次巻線211 の中間タップ211cはトランジスタQ
3,Q6のそれぞれのコレクタに接続されると共に、前
記チョークコイル183 の他端に接続されている。トラン
ジスタQ1のソースはトランジスタQ2のソース、トラ
ンジスタQ4,Q5のコレクタ及び電源110 の負極に接
続されている。トランジスタQ3のベース・コレクタ間
には抵抗器R3が接続され、トランジスタQ3のエミッ
タはトランジスタQ1のゲート及びトランジスタQ4の
エミッタに接続されている。トランジスタQ4のベース
はダイオードD1,D3のアノード、トランジスタQ3
のベース及びコンデンサCaの一端に接続され、ダイオ
ードD1のカソードはダイオードD2のカソード及び前
記演算増幅器141 の出力端子に接続されている。また、
コンデンサCaの他端は抵抗器R1の他端に接続されて
いる。
【0030】トランジスタQ6のベース・コレクタ間に
は抵抗器R4が接続され、トランジスタQ6のエミッタ
はトランジスタQ2のゲート及びトランジスタQ5のエ
ミッタに接続されている。トランジスタQ5のベースは
ダイオードD2,D4のアノード、トランジスタQ6の
ベース及びコンデンサCbの一端に接続され、コンデン
サCbの他端は抵抗器R2の他端に接続されている。
は抵抗器R4が接続され、トランジスタQ6のエミッタ
はトランジスタQ2のゲート及びトランジスタQ5のエ
ミッタに接続されている。トランジスタQ5のベースは
ダイオードD2,D4のアノード、トランジスタQ6の
ベース及びコンデンサCbの一端に接続され、コンデン
サCbの他端は抵抗器R2の他端に接続されている。
【0031】電流検出回路220 は、半波整流回路からな
り、抵抗器221 、ダイオード223,224 及びコンデンサ22
4,225 から構成されている。抵抗器221 は前記変圧器21
0 の二次巻線212 と直列に接続され、抵抗器221 を介し
て二次巻線212 から負荷に通電されるようになってい
る。また、抵抗器221 には並列にコンデンサ224 が接続
され、抵抗器221 の一端、即ち二次巻線212 側にはダイ
オード222 のカソード及びダイオード223 のアノードが
接続され、抵抗器221 の他端にはダイオード222のアノ
ード及びコンデンサ225 の一端が接続されている。さら
に、ダイオード223 のカソードはコンデンサ225 の他端
に接続されている。これにより、負荷への通電電流は抵
抗器221 によって電圧に変換され、この電圧はダイオー
ド222,223及びコンデンサ225 によって半波整流及び平
滑され、電圧VAとして出力される。また、ダイオード
221 は半波整流の負サイクル時の電流が抵抗器221 を流
れるのを回避するためのバイパスダイオードであり、こ
れにより検出ロスが低減される。コンデンサ224 はバイ
パスコンデンサであり、負荷の温度特性によるサージ電
流の変化に伴う検出誤差を回避するためのものである。
り、抵抗器221 、ダイオード223,224 及びコンデンサ22
4,225 から構成されている。抵抗器221 は前記変圧器21
0 の二次巻線212 と直列に接続され、抵抗器221 を介し
て二次巻線212 から負荷に通電されるようになってい
る。また、抵抗器221 には並列にコンデンサ224 が接続
され、抵抗器221 の一端、即ち二次巻線212 側にはダイ
オード222 のカソード及びダイオード223 のアノードが
接続され、抵抗器221 の他端にはダイオード222のアノ
ード及びコンデンサ225 の一端が接続されている。さら
に、ダイオード223 のカソードはコンデンサ225 の他端
に接続されている。これにより、負荷への通電電流は抵
抗器221 によって電圧に変換され、この電圧はダイオー
ド222,223及びコンデンサ225 によって半波整流及び平
滑され、電圧VAとして出力される。また、ダイオード
221 は半波整流の負サイクル時の電流が抵抗器221 を流
れるのを回避するためのバイパスダイオードであり、こ
れにより検出ロスが低減される。コンデンサ224 はバイ
パスコンデンサであり、負荷の温度特性によるサージ電
流の変化に伴う検出誤差を回避するためのものである。
【0032】電圧変換回路230 は、抵抗器231 〜234 、
可変抵抗器235 及びコンデンサ236からなり、抵抗器231
