JP3029728B2 - Lamp lighting circuit - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、印加電圧をパルス幅変
調することによってランプ等を調光可能とするランプ点
灯回路の改良に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an improvement in a lamp lighting circuit capable of dimming a lamp or the like by pulse width modulation of an applied voltage.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、印加電圧をパルス幅変調すること
によってランプ等を調光可能とするランプ点灯回路が知
られており、この一例としてインバータ回路を用いたも
のが知られている。この一例を図２に示す。図におい
て、１は直流電源、２はチョッパ制御部、３はチョッパ
部、４はインバータ部、５は電流検出部である。2. Description of the Related Art Conventionally, there has been known a lamp lighting circuit capable of dimming a lamp or the like by pulse width modulation of an applied voltage. As an example, a lamp lighting circuit using an inverter circuit is known. An example of this is shown in FIG. In the figure, 1 is a DC power supply, 2 is a chopper control unit, 3 is a chopper unit, 4 is an inverter unit, and 5 is a current detection unit.
【０００３】チョッパ制御部２は、発振器２１、増幅回
路２２、コンパレータとして用いられる演算増幅器２
３、抵抗器２４，２５、可変抵抗器２６及びＮＰＮ型の
トランジスタ２７から構成され、発振器２１は例えば三
角波信号を出力し、この電圧Ｖosc は演算増幅器２３の
反転入力端子に印加されている。抵抗器２４，２５及び
可変抵抗器２６は直列に接続され、電流検出部５から出
力される電圧Ｖrfを分圧して電圧Ｖｄとし、この電圧Ｖ
ｄは増幅器２２を介して演算増幅器２３の非反転入力端
子に印加されている。また、演算増幅器２３の出力電圧
Ｖ１はトランジスタ２７のベースに印加され、トランジ
スタ２７のエミッタは直流電源１の負極に接続されてい
る。The chopper control unit 2 includes an oscillator 21, an amplifier circuit 22, and an operational amplifier 2 used as a comparator.
3, composed of resistors 24 and 25, a variable resistor 26 and an NPN transistor 27. The oscillator 21 outputs, for example, a triangular wave signal. The resistors 24 and 25 and the variable resistor 26 are connected in series, and divides the voltage Vrf output from the current detection unit 5 into a voltage Vd.
d is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 23 via the amplifier 22. The output voltage V1 of the operational amplifier 23 is applied to the base of the transistor 27, and the emitter of the transistor 27 is connected to the negative electrode of the DC power supply 1.
【０００４】チョッパ部３は、電界効果トランジスタ
（以下、トランジスタと称する）３１、抵抗器３２，３
３、ダイオード３４、チョークコイル３５，３６及びコ
ンデンサ３７から構成され、トランジスタ３１のゲート
は抵抗器３２を介してトランジスタ２７のコレクタに、
また抵抗器３３を介してそのドレイン及び直流電源１の
正極にそれぞれ接続されている。さらに、トランジスタ
３１のソースはダイオード３４のカソード及びチョーク
コイル３５の一端に接続され、チョークコイル３５の他
端はチョークコイル３６の一端及びコンデンサ３７の一
端に接続されている。また、ダイオード３４のアノード
及びコンデンサ３７の他端は直流電源１の負極に接続さ
れている。The chopper section 3 includes a field effect transistor (hereinafter, referred to as a transistor) 31, resistors 32, 3
3, a diode 34, choke coils 35 and 36, and a capacitor 37. The gate of the transistor 31 is connected to the collector of the transistor 27 through the resistor 32.
Further, it is connected to its drain and the positive electrode of the DC power supply 1 via a resistor 33, respectively. Further, the source of the transistor 31 is connected to the cathode of the diode 34 and one end of the choke coil 35, and the other end of the choke coil 35 is connected to one end of the choke coil 36 and one end of the capacitor 37. Further, the anode of the diode 34 and the other end of the capacitor 37 are connected to the negative electrode of the DC power supply 1.
【０００５】インバータ部４は、周知のロイヤーの回路
から構成されている。即ち、中間タップ411aを有する一
次巻線411 と、二次巻線412 及び三次巻線413 とを備え
た変圧器４１、ＮＰＮ型のトランジスタ４２，４３、抵
抗器４４、４５、コンデンサ４６から構成されている。
前記一次巻線411 と並列にコンデンサ４６が接続され、
この一次巻線411 の一端側411bにトランジスタ４２のコ
レクタが、また一次巻線411 の他端側411cにトランジス
タ４３のコレクタがそれぞれ接続されている。さらに、
トランジスタ４２，４３のそれぞれのエミッタは、前記
直流電源１の負極に接続されると共に、トランジスタ４
２のベ−スは前記三次巻線413 の他端側413aに、またト
ランジスタ４３のベ−スは三次巻線413 の一端側413bに
それぞれ接続されている。さらに、前記一次巻線411 の
中間タップ411aは前記チョ−クコイル３６の他端側に接
続されると共に、抵抗器４４を介してトランジスタ４２
のベースに、また抵抗器４５を介してトランジスタ４３
のベースにそれぞれ接続されている。[0005] The inverter unit 4 is composed of a known lower circuit. That is, the transformer 41 includes a primary winding 411 having an intermediate tap 411a, a secondary winding 412 and a tertiary winding 413, NPN transistors 42 and 43, resistors 44 and 45, and a capacitor 46. ing.
A capacitor 46 is connected in parallel with the primary winding 411,
The collector of the transistor 42 is connected to one end 411b of the primary winding 411, and the collector of the transistor 43 is connected to the other end 411c of the primary winding 411. further,
The respective emitters of the transistors 42 and 43 are connected to the negative electrode of the DC power
The second base is connected to the other end 413a of the tertiary winding 413, and the base of the transistor 43 is connected to one end 413b of the tertiary winding 413. Further, an intermediate tap 411a of the primary winding 411 is connected to the other end of the choke coil 36 and a transistor 42 is connected via a resistor 44.
Of the transistor 43 through the resistor 45
Each is connected to the base.
【０００６】電流検出部５は、抵抗器５１、ダイオード
５２，５３及びコンデンサ５４によよる半波整流回路か
ら構成されている。即ち、抵抗器５１は前記二次巻線41
2 に直列に接続され、抵抗器５１を介して点灯対象とな
るランプ等（図示せず）に通電される。二次巻線412 に
接続された抵抗器５１の一端は、ダイオード５２のアノ
ード及びダイオード５３のカソードに接続され、抵抗器
５１の他端はダイオード５３のアノード、コンデンサ５
４の一端及び直流電源１の負極に接続されている。さら
に、ダイオード５２のカソードはコンデンサ５４の他端
に接続され、ダイオード５２のカソードから前記電圧Ｖ
rfが出力される。[0006] The current detecting section 5 is composed of a half-wave rectifier circuit including a resistor 51, diodes 52 and 53, and a capacitor 54. That is, the resistor 51 is connected to the secondary winding 41.
2 are connected in series, and a current is supplied to a lamp or the like (not shown) to be lit via a resistor 51. One end of the resistor 51 connected to the secondary winding 412 is connected to the anode of the diode 52 and the cathode of the diode 53, and the other end of the resistor 51 is connected to the anode of the diode 53 and the capacitor 5
4 and the negative electrode of the DC power supply 1. Further, the cathode of the diode 52 is connected to the other end of the capacitor 54, and the voltage V
rf is output.
【０００７】次に、前述の構成よりなるランプ点灯回路
の動作を説明する。チョッパ部３のトランジスタ３１及
びチョ−クコイル３５，３６を介して変圧器４１に電流
が供給されている間は、一次巻線411 に電流が流れ、ト
ランジスタ４２が不飽和領域から飽和領域に達すると、
トランジスタ４２はタ−ンオフする。その結果、逆起電
力によって三次巻線413 の一端側413bにトランジスタ４
３をオンにする方向の電圧を生じ、トランジスタ４３が
タ−ンオンする。これにより、トランジスタ４３がオン
のまま、そのコレクタ電流は飽和領域まで直線的に増加
する。ここで、今度はトランジスタ４３がオフに、トラ
ンジスタ４２がオンにそれぞれなり、この関係が繰り返
される。これにより、二次巻線412 に交流電圧が発生
し、ランプが点灯される。Next, the operation of the lamp lighting circuit having the above configuration will be described. While current is supplied to the transformer 41 via the transistor 31 and the choke coils 35 and 36 of the chopper 3, current flows through the primary winding 411, and when the transistor 42 reaches the saturation region from the unsaturated region. ,
Transistor 42 turns off. As a result, the transistor 4 is connected to one end 413b of the tertiary winding 413 by the back electromotive force.
3 is turned on, and the transistor 43 is turned on. Thus, while the transistor 43 remains on, the collector current increases linearly up to the saturation region. Here, the transistor 43 is turned off and the transistor 42 is turned on, and this relationship is repeated. As a result, an AC voltage is generated in the secondary winding 412, and the lamp is turned on.
