JP2708648B2 - 並列運転制御装置 - Google Patents
並列運転制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、共通の負荷に対して並
列運転する電源系統間の電流バランスを制御する並列運
転制御装置に関するものである。
列運転する電源系統間の電流バランスを制御する並列運
転制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１６は例えば特公昭５３−３６１３７
号公報及び特公昭５６−１３１０１号公報に示された従
来の交流出力変換器の並列運転システムを示す構成図で
ある。図において、１は１号インバータ装置、２は同じ
構成の２号インバータ装置で、１号及び２号インバータ
装置１及び２は出力母線３を通じて並列運転しつつ負荷
４へ電力を供給している。上記１号インバータ装置１
は、インバータ本体１００、フィルタ用リアクトル１０
１、同コンデンサ１０２を主要構成要素とし、直流電源
５の電力を交流に変換し、出力開閉器１０３ａを通じて
出力母線３へ接続されている。
号公報及び特公昭５６−１３１０１号公報に示された従
来の交流出力変換器の並列運転システムを示す構成図で
ある。図において、１は１号インバータ装置、２は同じ
構成の２号インバータ装置で、１号及び２号インバータ
装置１及び２は出力母線３を通じて並列運転しつつ負荷
４へ電力を供給している。上記１号インバータ装置１
は、インバータ本体１００、フィルタ用リアクトル１０
１、同コンデンサ１０２を主要構成要素とし、直流電源
５の電力を交流に変換し、出力開閉器１０３ａを通じて
出力母線３へ接続されている。
【０００３】インバータ装置１と２が並列運転するため
には、１号インバータ装置１の出力電流Ｉ1 からＣＴ２
００ａにより検出信号Ｉ1aを得、同じく２号インバータ
装置２から得られた検出信号Ｉ2aとの差、即ち横流に相
当する信号ΔＩ1 を横流検出回路１５１により得る。次
に、移相器１５０より、直交する２つの電圧ベクトルＥ
A とＥB を作り、ΔＩ1 信号から演算回路１５２、１５
３によりそれぞれ無効電力対応成分ΔＱと有効電力対応
成分ΔＰを得る。そして、電圧設定回路７と電圧帰還回
路３００の信号に基づき電圧制御回路４０３により、パ
ルス幅変調回路（以下ＰＷＭ回路）４００を介してイン
バータ本体１００のパルス幅変調を行い、内部発生電圧
を制御する。
には、１号インバータ装置１の出力電流Ｉ1 からＣＴ２
００ａにより検出信号Ｉ1aを得、同じく２号インバータ
装置２から得られた検出信号Ｉ2aとの差、即ち横流に相
当する信号ΔＩ1 を横流検出回路１５１により得る。次
に、移相器１５０より、直交する２つの電圧ベクトルＥ
A とＥB を作り、ΔＩ1 信号から演算回路１５２、１５
３によりそれぞれ無効電力対応成分ΔＱと有効電力対応
成分ΔＰを得る。そして、電圧設定回路７と電圧帰還回
路３００の信号に基づき電圧制御回路４０３により、パ
ルス幅変調回路（以下ＰＷＭ回路）４００を介してイン
バータ本体１００のパルス幅変調を行い、内部発生電圧
を制御する。
【０００４】ここで、前述の無効電流対応成分ΔＱは電
圧制御回路４０３へ補助信号的に与えられ、インバータ
本体１００の内部発生電圧を数％程度調節することによ
り、ΔＱを零にするように動作する。
圧制御回路４０３へ補助信号的に与えられ、インバータ
本体１００の内部発生電圧を数％程度調節することによ
り、ΔＱを零にするように動作する。
【０００５】一方、前述の有効電力対応成分ΔＰはＰＬ
Ｌ（フェーズロックドループ）回路を構成するアンプ１
５４を通し、基準発振器１５５の周波数の微調整を行う
ことによりインバータ本体１００の内部発生電圧の位相
を制御し、ΔＰを零にするように動作する。
Ｌ（フェーズロックドループ）回路を構成するアンプ１
５４を通し、基準発振器１５５の周波数の微調整を行う
ことによりインバータ本体１００の内部発生電圧の位相
を制御し、ΔＰを零にするように動作する。
【０００６】このようにして、ΔＱとΔＰをともにゼロ
とするように、電圧と位相を制御することにより、２台
のインバータ間の横流がなくなり、安定した負荷の分担
が行われる。
とするように、電圧と位相を制御することにより、２台
のインバータ間の横流がなくなり、安定した負荷の分担
が行われる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の変換器の並列運
転システムは以上のように構成されているので、次の四
つの問題点があった。第一の問題点は、インバータの内
部発生電圧の位相及び電圧の平均値を制御することによ
って、分担電流をバランスさせるために、制御の応答速
度を向上することが難しく、特に瞬時の横流は制御でき
ないことである。第二の問題点は、横流を有効分と無効
分に分離検出する際にフィルタが必要なため横流制御を
高速にできないことである。このため、インバータの出
力を歪の少ない高品質の正弦波に保つ瞬時波形制御など
の高速電圧制御系には適用限界がある。第三の問題点
は、横流を有効分と無効分とに分離して制御しているの
で、制御回路が複雑になることである。第四の問題点
は、変換器と他の電源とを並列運転することが難しく、
特に変換器と電力系統とを並列運転しようとしても横流
を制御することは難しい。
転システムは以上のように構成されているので、次の四
つの問題点があった。第一の問題点は、インバータの内
部発生電圧の位相及び電圧の平均値を制御することによ
って、分担電流をバランスさせるために、制御の応答速
度を向上することが難しく、特に瞬時の横流は制御でき
ないことである。第二の問題点は、横流を有効分と無効
分に分離検出する際にフィルタが必要なため横流制御を
高速にできないことである。このため、インバータの出
力を歪の少ない高品質の正弦波に保つ瞬時波形制御など
の高速電圧制御系には適用限界がある。第三の問題点
は、横流を有効分と無効分とに分離して制御しているの
で、制御回路が複雑になることである。第四の問題点
は、変換器と他の電源とを並列運転することが難しく、
特に変換器と電力系統とを並列運転しようとしても横流
を制御することは難しい。
【０００８】本発明は、上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、分担電流を高速にバランスさせ
ることができる並列運転制御装置を提供するものであ
る。
ためになされたもので、分担電流を高速にバランスさせ
ることができる並列運転制御装置を提供するものであ
る。
【０００９】
【００１０】
【課題を解決するための手段】第１の発明に係る並列運
転制御装置は、各相のアームが１サイクルの間に複数 回
のスイッチングを行うことにより出力電圧の瞬時値が制
御される交流出力変換器を複数台、共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列運転制御装
置であって、前記変換器の出力電圧の瞬時値と出力電圧
瞬時値の基準信号との差を増幅して前記変換器の出力を
制御する瞬時電圧制御回路と、前記変換器の出力電圧の
平均値の指令値を設定する電圧設定器と、前記出力電圧
の平均値と前記電圧設定器の信号との差を増幅して前記
出力電圧の絶対値の基準を出力する平均値電圧制御回路
と、前記複数の変換器相互間に流れる電流の横流分を検
出する横流分検出手段と、この検出された横流分に所定
の仮想インピーダンスを乗じた仮想電圧を求める仮想電
圧算出手段とを有するものにおいて、上記共通の母線電
圧より上記仮想インピーダンスのインピーダンス角だけ
遅らせた仮想電圧ベクトルに対して平行な上記横流分の
平行成分を求める平行成分算出手段と、前記平行成分を
前記平均電圧の電圧設定器の信号から減算する加減算手
段とを有するものである。
転制御装置は、各相のアームが１サイクルの間に複数 回
のスイッチングを行うことにより出力電圧の瞬時値が制
御される交流出力変換器を複数台、共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列運転制御装
置であって、前記変換器の出力電圧の瞬時値と出力電圧
瞬時値の基準信号との差を増幅して前記変換器の出力を
制御する瞬時電圧制御回路と、前記変換器の出力電圧の
平均値の指令値を設定する電圧設定器と、前記出力電圧
の平均値と前記電圧設定器の信号との差を増幅して前記
出力電圧の絶対値の基準を出力する平均値電圧制御回路
と、前記複数の変換器相互間に流れる電流の横流分を検
出する横流分検出手段と、この検出された横流分に所定
の仮想インピーダンスを乗じた仮想電圧を求める仮想電
圧算出手段とを有するものにおいて、上記共通の母線電
圧より上記仮想インピーダンスのインピーダンス角だけ
遅らせた仮想電圧ベクトルに対して平行な上記横流分の
平行成分を求める平行成分算出手段と、前記平行成分を
前記平均電圧の電圧設定器の信号から減算する加減算手
段とを有するものである。
【００１１】
【００１２】
【００１３】第２の発明に係る並列運転制御装置は、第
１の発明における、共通の母線に接続される複数台の変
換器に代えて共通の母線に接続される１台又は複数台の
変換器と別の電源系統とし、複数の変換器相互間に流れ
る電流に代えて変換器相互間又は変換器と別の電源系統
との間に流れる電流としたものである。
１の発明における、共通の母線に接続される複数台の変
換器に代えて共通の母線に接続される１台又は複数台の
変換器と別の電源系統とし、複数の変換器相互間に流れ
る電流に代えて変換器相互間又は変換器と別の電源系統
との間に流れる電流としたものである。
【００１４】
【００１５】
【００１６】第３の発明に係る並列運転制御装置は、各
相のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチングを
行うことにより出力電圧の瞬時値が制御される交流出力
変換器を複数台、共通の母線に接続し、負荷電流を分担
しつつ並列運転する並列運転制御装置であって、 前記変
換器の出力電圧の瞬時値と出力電圧瞬時値の基準信号と
の差を増幅して前記変換器の出力を制御する瞬時電圧制
御回路と、前記変換器の出力電圧の平均値を設定する電
圧設定器と、前記出力電圧の平均値と前記電圧設定器の
信号との差を増幅して前記出力電圧の絶対値の基準を出
力する平均値電圧制御回路と、この絶対値の基準に別途
有する発振器の信号を乗じて前記出力電圧の瞬時値の基
準信号を出力する掛算器と、前記複数の変換器相互間に
流れる電流の横流分を検出する横流分検出手段と、この
検出された横流分に所定の仮想インピーダンスを乗じた
仮想電圧を求める仮想電圧算出手段とを有するものにお
いて、上記共通の母線電圧より上記仮想インピーダンス
のインピーダンス角だけ遅らせた仮想電圧ベクトルに対
して平行な上記横流分の平行成分を求める平行成分算出
手段と、上記仮想電圧ベクトルに対して垂直な上記横流
分の垂直成分を求める垂直成分算出手段と、前記平行成
分を前記平均電圧の電圧設定器の信号から減算する加減
算手段と、前記垂直成分により前記掛算器の出力する出
力電圧瞬時値の基準信号の位相を調整する位相調整回路
とを有するものである。
相のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチングを
行うことにより出力電圧の瞬時値が制御される交流出力
変換器を複数台、共通の母線に接続し、負荷電流を分担
しつつ並列運転する並列運転制御装置であって、 前記変
換器の出力電圧の瞬時値と出力電圧瞬時値の基準信号と
の差を増幅して前記変換器の出力を制御する瞬時電圧制
御回路と、前記変換器の出力電圧の平均値を設定する電
圧設定器と、前記出力電圧の平均値と前記電圧設定器の
信号との差を増幅して前記出力電圧の絶対値の基準を出
力する平均値電圧制御回路と、この絶対値の基準に別途
有する発振器の信号を乗じて前記出力電圧の瞬時値の基
準信号を出力する掛算器と、前記複数の変換器相互間に
流れる電流の横流分を検出する横流分検出手段と、この
検出された横流分に所定の仮想インピーダンスを乗じた
仮想電圧を求める仮想電圧算出手段とを有するものにお
いて、上記共通の母線電圧より上記仮想インピーダンス
のインピーダンス角だけ遅らせた仮想電圧ベクトルに対
して平行な上記横流分の平行成分を求める平行成分算出
手段と、上記仮想電圧ベクトルに対して垂直な上記横流
分の垂直成分を求める垂直成分算出手段と、前記平行成
分を前記平均電圧の電圧設定器の信号から減算する加減
算手段と、前記垂直成分により前記掛算器の出力する出
力電圧瞬時値の基準信号の位相を調整する位相調整回路
とを有するものである。
【００１７】
【００１８】第４の発明に係る並列運転制御装置は、第
３の発明における、共通の母線に接続される複数台の変
換器に代えて共通の母線に接続される１台又は複数台の
変換器と別の電源系統とし、複数の変換器相互間に流れ
る電流に代えて変換器相互間又は変換器と別の電源系統
との間に流れる電流としたものである。
３の発明における、共通の母線に接続される複数台の変