の一端は前記ダイオード223 のカソードに接続され、
他端は前記過電圧保護回路190 の抵抗器192 の他端及び
抵抗器232 〜234 の一端にぞれぞれ接続されている。抵
抗器232 の他端は可変抵抗器35の一端に接続され、可変
抵抗器235 の他端及び可変端子はコンデンサ236 の一端
及び電源110 の負極に接続されている。また、抵抗器23
3 の他端はコンデンサ236 の他端及び前記演算増幅器15
1 の非反転入力端子に接続されている。さらに、抵抗器
234 の他端は前記トランジスタ124 のコレクタに接続さ
れている。これにより、電流検出回路220 から出力され
る電圧VAは、抵抗器231,232 及び可変抵抗器236 によ
って分圧され、可変抵抗器235 の抵抗値に対応した電圧
Vd2に変換されて出力される。また、前述したチョッパ
ドライブ制御回路150 は、電源110 の電圧変動に対して
インバータ回路200 の出力電流を一定に保つようにチョ
ッパドライブ回路170 を制御するが、演算増幅器151 の
ゲインは前記三角波の電圧Vcfによって決まり、この電
圧レベルはノイズマージン等により所定値以下にできな
いので、電源110 の電圧変動を補正するために抵抗器23
4 を介してスイッチ回路120 から入力電圧をフィードフ
ォワードしている。
可変抵抗器235 及びコンデンサ236からなり、抵抗器231
の一端は前記ダイオード223 のカソードに接続され、
他端は前記過電圧保護回路190 の抵抗器192 の他端及び
抵抗器232 〜234 の一端にぞれぞれ接続されている。抵
抗器232 の他端は可変抵抗器35の一端に接続され、可変
抵抗器235 の他端及び可変端子はコンデンサ236 の一端
及び電源110 の負極に接続されている。また、抵抗器23
3 の他端はコンデンサ236 の他端及び前記演算増幅器15
1 の非反転入力端子に接続されている。さらに、抵抗器
234 の他端は前記トランジスタ124 のコレクタに接続さ
れている。これにより、電流検出回路220 から出力され
る電圧VAは、抵抗器231,232 及び可変抵抗器236 によ
って分圧され、可変抵抗器235 の抵抗値に対応した電圧
Vd2に変換されて出力される。また、前述したチョッパ
ドライブ制御回路150 は、電源110 の電圧変動に対して
インバータ回路200 の出力電流を一定に保つようにチョ
ッパドライブ回路170 を制御するが、演算増幅器151 の
ゲインは前記三角波の電圧Vcfによって決まり、この電
圧レベルはノイズマージン等により所定値以下にできな
いので、電源110 の電圧変動を補正するために抵抗器23
4 を介してスイッチ回路120 から入力電圧をフィードフ
ォワードしている。
【0033】次に、前述の構成よりなる本実施例の動作
を図4に示す波形図に基づいて説明する。前述したよう
に発振回路140 は無安定自走マルチバイブレータ回路か
らなり、その発振周波数はコンデンサ147 及び抵抗器14
2 の時定数によって決まり、演算増幅器141 の反転入力
端子への印加電圧Vcfは略三角波形状に変化する。ま
た、演算増幅器141 の出力信号Aのレベルは前記時定数
に対応してハイレベル・ローレベルの間で切り替えられ
る。
を図4に示す波形図に基づいて説明する。前述したよう
に発振回路140 は無安定自走マルチバイブレータ回路か
らなり、その発振周波数はコンデンサ147 及び抵抗器14
2 の時定数によって決まり、演算増幅器141 の反転入力
端子への印加電圧Vcfは略三角波形状に変化する。ま
た、演算増幅器141 の出力信号Aのレベルは前記時定数
に対応してハイレベル・ローレベルの間で切り替えられ
る。
【0034】初期状態において、チョッパ回路180 がオ
ン状態にあり、インバータ回路200に通電されていると
きは、インバータ回路200 のコンデンサCa,Cbのそ
れぞれは未充電状態であり、トランジスタQ3,Q6の
それぞれのベースには抵抗器R3,R4を介してハイレ
ベルの電圧が印加され、トランジスタQ3,Q6はオン
状態となるので、発振回路140 の出力信号Aがハイレベ
ルにあるとき、トランジスタQ1,Q2のゲート電圧
C,Dはハイレベルとなり、トランジスタQ1,Q2は
これらの電気的特性、即ちゲート・ソース間のオン電圧