【０００８】さらに、二次巻線412 に流れる電流は、電
流検出回路５によって検出されると共に電圧Ｖrfに変換
される。この電圧Ｖrfは、抵抗器２４，２５及び可変抵
抗器２６によって分圧され、電圧Ｖｄに変換される。電
圧Ｖｄの値は、演算増幅器２３の入力端において発振器
２１の出力電圧Ｖosc の最大値と最小値との間の値とな
るように抵抗器２４，２５及び可変抵抗器２６の値が設
定され、さらに可変抵抗器２６の値は十分な調光効果が
得られる値に設定されている。これにより、演算増幅器
２３からトランジスタ２７にローレベルの信号が出力さ
れている間だけ、トランジスタ３１を介して変圧器４１
に電流が供給されるので、可変抵抗器２６の抵抗値を変
化させて演算増幅器２３の出力信号のパルス幅を変える
ことにより、ランプの輝度を調節することができる。Further, the current flowing through the secondary winding 412 is detected by the current detection circuit 5 and converted into a voltage Vrf. This voltage Vrf is divided by the resistors 24 and 25 and the variable resistor 26 and is converted into a voltage Vd. As for the value of the voltage Vd, the values of the resistors 24 and 25 and the variable resistor 26 are set so that the value at the input terminal of the operational amplifier 23 is between the maximum value and the minimum value of the output voltage Vosc of the oscillator 21. Further, the value of the variable resistor 26 is set to a value at which a sufficient dimming effect can be obtained. As a result, only when the low-level signal is being output from the operational amplifier 23 to the transistor 27, the transformer 41
Is supplied to the variable resistor 26, the luminance of the lamp can be adjusted by changing the resistance value of the variable resistor 26 and changing the pulse width of the output signal of the operational amplifier 23.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来のランプ点灯回路においては、発振器２１の発振
周波数とインバータ部４の動作周波数とが異なるため、
これらの周波数のビートが発生する。このビートは多次
に亙って発生し、複数の周波数成分を含むので、可聴ノ
イズを発生したり、或いは液晶ディスプレイのバックラ
イト点灯用に使用した場合には液晶ディスプレイのフレ
ーム周波数との干渉による画面ビート、フリッカ等を引
き起こす。さらに、その他の上位装置に組み合わせた場
合、上位装置の固有周波数との干渉により、上位装置の
誤動作等を引き起こすといった問題点があった。However, in the above-described conventional lamp lighting circuit, the oscillation frequency of the oscillator 21 and the operating frequency of the inverter section 4 are different.
Beats of these frequencies occur. Since this beat occurs over many orders and includes a plurality of frequency components, it generates audible noise or, when used for lighting a backlight of a liquid crystal display, interference with the frame frequency of the liquid crystal display. Causes screen beats, flicker, etc. Furthermore, when combined with other higher-level devices, there is a problem that interference with the natural frequency of the higher-level device causes a malfunction or the like of the higher-level device.
【００１０】また、発振器２１の発振周波数及びインバ
ータ部４の動作周波数を上位装置に影響を与えない周波
数に設定することも考えられるが、これらの周波数は、
個々に周囲温度、経時ドリフト等による変動を伴い、こ
れらによるビートスペクトラムも変化するため、これら
の周波数設定は困難である。It is also conceivable to set the oscillation frequency of the oscillator 21 and the operating frequency of the inverter unit 4 to a frequency that does not affect the host device.
Each of these is accompanied by fluctuations due to the ambient temperature, drift over time, etc., and the beat spectrum changes due to these fluctuations, so that setting these frequencies is difficult.
【００１１】さらに、ランプ、バックライト等の点灯周
波数としては、３０〜６０ＫＨｚ程度の周波数が使用さ
れる場合が多く、前述した可聴ノイズ対策として点灯周
波数を３００〜６００ＫＨｚとして、可聴周波数のビー
ト成分を高次に設定することが考えられるが、この場合
全体の効率が低下するという問題がある。Further, as a lighting frequency of a lamp, a backlight or the like, a frequency of about 30 to 60 KHz is often used, and as a countermeasure against the audible noise, the lighting frequency is set to 300 to 600 KHz and a beat component of the audible frequency is reduced. It is conceivable to set a higher order, but in this case, there is a problem that the overall efficiency is reduced.
【００１２】本発明の目的は上記の問題点に鑑み、ビー
トの発生を防止したランプ点灯回路を提供することにあ
る。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a lamp lighting circuit capable of preventing occurrence of a beat in view of the above problems.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために、請求項１では、中間タップを備えた一次
巻線と二次巻線とを有する変圧器と、前記一次巻線の両
端のそれぞれに対応して接続された第１及び第２のスイ
ッチ素子と、該第１及び第２のスイッチ素子のオンオフ
状態を交互に切り替える切り替え制御手段と、前記中間
タップへの電圧印加のオンオフを切り替える第３のスイ
ッチ素子と、該第３のスイッチ素子のオンオフ状態を制
御する電圧制御手段とを備えたランプ点灯回路におい
て、前記切り替え制御手段は、互いに同期し、同じ所定
の周期を有する略三角波信号及び二値化信号を出力する
発振回路と、前記第１のスイッチ素子のオンオフ状態を
制御する第１の状態制御回路と、前記第２のスイッチ素
子のオンオフ状態を制御する第２の状態制御回路と、前
記一次巻線の一端と中間タップとの間に接続された第１
の充放電回路と、前記一次巻線の他端と中間タップとの
間に接続された第２の充放電回路とからなると共に、前
記第１の状態制御回路は、前記二値化信号が一方のレベ
ルにある間に前記第１の充放電回路の充電極性に基づい
て前記第１のスイッチ素子をオン状態とし、前記第２の
状態制御回路は、前記二値化信号が一方のレベルにある
間に前記第２の充放電回路の充電極性に基づいて前記第
２のスイッチ素子をオン状態とし、前記電圧制御手段
は、前記変圧器の二次巻線の通電電流を検出する電流検
出回路と、該電流検出回路の検出電流値を電圧に変換す
ると共に、該電圧値を所定の範囲で任意に変化して出力
する電圧変換回路と、該電圧変換回路の出力電圧及び前
記三角波信号の電圧に基づいて、前記第３のスイッチ素
子のオンオフ状態を切り替える第３の状態制御回路とか
らなるランプ点灯回路を提案する。According to the present invention, a transformer having a primary winding having an intermediate tap and a secondary winding is provided. First and second switch elements respectively connected to both ends of the first switch element, switching control means for alternately switching on and off states of the first and second switch elements, and voltage application to the intermediate tap. In a lamp lighting circuit including a third switch element for switching on / off and a voltage control unit for controlling the on / off state of the third switch element, the switch control units are synchronized with each other and have the same predetermined cycle. An oscillation circuit that outputs a substantially triangular wave signal and a binary signal; a first state control circuit that controls an on / off state of the first switch element; and an on / off state of the second switch element. And a second state control circuit Gosuru, first connected between the one end and the center tap of the primary winding
And a second charge / discharge circuit connected between the other end of the primary winding and the intermediate tap, and the first state control circuit is configured so that the binary signal is one of: The first switch element is turned on based on the charge polarity of the first charging / discharging circuit while the second level control circuit is at the one level. The second switch element is turned on based on the charging polarity of the second charging / discharging circuit, and the voltage control means detects a current flowing through a secondary winding of the transformer; A voltage conversion circuit that converts a detection current value of the current detection circuit into a voltage, arbitrarily changes and outputs the voltage value within a predetermined range, and an output voltage of the voltage conversion circuit and a voltage of the triangular wave signal. Based on the on / off state of the third switch element, Suggest lamp lighting circuit comprising a third state control circuit changing Ri.
【００１４】また、請求項２では、請求項１記載のラン
プ点灯回路において、前記電流検出回路は倍電圧全波整
流回路によって構成されるランプ点灯回路を提案する。According to a second aspect of the present invention, there is provided the lamp lighting circuit according to the first aspect, wherein the current detection circuit includes a voltage doubler full-wave rectifier circuit.
【００１５】[0015]
【作用】本発明の請求項１によれば、初期状態において
は第１及び第２の充放電回路のそれぞれは未充電状態で
あるので、発振回路から出力される二値化信号が一方の
レベルにあるとき、第１及び第２のスイッチ素子はその
電気的特性の違いにより何れか一方がオン状態となり他
方がオフ状態となる。例えば前記第１のスイッチ素子が
オン状態となり第２のスイッチ素子がオフ状態となった
ときは、オン状態となった前記第１のスイッチ素子を介
して変圧器の一次巻線に通電され、これに伴い第１及び
第２の充放電回路が充電される。ここで、前記一次巻線
の一端及び他端の電位は異なるので、前記第１及び第２
の充放電回路の前記一次巻線側の極性は異なったものと
なる。According to the first aspect of the present invention, in the initial state, each of the first and second charge / discharge circuits is in an uncharged state, so that the binarized signal output from the oscillation circuit has one level. , One of the first and second switch elements is turned on and the other is turned off due to a difference in electrical characteristics. For example, when the first switch element is turned on and the second switch element is turned off, the primary winding of the transformer is energized through the first switch element that is turned on. Accordingly, the first and second charge / discharge circuits are charged. Here, since the potentials at one end and the other end of the primary winding are different, the first and second potentials are different.