換器に代えて共通の母線に接続される１台又は複数台の
変換器と別の電源系統とし、複数の変換器相互間に流れ
る電流に代えて変換器相互間又は変換器と別の電源系統
との間に流れる電流としたものである。
【００１９】
【００２０】
【作用】第１、第２の発明における並列運転制御装置で
は、検出した横流分に所定のインピーダンスを乗じて仮
想電圧を求める仮想電圧算出手段と、この仮想電圧ベク
トルに対して横流分の平行な平行成分を求める平行成分
算出手段と、変換器の平 均電圧設定器の信号から上記平
行成分を減算する加減算手段 とを有しているので、瞬
時制御で追従できない制御偏差を更に減少させることが
出来る。
は、検出した横流分に所定のインピーダンスを乗じて仮
想電圧を求める仮想電圧算出手段と、この仮想電圧ベク
トルに対して横流分の平行な平行成分を求める平行成分
算出手段と、変換器の平 均電圧設定器の信号から上記平
行成分を減算する加減算手段 とを有しているので、瞬
時制御で追従できない制御偏差を更に減少させることが
出来る。
【００２１】
【００２２】
【００２３】又、第３、第４の発明における並列運転制
御装置では、検出した横流分に所定のインピーダンスを
乗じて仮想電圧を求める仮想電圧算出手段と、この仮想
電圧ベクトルに対して横流分の平行な平行成分を求める
平行成分算出手段と、垂直な垂直成分を求める垂直成分
算出手段と、変換器の平均電圧設定器の信号から上記平
行成分を減算する加減算手段と、上記垂直成分により出
力電圧瞬時値の基準信号の位相を調整する位相調整回路
とを有しているので、瞬時制御で追従できない制御偏差
を更に減少させることが出来る。
御装置では、検出した横流分に所定のインピーダンスを
乗じて仮想電圧を求める仮想電圧算出手段と、この仮想
電圧ベクトルに対して横流分の平行な平行成分を求める
平行成分算出手段と、垂直な垂直成分を求める垂直成分
算出手段と、変換器の平均電圧設定器の信号から上記平
行成分を減算する加減算手段と、上記垂直成分により出
力電圧瞬時値の基準信号の位相を調整する位相調整回路
とを有しているので、瞬時制御で追従できない制御偏差
を更に減少させることが出来る。
【００２４】
【００２５】
【００２６】
【００２７】
【００２８】
【００２９】
【実施例】実施例１． 以下、本発明の実施例を図について説明する。図１は構
成図で、図１において、１号インバータ装置１は、図示
簡略した同じ構成の２号インバータ装置２と出力母線３
を通じて並列運転しつつ、負荷４へ電力を供給してい
る。５は１号インバータ装置１に接続されている直流電
源、６は２号インバータ装置２に接続されている直流電
源である。そのほか、前述の図１６と対応する機能につ
いては同じ番号を付けているが、図１６は出力電圧の平
均値を制御する形式のインバータ装置であるのに対し、
図１は出力電圧の瞬時値及び平均値を制御する形式のイ
ンバータ装置であるので、同一番号でも必ずしも同一機
能の回路ではない。
成図で、図１において、１号インバータ装置１は、図示
簡略した同じ構成の２号インバータ装置２と出力母線３
を通じて並列運転しつつ、負荷４へ電力を供給してい
る。５は１号インバータ装置１に接続されている直流電
源、６は２号インバータ装置２に接続されている直流電
源である。そのほか、前述の図１６と対応する機能につ
いては同じ番号を付けているが、図１６は出力電圧の平
均値を制御する形式のインバータ装置であるのに対し、
図１は出力電圧の瞬時値及び平均値を制御する形式のイ
ンバータ装置であるので、同一番号でも必ずしも同一機
能の回路ではない。
【００３０】１００番以降の番号は、インバータ装置の
構成要素であり、添え字のない番号と添え字がａの番号
は１号インバータ装置１の構成要素、添え字がｂの番号
は２号インバータ装置２の構成要素である。
構成要素であり、添え字のない番号と添え字がａの番号
は１号インバータ装置１の構成要素、添え字がｂの番号
は２号インバータ装置２の構成要素である。
【００３１】１００はインバータ本体であり、例えば高
周波スイッチングの可能なトランジスタやＭＯＳＦＥＴ
などの自己消弧形素子により構成され、図２の（ａ）の
ような３相ブリッジインバータや（ｂ）のような単相ブ
リッジインバータのそれぞれのアームが出力周波数（例
えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周波で
スイッチイングするもので、直流電圧を正弦波の基本波
を含んだ矩形波状の高周波交流電圧に変換する。１０
１，１０２は低域通過フィルタを構成するリアクトルと
コンデンサであり、インバータ本体１００の発生した矩
形波状の高周波交流電圧から高調波を除去し、正弦波の
出力電圧を得て、出力開閉器１０３ａを通じて出力母線
３へ接続されている。
周波スイッチングの可能なトランジスタやＭＯＳＦＥＴ
などの自己消弧形素子により構成され、図２の（ａ）の
ような３相ブリッジインバータや（ｂ）のような単相ブ
リッジインバータのそれぞれのアームが出力周波数（例
えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周波で
スイッチイングするもので、直流電圧を正弦波の基本波
を含んだ矩形波状の高周波交流電圧に変換する。１０
１，１０２は低域通過フィルタを構成するリアクトルと
コンデンサであり、インバータ本体１００の発生した矩
形波状の高周波交流電圧から高調波を除去し、正弦波の
出力電圧を得て、出力開閉器１０３ａを通じて出力母線
３へ接続されている。
【００３２】２００ａは１号インバータ装置１の出力電
流Ｉ1 を、２０１はインバータ本体１００の出力電流Ｉ
A1を検出する電流センサである。３００はコンデンサ１
０２の電圧（並列運転時は出力母線電圧となる）を検出
する電圧センサである。
流Ｉ1 を、２０１はインバータ本体１００の出力電流Ｉ
A1を検出する電流センサである。３００はコンデンサ１
０２の電圧（並列運転時は出力母線電圧となる）を検出
する電圧センサである。
【００３３】また、４００はインバータ本体１００のス
イッチングのタイミングを決めるＰＷＭ回路であり、例
えばインバータ本体１００が出力すべき基本波分の電圧
指令信号と三角波キャリアの交点でインバータ本体１０
０をスイッチングさせる三角波比較形ＰＷＭ回路であ
る。４０１はインバータ本体１００の出力電流ＩA1を制
御する瞬時電流制御回路、４０２はインバータ本体１０
０の出力電流指令値を制限するリミッタ回路、４０３は
コンデンサ１０２の電圧を制御する瞬時電圧制御回路、
４０４は所望の出力電圧を発生するためにコンデンサ１
０２に流すべき電流値を出力するコンデンサ電流基準発
生回路、４０５は１号インバータ装置１と２号インバー
タ装置２の間に仮想的にインピーダンスＺを挿入し、横
流を制限するように動作させるための横流制限用仮想イ
ンピーダンス回路、４０６は１号インバータ装置１が出
力している横流と分担すべき負荷電流値を検出する負荷
電流検出回路である。
イッチングのタイミングを決めるＰＷＭ回路であり、例
えばインバータ本体１００が出力すべき基本波分の電圧
指令信号と三角波キャリアの交点でインバータ本体１０
０をスイッチングさせる三角波比較形ＰＷＭ回路であ
る。４０１はインバータ本体１００の出力電流ＩA1を制
御する瞬時電流制御回路、４０２はインバータ本体１０
０の出力電流指令値を制限するリミッタ回路、４０３は
コンデンサ１０２の電圧を制御する瞬時電圧制御回路、
４０４は所望の出力電圧を発生するためにコンデンサ１
０２に流すべき電流値を出力するコンデンサ電流基準発
生回路、４０５は１号インバータ装置１と２号インバー
タ装置２の間に仮想的にインピーダンスＺを挿入し、横
流を制限するように動作させるための横流制限用仮想イ
ンピーダンス回路、４０６は１号インバータ装置１が出
力している横流と分担すべき負荷電流値を検出する負荷
電流検出回路である。
【００３４】さらに、４０７は１号インバータ装置１の
出力すべき瞬時電圧指令値を作成する掛算器、４０８は
１号インバータ１の出力電圧の平均値を制御する平均値
電圧制御回路、４０９は電圧制御回路に平均値の指令値
を与える電圧設定器、４１０は電圧検出器３００の出力
からコンデンサ１０２の電圧の平均値を導出する平均値
回路、８は掛算器４０７にクロック信号を与える発振器
であり、１号インバータ装置１、２号インバータ装置２
に共通のクロック信号を供給する。なお、５００，５０
１，５０２，５０３，５０４，５０５は加減算器であ
る。
出力すべき瞬時電圧指令値を作成する掛算器、４０８は
１号インバータ１の出力電圧の平均値を制御する平均値
電圧制御回路、４０９は電圧制御回路に平均値の指令値
を与える電圧設定器、４１０は電圧検出器３００の出力
からコンデンサ１０２の電圧の平均値を導出する平均値
回路、８は掛算器４０７にクロック信号を与える発振器
であり、１号インバータ装置１、２号インバータ装置２
に共通のクロック信号を供給する。なお、５００，５０
１，５０２，５０３，５０４，５０５は加減算器であ
る。
【００３５】一方、２号インバータ装置２は、１号イン
バータ装置１と同一の構成で、出力が出力母線３を通じ
て１号インバータ装置１と並列接続されており、１０３
ｂは２号インバータ装置２の出力開閉器、２００ｂは２
号インバータ装置２の出力電流Ｉ2 を検出する電流セン
サである。
バータ装置１と同一の構成で、出力が出力母線３を通じ
て１号インバータ装置１と並列接続されており、１０３
ｂは２号インバータ装置２の出力開閉器、２００ｂは２
号インバータ装置２の出力電流Ｉ2 を検出する電流セン
サである。
【００３６】ここで、上記電流検出回路４０６として
は、図３のブロック図に示す如く構成を備える。図３に
おいて、４０６ｓ，４０６ｔは加減算器、４０６ｕはイ
ンバータ装置の並列台数をｎとした時１／ｎのゲインを
持つ増幅回路であり、加算器４０６ｓにて１号インバー
タ装置１の出力電流Ｉ1 と２号インバータ装置２の出力
電流Ｉ2 を加算して負荷電流ＩL を求め、この信号を増
幅回路４０６ｕに入力して、負荷電流ＩL を並列台数ｎ
（この場合はｎ＝２）で割った値ＩL ／ｎを演算し、こ
れを１号インバータ装置１が分担すべき負荷電流ＩL1＊
として出力する。また、減算器４０６ｔにより、１号
インバータ装置１の出力電流Ｉ1 と分担すべき電流ＩL1
＊の差、即ち、横流ΔＩ1 （＝Ｉ1 −ＩL1＊）を演算出
力する。即ち、検出する横流とは、全負荷電流を変換器
の台数で除した平均電流と、各変換器の出力電流との差
である。なお、電流検出回路４０６はこの発明における
横流分検出手段であり、電流制限用仮想インピーダンス
回路４０５と加減算回路５０４とはこの発明における仮
想電圧算出手段である。
は、図３のブロック図に示す如く構成を備える。図３に
おいて、４０６ｓ，４０６ｔは加減算器、４０６ｕはイ
ンバータ装置の並列台数をｎとした時１／ｎのゲインを
持つ増幅回路であり、加算器４０６ｓにて１号インバー
タ装置１の出力電流Ｉ1 と２号インバータ装置２の出力
電流Ｉ2 を加算して負荷電流ＩL を求め、この信号を増
幅回路４０６ｕに入力して、負荷電流ＩL を並列台数ｎ
（この場合はｎ＝２）で割った値ＩL ／ｎを演算し、こ
れを１号インバータ装置１が分担すべき負荷電流ＩL1＊
として出力する。また、減算器４０６ｔにより、１号
インバータ装置１の出力電流Ｉ1 と分担すべき電流ＩL1
＊の差、即ち、横流ΔＩ1 （＝Ｉ1 −ＩL1＊）を演算出
力する。即ち、検出する横流とは、全負荷電流を変換器
の台数で除した平均電流と、各変換器の出力電流との差
である。なお、電流検出回路４０６はこの発明における
横流分検出手段であり、電流制限用仮想インピーダンス
回路４０５と加減算回路５０４とはこの発明における仮
想電圧算出手段である。
【００３７】次に上記構成に係る具体的動作について説
明する。１号インバータ装置１には電流マイナーループ
が設けられており、瞬時電流制御回路４０１は、電流セ
ンサ２０１によりフィードバックされたインバータ本体
１００の出力電流ＩA1がリミッタ回路４０２からの電流
指令ＩA1＊と一致するようにリアクトル１０１に印加す
べき電圧の指令値を出力する。また、出力母線３にはコ
ンデンサ１０２及び２号インバータ装置２による電圧が
あるので、リアクトル１０１に所望の電圧を印加するに
は、インバータ本体１００が出力母線３の電圧とリアク
トル１０１に印加すべき電圧との和を発生する必要があ
る。従って、電圧検出器３００で検出したコンデンサ１
０２の電圧と電流制御回路４０１の出力との加算器５０
０にて加算し、この信号を電圧指令として三角波比較形
ＰＷＭ回路４００に与える。
明する。１号インバータ装置１には電流マイナーループ
が設けられており、瞬時電流制御回路４０１は、電流セ
ンサ２０１によりフィードバックされたインバータ本体
１００の出力電流ＩA1がリミッタ回路４０２からの電流
指令ＩA1＊と一致するようにリアクトル１０１に印加す
べき電圧の指令値を出力する。また、出力母線３にはコ
ンデンサ１０２及び２号インバータ装置２による電圧が