の違いにより、このオン電圧の低い方がオン状態となり
他方がオフ状態となる。
ン状態にあり、インバータ回路200に通電されていると
きは、インバータ回路200 のコンデンサCa,Cbのそ
れぞれは未充電状態であり、トランジスタQ3,Q6の
それぞれのベースには抵抗器R3,R4を介してハイレ
ベルの電圧が印加され、トランジスタQ3,Q6はオン
状態となるので、発振回路140 の出力信号Aがハイレベ
ルにあるとき、トランジスタQ1,Q2のゲート電圧
C,Dはハイレベルとなり、トランジスタQ1,Q2は
これらの電気的特性、即ちゲート・ソース間のオン電圧
の違いにより、このオン電圧の低い方がオン状態となり
他方がオフ状態となる。
【0035】例えばトランジスタQ1がオン状態となり
トランジスタQ2がオフ状態となったときは、オン状態
となったトランジスタQ1のドレイン・ソース間の電圧
は前記ゲート・ソース間のオン電圧まで低下し、トラン
ジスタQ1を介して変圧器210 の一次巻線211 に通電さ
れる。ここで、変圧器210 の一次巻線211 の一端211a及
び他端211bの電位E,Fは異なったものとなる。即ち、
一次巻線211 の一端211aの電位Eは中間タップ211cの電
位よりも低くなると共に、一次巻線211 の他端211bの電
位Fは中間タップ211cの電位よりも高くなる。これによ
り、ダイオードD4を介してトランジスタQ6のベース
電圧がローレベルとされトランジスタQ6がオフ状態と
され、トランジスタQ2はオフ状態となる。また、ダイ
オードD3を介してトランジスタQ3のベース電圧がハ
イレベルとされトランジスタQ3がオン状態とされ、ト
ランジスタQ1のオン状態は安定したものとされる。さ
らに、これに伴いコンデンサCaはトランジスタQ3,
Q4のベース側が負極として充電され、コンデンサCb
はトランジスタQ5,Q6のベース側が正極として充電
される。
トランジスタQ2がオフ状態となったときは、オン状態
となったトランジスタQ1のドレイン・ソース間の電圧
は前記ゲート・ソース間のオン電圧まで低下し、トラン
ジスタQ1を介して変圧器210 の一次巻線211 に通電さ
れる。ここで、変圧器210 の一次巻線211 の一端211a及
び他端211bの電位E,Fは異なったものとなる。即ち、
一次巻線211 の一端211aの電位Eは中間タップ211cの電
位よりも低くなると共に、一次巻線211 の他端211bの電
位Fは中間タップ211cの電位よりも高くなる。これによ
り、ダイオードD4を介してトランジスタQ6のベース
電圧がローレベルとされトランジスタQ6がオフ状態と
され、トランジスタQ2はオフ状態となる。また、ダイ
オードD3を介してトランジスタQ3のベース電圧がハ
イレベルとされトランジスタQ3がオン状態とされ、ト
ランジスタQ1のオン状態は安定したものとされる。さ
らに、これに伴いコンデンサCaはトランジスタQ3,
Q4のベース側が負極として充電され、コンデンサCb
はトランジスタQ5,Q6のベース側が正極として充電
される。
【0036】前記発振回路140 の出力信号Aがローレベ
ルに反転されると、トランジスタQ4,Q5が共にオン
状態となり、トランジスタQ1,Q2のゲートには共に
ローレベルの電圧が印加されるので、トランジスタQ
1,Q2は共にオフ状態とされる。これにより、トラン
ジスタQ1,Q2が同時にオン状態となるクロスカレン
トが防止される。
ルに反転されると、トランジスタQ4,Q5が共にオン
状態となり、トランジスタQ1,Q2のゲートには共に
ローレベルの電圧が印加されるので、トランジスタQ
1,Q2は共にオフ状態とされる。これにより、トラン
ジスタQ1,Q2が同時にオン状態となるクロスカレン
トが防止される。
【0037】この後、発振回路140 の出力信号Aがハイ
レベルに反転されると、トランジスタQ4,Q5は共に
オフ状態となると共に、コンデンサCaの充電極性に基
づいて、トランジスタQ3がオフ状態となり、トランジ
スタQ1は引き続きオフ状態とされる。また、コンデン
サCbの充電極性に基づいて、トランジスタQ6がオン
状態となり、トランジスタQ2がオン状態にされる。こ
れにより、トランジスタQ2を介して一次巻線211 に通
電される。このときの通電方向はトランジスタQ1がオ