Has a different polarity on the primary winding side.
【００１６】前記二値化信号が他方のレベルに反転され
ると、第１及び第２の状態制御回路によって前記第１及
び第２のスイッチ素子は共にオフ状態とされ、この後、
前記二値化信号が前記一方のレベルに反転されると、前
記第１の充放電回路の充電極性に基づいて前記第１の状
態制御回路により前記第１のスイッチ素子は引き続きオ
フ状態とされ、また前記第２の充放電回路の充電極性に
基づいて前記第２の状態制御回路により前記第２のスイ
ッチ素子がオン状態にされる。これにより、前記第２の
スイッチ素子を介して前記一次巻線に通電される。この
ときの通電方向は前記第１のスイッチ素子がオン状態の
ときとは逆方向とされ、前記一次巻線の一端の電位と他
端の電位が反転されるため、前記第１及び第２の充放電
回路の充電極性が反転される。これにより、前記二値化
信号が前記他方のレベルに反転され、さらに前記一方の
レベルに反転されたときには、前記第１及び第２の状態
制御回路によって前記第１のスイッチ素子がオン状態に
され、前記第２のスイッチ素子がオフ状態とされる。従
って、前記変圧器、第１及び第２のスイッチ素子、第１
及び第２の状態制御回路、及び第１及び第２の充放電回
路により自励式発振回路が構成されると共に、該自励式
発振回路のオフ状態は前記二値化信号に同期して制御さ
れ、該二値化信号に同期して前記一次巻線への通電方向
が反転されて、前記変圧器の二次巻線には交流電圧が発
生される。When the binarized signal is inverted to the other level, the first and second switch elements are both turned off by the first and second state control circuits, and thereafter,
When the binary signal is inverted to the one level, the first switch element is continuously turned off by the first state control circuit based on the charge polarity of the first charge / discharge circuit, Further, the second switch element is turned on by the second state control circuit based on the charge polarity of the second charge / discharge circuit. As a result, electricity is supplied to the primary winding via the second switch element. The energizing direction at this time is reverse to the direction when the first switch element is in the ON state, and the potential at one end and the potential at the other end of the primary winding are inverted. The charge polarity of the charge / discharge circuit is inverted. Thereby, when the binary signal is inverted to the other level and further inverted to the one level, the first switch element is turned on by the first and second state control circuits. , The second switch element is turned off. Therefore, the transformer, the first and second switch elements, the first
And a second state control circuit, and a first and second charge / discharge circuit constitute a self-excited oscillation circuit, and the off state of the self-excited oscillation circuit is controlled in synchronization with the binarized signal, The direction of current supply to the primary winding is reversed in synchronization with the binarized signal, and an AC voltage is generated in the secondary winding of the transformer.
【００１７】また、前記一次巻線の中間タップへの電圧
印加のオンオフは第３のスイッチ素子によって切り替え
られる。さらに、電流検出回路によって、前記二次巻線
の通電電流が検出されると共に、該検出電流値は電圧変
換回路により所定範囲内の任意の電圧値に変換され、該
電圧及び前記発振回路から出力される三角波信号の電圧
に基づいて、第３の状態制御回路により前記第３のスイ
ッチ素子のオンオフ状態が切り替えられる。Further, the ON / OFF of the application of the voltage to the intermediate tap of the primary winding is switched by a third switch element. Further, a current detection circuit detects a current flowing through the secondary winding, and the detected current value is converted to an arbitrary voltage value within a predetermined range by a voltage conversion circuit, and output from the voltage and the oscillation circuit. The on / off state of the third switch element is switched by the third state control circuit based on the voltage of the triangular wave signal.
【００１８】また、請求項２によれば、前記電流検出回
路が倍電圧全波整流回路によって構成される。これによ
り、前記二次巻線の通電電流を電圧値に変換する際の抵
抗値を低減することができる。According to the present invention, the current detecting circuit is constituted by a voltage doubler full-wave rectifier circuit. This makes it possible to reduce the resistance value when converting the current flowing through the secondary winding into a voltage value.
【００１９】[0019]
【実施例】図１は本発明の第１の実施例の構成を示すブ
ロック図、図３は回路図である。図において、110 は直
流電源（以下、電源と称する）、120 はスイッチ回路、
130 は基準電圧発生回路、140 は発振回路、150 はチョ
ッパドライブ制御回路、160 は低入力ロックアウト回
路、170 はチョッパドライブ回路、180 はチョッパ回
路、190 は過電圧保護回路、200 はインバータ回路、22
0 は電流検出回路、230は電圧変換回路である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a first embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a circuit diagram. In the figure, 110 is a DC power supply (hereinafter referred to as a power supply), 120 is a switch circuit,
130 is a reference voltage generation circuit, 140 is an oscillation circuit, 150 is a chopper drive control circuit, 160 is a low input lockout circuit, 170 is a chopper drive circuit, 180 is a chopper circuit, 190 is an overvoltage protection circuit, 200 is an inverter circuit, 22
0 is a current detection circuit, and 230 is a voltage conversion circuit.
【００２０】スイッチ回路120 は、スイッチ121 、抵抗
器122,123 、ＰＮＰ型のトランジスタ124 及びコンデン
サ125 からなり、スイッチ121 の一端は電源110 の負極
に接続され、トランジスタ124 のエミッタは電源110 の
正極に接続されている。さらに、トランジスタ124 のベ
ースは抵抗器122 を介してスイッチ121 の他端に接続さ
れ、抵抗器123 を介して電源110 の正極にそれぞれ接続
されている。また、コンデンサ125 は電源110 と並列に
接続されている。これにより、スイッチ121 がオン状態
にされるとトランジスタ124 のベース電位がローレベル
となりトランジスタ124 はオン状態となる。The switch circuit 120 includes a switch 121, resistors 122 and 123, a PNP transistor 124, and a capacitor 125. One end of the switch 121 is connected to the negative electrode of the power supply 110, and the emitter of the transistor 124 is connected to the positive electrode of the power supply 110. Have been. Further, the base of the transistor 124 is connected to the other end of the switch 121 via the resistor 122, and to the positive terminal of the power supply 110 via the resistor 123, respectively. The capacitor 125 is connected in parallel with the power supply 110. Thus, when the switch 121 is turned on, the base potential of the transistor 124 becomes low level, and the transistor 124 is turned on.
【００２１】基準電圧発生回路130 は、ツェナーダイオ
ード131 、ＮＰＮ型のトランジスタ132 、抵抗器133 コ
ンデンサ134 からなり、トランジスタ132 のベースは抵
抗器133 を介してそのコレクタ及びトランジスタ124 の
コレクタに接続されると共に、ツェナーダイオード131
のカソードに接続されている。さらに、トランジスタ13
2 のエミッタはコンデンサを介して電源110 の負極に接
続され、ツェナーダイオード131 のアノードは電源110
の負極に接続されている。これにより、トランジスタ13
2 のエミッタにはツェナーダイオード131 の制御電圧に
基づく定電圧Ｖref が出力される。The reference voltage generating circuit 130 comprises a Zener diode 131, an NPN transistor 132, a resistor 133 and a capacitor 134. The base of the transistor 132 is connected to the collector of the transistor 132 and the collector of the transistor 124 via the resistor 133. With Zener diode 131
Connected to the cathode. In addition, transistor 13
2 is connected to the negative electrode of the power supply 110 via a capacitor, and the anode of the Zener diode 131 is connected to the power supply 110.
Is connected to the negative electrode. Thereby, the transistor 13
The constant voltage Vref based on the control voltage of the Zener diode 131 is output to the emitter 2.
【００２２】発振回路140 は、周知の無安定自走マルチ
バイブレータからなり、コンパレータとして用いられる
演算増幅器141 、抵抗器142 〜146 及びコンデンサ147
から構成されている。演算増幅器141 の反転入力端子は
抵抗器142 を介してその出力端子に接続されると共に、
コンデンサ147 を介して電源110 の負極に接続されてい
る。さらに、演算増幅器141 の出力端子は、抵抗器143
を介してその非反転入力端子に接続されると共に、抵抗
器144 を介してトランジスタ132 のエミッタに接続され
ている。演算増幅器141 の非反転入力端子は抵抗器145
を介してトランジスタ132 のエミッタに接続されると共
に、抵抗器146 を介して電源110 の負極に接続されてい
る。この発振周波数ｆosは、コンデンサ147 の充放電に
よって決定され、コンデンサ147 の電圧Ｖcfは略三角波
形状となる。この電圧Ｖcfの振幅レベル及び演算増幅器
141 の出力信号Ａのパルス幅は抵抗器142 〜146 及びコ
ンデンサ147 の値によって決定される。The oscillation circuit 140 is composed of a well-known astable self-running multivibrator, and includes an operational amplifier 141 used as a comparator, resistors 142 to 146, and a capacitor 147.