あるので、リアクトル１０１に所望の電圧を印加するに
は、インバータ本体１００が出力母線３の電圧とリアク
トル１０１に印加すべき電圧との和を発生する必要があ
る。従って、電圧検出器３００で検出したコンデンサ１
０２の電圧と電流制御回路４０１の出力との加算器５０
０にて加算し、この信号を電圧指令として三角波比較形
ＰＷＭ回路４００に与える。
【００３８】また、コンデンサ電流基準発生回路４０４
は、コンデンサに流れるべき電流として、コンデンサ１
０２の電圧指令Ｖ1＊より９０度位相の進んだ正弦波電
流基準をコンデンサ１０２の容量に応じて発生する。コ
ンデンサ１０２の電圧指令Ｖ1＊は減算器５０４の出力
から得られることは後述する。さらに、瞬時電圧制御回
路４０３は、コンデンサ１０２の電圧指令Ｖ1＊と電圧
検出器３００で検出したコンデンサ１０２の電圧との偏
差を減算器５０３にて演算した信号を入力とし、この偏
差を少なくするためにインバータ本体１００が出力すべ
き補正電流信号を出力する。
は、コンデンサに流れるべき電流として、コンデンサ１
０２の電圧指令Ｖ1＊より９０度位相の進んだ正弦波電
流基準をコンデンサ１０２の容量に応じて発生する。コ
ンデンサ１０２の電圧指令Ｖ1＊は減算器５０４の出力
から得られることは後述する。さらに、瞬時電圧制御回
路４０３は、コンデンサ１０２の電圧指令Ｖ1＊と電圧
検出器３００で検出したコンデンサ１０２の電圧との偏
差を減算器５０３にて演算した信号を入力とし、この偏
差を少なくするためにインバータ本体１００が出力すべ
き補正電流信号を出力する。
【００３９】インバータ本体１００への出力電流指令地
ＩA1＊は、コンデンサ電流基準発生回路４０４、瞬時電
圧制御回路４０３の出力と、電流検出回路４０６が出力
する１号インバータ装置１の負荷電流分担指令値ＩL1＊
その結果をリミッタ回路４０２にて制限した信号であ
る。従って、無負荷状態においては、インバータ本体１
００がコンデンサ１０２に流れるべき電流を供給するこ
とによって無負荷電圧を確立する。この場合、瞬時電圧
制御回路４０３は電流制御の誤差やコンデンサ１０２の
容量の設計値と実際地値との誤差により生じるコンデン
サ電流基準発生回路４０４の出力の過不足分を補正す
る。
ＩA1＊は、コンデンサ電流基準発生回路４０４、瞬時電
圧制御回路４０３の出力と、電流検出回路４０６が出力
する１号インバータ装置１の負荷電流分担指令値ＩL1＊
その結果をリミッタ回路４０２にて制限した信号であ
る。従って、無負荷状態においては、インバータ本体１
００がコンデンサ１０２に流れるべき電流を供給するこ
とによって無負荷電圧を確立する。この場合、瞬時電圧
制御回路４０３は電流制御の誤差やコンデンサ１０２の
容量の設計値と実際地値との誤差により生じるコンデン
サ電流基準発生回路４０４の出力の過不足分を補正す
る。
【００４０】次に、負荷４が投入されると、負荷電流Ｉ
L の１／２を分担するように電流検出回路４０６から電
流マイナーループへ指令ＩL1＊が与えられ、それぞれの
インバータが負荷電流を１／２づつ分担することにな
る。ここで、リミッタ回路４０２は負荷起動時における
突入電流等の過電流をインバータ本体１００が供給しな
いように、電流制御回路４０１への指令値をインバータ
本体１００の電流許容値以下に制限するものである。
L の１／２を分担するように電流検出回路４０６から電
流マイナーループへ指令ＩL1＊が与えられ、それぞれの
インバータが負荷電流を１／２づつ分担することにな
る。ここで、リミッタ回路４０２は負荷起動時における
突入電流等の過電流をインバータ本体１００が供給しな
いように、電流制御回路４０１への指令値をインバータ
本体１００の電流許容値以下に制限するものである。
【００４１】このように構成することによって、インバ
ータはそれ自身の電流マイナーループとリミッタ４０２
で過電流に対し保護され、また、負荷電流の歪や急変に
対して速やかに追従することにより、出力電圧を常に正
弦波に保つことができる。この方式の特徴はこのような
制御がインバータの高周波ＰＷＭのスイッチングのたび
に行われるため、応答が非常に速いことである。例え
ば、１０ｋＨZ のスイッチング周波数を用いると１００
μｓｅｃ毎に制御が行われるので、負荷の急変などの外
乱に対する過渡現象はおよそ１００μｓｅｃの１０倍程
度で完了し、優れた制御性能を得ることができる。
ータはそれ自身の電流マイナーループとリミッタ４０２
で過電流に対し保護され、また、負荷電流の歪や急変に
対して速やかに追従することにより、出力電圧を常に正
弦波に保つことができる。この方式の特徴はこのような
制御がインバータの高周波ＰＷＭのスイッチングのたび
に行われるため、応答が非常に速いことである。例え
ば、１０ｋＨZ のスイッチング周波数を用いると１００
μｓｅｃ毎に制御が行われるので、負荷の急変などの外
乱に対する過渡現象はおよそ１００μｓｅｃの１０倍程
度で完了し、優れた制御性能を得ることができる。
【００４２】１号インバータ装置１と２号インバータ装
置２の電圧制御形の応答と精度が全く同一の場合は、以
上の制御系構成で横流は流れないが、実際には構成部品
の精度、制御ゲイン、主回路定数などのばらつきによ
り、このままでは横流の少ない安定した並列運転が困難
である。例えば、１号インバータ装置１と２号インバー
タ装置２の電圧検出器が、それぞれ−０．５％，＋０．
５％の誤差を持っていたとすると、単独運転時の出力電
圧差ΔＶが１％となり、仮にインバータ間の配線インピ
ーダンスが１％以下だとすると、横流が１００％以上流
れることになる。
置２の電圧制御形の応答と精度が全く同一の場合は、以
上の制御系構成で横流は流れないが、実際には構成部品
の精度、制御ゲイン、主回路定数などのばらつきによ
り、このままでは横流の少ない安定した並列運転が困難
である。例えば、１号インバータ装置１と２号インバー
タ装置２の電圧検出器が、それぞれ−０．５％，＋０．
５％の誤差を持っていたとすると、単独運転時の出力電
圧差ΔＶが１％となり、仮にインバータ間の配線インピ
ーダンスが１％以下だとすると、横流が１００％以上流
れることになる。
【００４３】本実施例は、次のようにして、インバータ
間に流れる横流に対してのみインピーダンスがあたかも
存在するように制御回路を構成することにより、横流を
抑制する。横流制限用仮想インピーダンス回路４０５
は、ΔＩ1 ×Ｚ（ΔＩ1 は横流：Ｉ1 −ＩL1＊，Ｚは仮
想的なインピーダンスの伝達関数）を演算し、この信号
を減算器５０４により掛算器４０７から出力される電圧
指令値Ｖ＊から減じ、これをコンデンサ１０２の電圧指
令Ｖ1＊とする。コンデンサ１０２の電圧は前述の電圧
制御系により、電圧指令Ｖ1＊に瞬時に追従する。
間に流れる横流に対してのみインピーダンスがあたかも
存在するように制御回路を構成することにより、横流を
抑制する。横流制限用仮想インピーダンス回路４０５
は、ΔＩ1 ×Ｚ（ΔＩ1 は横流：Ｉ1 −ＩL1＊，Ｚは仮
想的なインピーダンスの伝達関数）を演算し、この信号
を減算器５０４により掛算器４０７から出力される電圧
指令値Ｖ＊から減じ、これをコンデンサ１０２の電圧指
令Ｖ1＊とする。コンデンサ１０２の電圧は前述の電圧
制御系により、電圧指令Ｖ1＊に瞬時に追従する。
【００４４】ここで、図４を用いて、横流制限用仮想イ
ンピーダンス回路４０５によりインバータが横流に関し
てのみＺの出力インピーダンスを持ち、横流以外の電流
成分には低インピーダンスの電圧源として動作すること
を説明する。図４は図１の瞬時横流制御部を簡略化した
ブロック図であり、図において、７００ａ，７００ｂは
それぞれ１号インバータ装置１、２号インバータ装置２
の電圧指令値Ｖ1＊及びＶ2＊から出力電圧までの伝達関
数を示し、７０１ａ，７０１ｂはそれぞれ１号インバー
タ装置１、２号インバータ装置２の出力電圧基準Ｖ＊を
作成する部分のブロックを示す。その他の番号は前述の
図１で既に説明済であり、同一機能については同一番号
を付けている。既に使用している記号もあるが、次の記
号を改めて定義する。
ンピーダンス回路４０５によりインバータが横流に関し
てのみＺの出力インピーダンスを持ち、横流以外の電流
成分には低インピーダンスの電圧源として動作すること
を説明する。図４は図１の瞬時横流制御部を簡略化した
ブロック図であり、図において、７００ａ，７００ｂは
それぞれ１号インバータ装置１、２号インバータ装置２
の電圧指令値Ｖ1＊及びＶ2＊から出力電圧までの伝達関
数を示し、７０１ａ，７０１ｂはそれぞれ１号インバー
タ装置１、２号インバータ装置２の出力電圧基準Ｖ＊を
作成する部分のブロックを示す。その他の番号は前述の
図１で既に説明済であり、同一機能については同一番号
を付けている。既に使用している記号もあるが、次の記
号を改めて定義する。
【００４５】 これらの記号を用いて、次に、横流制限用仮想インピー
ダンスの効果を示す関係式を導く。
ダンスの効果を示す関係式を導く。
【００４６】キルヒホッフの法則より、次式が成立す
る。 ＩL ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 （１） （１）式より、ΔＩ1 ，ΔＩ2 は次式となる。 ΔＩ1 ＝Ｉ1 −ＩL ／２＝（Ｉ1 −Ｉ2 ）／２ （２） ΔＩ2 ＝Ｉ2 −ＩL ／２＝（Ｉ2 −Ｉ1 ）／２ （３） ΔＩ2 ＝−ΔＩ1 （４）
る。 ＩL ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 （１） （１）式より、ΔＩ1 ，ΔＩ2 は次式となる。 ΔＩ1 ＝Ｉ1 −ＩL ／２＝（Ｉ1 −Ｉ2 ）／２ （２） ΔＩ2 ＝Ｉ2 −ＩL ／２＝（Ｉ2 −Ｉ1 ）／２ （３） ΔＩ2 ＝−ΔＩ1 （４）
【００４７】図４及び（４）式より、Ｖ1＊ ，Ｖ2＊は
次式となる。 Ｖ1＊＝Ｖ＊−Ｚ×ΔＩ1 （５） Ｖ2＊＝Ｖ＊−Ｚ×ΔＩ2 ＝Ｖ＊＋Ｚ×ΔＩ1 （６） Ｇ1 ，Ｇ2 の定義より、次式が成立する。 ＶB ＝Ｖ1＊×Ｇ1 （７） ＶB ＝Ｖ2＊×Ｇ2 （８） （５）〜（８）より、次式が成立する。 ＶB ＝Ｖ＊×Ｇ1 −Ｚ×ΔＩ1 ×Ｇ1 （９） ＶB ＝Ｖ＊×Ｇ2 ＋Ｚ×ΔＩ1 ×Ｇ2 （１０） （９）〜（１０）式より、ΔＩ1 を求めると次式とな
る。 ΔＩ1 ＝〔Ｖ＊／Ｚ〕×〔（Ｇ1−Ｇ2 ）／（Ｇ1 ＋Ｇ2 ）〕（１１） （９）＋（１０）式を求め、２で除すと、次式となる。 ＶB ＝Ｖ＊×（Ｇ1 ＋Ｇ2 ）／２−Ｚ×ΔＩ1 ×（Ｇ1 −Ｇ2 ）／２（１２）
次式となる。 Ｖ1＊＝Ｖ＊−Ｚ×ΔＩ1 （５） Ｖ2＊＝Ｖ＊−Ｚ×ΔＩ2 ＝Ｖ＊＋Ｚ×ΔＩ1 （６） Ｇ1 ，Ｇ2 の定義より、次式が成立する。 ＶB ＝Ｖ1＊×Ｇ1 （７） ＶB ＝Ｖ2＊×Ｇ2 （８） （５）〜（８）より、次式が成立する。 ＶB ＝Ｖ＊×Ｇ1 −Ｚ×ΔＩ1 ×Ｇ1 （９） ＶB ＝Ｖ＊×Ｇ2 ＋Ｚ×ΔＩ1 ×Ｇ2 （１０） （９）〜（１０）式より、ΔＩ1 を求めると次式とな
る。 ΔＩ1 ＝〔Ｖ＊／Ｚ〕×〔（Ｇ1−Ｇ2 ）／（Ｇ1 ＋Ｇ2 ）〕（１１） （９）＋（１０）式を求め、２で除すと、次式となる。 ＶB ＝Ｖ＊×（Ｇ1 ＋Ｇ2 ）／２−Ｚ×ΔＩ1 ×（Ｇ1 −Ｇ2 ）／２（１２）
【００４８】（１１）式より、横流は仮想インピーダン
ス値Ｚにより抑制できることがわかる。即ち、Ｇ1 ，Ｇ
2 は電圧制御系を前述のように瞬時電圧制御形などで構
成することにより、出力周波数においてゲインをほぼ１
とすることができるので、（１１）式は次式となる。 ΔＩ1 ≒〔Ｖ＊×（Ｇ1 −Ｇ2 ）〕／（２×Ｚ） （１３） 単独の場合の個々のインバータ装置の出力電圧差をΔＶ
とすると、（１３）式は次式となる。 ΔＩ1 ≒ΔＶ／（２×Ｚ） （１４） 例えば、ΔＶが１％の場合は、Ｚ＝５０％に選ぶと、横
流はΔＶ／（２×Ｚ）＝１／１００＝１％となる。
ス値Ｚにより抑制できることがわかる。即ち、Ｇ1 ，Ｇ
2 は電圧制御系を前述のように瞬時電圧制御形などで構
成することにより、出力周波数においてゲインをほぼ１
とすることができるので、（１１）式は次式となる。 ΔＩ1 ≒〔Ｖ＊×（Ｇ1 −Ｇ2 ）〕／（２×Ｚ） （１３） 単独の場合の個々のインバータ装置の出力電圧差をΔＶ
とすると、（１３）式は次式となる。 ΔＩ1 ≒ΔＶ／（２×Ｚ） （１４） 例えば、ΔＶが１％の場合は、Ｚ＝５０％に選ぶと、横
流はΔＶ／（２×Ｚ）＝１／１００＝１％となる。
【００４９】次に（１２）式の右辺第２項は、（１３）
式を代入すると次式となる。 Ｚ×ΔＩ1 ×〔（Ｇ1 −Ｇ2 ）／２〕 ≒｛Ｖ＊×（Ｇ1 −Ｇ2 ）｝2 ／（４×Ｖ＊）＝（ΔＶ）2 ／（４×Ｖ＊） （１５） ΔＶは１％程度と小さいので、（ΔＶ）2 ≒０と考える
ことができる。従って、（１２）式は右辺第１項のみと
なり、次式となる。 ＶB ≒Ｖ＊×（Ｇ1 ＋Ｇ2 ）／２ （１６） （１６）式より、並列運転時の母線電圧ＶB は、単独運
転時の個々のインバータ装置の出力電圧平均値になり、
仮想インピーダンス値Ｚの影響はない。