ン状態のときとは逆方向とされ、一次巻線211 の一端の
電位と他端の電位が反転されるため、コンデンサCa,
Cbの充電極性が反転される。
レベルに反転されると、トランジスタQ4,Q5は共に
オフ状態となると共に、コンデンサCaの充電極性に基
づいて、トランジスタQ3がオフ状態となり、トランジ
スタQ1は引き続きオフ状態とされる。また、コンデン
サCbの充電極性に基づいて、トランジスタQ6がオン
状態となり、トランジスタQ2がオン状態にされる。こ
れにより、トランジスタQ2を介して一次巻線211 に通
電される。このときの通電方向はトランジスタQ1がオ
ン状態のときとは逆方向とされ、一次巻線211 の一端の
電位と他端の電位が反転されるため、コンデンサCa,
Cbの充電極性が反転される。
【0038】これにより、インバータ回路200 は、変圧
器210 、トランジスタQ1〜Q6、ダイオードD1〜D
4及びコンデンサCa,Cb等よりなる自励式発振回路
によって構成されると共に、インバータ回路200 のオフ
状態は発振回路140 の出力信号Aに同期して制御される
ので、再び発振回路140 の出力信号Aがローレベルに反
転され、さらにハイレベルに反転されたときには、同様
にしてトランジスタQ1がオン状態にされると共に、ト
ランジスタQ2がオフ状態とされ、発振回路140 の出力
信号Aに同期して変圧器210 の一次巻線211 への通電方
向が反転されて、変圧器210 の二次巻線212 には交流電
圧Gが発生される。
器210 、トランジスタQ1〜Q6、ダイオードD1〜D
4及びコンデンサCa,Cb等よりなる自励式発振回路
によって構成されると共に、インバータ回路200 のオフ
状態は発振回路140 の出力信号Aに同期して制御される
ので、再び発振回路140 の出力信号Aがローレベルに反
転され、さらにハイレベルに反転されたときには、同様
にしてトランジスタQ1がオン状態にされると共に、ト
ランジスタQ2がオフ状態とされ、発振回路140 の出力
信号Aに同期して変圧器210 の一次巻線211 への通電方
向が反転されて、変圧器210 の二次巻線212 には交流電
圧Gが発生される。
【0039】一方、変圧器210 の二次巻線212 に接続さ
れたランプ等の輝度を変える場合は、電圧変換回路230
の可変抵抗器235 の抵抗値を変化させればよい。即ち、
変圧器210 の二次巻線212 に流れる電流は電流検出回路
220 の抵抗器221 によって電圧に変化され、さらに半波
整流及び平滑されて電圧VAとされる。この電圧VAは
電圧変換回路230 の抵抗器231,232 及び可変抵抗器235
によって分圧され、チョッパドライブ制御回路150 に出
力される。ここで、前述したように電源110 の電圧変動
を補正するために抵抗器234 を介してスイッチ回路120
から入力電圧がフィードフォワードされる。
れたランプ等の輝度を変える場合は、電圧変換回路230
の可変抵抗器235 の抵抗値を変化させればよい。即ち、
変圧器210 の二次巻線212 に流れる電流は電流検出回路
220 の抵抗器221 によって電圧に変化され、さらに半波
整流及び平滑されて電圧VAとされる。この電圧VAは
電圧変換回路230 の抵抗器231,232 及び可変抵抗器235
によって分圧され、チョッパドライブ制御回路150 に出
力される。ここで、前述したように電源110 の電圧変動
を補正するために抵抗器234 を介してスイッチ回路120
から入力電圧がフィードフォワードされる。
【0040】電圧変換回路230 から出力された電圧Vd2
はチョッパドライブ制御回路150 に入力され、演算増幅
器151 によって三角波電圧Vcfと比較され、演算増幅器
151からは出力信号Vcnt として、電圧Vcfが電圧Vd1
以上のときにローレベルの信号が、また電圧Vcfが電圧
Vd1より小さいときにハイレベルの信号がそれぞれ出力
される。信号Vcnt がローレベルのときトランジスタ16
1 を介してトランジスタ171,172 のベース電圧がローレ
ベルとされ、トランジスタ171 がオフ状態となり、トラ
ンジスタ172 がオン状態となる。これにより、トランジ
スタ181 を介してインバータ回路200 に通電される。ま
た、信号Vcnt がハイレベルのときは、トランジスタ16