It is composed of The inverting input terminal of the operational amplifier 141 is connected to its output terminal via a resistor 142,
It is connected to the negative electrode of the power supply 110 via the capacitor 147. Further, the output terminal of the operational amplifier 141 is connected to the resistor 143
Is connected to the non-inverting input terminal of the transistor 132 via a resistor 144 and to the emitter of the transistor 132 via a resistor 144. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 141 is a resistor 145
Is connected to the emitter of the transistor 132 via the resistor 146 and to the negative electrode of the power supply 110 via the resistor 146. The oscillation frequency fos is determined by charging and discharging of the capacitor 147, and the voltage Vcf of the capacitor 147 has a substantially triangular waveform. The amplitude level of this voltage Vcf and the operational amplifier
The pulse width of the output signal A at 141 is determined by the values of the resistors 142 to 146 and the capacitor 147.
【００２３】チョッパドライブ制御回路150 は、コンパ
レータとして用いられる演算増幅器151 、抵抗器152 〜
154 及びコンデンサ155,156 からなり、演算増幅器151
の反転入力端子には直列接続された抵抗器153,154 によ
り前記基準電圧Ｖref を分圧した電圧Ｖd1が印加され、
さらに反転入力端子は直列接続されたコンデンサ155、
抵抗器152 を介して演算増幅器141 の反転入力端子に接
続されると共に、コンデンサ156 を介して電源110 の負
極に接続されている。また、演算増幅器151 の非反転入
力端子には後述する電圧変換回路230 から出力される電
圧Ｖd2が印加されている。これにより、発振回路140 の
コンデンサ147 に発生する三角波の電圧Ｖcfはコンデン
サ155 により直流成分を除去（ＤＣカット）された後、
演算増幅器151 によって電圧Ｖd1とＡＣカップリングさ
れる。抵抗器152 は電圧Ｖcfの振幅レベルを調整すると
共に演算増幅器151 のゲインを設定する。また、三角波
の電圧Ｖcfは抵抗器152 及びコンデンサ155 によって微
分されるため、コンデンサ156 により積分することによ
って波形が補正される。さらに、コンデンサ156 と抵抗
器153 との時定数により、起動時にソフトスタートさせ
ることが可能となる。The chopper drive control circuit 150 includes an operational amplifier 151 used as a comparator and resistors 152 to 152.
154 and capacitors 155 and 156.
A voltage Vd1 obtained by dividing the reference voltage Vref is applied to the inverting input terminal of
In addition, the inverting input terminal is a capacitor 155 connected in series,
It is connected via a resistor 152 to the inverting input terminal of the operational amplifier 141 and via a capacitor 156 to the negative terminal of the power supply 110. A voltage Vd2 output from a voltage conversion circuit 230 described later is applied to a non-inverting input terminal of the operational amplifier 151. As a result, the voltage Vcf of the triangular wave generated in the capacitor 147 of the oscillation circuit 140 is removed (DC cut) by the capacitor 155 after the DC component is removed.
It is AC-coupled to the voltage Vd1 by the operational amplifier 151. The resistor 152 adjusts the amplitude level of the voltage Vcf and sets the gain of the operational amplifier 151. Further, since the voltage Vcf of the triangular wave is differentiated by the resistor 152 and the capacitor 155, the waveform is corrected by integrating by the capacitor 156. Further, the time constant of the capacitor 156 and the resistor 153 allows a soft start at the time of startup.
【００２４】低入力ロックアウト回路160 は、ＰＮＰ型
のトランジスタ161 、ツェナーダイオード162 及び抵抗
器163,164 からなり、トランジスタ161 のベースは抵抗
器163 を介してそのエミッタ及び演算増幅器151 の出力
端子に、また抵抗器164 を介してツェナーダイオード16
2 のアノードにそれぞれ接続されている。さらに、ツェ
ナーダイオード162 のカソードはスイッチ回路120 のト
ランジスタ124 のコレクタに接続されている。これによ
り、スイッチ121 のオンオフコントロール及び電源110
からの低入力時の発振制御の誤動作を回避することがで
きる。即ち、演算増幅器141 の出力は低入力時ローレベ
ルとなるため、スイッチ121 のオンオフ時に後述するチ
ョッパ回路180 の出力電圧が一瞬過電圧となり、インバ
ータ回路200 の出力電流が増大することが考えれる。こ
のため、スイッチ回路120 のトランジスタ124 のコレク
タ電圧が所定値より低いときトランジスタ161 によって
後述するチョッパドライブ回路170 を制御し、チョパ回
路80を断状態にしている。The low input lockout circuit 160 comprises a PNP transistor 161, a Zener diode 162, and resistors 163 and 164. The base of the transistor 161 is connected via a resistor 163 to its emitter and the output terminal of the operational amplifier 151. Zener diode 16 via resistor 164
2 anodes. Further, the cathode of the Zener diode 162 is connected to the collector of the transistor 124 of the switch circuit 120. As a result, the on / off control of the switch 121 and the power supply 110
It is possible to avoid a malfunction of the oscillation control at the time of a low input from the controller. That is, since the output of the operational amplifier 141 is low when the input is low, the output voltage of the chopper circuit 180 described later momentarily becomes overvoltage when the switch 121 is turned on and off, and the output current of the inverter circuit 200 may increase. For this reason, when the collector voltage of the transistor 124 of the switch circuit 120 is lower than a predetermined value, the chopper drive circuit 170 described later is controlled by the transistor 161 and the chopper circuit 80 is turned off.
【００２５】チョッパドライブ回路170 は、ＮＰＮ型の
トランジスタ171 、ＰＮＰ型のトランジスタ172 、及び
抵抗器173 〜175 によって構成され、トランジスタ171
のベースはトランジスタ172 のベースに接続されると共
に、抵抗器173 を介してトランジスタ171 のコレクタ及
び電源110 の正極に、また抵抗器174 を介してトランジ
スタ161 のコレクタにそれぞれ接続されている。さら
に、トランジスタ172 のエミッタはトランジスタ171 の
エミッタに接続され、そのコレクタは抵抗器175を介し
て電源110 の負極に接続されている。The chopper drive circuit 170 includes an NPN transistor 171, a PNP transistor 172, and resistors 173 to 175.
Is connected to the base of transistor 172, to the collector of transistor 171 and the positive electrode of power supply 110 via resistor 173, and to the collector of transistor 161 via resistor 174, respectively. Further, the emitter of the transistor 172 is connected to the emitter of the transistor 171, and the collector is connected to the negative electrode of the power supply 110 via the resistor 175.
【００２６】チョッパ回路180 は、Ｎチャンネルの電界
効果トランジスタ（以下、トランジスタと称する）181
、ダイオード182 、チョークコイル183 、コンデンサ1
84 からなり、トランジスタ181 のドレインは電源110
の正極に、ゲートは前記トランジスタ171 のエミッタ
に、ソースはダイオード182 のカソード及びチョークコ
イル183 の一端にそれぞれ接続されている。また、チョ
ークコイル183 の他端はコンデンサ184 の一端に接続さ
れ、ダイオード182 のアノード及びコンデンサ184の他
端は電源110 の負極に接続されている。The chopper circuit 180 includes an N-channel field effect transistor (hereinafter, referred to as a transistor) 181.
, Diode 182, choke coil 183, capacitor 1
The drain of transistor 181 is connected to power supply 110.
The gate is connected to the emitter of the transistor 171 and the source is connected to the cathode of the diode 182 and one end of the choke coil 183, respectively. The other end of the choke coil 183 is connected to one end of the capacitor 184, and the anode of the diode 182 and the other end of the capacitor 184 are connected to the negative electrode of the power supply 110.
【００２７】過電圧保護回路190 は、直列接続されたツ
ェナーダイオード191 及び抵抗器192 からなり、ツェナ
ーダイオード191 のカソードは前記チョークコイル183
の他端に、また抵抗器192 の他端は後述する電圧変換回
路230 にそれぞれ接続されている。The overvoltage protection circuit 190 comprises a zener diode 191 and a resistor 192 connected in series, and the cathode of the zener diode 191 is connected to the choke coil 183.
And the other end of the resistor 192 are connected to a voltage conversion circuit 230 described later.