式を代入すると次式となる。 Ｚ×ΔＩ1 ×〔（Ｇ1 −Ｇ2 ）／２〕 ≒｛Ｖ＊×（Ｇ1 −Ｇ2 ）｝2 ／（４×Ｖ＊）＝（ΔＶ）2 ／（４×Ｖ＊） （１５） ΔＶは１％程度と小さいので、（ΔＶ）2 ≒０と考える
ことができる。従って、（１２）式は右辺第１項のみと
なり、次式となる。 ＶB ≒Ｖ＊×（Ｇ1 ＋Ｇ2 ）／２ （１６） （１６）式より、並列運転時の母線電圧ＶB は、単独運
転時の個々のインバータ装置の出力電圧平均値になり、
仮想インピーダンス値Ｚの影響はない。
【００５０】Ｚは出力周波数において横流を制限するた
めの適当なインピーダンスを持っていれば、どのような
伝達関数でもよい。例えば、この回路が比例回路であれ
ばＺは抵抗として、微分回路であればＺはリアクトルと
して、積分回路であればＺはコンデンサとして、比例、
積分、微分の組み合わせ回路であればＺは抵抗、コンデ
ンサ、リアクトルの組み合わせた回路として動作する。
また、Ｚは正負非対象のリミッタなどの非線形要素を含
む回路でも、出力周波数において横流を制限するための
適当なインピーダンス値さえ持っていれば、安定に横流
を制限することができる。
めの適当なインピーダンスを持っていれば、どのような
伝達関数でもよい。例えば、この回路が比例回路であれ
ばＺは抵抗として、微分回路であればＺはリアクトルと
して、積分回路であればＺはコンデンサとして、比例、
積分、微分の組み合わせ回路であればＺは抵抗、コンデ
ンサ、リアクトルの組み合わせた回路として動作する。
また、Ｚは正負非対象のリミッタなどの非線形要素を含
む回路でも、出力周波数において横流を制限するための
適当なインピーダンス値さえ持っていれば、安定に横流
を制限することができる。
【００５１】以上の説明では単純化のため、電流、電圧
がベクトル量であることを無視した説明となっている
が、ベクトル量であっても同じ関係が成立する。
がベクトル量であることを無視した説明となっている
が、ベクトル量であっても同じ関係が成立する。
【００５２】ところで、１号及び２号インバータ装置が
仮想インピーダンスＺだけによって並列運転していると
すると、前述のように両者の間には、両者の電圧差ΔＶ
に対し、ΔＩ＝ΔＶ／（２×Ｚ）の横流が流れる。この
横流の有効電力成分は、インバータにより可逆変換され
るため、例えば２台のインバータが無負荷で並列運転し
ている場合には、一方のインバータの直流電源から他方
のインバータの直流電源に対して有効電力が流れること
になる。この有効電力横流分がインバータの損失よりも
大きくなり、かつ直流電源５がサイリスタ整流器のよう
に電力回生できないものである場合、この有効電力の流
入により直流電圧が上昇してしまい、過電圧になる恐れ
がある。
仮想インピーダンスＺだけによって並列運転していると
すると、前述のように両者の間には、両者の電圧差ΔＶ
に対し、ΔＩ＝ΔＶ／（２×Ｚ）の横流が流れる。この
横流の有効電力成分は、インバータにより可逆変換され
るため、例えば２台のインバータが無負荷で並列運転し
ている場合には、一方のインバータの直流電源から他方
のインバータの直流電源に対して有効電力が流れること
になる。この有効電力横流分がインバータの損失よりも
大きくなり、かつ直流電源５がサイリスタ整流器のよう
に電力回生できないものである場合、この有効電力の流
入により直流電圧が上昇してしまい、過電圧になる恐れ
がある。
【００５３】次に、このような有効電力の流入を抑制し
て直流過電圧にならないで安定に並列運転するための、
各装置に共通の発振器を持った共通のクロック信号によ
る制御について説明する。
て直流過電圧にならないで安定に並列運転するための、
各装置に共通の発振器を持った共通のクロック信号によ
る制御について説明する。
【００５４】（１４）式より横流ΔＩ1 は、ΔＩ1 ≒Δ
Ｖ／（２×Ｚ）である。図５はＶ1＊およびＶ2＊の位相
が完全に一致していて、Ｖ2＊の絶対値がＶ1＊の絶対値
よりも小さい場合についてのベクトル図を示す。ここ
で、仮想インピーダンスＺの抵抗分をＲ、リアクタンス
分をＸとすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表すことができ、その
インピーダンス角αを、α＝ａｒｇＺ＝ａｒｃｔａｎ
（Ｘ／Ｒ） （１７）とする。Ｚがリアクタン
ス分のみを持つものとすると、Ｒ＝０，α＝９０°とな
る。
Ｖ／（２×Ｚ）である。図５はＶ1＊およびＶ2＊の位相
が完全に一致していて、Ｖ2＊の絶対値がＶ1＊の絶対値
よりも小さい場合についてのベクトル図を示す。ここ
で、仮想インピーダンスＺの抵抗分をＲ、リアクタンス
分をＸとすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表すことができ、その
インピーダンス角αを、α＝ａｒｇＺ＝ａｒｃｔａｎ
（Ｘ／Ｒ） （１７）とする。Ｚがリアクタン
ス分のみを持つものとすると、Ｒ＝０，α＝９０°とな
る。
【００５５】このベクトル図より横流ベクトルΔＩ1 お
よびΔＩ2 は、母線電圧ベクトルＶB よりもα＝９０°
だけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分だけを持
つ。
よびΔＩ2 は、母線電圧ベクトルＶB よりもα＝９０°
だけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分だけを持
つ。
【００５６】図５から、両電圧指令値Ｖ1＊およびＶ2＊
の位相が一致していて電圧絶対値差のみある場合には、
これらの横流ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、負荷母線
電圧ベクトルＶB とα＝９０°だけ位相差を持ってお
り、無効分だけで、有効分がないことがわかる。
の位相が一致していて電圧絶対値差のみある場合には、
これらの横流ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、負荷母線
電圧ベクトルＶB とα＝９０°だけ位相差を持ってお
り、無効分だけで、有効分がないことがわかる。
【００５７】図１に戻って説明を続ける。インバータ装
置の出力電圧は、電圧検出器３００、平均値回路４１０
を介して平均値のフィードバック電圧として加減算器５
０５により電圧設定器４０９から出力される基準電圧か
ら減算される。
置の出力電圧は、電圧検出器３００、平均値回路４１０
を介して平均値のフィードバック電圧として加減算器５
０５により電圧設定器４０９から出力される基準電圧か
ら減算される。
【００５８】各インバータ装置に共通の発振器８は、出
力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを発生す
る。この共通クロック信号により各インバータ装置の出
力電圧位相は常に一致した状態で運転されるので、横流
の有効分は実質的に零になる。
力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを発生す
る。この共通クロック信号により各インバータ装置の出
力電圧位相は常に一致した状態で運転されるので、横流
の有効分は実質的に零になる。
【００５９】掛算器４０７には平均値電圧制御回路４０
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ＊｜と発振
器８から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力さ
れ、出力電圧指令値Ｖ＊＝｜Ｖ＊｜・ｓｉｎωｔが出力
される。この信号Ｖ＊が指令値として減算器５０４に入
力される。
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ＊｜と発振
器８から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力さ
れ、出力電圧指令値Ｖ＊＝｜Ｖ＊｜・ｓｉｎωｔが出力
される。この信号Ｖ＊が指令値として減算器５０４に入
力される。
【００６０】以上説明した図１の制御方式は単相インバ
ータの例であるが、各相ごとにあるいは２相分に同様の
制御回路を設けることにより３相インバータにも適用で
きる。
ータの例であるが、各相ごとにあるいは２相分に同様の
制御回路を設けることにより３相インバータにも適用で
きる。
【００６１】実施例２． 次に、図１に示す実施例１に加えて、横流の電圧差に起
因する成分により出力電圧を制御する実施例を図６によ
り説明する。図６において、図１と同一部分は同一符号
を付してその説明は省略する。新たな構成として、４１
１は電流検出回路４０６で検出された横流ΔＩ1 を仮想
電圧ベクトルＥr に平行な成分（有効分）ΔＩ1P（直流
信号）に変換する変換器であり、同期整流回路または掛
算器と平滑フィルタにより構成される。また、５０６は
設定器４０９からの電圧指令値から上記成分ΔＩ1Pを減
算する加減算器である。なお、図６の変換器４１１と加
減算器５０６は、それぞれこの発明に言う平行 成分算出
手段と加減算手段である。
因する成分により出力電圧を制御する実施例を図６によ
り説明する。図６において、図１と同一部分は同一符号
を付してその説明は省略する。新たな構成として、４１
１は電流検出回路４０６で検出された横流ΔＩ1 を仮想
電圧ベクトルＥr に平行な成分（有効分）ΔＩ1P（直流
信号）に変換する変換器であり、同期整流回路または掛
算器と平滑フィルタにより構成される。また、５０６は
設定器４０９からの電圧指令値から上記成分ΔＩ1Pを減
算する加減算器である。なお、図６の変換器４１１と加
減算器５０６は、それぞれこの発明に言う平行 成分算出
手段と加減算手段である。
【００６２】次に、実施例１と同様に、有効電力の流入
を抑制して直流過電圧にならないで安定に並列運転する
ための、各装置に共通の発振器を持った共通のクロック
信号とΔＩ1Pによる制御について説明する。横流ΔＩ1
は式（１４）に示す通りである。図７は電圧指令値Ｖ1
＊およびＶ2＊の位相が完全に一致しており、Ｖ2＊の絶
対値がＶ1＊の絶対値よりも小さい場合についてのベク
トル図を示す。ここで、仮想インピーダンスＺの抵抗分
をＲ、リアクタンス分をＸとすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表
すことができ、そのインピーダンス角αは式（１７）に
示すものとなる。
を抑制して直流過電圧にならないで安定に並列運転する
ための、各装置に共通の発振器を持った共通のクロック
信号とΔＩ1Pによる制御について説明する。横流ΔＩ1
は式（１４）に示す通りである。図７は電圧指令値Ｖ1
＊およびＶ2＊の位相が完全に一致しており、Ｖ2＊の絶
対値がＶ1＊の絶対値よりも小さい場合についてのベク
トル図を示す。ここで、仮想インピーダンスＺの抵抗分
をＲ、リアクタンス分をＸとすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表
すことができ、そのインピーダンス角αは式（１７）に
示すものとなる。
【００６３】図７に示すベクトル図より横流ベクトルΔ
Ｉ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベクトルＶB よりもαだ
け遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分だけを持
つ。そして、この図７から、各横流成分ΔＩ1 およびΔ
Ｉ2 のうち両電圧指令値Ｖ1＊およびＶ2＊の電圧絶対値
差に起因する成分は、負荷母線電圧ベクトルＶB をαだ
け位相を遅らせて得た仮想電圧ベクトルＥr を基準とし
た各横流成分ΔＩ1 ，ΔＩ2 の有効分に等しいことが分
かる。
Ｉ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベクトルＶB よりもαだ
け遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分だけを持
つ。そして、この図７から、各横流成分ΔＩ1 およびΔ
Ｉ2 のうち両電圧指令値Ｖ1＊およびＶ2＊の電圧絶対値
差に起因する成分は、負荷母線電圧ベクトルＶB をαだ
け位相を遅らせて得た仮想電圧ベクトルＥr を基準とし
た各横流成分ΔＩ1 ，ΔＩ2 の有効分に等しいことが分
かる。
【００６４】図６において、変換器４１１は電流検出回
路４０６によって検出された横流ΔＩ1 を仮想電圧ベク
トルＥr に平行な成分ΔＩ1Pに変換し、ΔＩ1Pは加減算
器５０６により設定器４０９からの電圧指令値から減算
され、基準電圧として平均値電圧制御回路４０８に入力
される。一方インバータ装置の出力電圧は、電圧検出器
３００、平均値回路４１０を介して平均値のフィードバ
ック電圧として加減算器５０５により電圧設定器４０９
から出力される基準電圧から減算される。
路４０６によって検出された横流ΔＩ1 を仮想電圧ベク
トルＥr に平行な成分ΔＩ1Pに変換し、ΔＩ1Pは加減算
器５０６により設定器４０９からの電圧指令値から減算