1,172 がオフ状態となり、トランジスタ171 がオン状態
となる。これにより、トランジスタ181 がオフ状態とな
り、インバータ回路200 への通電が絶たれる。従って、
電圧変換回路230 の可変抵抗器235 の値を変えて信号V
cnt のパルス幅を変えることにより、インバータ回路20
0 への通電時間を変化させることができるので、ランプ
の調光を行うことができる。
はチョッパドライブ制御回路150 に入力され、演算増幅
器151 によって三角波電圧Vcfと比較され、演算増幅器
151からは出力信号Vcnt として、電圧Vcfが電圧Vd1
以上のときにローレベルの信号が、また電圧Vcfが電圧
Vd1より小さいときにハイレベルの信号がそれぞれ出力
される。信号Vcnt がローレベルのときトランジスタ16
1 を介してトランジスタ171,172 のベース電圧がローレ
ベルとされ、トランジスタ171 がオフ状態となり、トラ
ンジスタ172 がオン状態となる。これにより、トランジ
スタ181 を介してインバータ回路200 に通電される。ま
た、信号Vcnt がハイレベルのときは、トランジスタ16
1,172 がオフ状態となり、トランジスタ171 がオン状態
となる。これにより、トランジスタ181 がオフ状態とな
り、インバータ回路200 への通電が絶たれる。従って、
電圧変換回路230 の可変抵抗器235 の値を変えて信号V
cnt のパルス幅を変えることにより、インバータ回路20
0 への通電時間を変化させることができるので、ランプ
の調光を行うことができる。
【0041】前述したように本実施例によれば、発振回
路140 の発振周波数、インバータ回路200 の動作周波数
及びチョッパ回路180 の動作周波数が同期しているた
め、これらの周波数のビートが発生することがないの
で、従来のように可聴ノイズを発生したり、或いは液晶
ディスプレイのバックライト点灯用に使用した場合にお
いても液晶ディスプレイのフレーム周波数との干渉によ
る画面ビート、フリッカ等を引き起こすことがない。さ
らに、その他の上位装置に組み合わせた場合において
も、上位装置の固有周波数との干渉により、上位装置の
誤動作等を引き起こすといったことがなくなる。
路140 の発振周波数、インバータ回路200 の動作周波数
及びチョッパ回路180 の動作周波数が同期しているた
め、これらの周波数のビートが発生することがないの
で、従来のように可聴ノイズを発生したり、或いは液晶
ディスプレイのバックライト点灯用に使用した場合にお
いても液晶ディスプレイのフレーム周波数との干渉によ
る画面ビート、フリッカ等を引き起こすことがない。さ
らに、その他の上位装置に組み合わせた場合において
も、上位装置の固有周波数との干渉により、上位装置の
誤動作等を引き起こすといったことがなくなる。
【0042】また、発振回路140 の発振周波数及びイン
バータ回路200 の動作周波数が、周囲温度、経時ドリフ
ト等により変動しても、これらの同期状態は保たれる。
バータ回路200 の動作周波数が、周囲温度、経時ドリフ
ト等により変動しても、これらの同期状態は保たれる。
【0043】さらに、ランプ、バックライト等の点灯周
波数として、効率の良い30〜60KHz程度の周波数
に設定することができ、装置全体の効率を向上させるこ
とができる。
波数として、効率の良い30〜60KHz程度の周波数
に設定することができ、装置全体の効率を向上させるこ
とができる。
【0044】次に、本発明の第2の実施例を説明する。
図5は第2の実施例を示す回路図である。図において、
前述した第1の実施例と同一構成部分は同一符号をもっ
て表しその説明を省略する。また、第1の実施例と第2
の実施例との相違点は、電流検出回路220 を倍電圧全波
整流回路によって構成すると共に、この倍電圧全波整流
した電圧を電圧変換すると共にシャントレギュレータを
介してチョッパドライブ制御回路150 の演算増幅器151
に入力するようにしたことにある。
図5は第2の実施例を示す回路図である。図において、
前述した第1の実施例と同一構成部分は同一符号をもっ
て表しその説明を省略する。また、第1の実施例と第2
の実施例との相違点は、電流検出回路220 を倍電圧全波
整流回路によって構成すると共に、この倍電圧全波整流
した電圧を電圧変換すると共にシャントレギュレータを