【００２８】インバータ回路200 は、変圧器210 、Ｐチ
ャンネルの電界効果トランジスタ（以下、トランジスタ
と称する）Ｑ１，Ｑ２、ＮＰＮ型のトランジスタＱ３，
Ｑ６、ＰＮＰ型のトランジスタＱ４，Ｑ５、ダイオード
Ｄ１〜Ｄ４、抵抗器Ｒ１〜Ｒ４、及びコンデンサＣａ，
Ｃｂによって構成されている。The inverter circuit 200 includes a transformer 210, P-channel field effect transistors (hereinafter referred to as transistors) Q1 and Q2, and NPN transistors Q3 and Q3.
Q6, PNP transistors Q4, Q5, diodes D1 to D4, resistors R1 to R4, and capacitors Ca,
Cb.
【００２９】変圧器210 の一次巻線211 の一端211aはト
ランジスタＱ１のドレイン、ダイオードＤ４のカソード
及び抵抗器Ｒ２の一端に接続され、一次巻線211 の他端
211bはトランジスタＱ２のドレイン、ダイオードＤ３の
カソード及び抵抗器Ｒ１の一端に接続されている。ま
た、一次巻線211 の中間タップ211cはトランジスタＱ
３，Ｑ６のそれぞれのコレクタに接続されると共に、前
記チョークコイル183 の他端に接続されている。トラン
ジスタＱ１のソースはトランジスタＱ２のソース、トラ
ンジスタＱ４，Ｑ５のコレクタ及び電源110 の負極に接
続されている。トランジスタＱ３のベース・コレクタ間
には抵抗器Ｒ３が接続され、トランジスタＱ３のエミッ
タはトランジスタＱ１のゲート及びトランジスタＱ４の
エミッタに接続されている。トランジスタＱ４のベース
はダイオードＤ１，Ｄ３のアノード、トランジスタＱ３
のベース及びコンデンサＣａの一端に接続され、ダイオ
ードＤ１のカソードはダイオードＤ２のカソード及び前
記演算増幅器141 の出力端子に接続されている。また、
コンデンサＣａの他端は抵抗器Ｒ１の他端に接続されて
いる。One end 211a of the primary winding 211 of the transformer 210 is connected to the drain of the transistor Q1, the cathode of the diode D4 and one end of the resistor R2, and the other end of the primary winding 211
211b is connected to the drain of the transistor Q2, the cathode of the diode D3, and one end of the resistor R1. The intermediate tap 211c of the primary winding 211 is connected to the transistor Q
3 and Q6, and to the other end of the choke coil 183. The source of the transistor Q1 is connected to the source of the transistor Q2, the collectors of the transistors Q4 and Q5, and the negative electrode of the power supply 110. A resistor R3 is connected between the base and the collector of the transistor Q3, and the emitter of the transistor Q3 is connected to the gate of the transistor Q1 and the emitter of the transistor Q4. The base of transistor Q4 is the anode of diodes D1 and D3, transistor Q3
The cathode of the diode D1 is connected to the cathode of the diode D2 and the output terminal of the operational amplifier 141. Also,
The other end of the capacitor Ca is connected to the other end of the resistor R1.
【００３０】トランジスタＱ６のベース・コレクタ間に
は抵抗器Ｒ４が接続され、トランジスタＱ６のエミッタ
はトランジスタＱ２のゲート及びトランジスタＱ５のエ
ミッタに接続されている。トランジスタＱ５のベースは
ダイオードＤ２，Ｄ４のアノード、トランジスタＱ６の
ベース及びコンデンサＣｂの一端に接続され、コンデン
サＣｂの他端は抵抗器Ｒ２の他端に接続されている。A resistor R4 is connected between the base and the collector of the transistor Q6, and the emitter of the transistor Q6 is connected to the gate of the transistor Q2 and the emitter of the transistor Q5. The base of the transistor Q5 is connected to the anodes of the diodes D2 and D4, the base of the transistor Q6 and one end of the capacitor Cb, and the other end of the capacitor Cb is connected to the other end of the resistor R2.
【００３１】電流検出回路220 は、半波整流回路からな
り、抵抗器221 、ダイオード223,224 及びコンデンサ22
4,225 から構成されている。抵抗器221 は前記変圧器21
0 の二次巻線212 と直列に接続され、抵抗器221 を介し
て二次巻線212 から負荷に通電されるようになってい
る。また、抵抗器221 には並列にコンデンサ224 が接続
され、抵抗器221 の一端、即ち二次巻線212 側にはダイ
オード222 のカソード及びダイオード223 のアノードが
接続され、抵抗器221 の他端にはダイオード222のアノ
ード及びコンデンサ225 の一端が接続されている。さら
に、ダイオード223 のカソードはコンデンサ225 の他端
に接続されている。これにより、負荷への通電電流は抵
抗器221 によって電圧に変換され、この電圧はダイオー
ド222,223及びコンデンサ225 によって半波整流及び平
滑され、電圧ＶＡとして出力される。また、ダイオード
221 は半波整流の負サイクル時の電流が抵抗器221 を流
れるのを回避するためのバイパスダイオードであり、こ
れにより検出ロスが低減される。コンデンサ224 はバイ
パスコンデンサであり、負荷の温度特性によるサージ電
流の変化に伴う検出誤差を回避するためのものである。The current detection circuit 220 comprises a half-wave rectifier circuit, and includes a resistor 221, diodes 223 and 224, and a capacitor 22.
It consists of 4,225. The resistor 221 is connected to the transformer 21
0 is connected in series with the secondary winding 212, and the secondary winding 212 is connected to the load via the resistor 221. A capacitor 224 is connected in parallel to the resistor 221, and one end of the resistor 221, that is, the secondary winding 212 side is connected to the cathode of the diode 222 and the anode of the diode 223, and to the other end of the resistor 221. Is connected to the anode of the diode 222 and one end of the capacitor 225. Further, the cathode of the diode 223 is connected to the other end of the capacitor 225. As a result, the current supplied to the load is converted into a voltage by the resistor 221, and this voltage is half-wave rectified and smoothed by the diodes 222 and 223 and the capacitor 225, and output as a voltage VA. Also diode
Reference numeral 221 denotes a bypass diode for preventing the current in the negative cycle of the half-wave rectification from flowing through the resistor 221, thereby reducing the detection loss. The capacitor 224 is a bypass capacitor for avoiding a detection error caused by a change in surge current due to a temperature characteristic of a load.
【００３２】電圧変換回路230 は、抵抗器231 〜234 、
可変抵抗器235 及びコンデンサ236からなり、抵抗器231
の一端は前記ダイオード223 のカソードに接続され、
他端は前記過電圧保護回路190 の抵抗器192 の他端及び
抵抗器232 〜234 の一端にぞれぞれ接続されている。抵
抗器232 の他端は可変抵抗器35の一端に接続され、可変
抵抗器235 の他端及び可変端子はコンデンサ236 の一端
及び電源110 の負極に接続されている。また、抵抗器23
3 の他端はコンデンサ236 の他端及び前記演算増幅器15
1 の非反転入力端子に接続されている。さらに、抵抗器
234 の他端は前記トランジスタ124 のコレクタに接続さ
れている。これにより、電流検出回路220 から出力され
る電圧ＶＡは、抵抗器231,232 及び可変抵抗器236 によ
って分圧され、可変抵抗器235 の抵抗値に対応した電圧
Ｖd2に変換されて出力される。また、前述したチョッパ
ドライブ制御回路150 は、電源110 の電圧変動に対して
インバータ回路200 の出力電流を一定に保つようにチョ
ッパドライブ回路170 を制御するが、演算増幅器151 の
ゲインは前記三角波の電圧Ｖcfによって決まり、この電
圧レベルはノイズマージン等により所定値以下にできな
いので、電源110 の電圧変動を補正するために抵抗器23
4 を介してスイッチ回路120 から入力電圧をフィードフ
ォワードしている。The voltage conversion circuit 230 includes resistors 231 to 234,
Consisting of a variable resistor 235 and a capacitor 236, the resistor 231
Is connected to the cathode of the diode 223,
The other end is connected to the other end of the resistor 192 of the overvoltage protection circuit 190 and one end of the resistors 232 to 234, respectively. The other end of the resistor 232 is connected to one end of the variable resistor 35, and the other end and the variable terminal of the variable resistor 235 are connected to one end of the capacitor 236 and the negative terminal of the power supply 110. In addition, resistor 23
3 is connected to the other end of the capacitor 236 and the operational amplifier 15.
Connected to 1 non-inverting input terminal. In addition, resistors
The other end of 234 is connected to the collector of the transistor 124. As a result, the voltage VA output from the current detection circuit 220 is divided by the resistors 231 and 232 and the variable resistor 236, converted into a voltage Vd2 corresponding to the resistance value of the variable resistor 235, and output. Further, the above-described chopper drive control circuit 150 controls the chopper drive circuit 170 so as to keep the output current of the inverter circuit 200 constant with respect to the voltage fluctuation of the power supply 110, but the gain of the operational amplifier 151 is the voltage of the triangular wave. This voltage level is determined by Vcf and cannot be reduced below a predetermined value due to noise margin or the like.
4, the input voltage is fed forward from the switch circuit 120.