され、基準電圧として平均値電圧制御回路４０８に入力
される。一方インバータ装置の出力電圧は、電圧検出器
３００、平均値回路４１０を介して平均値のフィードバ
ック電圧として加減算器５０５により電圧設定器４０９
から出力される基準電圧から減算される。
【００６５】各インバータ装置に共通の発振器８は、出
力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを発生す
る。この共通クロック信号により各インバータ装置の出
力電圧位相は常に一致した状態で運転される。
力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを発生す
る。この共通クロック信号により各インバータ装置の出
力電圧位相は常に一致した状態で運転される。
【００６６】掛算器４０７には平均値電圧制御回路４０
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ＊｜と発振
器８から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力さ
れ、出力電圧指令値Ｖ＊＝｜Ｖ＊｜・ｓｉｎωｔが出力
される。この信号Ｖ＊が指令値として減算器５０４に入
力される。
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ＊｜と発振
器８から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力さ
れ、出力電圧指令値Ｖ＊＝｜Ｖ＊｜・ｓｉｎωｔが出力
される。この信号Ｖ＊が指令値として減算器５０４に入
力される。
【００６７】以上のように、横流ΔＩ1 のインバータ相
互間の電圧絶対値差に起因する成分ΔＩ1Pにより出力電
圧を制御し、共通クロック信号により電圧位相を一致さ
せることにより、横流が少なくなるように制御する。な
お、この制御は横流分が有害にならない範囲で比較的ゆ
っくりと制御すればよい。
互間の電圧絶対値差に起因する成分ΔＩ1Pにより出力電
圧を制御し、共通クロック信号により電圧位相を一致さ
せることにより、横流が少なくなるように制御する。な
お、この制御は横流分が有害にならない範囲で比較的ゆ
っくりと制御すればよい。
【００６８】実施例３． 次に、横流を二つの直交成分に分離して制御する実施例
を図８によって説明する。図８において、図６に示す実
施例２と同一部分は同一符号を付してその説明は省略す
る。新たな構成として、この実施例３の変換器４１１は
電流検出回路４０６によって検出された横流ΔＩ1 を二
つの直交成分ΔＩ1P，ΔＩ1Q（直流成分）に変換するよ
うになされ、同期整流回路または掛算器と平滑フィルタ
により構成される。ここで、上記成分ΔＩ1Pは電流ΔＩ
1 の電圧Ｅr を基準とした有効分であり、ΔＩ1Qは電流
ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした無効分である。なお、図
８の変換器４１１はこの発明に言う平行成分算出手段と
垂直成分算出手段とを兼ねている。
を図８によって説明する。図８において、図６に示す実
施例２と同一部分は同一符号を付してその説明は省略す
る。新たな構成として、この実施例３の変換器４１１は
電流検出回路４０６によって検出された横流ΔＩ1 を二
つの直交成分ΔＩ1P，ΔＩ1Q（直流成分）に変換するよ
うになされ、同期整流回路または掛算器と平滑フィルタ
により構成される。ここで、上記成分ΔＩ1Pは電流ΔＩ
1 の電圧Ｅr を基準とした有効分であり、ΔＩ1Qは電流
ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした無効分である。なお、図
８の変換器４１１はこの発明に言う平行成分算出手段と
垂直成分算出手段とを兼ねている。
【００６９】ΔＩ1Qは位相調整器４１２の入力端に導か
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、移
相器４１３により発振器８の出力位相を調整して、出力
電圧の位相基準となる制限波信号ｓｉｎωｔを作成す
る。この信号により掛算器４０７により出力電圧指令値
Ｖ＊＝｜Ｖ＊｜・ｓｉｎωｔかが作成されるのは実施例
２と同様である。位相調整器４１２と位相器４１３とは
この発明に言う位相調整回路である。
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、移
相器４１３により発振器８の出力位相を調整して、出力
電圧の位相基準となる制限波信号ｓｉｎωｔを作成す
る。この信号により掛算器４０７により出力電圧指令値
Ｖ＊＝｜Ｖ＊｜・ｓｉｎωｔかが作成されるのは実施例
２と同様である。位相調整器４１２と位相器４１３とは
この発明に言う位相調整回路である。
【００７０】図９はＶ1＊およびＶ2＊の絶対値が一致し
ていてＶ2＊がＶ1＊よりも位相角θだけ遅れている場合
についてのベクトル図を示す。このベクトル図より横流
ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベクトルＶB
よりもαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分
を持たず、この仮想電圧ベクトルよりも９０°進んだ別
の仮想電圧ベクトルＥX に平行な成分だけしか持ってい
ない。即ち、各横流成分ΔＩ1 およびΔＩ2 のうち両電
圧指令値Ｖ1＊およびＶ2＊の位相差に起因する成分は負
荷母線電圧ベクトルＶB をαだけ遅らせて得た仮想電圧
ベクトルＥr を基準とした各横流成分ΔＩ1 ，ΔＩ2 の
無効分に等しいことが分かる。
ていてＶ2＊がＶ1＊よりも位相角θだけ遅れている場合
についてのベクトル図を示す。このベクトル図より横流
ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベクトルＶB
よりもαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分
を持たず、この仮想電圧ベクトルよりも９０°進んだ別
の仮想電圧ベクトルＥX に平行な成分だけしか持ってい
ない。即ち、各横流成分ΔＩ1 およびΔＩ2 のうち両電
圧指令値Ｖ1＊およびＶ2＊の位相差に起因する成分は負
荷母線電圧ベクトルＶB をαだけ遅らせて得た仮想電圧
ベクトルＥr を基準とした各横流成分ΔＩ1 ，ΔＩ2 の
無効分に等しいことが分かる。
【００７１】従って、図８の実施例では１号インバータ
装置１と２号インバータ装置２の掛算器４０７以降の回
路のわずかのばらつきによって生じる出力電圧の位相差
によって発生する横流の成分ΔＩ1Qにより電圧位相を制
御する回路を設けたので、横流を少なくするように制御
することができる。なお、この制御も、比較的ゆっくり
で良い。
装置１と２号インバータ装置２の掛算器４０７以降の回
路のわずかのばらつきによって生じる出力電圧の位相差
によって発生する横流の成分ΔＩ1Qにより電圧位相を制
御する回路を設けたので、横流を少なくするように制御
することができる。なお、この制御も、比較的ゆっくり
で良い。
【００７２】実施例４． 次に、変換器と他の電源系統とを並列運転するシステム
に適用した実施例を図１０により説明する。図１０はイ
ンバータ装置１と交流電源系統９とが出力母線３を介し
て並列運転しながら負荷４に電力を供給している構成を
示すブロック図である。なお、インバータ装置１の内部
で図１もしくは図４とほぼ同様の部分は簡略化して表現
している。
に適用した実施例を図１０により説明する。図１０はイ
ンバータ装置１と交流電源系統９とが出力母線３を介し
て並列運転しながら負荷４に電力を供給している構成を
示すブロック図である。なお、インバータ装置１の内部
で図１もしくは図４とほぼ同様の部分は簡略化して表現
している。
【００７３】図中、１０３ｓは交流電源系統側の開閉
器、２００ｓは交流電源系統９の電流Ｉs を検出する電
流センサ、４１５はインバータ装置１の分担する電流を
決める電流分担回路、４１５ｓ，４１５ｔは加減算器、
４１５ｕはインバータ装置の分担する電流の分担率β
（０≦β≦１）を決めるゲインβを持つ増幅回路、４１
６は出力母線３に同期するＰＬＬ（フェーズロックドル
ープ）回路、４１７はＰＬＬ回路の出力に基づき正弦波
信号ｓｉｎωｔを発生する発振器である。
器、２００ｓは交流電源系統９の電流Ｉs を検出する電
流センサ、４１５はインバータ装置１の分担する電流を
決める電流分担回路、４１５ｓ，４１５ｔは加減算器、
４１５ｕはインバータ装置の分担する電流の分担率β
（０≦β≦１）を決めるゲインβを持つ増幅回路、４１
６は出力母線３に同期するＰＬＬ（フェーズロックドル
ープ）回路、４１７はＰＬＬ回路の出力に基づき正弦波
信号ｓｉｎωｔを発生する発振器である。
【００７４】上記電流分担回路４１５ではインバータ装
置１の出力電流Ｉ1 と交流電源系統９の電流Ｉs とを加
算器４１５ｓで加算して負荷電流ＩL を求め、この信号
を増幅回路４１５ｕでβ倍してインバータ装置１の分担
すべき負荷電流ＩL1＊として出力する。インバータ装置
１は図１の実施例と同様に電流分担回路４１５の出力す
る指令値ＩL1＊を供給するように動作する。βはインバ
ータ装置の容量と負荷の容量との比率から決めればよ
く、また、外部からの指令により連続的に変化させれ
ば、インバータ装置１と交流電源系統９との間で負荷電
流の分担を緩やかに移行させることもできる。
置１の出力電流Ｉ1 と交流電源系統９の電流Ｉs とを加
算器４１５ｓで加算して負荷電流ＩL を求め、この信号
を増幅回路４１５ｕでβ倍してインバータ装置１の分担
すべき負荷電流ＩL1＊として出力する。インバータ装置
１は図１の実施例と同様に電流分担回路４１５の出力す
る指令値ＩL1＊を供給するように動作する。βはインバ
ータ装置の容量と負荷の容量との比率から決めればよ
く、また、外部からの指令により連続的に変化させれ
ば、インバータ装置１と交流電源系統９との間で負荷電
流の分担を緩やかに移行させることもできる。
【００７５】この実施例でもインバータ装置１と交流電
源系統９の電圧の位相差がないように動作するので、横
流ΔＩ1 の有効分は実質的に零になり、仮想インピーダ
ンスＺによって制御される。
源系統９の電圧の位相差がないように動作するので、横
流ΔＩ1 の有効分は実質的に零になり、仮想インピーダ
ンスＺによって制御される。
【００７６】以上、説明した実施例では、電流マイナー
ループの指令値に、インバータの出力フィルタの並列コ
ンデンサ１０２に流れるべき電流値を与えることによっ
て、制御性を向上させているが、図１におけるコンデン
サ電流基準発生回路４０４は省略してもよい。これは電
圧制御回路４０３が１号インバータ装置１の出力電圧を
出力電圧基準Ｖ1＊に一致するように動作し、その結
果、コンデンサ電流基準の信号に替る信号を発生するの
で、正弦波インバータの制御系として支障なく動作する
からである。この場合は、電圧制御回路４０３の増幅率
が充分大きい方が電圧制御に偏差が少なくなる。
ループの指令値に、インバータの出力フィルタの並列コ
ンデンサ１０２に流れるべき電流値を与えることによっ
て、制御性を向上させているが、図１におけるコンデン
サ電流基準発生回路４０４は省略してもよい。これは電
圧制御回路４０３が１号インバータ装置１の出力電圧を
出力電圧基準Ｖ1＊に一致するように動作し、その結
果、コンデンサ電流基準の信号に替る信号を発生するの
で、正弦波インバータの制御系として支障なく動作する
からである。この場合は、電圧制御回路４０３の増幅率
が充分大きい方が電圧制御に偏差が少なくなる。
【００７７】また、以上の説明では仮想インピーダンス
Ｚをリアクタンス分のみとしたが、横流の有効分が有害
にならない範囲でαを設定すればよい。また、主回路の
並列部分にインピーダンスがある場合には、これを含め
て横流の有効分が小さくなるようにＺを選定すればよ
い。
Ｚをリアクタンス分のみとしたが、横流の有効分が有害
にならない範囲でαを設定すればよい。また、主回路の
並列部分にインピーダンスがある場合には、これを含め
て横流の有効分が小さくなるようにＺを選定すればよ
い。
【００７８】実施例５． 次に、図１０に示す実施例に加えて、横流の電圧差に起
因する成分により出力電圧を制御すると共に、位相差に
起因する成分により位相制御する実施例を図１１により
説明する。図１１はインバータ装置１と交流電源系統９
とが出力母線３を介して並列運転しながら負荷４に電力
を供給している構成を示すブロック図である。なお、イ
ンバータ１の内部で図６もしくは図８とほぼ同様の部分
は簡略化して表現している。
因する成分により出力電圧を制御すると共に、位相差に
起因する成分により位相制御する実施例を図１１により
説明する。図１１はインバータ装置１と交流電源系統９
とが出力母線３を介して並列運転しながら負荷４に電力
を供給している構成を示すブロック図である。なお、イ
ンバータ１の内部で図６もしくは図８とほぼ同様の部分