介してチョッパドライブ制御回路150 の演算増幅器151
に入力するようにしたことにある。
【0045】即ち、電流検出回路220 は、抵抗器221 、
ダイオード222,223 、コンデンサ224 〜227 からなる倍
電圧全波整流回路によって構成される。また、電流検出
回路220 の出力電圧VAは電圧変換回路230 において、
直列接続された抵抗器231,232 及び可変抵抗器235 によ
って分圧されて電圧Vd3とされた後、シャントレギュレ
ータ157 、抵抗器158 及びコンデンサ159 を介して演算
増幅器151 の反転入力端子に入力されている。さらに反
転入力端子には抵抗器152 を介して基準電圧Vref が印
加され、非反転入力端子には三角波電圧Vcfが入力され
ている。
ダイオード222,223 、コンデンサ224 〜227 からなる倍
電圧全波整流回路によって構成される。また、電流検出
回路220 の出力電圧VAは電圧変換回路230 において、
直列接続された抵抗器231,232 及び可変抵抗器235 によ
って分圧されて電圧Vd3とされた後、シャントレギュレ
ータ157 、抵抗器158 及びコンデンサ159 を介して演算
増幅器151 の反転入力端子に入力されている。さらに反
転入力端子には抵抗器152 を介して基準電圧Vref が印
加され、非反転入力端子には三角波電圧Vcfが入力され
ている。
【0046】前述した第2の実施例によれば、第1の実
施例のように電流検出回路220 に半波整流回路を用いた
場合には、チョッパドライブ制御回路150 の演算増幅器
151への入力電圧を例えば2.5 V程度にしなければなら
ないので、抵抗器221 の抵抗値を高くして検出電圧を大
きくする必要があり、検出ロスが(電流値の2乗)×
(抵抗値)の割合で増加するが、電流検出回路220 を倍
電圧全波整流回路によって構成することにより、抵抗器
221 の値を小さく設定することができ、検出ロスを低減
することができる。
施例のように電流検出回路220 に半波整流回路を用いた
場合には、チョッパドライブ制御回路150 の演算増幅器
151への入力電圧を例えば2.5 V程度にしなければなら
ないので、抵抗器221 の抵抗値を高くして検出電圧を大
きくする必要があり、検出ロスが(電流値の2乗)×
(抵抗値)の割合で増加するが、電流検出回路220 を倍
電圧全波整流回路によって構成することにより、抵抗器
221 の値を小さく設定することができ、検出ロスを低減
することができる。
【0047】また、インバータ回路200 の出力周波数は
発振回路140 の周波数の1/2であることから、半波整
流回路を用いた場合、その出力リップル分が増幅され、
インバータ回路200 の出力が乱調されることがあるが、
電流検出回路220 を倍電圧全波整流回路によって構成す
ることにより、これを防止することができ、安定した動
作を維持することができる。
発振回路140 の周波数の1/2であることから、半波整
流回路を用いた場合、その出力リップル分が増幅され、
インバータ回路200 の出力が乱調されることがあるが、
電流検出回路220 を倍電圧全波整流回路によって構成す
ることにより、これを防止することができ、安定した動
作を維持することができる。
【0048】
【発明の効果】以上説明したように本発明の請求項1に
よれば、発振回路の発振周波数、第1乃至第3のスイッ
チ素子の動作周波数とが同期しているため、これらの周
波数のビートが発生することがないので、従来のように
可聴ノイズを発生したり、或いは液晶ディスプレイのバ
ックライト点灯用に使用した場合においても液晶ディス
プレイのフレーム周波数との干渉による画面ビート、フ
リッカ等を引き起こすことがない。さらに、その他の上
位装置に組み合わせた場合においても、上位装置の固有
周波数との干渉により、上位装置の誤動作等を引き起こ
すといったことがなくなる。また、前記発振回路の発振
周波数及び第1乃至第3のスイッチ素子の動作周波数
が、周囲温度、経時ドリフト等により変動しても、これ
らの同期状態は保たれる。さらに、ランプ、バックライ
ト等の点灯周波数として、効率の良い30〜60KHz
程度の周波数に設定することができ、装置全体の効率を
向上させることができる。
よれば、発振回路の発振周波数、第1乃至第3のスイッ