【００３３】次に、前述の構成よりなる本実施例の動作
を図４に示す波形図に基づいて説明する。前述したよう
に発振回路140 は無安定自走マルチバイブレータ回路か
らなり、その発振周波数はコンデンサ147 及び抵抗器14
2 の時定数によって決まり、演算増幅器141 の反転入力
端子への印加電圧Ｖcfは略三角波形状に変化する。ま
た、演算増幅器141 の出力信号Ａのレベルは前記時定数
に対応してハイレベル・ローレベルの間で切り替えられ
る。Next, the operation of the present embodiment having the above configuration will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG. As described above, the oscillating circuit 140 is composed of an astable free-running multivibrator circuit, and its oscillating frequency is determined by the capacitor 147 and the resistor 14
2, the voltage Vcf applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 141 changes into a substantially triangular waveform. The level of the output signal A of the operational amplifier 141 is switched between high level and low level in accordance with the time constant.
【００３４】初期状態において、チョッパ回路180 がオ
ン状態にあり、インバータ回路200に通電されていると
きは、インバータ回路200 のコンデンサＣａ，Ｃｂのそ
れぞれは未充電状態であり、トランジスタＱ３，Ｑ６の
それぞれのベースには抵抗器Ｒ３，Ｒ４を介してハイレ
ベルの電圧が印加され、トランジスタＱ３，Ｑ６はオン
状態となるので、発振回路140 の出力信号Ａがハイレベ
ルにあるとき、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート電圧
Ｃ，Ｄはハイレベルとなり、トランジスタＱ１，Ｑ２は
これらの電気的特性、即ちゲート・ソース間のオン電圧
の違いにより、このオン電圧の低い方がオン状態となり
他方がオフ状態となる。In the initial state, when the chopper circuit 180 is on and the inverter circuit 200 is energized, each of the capacitors Ca and Cb of the inverter circuit 200 is in an uncharged state and each of the transistors Q3 and Q6 A high level voltage is applied to the bases of the transistors Q1 and Q2 through the resistors R3 and R4, and the transistors Q3 and Q6 are turned on. When the output signal A of the oscillation circuit 140 is at a high level, the transistors Q1 and Q2 The gate voltages C and D are at a high level, and the transistors Q1 and Q2 are turned on when the on-voltage is lower, and turned off when the transistors Q1 and Q2 are different in the on-voltage between the gate and the source.
【００３５】例えばトランジスタＱ１がオン状態となり
トランジスタＱ２がオフ状態となったときは、オン状態
となったトランジスタＱ１のドレイン・ソース間の電圧
は前記ゲート・ソース間のオン電圧まで低下し、トラン
ジスタＱ１を介して変圧器210 の一次巻線211 に通電さ
れる。ここで、変圧器210 の一次巻線211 の一端211a及
び他端211bの電位Ｅ，Ｆは異なったものとなる。即ち、
一次巻線211 の一端211aの電位Ｅは中間タップ211cの電
位よりも低くなると共に、一次巻線211 の他端211bの電
位Ｆは中間タップ211cの電位よりも高くなる。これによ
り、ダイオードＤ４を介してトランジスタＱ６のベース
電圧がローレベルとされトランジスタＱ６がオフ状態と
され、トランジスタＱ２はオフ状態となる。また、ダイ
オードＤ３を介してトランジスタＱ３のベース電圧がハ
イレベルとされトランジスタＱ３がオン状態とされ、ト
ランジスタＱ１のオン状態は安定したものとされる。さ
らに、これに伴いコンデンサＣａはトランジスタＱ３，
Ｑ４のベース側が負極として充電され、コンデンサＣｂ
はトランジスタＱ５，Ｑ６のベース側が正極として充電
される。For example, when the transistor Q1 is turned on and the transistor Q2 is turned off, the voltage between the drain and the source of the transistor Q1 which has been turned on decreases to the on-voltage between the gate and the source. Through the primary winding 211 of the transformer 210. Here, the potentials E and F at one end 211a and the other end 211b of the primary winding 211 of the transformer 210 are different. That is,
The potential E of one end 211a of the primary winding 211 becomes lower than the potential of the intermediate tap 211c, and the potential F of the other end 211b of the primary winding 211 becomes higher than the potential of the intermediate tap 211c. As a result, the base voltage of the transistor Q6 is set to the low level via the diode D4, the transistor Q6 is turned off, and the transistor Q2 is turned off. Further, the base voltage of the transistor Q3 is set to a high level via the diode D3, and the transistor Q3 is turned on, so that the on state of the transistor Q1 is stabilized. Further, the capacitor Ca is connected to the transistors Q3 and Q3.
The base side of Q4 is charged as a negative electrode and the capacitor Cb
Is charged with the bases of the transistors Q5 and Q6 as positive electrodes.
【００３６】前記発振回路140 の出力信号Ａがローレベ
ルに反転されると、トランジスタＱ４，Ｑ５が共にオン
状態となり、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲートには共に
ローレベルの電圧が印加されるので、トランジスタＱ
１，Ｑ２は共にオフ状態とされる。これにより、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２が同時にオン状態となるクロスカレン
トが防止される。When the output signal A of the oscillation circuit 140 is inverted to a low level, the transistors Q4 and Q5 are both turned on, and a low level voltage is applied to the gates of the transistors Q1 and Q2. Q
1 and Q2 are both turned off. This prevents a cross current in which the transistors Q1 and Q2 are simultaneously turned on.
【００３７】この後、発振回路140 の出力信号Ａがハイ
レベルに反転されると、トランジスタＱ４，Ｑ５は共に
オフ状態となると共に、コンデンサＣａの充電極性に基
づいて、トランジスタＱ３がオフ状態となり、トランジ
スタＱ１は引き続きオフ状態とされる。また、コンデン
サＣｂの充電極性に基づいて、トランジスタＱ６がオン
状態となり、トランジスタＱ２がオン状態にされる。こ
れにより、トランジスタＱ２を介して一次巻線211 に通
電される。このときの通電方向はトランジスタＱ１がオ
ン状態のときとは逆方向とされ、一次巻線211 の一端の
電位と他端の電位が反転されるため、コンデンサＣａ，
Ｃｂの充電極性が反転される。Thereafter, when the output signal A of the oscillation circuit 140 is inverted to a high level, the transistors Q4 and Q5 are both turned off, and the transistor Q3 is turned off based on the charging polarity of the capacitor Ca. Transistor Q1 is continuously turned off. Further, based on the charging polarity of the capacitor Cb, the transistor Q6 is turned on, and the transistor Q2 is turned on. As a result, the primary winding 211 is energized via the transistor Q2. At this time, the energizing direction is opposite to that when the transistor Q1 is in the ON state, and the potentials at one end and the other end of the primary winding 211 are inverted.
The charge polarity of Cb is inverted.
【００３８】これにより、インバータ回路200 は、変圧
器210 、トランジスタＱ１〜Ｑ６、ダイオードＤ１〜Ｄ
４及びコンデンサＣａ，Ｃｂ等よりなる自励式発振回路
によって構成されると共に、インバータ回路200 のオフ
状態は発振回路140 の出力信号Ａに同期して制御される
ので、再び発振回路140 の出力信号Ａがローレベルに反
転され、さらにハイレベルに反転されたときには、同様
にしてトランジスタＱ１がオン状態にされると共に、ト
ランジスタＱ２がオフ状態とされ、発振回路140 の出力
信号Ａに同期して変圧器210 の一次巻線211 への通電方
向が反転されて、変圧器210 の二次巻線212 には交流電
圧Ｇが発生される。Thus, the inverter circuit 200 includes the transformer 210, the transistors Q1 to Q6, and the diodes D1 to D6.
4 and a self-excited oscillation circuit composed of capacitors Ca, Cb, etc., and the OFF state of the inverter circuit 200 is controlled in synchronization with the output signal A of the oscillation circuit 140. Is inverted to a low level and further inverted to a high level, the transistor Q1 is similarly turned on, the transistor Q2 is turned off, and the transformer is synchronized with the output signal A of the oscillation circuit 140. The direction of current supply to the primary winding 211 of the transformer 210 is reversed, and an AC voltage G is generated in the secondary winding 212 of the transformer 210.
【００３９】一方、変圧器210 の二次巻線212 に接続さ
れたランプ等の輝度を変える場合は、電圧変換回路230
の可変抵抗器235 の抵抗値を変化させればよい。即ち、
変圧器210 の二次巻線212 に流れる電流は電流検出回路
220 の抵抗器221 によって電圧に変化され、さらに半波
整流及び平滑されて電圧ＶＡとされる。この電圧ＶＡは
電圧変換回路230 の抵抗器231,232 及び可変抵抗器235
によって分圧され、チョッパドライブ制御回路150 に出
力される。ここで、前述したように電源110 の電圧変動
を補正するために抵抗器234 を介してスイッチ回路120
から入力電圧がフィードフォワードされる。On the other hand, when changing the brightness of a lamp or the like connected to the secondary winding 212 of the transformer 210, the voltage conversion circuit 230
The resistance value of the variable resistor 235 may be changed. That is,
The current flowing through the secondary winding 212 of the transformer 210 is a current detection circuit.