は簡略化して表現している。
【００７９】図１１において、図１０と同一部分は同一
符号を付してその説明は省略する。新たな構成として、
この実施例５の変換器１１は、電流分担回路４１５から
の横流ΔＩ1 を二つの直交成分ΔＩ1P，ΔＩ1Q（直流成
分）に変換するようになされ、同期整流回路または掛算
器と平滑フィルタにより構成される。ここで、上記成分
ΔＩ1Pは電流ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした有効分であ
り、ΔＩ1Qは電流ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした無効分
である。
符号を付してその説明は省略する。新たな構成として、
この実施例５の変換器１１は、電流分担回路４１５から
の横流ΔＩ1 を二つの直交成分ΔＩ1P，ΔＩ1Q（直流成
分）に変換するようになされ、同期整流回路または掛算
器と平滑フィルタにより構成される。ここで、上記成分
ΔＩ1Pは電流ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした有効分であ
り、ΔＩ1Qは電流ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした無効分
である。
【００８０】ΔＩ1Qは位相調整器４１２の入力端に導か
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、移
相器４１３により発振器８の出力位相を調整して、出力
電圧の位相基準となる制限波信号ｓｉｎωｔを作成す
る。この信号により掛算器４０７により出力電圧指令値
Ｖ＊＝｜Ｖ＊｜・ｓｉｎωｔかが作成されるのは実施例
３と同様である。
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、移
相器４１３により発振器８の出力位相を調整して、出力
電圧の位相基準となる制限波信号ｓｉｎωｔを作成す
る。この信号により掛算器４０７により出力電圧指令値
Ｖ＊＝｜Ｖ＊｜・ｓｉｎωｔかが作成されるのは実施例
３と同様である。
【００８１】従って、インバータ装置１と交流電源系統
９の並列運転システムにおいて、横流ΔＩ1 の位相差に
起因する成分ΔＩ1Qにより出力電圧位相を制御し、電圧
絶対値差に起因する成分ΔＩ1Pにより電圧を制御するこ
とにより、横流が少なくなるように制御することができ
る。なお、この制御は、横流分が有害にならない範囲で
ゆっくりと制御すればよい。
９の並列運転システムにおいて、横流ΔＩ1 の位相差に
起因する成分ΔＩ1Qにより出力電圧位相を制御し、電圧
絶対値差に起因する成分ΔＩ1Pにより電圧を制御するこ
とにより、横流が少なくなるように制御することができ
る。なお、この制御は、横流分が有害にならない範囲で
ゆっくりと制御すればよい。
【００８２】なお、以上の説明では、制御回路の構成が
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが、電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば、横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により、安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる。
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが、電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば、横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により、安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる。
【００８３】実施例６． 次に、変換器相互間に流れる電流の横流分を、主として
変換器間の位相差に起因する第１の成分と、主として変
換器間の電圧差に起因する第２の成分として検出して、
この検出信号により、上記変換器相互間に流れる電流の
横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を制御
する並列運転制御装置の実施例を図１２に基づいて説明
する。
変換器間の位相差に起因する第１の成分と、主として変
換器間の電圧差に起因する第２の成分として検出して、
この検出信号により、上記変換器相互間に流れる電流の
横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を制御
する並列運転制御装置の実施例を図１２に基づいて説明
する。
【００８４】図１２において、図１と同一部分は同一符
号を付しその説明は省略する。新たな構成として、４１
１は電流検出回路４０６で検出された横流をインバータ
の出力電圧ベクトルに平行な成分と垂直な成分とに分離
する変換器、４１２は位相調整器、４１３は位相器、４
１４は発振器であり、図１で共通クロックを供給してい
た発振器８はなく、１号インバータ装置、２号インバー
タ装置それぞれに別々の発振器を有している。また、電
流検出回路４０６は図３に示すものと同一構成を有す
る。
号を付しその説明は省略する。新たな構成として、４１
１は電流検出回路４０６で検出された横流をインバータ
の出力電圧ベクトルに平行な成分と垂直な成分とに分離
する変換器、４１２は位相調整器、４１３は位相器、４
１４は発振器であり、図１で共通クロックを供給してい
た発振器８はなく、１号インバータ装置、２号インバー
タ装置それぞれに別々の発振器を有している。また、電
流検出回路４０６は図３に示すものと同一構成を有す
る。
【００８５】次に図１２に係る動作について説明する。
この実施例においては図１に示す実施例と同様に動作し
て、インバータはそれ自身の電流マイナーループで過電
流に対し保護され、また負荷電流の歪や急変に対して速
やかに追従することにより、出力電圧を常に正弦波に保
つことができ、このような制御がインバータの高周波Ｐ
ＷＭのスイッチングのたびに行われるため、応答が非常
に速く、優れた制御性能を得ることができる。
この実施例においては図１に示す実施例と同様に動作し
て、インバータはそれ自身の電流マイナーループで過電
流に対し保護され、また負荷電流の歪や急変に対して速
やかに追従することにより、出力電圧を常に正弦波に保
つことができ、このような制御がインバータの高周波Ｐ
ＷＭのスイッチングのたびに行われるため、応答が非常
に速く、優れた制御性能を得ることができる。
【００８６】ところで、１号及び２号インバータ装置
１、２が仮想インピーダンスＺだけによって並列運転し
ているとすると、両者の間には、両者の電圧差ΔＶに対
し、ΔＩ＝ΔＶ／（２×Ｚ）の横流が流れる。この横流
の有効電力成分は、インバータにより可逆変換されるた
め、例えば２台のインバータが無負荷で並列運転してい
る場合には、一方のインバータの直流電源から他方のイ
ンバータの直流電源に対して有効電力が流れることにな
る。直流電源５がサイリスタ整流器のように電力回生で
きないものである場合、この有効電力の流入により、直
流電圧が上昇してしまい、過電圧になる恐れがある。
１、２が仮想インピーダンスＺだけによって並列運転し
ているとすると、両者の間には、両者の電圧差ΔＶに対
し、ΔＩ＝ΔＶ／（２×Ｚ）の横流が流れる。この横流
の有効電力成分は、インバータにより可逆変換されるた
め、例えば２台のインバータが無負荷で並列運転してい
る場合には、一方のインバータの直流電源から他方のイ
ンバータの直流電源に対して有効電力が流れることにな
る。直流電源５がサイリスタ整流器のように電力回生で
きないものである場合、この有効電力の流入により、直
流電圧が上昇してしまい、過電圧になる恐れがある。
【００８７】次に、各装置に個別の電圧基準発生回路を
持つ図１２の実施例において、このような有効電力の流
入を抑制して、直流過電圧にならないで安定に並列運転
するための、ΔＩ1P，ΔＩ1Qによる図１の実施例と異な
る制御について説明する。
持つ図１２の実施例において、このような有効電力の流
入を抑制して、直流過電圧にならないで安定に並列運転
するための、ΔＩ1P，ΔＩ1Qによる図１の実施例と異な
る制御について説明する。
【００８８】（１４）式より横流ΔＩ1 はΔＩ1 ≒ΔＶ
／（２×Ｚ）である。図９は電圧指令値Ｖ1＊およびＶ2
＊の絶対値が一致していて、Ｖ2＊がＶ1＊よりも位相角
θだけ遅れている場合についてのベクトル図を示し、こ
こで、仮想インピーダンスＺの抵抗分をＲ、リアクタン
ス分をＸとすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表することができ、
そのインピーダンス角αを（１７）式と同様に、α＝ａ
ｒｇＺ＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ／Ｒ）とする。このベクトル
図より横流ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベ
クトルＶB よりもαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に
平行な成分を持たず、この仮想電圧ベクトルよりも９０
°進んだ別の仮想電圧ベクトルＥX に平行な成分だけし
か持っていない。
／（２×Ｚ）である。図９は電圧指令値Ｖ1＊およびＶ2
＊の絶対値が一致していて、Ｖ2＊がＶ1＊よりも位相角
θだけ遅れている場合についてのベクトル図を示し、こ
こで、仮想インピーダンスＺの抵抗分をＲ、リアクタン
ス分をＸとすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表することができ、
そのインピーダンス角αを（１７）式と同様に、α＝ａ
ｒｇＺ＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ／Ｒ）とする。このベクトル
図より横流ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベ
クトルＶB よりもαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に
平行な成分を持たず、この仮想電圧ベクトルよりも９０
°進んだ別の仮想電圧ベクトルＥX に平行な成分だけし
か持っていない。
【００８９】また、図７は電圧指令値Ｖ1＊およびＶ2＊
に位相差がなく、Ｖ2＊の絶対値がＶ1＊の絶対値よりも
小さい場合についてのベクトル図を示す。このベクトル
図より横流ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベ
クトルＶB よりもαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に
平行な成分だけを持ち、ＥX に平行な成分を持っていな
い。図９および図７から、各横流分ΔＩ1 およびΔＩ2
のうちＶ1＊およびＶ2＊間の位相差に起因する成分は、
これらの横流ベクトルの仮想電圧ベクトルＥr に垂直な
成分（仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分）であること
が分かる。つまり、各横流成分ΔＩ1 およびΔＩ2 のう
ち両電圧指令値Ｖ1＊およびＶ2＊間の位相差に起因する
成分は負荷母線電圧ベクトルＶB を９０°−αだけ位相
を進めて得た電圧ＥX を基準とした各横流成分ΔＩ1 ，
ΔＩ2 の無効分に等しい。
に位相差がなく、Ｖ2＊の絶対値がＶ1＊の絶対値よりも
小さい場合についてのベクトル図を示す。このベクトル
図より横流ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベ
クトルＶB よりもαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に
平行な成分だけを持ち、ＥX に平行な成分を持っていな
い。図９および図７から、各横流分ΔＩ1 およびΔＩ2
のうちＶ1＊およびＶ2＊間の位相差に起因する成分は、
これらの横流ベクトルの仮想電圧ベクトルＥr に垂直な
成分（仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分）であること
が分かる。つまり、各横流成分ΔＩ1 およびΔＩ2 のう
ち両電圧指令値Ｖ1＊およびＶ2＊間の位相差に起因する
成分は負荷母線電圧ベクトルＶB を９０°−αだけ位相
を進めて得た電圧ＥX を基準とした各横流成分ΔＩ1 ，
ΔＩ2 の無効分に等しい。
【００９０】また同様に、各横流成分ΔＩ1 およびΔＩ
2 のうち両電圧指令値Ｖ1＊およびＶ2＊間の電圧絶対値
差に起因する成分は、これらの横流ベクトルの仮想電圧
ベクトルＥr を基準とした各横流成分のΔＩ1 ，ΔＩ2