チ素子の動作周波数とが同期しているため、これらの周
波数のビートが発生することがないので、従来のように
可聴ノイズを発生したり、或いは液晶ディスプレイのバ
ックライト点灯用に使用した場合においても液晶ディス
プレイのフレーム周波数との干渉による画面ビート、フ
リッカ等を引き起こすことがない。さらに、その他の上
位装置に組み合わせた場合においても、上位装置の固有
周波数との干渉により、上位装置の誤動作等を引き起こ
すといったことがなくなる。また、前記発振回路の発振
周波数及び第1乃至第3のスイッチ素子の動作周波数
が、周囲温度、経時ドリフト等により変動しても、これ
らの同期状態は保たれる。さらに、ランプ、バックライ
ト等の点灯周波数として、効率の良い30〜60KHz
程度の周波数に設定することができ、装置全体の効率を
向上させることができる。
【0049】また、請求項2によれば、上記の効果に加
えて、電流検出回路により、変圧器の二次巻線の通電電
流を電圧値に変換する際の抵抗値を低減することができ
るので、検出ロスを低減することができる。さらに、前
記変圧器の出力周波数は前記発振回路の周波数の1/2
であることから、半波整流回路を用いた場合、その出力
リップル分が増幅され、出力が乱調されることがある
が、電流検出回路を倍電圧全波整流回路によって構成す
ることにより、これを防止することができ、安定した動
作を維持することができるという非常に優れた効果を奏
するものである。
えて、電流検出回路により、変圧器の二次巻線の通電電
流を電圧値に変換する際の抵抗値を低減することができ
るので、検出ロスを低減することができる。さらに、前
記変圧器の出力周波数は前記発振回路の周波数の1/2
であることから、半波整流回路を用いた場合、その出力
リップル分が増幅され、出力が乱調されることがある
が、電流検出回路を倍電圧全波整流回路によって構成す
ることにより、これを防止することができ、安定した動
作を維持することができるという非常に優れた効果を奏
するものである。
【図1】本発明の第1の実施例の構成を示すブロック図
【図2】従来例の動作を説明する波形図
【図3】本発明の第1の実施例の回路図
【図4】本発明の第1の実施例の動作を説明する波形図
【図5】本発明の第2の実施例を示す回路図
110 …直流電源、120 …スイッチ回路、130 …基準電圧
発生回路、140 …発振回路、141 …演算増幅器、142 〜
146 …抵抗器、147 …コンデンサ、150 …チョッパドラ
イブ制御回路、160 …低入力ロックアウト回路、170 …
チョッパドライブ回路、180 …チョッパ回路、190 …過
電圧保護回路、200 …インバータ回路、210 …変圧器、
211 …一次巻線、212 …二次巻線、Q1、Q2…電界効
果トランジスタ、Q3〜Q6…トランジスタ、D1〜D
4…ダイオード、R1〜R4…抵抗器、Ca,Cb…コ
ンデンサ、220 …電流検出回路、221 …抵抗器、222,22
3…ダイオード、224,225 …コンデンサ、230 …電圧変
換回路、231 〜234 …抵抗器、235 …可変抵抗器、236
…コンデンサ。
発生回路、140 …発振回路、141 …演算増幅器、142 〜
146 …抵抗器、147 …コンデンサ、150 …チョッパドラ
イブ制御回路、160 …低入力ロックアウト回路、170 …
チョッパドライブ回路、180 …チョッパ回路、190 …過
電圧保護回路、200 …インバータ回路、210 …変圧器、
211 …一次巻線、212 …二次巻線、Q1、Q2…電界効
果トランジスタ、Q3〜Q6…トランジスタ、D1〜D
4…ダイオード、R1〜R4…抵抗器、Ca,Cb…コ
ンデンサ、220 …電流検出回路、221 …抵抗器、222,22
3…ダイオード、224,225 …コンデンサ、230 …電圧変
換回路、231 〜234 …抵抗器、235 …可変抵抗器、236
…コンデンサ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H02M 7/538 H02M 3/28 H02M 7/537 H05B 39/04
Claims (2)
- 【請求項1】 中間タップを備えた一次巻線と二次巻線
とを有する変圧器と、前記一次巻線の両端のそれぞれに