The voltage is changed to a voltage by a resistor 221 and further half-wave rectified and smoothed to obtain a voltage VA. This voltage VA is supplied to the resistors 231 and 232 of the voltage conversion circuit 230 and the variable resistor 235
, And is output to the chopper drive control circuit 150. Here, as described above, the switch circuit 120 is connected via the resistor 234 to correct the voltage fluctuation of the power supply 110.
The input voltage is fed forward from.
【００４０】電圧変換回路230 から出力された電圧Ｖd2
はチョッパドライブ制御回路150 に入力され、演算増幅
器151 によって三角波電圧Ｖcfと比較され、演算増幅器
151からは出力信号Ｖcnt として、電圧Ｖcfが電圧Ｖd1
以上のときにローレベルの信号が、また電圧Ｖcfが電圧
Ｖd1より小さいときにハイレベルの信号がそれぞれ出力
される。信号Ｖcnt がローレベルのときトランジスタ16
1 を介してトランジスタ171,172 のベース電圧がローレ
ベルとされ、トランジスタ171 がオフ状態となり、トラ
ンジスタ172 がオン状態となる。これにより、トランジ
スタ181 を介してインバータ回路200 に通電される。ま
た、信号Ｖcnt がハイレベルのときは、トランジスタ16
1,172 がオフ状態となり、トランジスタ171 がオン状態
となる。これにより、トランジスタ181 がオフ状態とな
り、インバータ回路200 への通電が絶たれる。従って、
電圧変換回路230 の可変抵抗器235 の値を変えて信号Ｖ
cnt のパルス幅を変えることにより、インバータ回路20
0 への通電時間を変化させることができるので、ランプ
の調光を行うことができる。The voltage Vd2 output from the voltage conversion circuit 230
Is input to the chopper drive control circuit 150, and is compared with the triangular wave voltage Vcf by the operational amplifier 151.
From 151, the voltage Vcf becomes the voltage Vd1 as the output signal Vcnt.
At this time, a low-level signal is output, and when the voltage Vcf is lower than the voltage Vd1, a high-level signal is output. When the signal Vcnt is low, the transistor 16
The base voltages of the transistors 171 and 172 are set to the low level via 1, the transistor 171 is turned off, and the transistor 172 is turned on. As a result, the inverter circuit 200 is energized via the transistor 181. When the signal Vcnt is at a high level, the transistor 16
1,172 is turned off and the transistor 171 is turned on. Thus, the transistor 181 is turned off, and the power supply to the inverter circuit 200 is cut off. Therefore,
By changing the value of the variable resistor 235 of the voltage conversion circuit 230, the signal V
By changing the cnt pulse width, the inverter circuit 20
Since the energization time to 0 can be changed, dimming of the lamp can be performed.
【００４１】前述したように本実施例によれば、発振回
路140 の発振周波数、インバータ回路200 の動作周波数
及びチョッパ回路180 の動作周波数が同期しているた
め、これらの周波数のビートが発生することがないの
で、従来のように可聴ノイズを発生したり、或いは液晶
ディスプレイのバックライト点灯用に使用した場合にお
いても液晶ディスプレイのフレーム周波数との干渉によ
る画面ビート、フリッカ等を引き起こすことがない。さ
らに、その他の上位装置に組み合わせた場合において
も、上位装置の固有周波数との干渉により、上位装置の
誤動作等を引き起こすといったことがなくなる。As described above, according to this embodiment, since the oscillation frequency of the oscillation circuit 140, the operation frequency of the inverter circuit 200, and the operation frequency of the chopper circuit 180 are synchronized, a beat of these frequencies may be generated. Therefore, no audible noise is generated as in the prior art, and no screen beat, flicker, and the like due to interference with the frame frequency of the liquid crystal display are caused even when used for lighting the backlight of the liquid crystal display. Furthermore, even when combined with another higher-level device, interference with the natural frequency of the higher-level device does not cause a malfunction or the like of the higher-level device.
【００４２】また、発振回路140 の発振周波数及びイン
バータ回路200 の動作周波数が、周囲温度、経時ドリフ
ト等により変動しても、これらの同期状態は保たれる。Even if the oscillating frequency of the oscillating circuit 140 and the operating frequency of the inverter circuit 200 fluctuate due to ambient temperature, drift over time, etc., their synchronized state is maintained.
【００４３】さらに、ランプ、バックライト等の点灯周
波数として、効率の良い３０〜６０ＫＨｚ程度の周波数
に設定することができ、装置全体の効率を向上させるこ
とができる。Further, the lighting frequency of a lamp, a backlight or the like can be set to an efficient frequency of about 30 to 60 KHz, and the efficiency of the entire apparatus can be improved.
【００４４】次に、本発明の第２の実施例を説明する。
図５は第２の実施例を示す回路図である。図において、
前述した第１の実施例と同一構成部分は同一符号をもっ
て表しその説明を省略する。また、第１の実施例と第２
の実施例との相違点は、電流検出回路220 を倍電圧全波
整流回路によって構成すると共に、この倍電圧全波整流
した電圧を電圧変換すると共にシャントレギュレータを
介してチョッパドライブ制御回路150 の演算増幅器151
に入力するようにしたことにある。Next, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a second embodiment. In the figure,
The same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. In addition, the first embodiment and the second embodiment
The difference from this embodiment is that the current detection circuit 220 is constituted by a voltage doubler full-wave rectifier circuit, the voltage obtained by voltage doubler full-wave rectification is converted, and the operation of the chopper drive control circuit 150 is performed via a shunt regulator. Amplifier 151
To be entered.
【００４５】即ち、電流検出回路220 は、抵抗器221 、
ダイオード222,223 、コンデンサ224 〜227 からなる倍
電圧全波整流回路によって構成される。また、電流検出
回路220 の出力電圧ＶＡは電圧変換回路230 において、
直列接続された抵抗器231,232 及び可変抵抗器235 によ
って分圧されて電圧Ｖd3とされた後、シャントレギュレ
ータ157 、抵抗器158 及びコンデンサ159 を介して演算
増幅器151 の反転入力端子に入力されている。さらに反
転入力端子には抵抗器152 を介して基準電圧Ｖref が印
加され、非反転入力端子には三角波電圧Ｖcfが入力され
ている。That is, the current detection circuit 220 includes the resistors 221 and
The voltage doubler full-wave rectifier circuit includes diodes 222 and 223 and capacitors 224 to 227. The output voltage VA of the current detection circuit 220 is
After being divided by the resistors 231 and 232 and the variable resistor 235 connected in series to a voltage Vd3, the voltage is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 151 via the shunt regulator 157, the resistor 158 and the capacitor 159. Further, a reference voltage Vref is applied to the inverting input terminal via the resistor 152, and a triangular wave voltage Vcf is input to the non-inverting input terminal.
【００４６】前述した第２の実施例によれば、第１の実
施例のように電流検出回路220 に半波整流回路を用いた
場合には、チョッパドライブ制御回路150 の演算増幅器
151への入力電圧を例えば2.5 Ｖ程度にしなければなら
ないので、抵抗器221 の抵抗値を高くして検出電圧を大
きくする必要があり、検出ロスが（電流値の２乗）×
（抵抗値）の割合で増加するが、電流検出回路220 を倍
電圧全波整流回路によって構成することにより、抵抗器
221 の値を小さく設定することができ、検出ロスを低減
することができる。According to the second embodiment, when the half-wave rectifier circuit is used for the current detection circuit 220 as in the first embodiment, the operational amplifier of the chopper drive control circuit 150 is used.
Since the input voltage to 151 must be, for example, about 2.5 V, it is necessary to increase the resistance value of resistor 221 to increase the detection voltage, and the detection loss is (square of current value) ×
(Resistance value), but the current detection circuit 220 is configured by a voltage doubler full-wave rectifier circuit.
221 can be set small, and the detection loss can be reduced.
【００４７】また、インバータ回路200 の出力周波数は
発振回路140 の周波数の１／２であることから、半波整
流回路を用いた場合、その出力リップル分が増幅され、
インバータ回路200 の出力が乱調されることがあるが、
電流検出回路220 を倍電圧全波整流回路によって構成す
ることにより、これを防止することができ、安定した動
作を維持することができる。Since the output frequency of the inverter circuit 200 is half the frequency of the oscillation circuit 140, when a half-wave rectifier circuit is used, the output ripple is amplified,
The output of the inverter circuit 200 may be tuned,
By configuring the current detection circuit 220 with a voltage doubler full-wave rectifier circuit, this can be prevented and a stable operation can be maintained.