の有効分に等しいことが分かる。
2 のうち両電圧指令値Ｖ1＊およびＶ2＊間の電圧絶対値
差に起因する成分は、これらの横流ベクトルの仮想電圧
ベクトルＥr を基準とした各横流成分のΔＩ1 ，ΔＩ2
の有効分に等しいことが分かる。
【００９１】図１２に戻って説明を続ける。４１１は電
流検出回路４０６によって検出された横流ΔＩ1 を二つ
の直交成分ΔＩ1P，ΔＩ1Q（直流信号）に変換する変換
器であり、これらの変換器は同期整流回路または掛算器
と平滑フィルタにより構成される。成分ΔＩ1Pは電流Δ
Ｉ1 の電圧Ｅr を基準とした有効分であり、ΔＩ1Qは電
流ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした無効分である。
流検出回路４０６によって検出された横流ΔＩ1 を二つ
の直交成分ΔＩ1P，ΔＩ1Q（直流信号）に変換する変換
器であり、これらの変換器は同期整流回路または掛算器
と平滑フィルタにより構成される。成分ΔＩ1Pは電流Δ
Ｉ1 の電圧Ｅr を基準とした有効分であり、ΔＩ1Qは電
流ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした無効分である。
【００９２】ΔＩ1Pは加減算器５０６により設定器４０
９からの電圧指令値から減算され、基準電圧として平均
値電圧制御回路４０８に入力される。一方、インバータ
装置の出力電圧は、電圧検出器３００、平均値回路４１
０を介して平均値のフィードバック電圧として加減算器
５０６により基準電圧から減算される。
９からの電圧指令値から減算され、基準電圧として平均
値電圧制御回路４０８に入力される。一方、インバータ
装置の出力電圧は、電圧検出器３００、平均値回路４１
０を介して平均値のフィードバック電圧として加減算器
５０６により基準電圧から減算される。
【００９３】ΔＩ1Qは位相調整器４１２の入力端に導か
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、位
相器４１３により発振器４１４の出力位相を調整して、
出力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを作成
する。
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、位
相器４１３により発振器４１４の出力位相を調整して、
出力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを作成
する。
【００９４】掛算器４０７には平均値電圧制御回路４０
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ＊｜と位相
器４１３から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力
され、出力電圧指令値Ｖ＊＝｜Ｖ＊｜・ｓｉｎωｔが出
力される。この信号Ｖ＊が減算器５０４に入力される。
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ＊｜と位相
器４１３から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力
され、出力電圧指令値Ｖ＊＝｜Ｖ＊｜・ｓｉｎωｔが出
力される。この信号Ｖ＊が減算器５０４に入力される。
【００９５】以上のように、横流ΔＩ1 のインバータ相
互間の位相差に起因する成分ΔＩ1Qにより出力電圧位相
を制御し、電圧絶対値差に起因する成分ΔＩ1Pにより電
圧を制御することにより、横流が少なくなるように制御
する。なお、この制御は、横流分が有害にならない範囲
で比較的ゆっくりと制御すればよい。
互間の位相差に起因する成分ΔＩ1Qにより出力電圧位相
を制御し、電圧絶対値差に起因する成分ΔＩ1Pにより電
圧を制御することにより、横流が少なくなるように制御
する。なお、この制御は、横流分が有害にならない範囲
で比較的ゆっくりと制御すればよい。
【００９６】以上説明した図１２の制御方式は単相イン
バータの例であるが、各相ごとにあるいは２相分に同様
の制御回路を設けることにより３相インバータにも適用
できる。また、以上の説明では簡単のため同じ容量の２
台のインバータで説明したが、異なる容量のｎ台の変換
器の並列運転にも適用できる。この場合は、全ての変換
器が容量に比例して負荷を分担するように構成すればよ
い。
バータの例であるが、各相ごとにあるいは２相分に同様
の制御回路を設けることにより３相インバータにも適用
できる。また、以上の説明では簡単のため同じ容量の２
台のインバータで説明したが、異なる容量のｎ台の変換
器の並列運転にも適用できる。この場合は、全ての変換
器が容量に比例して負荷を分担するように構成すればよ
い。
【００９７】実施例７． 次に、変換器と他の電源系統とを並列運転するシステム
に適用した実施例を図１３により説明する。図１３はイ
ンバータ装置１と交流電源系統９とが出力母線３を介し
て並列運転しながら負荷４に電力を供給している構成を
示すブロック図である。なお、インバータ装置１の内部
で図１及び図１２もしくは図４とほぼ同様の部分は簡略
化して表現している。電流分担回路４１５ではインバー
タ装置１の出力電流Ｉ1 と交流電源系統９の電流Ｉs と
を加算器４１５ｓで加算して負荷電流ＩL を求め、この
信号を増幅回路４１５ｕでβ倍してインバータ装置１の
分担すべき負荷電流ＩL1＊として出力する。インバータ
装置１は図１及び図１２の実施例と同様に電流分担回路
４１５の出力る指令値ＩL1＊を供給するように動作す
る。βはインバータ装置の容量と負荷の容量との比率か
ら決めればよく、また、外部からの指令により連続的に
変化させれば、インバータ装置１と交流電源系統９との
間で負荷電流の分担を緩やかに移行させることもでき
る。この実施例でもインバータ装置１と交流電源系統９
との間の横流ΔＩ1 は、仮想インピーダンスＺと、ΔＩ
1P，ΔＩ1Qの制御とによって実質的に零に制御される。
に適用した実施例を図１３により説明する。図１３はイ
ンバータ装置１と交流電源系統９とが出力母線３を介し
て並列運転しながら負荷４に電力を供給している構成を
示すブロック図である。なお、インバータ装置１の内部
で図１及び図１２もしくは図４とほぼ同様の部分は簡略
化して表現している。電流分担回路４１５ではインバー
タ装置１の出力電流Ｉ1 と交流電源系統９の電流Ｉs と
を加算器４１５ｓで加算して負荷電流ＩL を求め、この
信号を増幅回路４１５ｕでβ倍してインバータ装置１の
分担すべき負荷電流ＩL1＊として出力する。インバータ
装置１は図１及び図１２の実施例と同様に電流分担回路
４１５の出力る指令値ＩL1＊を供給するように動作す
る。βはインバータ装置の容量と負荷の容量との比率か
ら決めればよく、また、外部からの指令により連続的に
変化させれば、インバータ装置１と交流電源系統９との
間で負荷電流の分担を緩やかに移行させることもでき
る。この実施例でもインバータ装置１と交流電源系統９
との間の横流ΔＩ1 は、仮想インピーダンスＺと、ΔＩ
1P，ΔＩ1Qの制御とによって実質的に零に制御される。
【００９８】以上、説明した実施例では、電流マイナー
ループの指令値に、インバータの出力フィルタの並列コ
ンデンサ１０２に流れるべき電流値を与えることによっ
て、制御性を向上させているが、図１２におけるコンデ
ンサ電流基準発生回路４０４は省略してもよい。これは
電圧制御回路４０３が１号インバータ装置１の出力電圧
を出力電圧基準Ｖ1＊に一致するように動作し、その結
果コンデンサ電流基準の信号に替る信号を発生するの
で、正弦波インバータの制御系として支障なく動作する
からである。この場合は、電圧制御回路４０３の増幅率
が充分大きい方が電圧制御に偏差が少なくなる。
ループの指令値に、インバータの出力フィルタの並列コ
ンデンサ１０２に流れるべき電流値を与えることによっ
て、制御性を向上させているが、図１２におけるコンデ
ンサ電流基準発生回路４０４は省略してもよい。これは
電圧制御回路４０３が１号インバータ装置１の出力電圧
を出力電圧基準Ｖ1＊に一致するように動作し、その結
果コンデンサ電流基準の信号に替る信号を発生するの
で、正弦波インバータの制御系として支障なく動作する
からである。この場合は、電圧制御回路４０３の増幅率
が充分大きい方が電圧制御に偏差が少なくなる。
【００９９】また、以上の説明では、制御回路の構成が
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが、電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば、横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により、安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる。
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが、電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば、横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により、安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる。
【０１００】実施例８． 以上の説明では本発明をインバータの並列運転に用いる
場合ついて説明したが、他の変換器でもよく、例えば図
１４に示すような、高周波のインバータとサイクロコン
バータを組み合わせ、直流から高周波矩形波さらに低周
波正弦波に変換する高周波リンク形変換器などの瞬時電
圧制御の可能な変換器にも同じ原理を適用できる。
場合ついて説明したが、他の変換器でもよく、例えば図
１４に示すような、高周波のインバータとサイクロコン
バータを組み合わせ、直流から高周波矩形波さらに低周
波正弦波に変換する高周波リンク形変換器などの瞬時電
圧制御の可能な変換器にも同じ原理を適用できる。
【０１０１】図１４に示す変換器では、トランジスタＱ
１からＱ４のスイッチングによりトランスＴＲの２次に
図１５の（ａ）に示すような矩形波を得る。次に、同図
（ｂ）に示すようにインバータのスイッチングと同期し
た鋸歯状波を作り、それと図中に線Ｘ1 −Ｘ2 で示す出
力電圧指令信号との交点を同図（ｃ）のように求める。
この信号とインバータの電圧ＲＳの極性に基づき、同図
（ｅ）のようにサイクロコンバータのスイッチングを選
択することにより同図（ｄ）のように信号Ｘ1−Ｘ2 に
対応した電圧を図１４のＵＮ間に得ることができる。
１からＱ４のスイッチングによりトランスＴＲの２次に
図１５の（ａ）に示すような矩形波を得る。次に、同図
（ｂ）に示すようにインバータのスイッチングと同期し
た鋸歯状波を作り、それと図中に線Ｘ1 −Ｘ2 で示す出
力電圧指令信号との交点を同図（ｃ）のように求める。
この信号とインバータの電圧ＲＳの極性に基づき、同図
（ｅ）のようにサイクロコンバータのスイッチングを選
択することにより同図（ｄ）のように信号Ｘ1−Ｘ2 に
対応した電圧を図１４のＵＮ間に得ることができる。
【０１０２】以上の説明から明らかなように、図１４の
回路は図２の（ｂ）と同等の単相ＰＷＭ電圧を得ること
ができる。さらに、３相出力の場合は図１４のトランス
ＴＲの２次側の回路を３組用いた３相高周波リンク変換
器を用いるようにしてもよい。
回路は図２の（ｂ）と同等の単相ＰＷＭ電圧を得ること
ができる。さらに、３相出力の場合は図１４のトランス
ＴＲの２次側の回路を３組用いた３相高周波リンク変換
器を用いるようにしてもよい。
【０１０３】以上の説明では、横流の直交成分ΔＩ1P，
ΔＩ1Qを横流ΔＩ1 と分離して検出しているが、出力電
流Ｉ1 と分担すべき負荷電流ＩL1＊をそれぞれ直交成分
Ｉ1P，Ｉ1QとＩL1＊P，ＩL1＊Qに分離し、次式から横流
の直交成分を検出してもよい。 ΔＩ1P＝Ｉ1P−ＩL1＊P ΔＩ1Q＝Ｉ1Q−ＩL1＊Q
ΔＩ1Qを横流ΔＩ1 と分離して検出しているが、出力電
流Ｉ1 と分担すべき負荷電流ＩL1＊をそれぞれ直交成分
Ｉ1P，Ｉ1QとＩL1＊P，ＩL1＊Qに分離し、次式から横流
の直交成分を検出してもよい。 ΔＩ1P＝Ｉ1P−ＩL1＊P ΔＩ1Q＝Ｉ1Q−ＩL1＊Q
【０１０４】図１、図８及び図１０ないし図１３に示し
た原理を実現するには、アナログ演算増幅器等を用いた
ディスクリート回路でもよいし、マイクロプロセッサや
ディジタルシグナルプロセッサなどによるディジタル制
御でソフトウェア処理により実現することもできる。
た原理を実現するには、アナログ演算増幅器等を用いた
ディスクリート回路でもよいし、マイクロプロセッサや
ディジタルシグナルプロセッサなどによるディジタル制
御でソフトウェア処理により実現することもできる。
【０１０５】
【０１０６】
【発明の効果】以上のように、第１、第２の発明によれ