対応して接続された第1及び第2のスイッチ素子と、該
第1及び第2のスイッチ素子のオンオフ状態を交互に切
り替える切り替え制御手段と、前記中間タップへの電圧
印加のオンオフを切り替える第3のスイッチ素子と、該
第3のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する電圧制御
手段とを備えたランプ点灯回路において、 前記切り替え制御手段は、互いに同期し、同じ所定の周
期を有する略三角波信号及び二値化信号を出力する発振
回路と、 前記第1のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する第1
の状態制御回路と、 前記第2のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する第2
の状態制御回路と、 前記一次巻線の一端と中間タップとの間に接続された第
1の充放電回路と、 前記一次巻線の他端と中間タップとの間に接続された第
2の充放電回路とからなると共に、 前記第1の状態制御回路は、前記二値化信号が一方のレ
ベルにある間に前記第1の充放電回路の充電極性に基づ
いて前記第1のスイッチ素子をオン状態とし、 前記第2の状態制御回路は、前記二値化信号が一方のレ
ベルにある間に前記第2の充放電回路の充電極性に基づ
いて前記第2のスイッチ素子をオン状態とし、 前記電圧制御手段は、前記変圧器の二次巻線の通電電流
を検出する電流検出回路と、 該電流検出回路の検出電流値を電圧に変換すると共に、
該電圧値を所定の範囲で任意に変化して出力する電圧変
換回路と、 該電圧変換回路の出力電圧及び前記三角波信号の電圧に
基づいて、前記第3のスイッチ素子のオンオフ状態を切
り替える第3の状態制御回路とからなる、 ことを特徴とするランプ点灯回路。 - 【請求項2】 前記電流検出回路は倍電圧全波整流回路
によって構成されることを特徴とする請求項1記載のラ
ンプ点灯回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04043110A JP3029728B2 (ja) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | ランプ点灯回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04043110A JP3029728B2 (ja) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | ランプ点灯回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05244780A JPH05244780A (ja) | 1993-09-21 |
JP3029728B2 true JP3029728B2 (ja) | 2000-04-04 |
Family
ID=12654698
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP04043110A Expired - Lifetime JP3029728B2 (ja) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | ランプ点灯回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3029728B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100878222B1 (ko) * | 2001-07-03 | 2009-01-13 | 삼성전자주식회사 | 액정 표시 장치용 전원 공급 장치 |
-
1992
- 1992-02-28 JP JP04043110A patent/JP3029728B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05244780A (ja) | 1993-09-21 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
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