【００４８】[0048]
【発明の効果】以上説明したように本発明の請求項１に
よれば、発振回路の発振周波数、第１乃至第３のスイッ
チ素子の動作周波数とが同期しているため、これらの周
波数のビートが発生することがないので、従来のように
可聴ノイズを発生したり、或いは液晶ディスプレイのバ
ックライト点灯用に使用した場合においても液晶ディス
プレイのフレーム周波数との干渉による画面ビート、フ
リッカ等を引き起こすことがない。さらに、その他の上
位装置に組み合わせた場合においても、上位装置の固有
周波数との干渉により、上位装置の誤動作等を引き起こ
すといったことがなくなる。また、前記発振回路の発振
周波数及び第１乃至第３のスイッチ素子の動作周波数
が、周囲温度、経時ドリフト等により変動しても、これ
らの同期状態は保たれる。さらに、ランプ、バックライ
ト等の点灯周波数として、効率の良い３０〜６０ＫＨｚ
程度の周波数に設定することができ、装置全体の効率を
向上させることができる。As described above, according to the first aspect of the present invention, since the oscillation frequency of the oscillation circuit and the operating frequencies of the first to third switch elements are synchronized, the beats of these frequencies are synchronized. Causes no audible noise as in the past, or causes screen beats, flicker, etc. due to interference with the frame frequency of the liquid crystal display even when used for backlighting of the liquid crystal display. There is no. Furthermore, even when combined with another higher-level device, interference with the natural frequency of the higher-level device does not cause a malfunction or the like of the higher-level device. Further, even if the oscillation frequency of the oscillation circuit and the operating frequencies of the first to third switch elements fluctuate due to ambient temperature, drift over time, and the like, these synchronized states are maintained. Furthermore, as a lighting frequency of a lamp, a backlight or the like, an efficient 30 to 60 KHz
The frequency can be set to about the same, and the efficiency of the entire apparatus can be improved.
【００４９】また、請求項２によれば、上記の効果に加
えて、電流検出回路により、変圧器の二次巻線の通電電
流を電圧値に変換する際の抵抗値を低減することができ
るので、検出ロスを低減することができる。さらに、前
記変圧器の出力周波数は前記発振回路の周波数の１／２
であることから、半波整流回路を用いた場合、その出力
リップル分が増幅され、出力が乱調されることがある
が、電流検出回路を倍電圧全波整流回路によって構成す
ることにより、これを防止することができ、安定した動
作を維持することができるという非常に優れた効果を奏
するものである。According to the second aspect, in addition to the above effects, the current detection circuit can reduce the resistance value when converting the current flowing through the secondary winding of the transformer into a voltage value. Therefore, the detection loss can be reduced. Further, the output frequency of the transformer is １ ／ of the frequency of the oscillation circuit.
Therefore, when a half-wave rectifier circuit is used, the output ripple is amplified and the output may be tuned.However, this is achieved by configuring the current detection circuit with a voltage doubler full-wave rectifier circuit. This is a very excellent effect that it can be prevented and stable operation can be maintained.
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a first embodiment of the present invention.
【図２】従来例の動作を説明する波形図FIG. 2 is a waveform chart for explaining the operation of the conventional example.
【図３】本発明の第１の実施例の回路図FIG. 3 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第１の実施例の動作を説明する波形図FIG. 4 is a waveform chart for explaining the operation of the first embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第２の実施例を示す回路図FIG. 5 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
110 …直流電源、120 …スイッチ回路、130 …基準電圧
発生回路、140 …発振回路、141 …演算増幅器、142 〜
146 …抵抗器、147 …コンデンサ、150 …チョッパドラ
イブ制御回路、160 …低入力ロックアウト回路、170 …
チョッパドライブ回路、180 …チョッパ回路、190 …過
電圧保護回路、200 …インバータ回路、210 …変圧器、
211 …一次巻線、212 …二次巻線、Ｑ１、Ｑ２…電界効
果トランジスタ、Ｑ３〜Ｑ６…トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ
４…ダイオード、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗器、Ｃａ，Ｃｂ…コ
ンデンサ、220 …電流検出回路、221 …抵抗器、222,22
3…ダイオード、224,225 …コンデンサ、230 …電圧変
換回路、231 〜234 …抵抗器、235 …可変抵抗器、236
…コンデンサ。110: DC power supply, 120: Switch circuit, 130: Reference voltage generation circuit, 140: Oscillation circuit, 141: Operational amplifier, 142 to
146… Resistor, 147… Capacitor, 150… Chopper drive control circuit, 160… Low input lockout circuit, 170…
Chopper drive circuit, 180 ... Chopper circuit, 190 ... Overvoltage protection circuit, 200 ... Inverter circuit, 210 ... Transformer,
211: primary winding, 212: secondary winding, Q1, Q2: field-effect transistor, Q3-Q6: transistor, D1-D
4: Diode, R1 to R4: Resistor, Ca, Cb: Capacitor, 220: Current detection circuit, 221: Resistor, 222, 22
3… Diode, 224,225… Capacitor, 230… Voltage conversion circuit, 231-234… Resistor, 235… Variable resistor, 236
... capacitors.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/538 H02M 3/28 H02M 7/537 H05B 39/04 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) H02M 7/538 H02M 3/28 H02M 7/537 H05B 39/04
Claims (2)
とを有する変圧器と、前記一次巻線の両端のそれぞれに
対応して接続された第１及び第２のスイッチ素子と、該
第１及び第２のスイッチ素子のオンオフ状態を交互に切
り替える切り替え制御手段と、前記中間タップへの電圧
印加のオンオフを切り替える第３のスイッチ素子と、該
第３のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する電圧制御
手段とを備えたランプ点灯回路において、 前記切り替え制御手段は、互いに同期し、同じ所定の周
期を有する略三角波信号及び二値化信号を出力する発振
回路と、 前記第１のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する第１
の状態制御回路と、 前記第２のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する第２
の状態制御回路と、 前記一次巻線の一端と中間タップとの間に接続された第
１の充放電回路と、 前記一次巻線の他端と中間タップとの間に接続された第
２の充放電回路とからなると共に、 前記第１の状態制御回路は、前記二値化信号が一方のレ
ベルにある間に前記第１の充放電回路の充電極性に基づ
いて前記第１のスイッチ素子をオン状態とし、 前記第２の状態制御回路は、前記二値化信号が一方のレ
ベルにある間に前記第２の充放電回路の充電極性に基づ
いて前記第２のスイッチ素子をオン状態とし、 前記電圧制御手段は、前記変圧器の二次巻線の通電電流
を検出する電流検出回路と、 該電流検出回路の検出電流値を電圧に変換すると共に、
該電圧値を所定の範囲で任意に変化して出力する電圧変
換回路と、 該電圧変換回路の出力電圧及び前記三角波信号の電圧に
基づいて、前記第３のスイッチ素子のオンオフ状態を切
り替える第３の状態制御回路とからなる、 ことを特徴とするランプ点灯回路。A transformer having a primary winding having an intermediate tap and a secondary winding, first and second switch elements respectively connected to both ends of the primary winding, Switching control means for alternately switching on and off states of the first and second switch elements, a third switch element for switching on and off of voltage application to the intermediate tap, and controlling on and off states of the third switch element A lamp lighting circuit provided with a voltage control unit that performs a switching operation, wherein the switching control unit synchronizes with each other and outputs a substantially triangular wave signal and a binarized signal having the same predetermined cycle; and the first switch element. Control the on / off state of the
A state control circuit for controlling the on / off state of the second switch element;
A first charge / discharge circuit connected between one end of the primary winding and an intermediate tap; and a second charge / discharge circuit connected between the other end of the primary winding and the intermediate tap. The first state control circuit controls the first switch element based on the charge polarity of the first charge / discharge circuit while the binary signal is at one level. And the second state control circuit turns on the second switch element based on the charge polarity of the second charge / discharge circuit while the binarized signal is at one level, The voltage control means is a current detection circuit that detects a current flowing through a secondary winding of the transformer, and converts a detection current value of the current detection circuit into a voltage,
A voltage conversion circuit that arbitrarily changes the voltage value within a predetermined range and outputs the voltage value; and a third switching device that switches an on / off state of the third switch element based on an output voltage of the voltage conversion circuit and a voltage of the triangular wave signal. And a state control circuit.
によって構成されることを特徴とする請求項１記載のラ
ンプ点灯回路。2. The lamp lighting circuit according to claim 1, wherein said current detection circuit is constituted by a voltage doubler full-wave rectifier circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04043110A JP3029728B2 (en) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | Lamp lighting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04043110A JP3029728B2 (en) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | Lamp lighting circuit |
Publications (2)
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| JPH05244780A JPH05244780A (en) | 1993-09-21 |
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|---|---|---|---|---|
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- 1992-02-28 JP JP04043110A patent/JP3029728B2/en not_active Expired - Lifetime
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| JPH05244780A (en) | 1993-09-21 |
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