ば、変換器相互間に流れる電流の横流の変換器の電圧差
に起因する成分により出力電圧の平均値の制御を行うこ
とにより、瞬時制御で追従しきれない制御偏差をさらに
小さくすることが出来る。
ば、変換器相互間に流れる電流の横流の変換器の電圧差
に起因する成分により出力電圧の平均値の制御を行うこ
とにより、瞬時制御で追従しきれない制御偏差をさらに
小さくすることが出来る。
【０１０７】
【０１０８】
【０１０９】また、第３、第４の発明によれば、変換器
間の横流の変換器間位相差に起因する第１の成分により
出力電圧の位相を制御し、変換器間の電圧差に起因する
第２の成分による出力電圧の平均値の制御を行うことに
より、瞬時制御で追従しきれない制御偏差を更に小さく
することが出来る。
間の横流の変換器間位相差に起因する第１の成分により
出力電圧の位相を制御し、変換器間の電圧差に起因する
第２の成分による出力電圧の平均値の制御を行うことに
より、瞬時制御で追従しきれない制御偏差を更に小さく
することが出来る。
【０１１０】
【０１１１】
【０１１２】
【０１１３】
【０１１４】
【図１】実施例１を示すブロック図である。
【図２】図１の変換器の一例を示す回路図である。
【図３】図１の電流検出回路のブロック図である。
【図４】図１を簡略化したブロック図である。
【図５】図１の動作を説明するベクトル図である。
【図６】実施例２を示すブロック図である。
【図７】図６を説明するベクトル図である。
【図８】実施例３を示すブロック図である。
【図９】図８を説明するベクトル図である。
【図１０】実施例４を示すブロック図である。
【図１１】実施例５を示すブロック図である。
【図１２】実施例６を示すブロック図である。
【図１３】実施例７を示すブロック図である。
【図１４】本発明の実施例８の変換器を示す回路図であ
る。
る。
【図１５】本発明の実施例８の変換器の動作説明図であ
る。
る。
【図１６】従来方式の構成を示すブロック図である。
１ １号インバータ装置、２ ２号インバータ装置、３
出力母線 ４ 負荷、５，６ 直流電源、８，４１７
発振器、９ 交流電源系統、４０３ 瞬時電圧制御回
路、４０５ 横流制限用仮想インピーダンス回路、４０
６ 電流検出回路、４０８ 平均値電圧制御回路、４１
１ 変換器、４１２ 位相調整器、４１３ 移相器、４
１４ 発振器、４１６ ＰＬＬ回路。
出力母線 ４ 負荷、５，６ 直流電源、８，４１７
発振器、９ 交流電源系統、４０３ 瞬時電圧制御回
路、４０５ 横流制限用仮想インピーダンス回路、４０
６ 電流検出回路、４０８ 平均値電圧制御回路、４１
１ 変換器、４１２ 位相調整器、４１３ 移相器、４
１４ 発振器、４１６ ＰＬＬ回路。
Claims (4)
- 【請求項１】 各相のアームが１サイクルの間に複数回
のスイッチングを行うことにより出力電圧の瞬時値が制
御される交流出力変換器を複数台、共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列運転制御装
置であって、 前記複数台の変換器は、それぞれ、各変換器の出力電圧
の瞬時値と出力電圧瞬時値の基準信号との差を増幅して
前記各変換器の出力を制御する瞬時電圧制御回路と、 前記各変換器の平均出力電圧の指令値を設定する電圧設
定器と、 前記平均出力電圧と前記電圧設定器の信号との差を増幅
して前記瞬時電圧制御回路の基準信号の絶対値を出力す
る平均値電圧制御回路と、 この基準信号の絶対値に別途有する発振器の信号を乗じ
て前記瞬時電圧制御回路の基準信号を出力する掛算器
と、 前記各変換器と他の変換器との間に流れる電流の横流分
を検出する横流分検出手段と、この検出した横流分に所
定の仮想インピーダンスを乗じた仮想電圧を求めて、こ
の仮想電圧を前記瞬時電圧制御回路の基準信号から減ず
る仮想電圧算出手段とを有するものにおいて、 前記各変換器はそれぞれに、前記共通の母線電圧の電圧
ベクトルより前記仮想インピーダンスのインピーダンス
角だけ遅らせた仮想電圧ベクトルに対して平行な前記横
流分の平行成分を求める平行成分算出手段と、前記求め
た平行成分を前記平均出力電圧の指令値を設定する電圧
設定器の信号から減算する加減算手段とを有するもので
あるこ とを特徴とする並列運転制御装置。 - 【請求項２】 共通の母線に接続される複数台の変換器
に代えて、共通の母線に接続される１台又は複数台の変
換器と別の電源系統とし、横流分検出手段が検出する各
変換器と他の変換器との間に流れる電流の横流分に代え
て、各変換器と他の変換器との間又は各変換器と別の電
源系統との間に流れる電流の横流分としたことを特徴と
する請求項１に記載の並列運転制御装置。 - 【請求項３】 各相のアームが１サイクルの間に複数回
のスイッチングを行うことにより出力電圧の瞬時値が制
御される交流出力変換器を複数台、共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列運転制御装
置であって、 前記複数台の変換器は、それぞれ、各変換器の出力電圧
の瞬時値と出力電圧瞬時値の基準信号との差を増幅して
前記各変換器の出力を制御する瞬時電圧制御回路と、 前記各変換器の平均出力電圧の指令値を設定する電圧設
定器と、 前記平均出力電圧と前記電圧設定器の信号との差を増幅
して前記瞬時電圧制御回路の基準信号の絶対値を出力す
る平均値電圧制御回路と、 この基準信号の絶対値に別途有する発振器の信号を乗じ
て前記瞬時電圧制御回路の基準信号を出力する掛算器
と、 前記各変換器と他の変換器との間に流れる電流の横流分
を検出する横流分検出手段と、この検出した横流分に所
定の仮想インピーダンスを乗じた仮想電圧を求めて、こ
の仮想電圧を前記瞬時電圧制御回路の基準信号から減ず
る仮想電圧算出手段とを有するものにおいて、 前記各変換器はそれぞれに、前記共通の母線電圧の電圧
ベクトルより前記仮想インピーダンスのインピーダンス
角だけ遅らせた仮想電圧ベクトルに対して平行な前記横
流分の平行成分を求める平行成分算出手段と、前記仮想
電圧ベクトルに対して垂直な前記横流分の垂直成分を求
める垂直成分算出手段と、 前記平行成分を前記平均出力電圧の指令値を設定する電
圧設定器の信号から減算する加減算手段と、 前記垂直成分により前記掛算器の出力する出力電圧瞬時
値の基準信号の位相を調整する位相調整回路とを有する
ものであるこ とを特徴とする並列運転制御装置。 - 【請求項４】 共通の母線に接続される複数台の変換器
に代えて、共通の母線に接続される１台又は複数台の変
換器と別の電源系統とし、横流分検出手段が検出する各
変換器と他の変換器との間に流れる電流の横流分に代え
て、各変換器と他の変換器との間又は各変換器と別の電
源系統との間に流れる電流の横流分としたことを特徴と
する請求項３に記載の並列運転制御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3180344A JP2708648B2 (ja) | 1991-04-22 | 1991-06-25 | 並列運転制御装置 |
| US07/871,682 US5257180A (en) | 1991-04-22 | 1992-04-21 | Controlling system for parallel operation of AC output inverters with restrained cross currents |
| CA002066490A CA2066490C (en) | 1991-04-22 | 1992-04-21 | Parallel operation system of ac output inverters |
| KR1019920006672A KR960000802B1 (ko) | 1991-04-22 | 1992-04-21 | 3상 교류 출력 변환기의 병렬 운전 제어장치 |
| DE69217109T DE69217109T2 (de) | 1991-04-22 | 1992-04-22 | System zum Parallelbetrieb von Wechselrichtern |
| EP92106865A EP0510601B1 (en) | 1991-04-22 | 1992-04-22 | Parallel operation system of AC output inverters |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3-118032 | 1991-04-22 | ||
| JP11803291 | 1991-04-22 | ||
| JP3180344A JP2708648B2 (ja) | 1991-04-22 | 1991-06-25 | 並列運転制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0515070A JPH0515070A (ja) | 1993-01-22 |
| JP2708648B2 true JP2708648B2 (ja) | 1998-02-04 |
Family
ID=26456041
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3180344A Expired - Lifetime JP2708648B2 (ja) | 1991-04-22 | 1991-06-25 | 並列運転制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2708648B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| US6430363B2 (en) | 1995-09-11 | 2002-08-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Video signal recording and reproducing apparatus |
| JP3531485B2 (ja) * | 1998-08-07 | 2004-05-31 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP3440889B2 (ja) | 1999-06-28 | 2003-08-25 | 国産電機株式会社 | 電力変換回路付き電源装置及びその制御方法 |
| JP2001112262A (ja) | 1999-10-05 | 2001-04-20 | Kokusan Denki Co Ltd | 電力変換回路付き電源装置及びその制御方法 |
| JP5099873B2 (ja) * | 2006-07-18 | 2012-12-19 | 東洋電機製造株式会社 | インバータ電流制限制御 |
| CN101911464B (zh) | 2007-12-27 | 2013-04-10 | 三菱电机株式会社 | 电力变换器的控制装置 |
| JP4719760B2 (ja) * | 2008-03-25 | 2011-07-06 | 株式会社日立製作所 | 分散型電源群の制御方法及びシステム |
| US8964431B2 (en) | 2009-09-30 | 2015-02-24 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Power conversion system |
| JP6926619B2 (ja) * | 2017-04-18 | 2021-08-25 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置および電力変換システム |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5336137A (en) * | 1976-09-16 | 1978-04-04 | Hitachi Denshi Ltd | Video tape recording-reproducing equipment |
| JPS62147962A (ja) * | 1985-12-20 | 1987-07-01 | Toshiba Corp | インバ−タの制御装置 |
| JPH07108094B2 (ja) * | 1986-11-10 | 1995-11-15 | 富士電機株式会社 | 定電圧定周波数電源装置の並列運転制御方法 |
| JP2526992B2 (ja) * | 1988-05-30 | 1996-08-21 | 三菱電機株式会社 | 交流出力変換器の並列運転システム |
-
1991
- 1991-06-25 JP JP3180344A patent/JP2708648B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0515070A (ja) | 1993-01-22 |
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