JP2730383B2 - 交流出力変換器の並列運転制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はインバータのような交流
出力変換器を複数台並列接続し，共通の負荷に対して並
列運転する電源システムにおいて，変換器間の電流バラ
ンスを制御する手段に関するものである．

【０００２】

【従来の技術】図１５は，例えば特公昭53-36137及び特
公昭56-13101に示された従来の交流出力変換器の並列運
転システムを示す構成図である．

【０００３】図において，１号インバータ装置１は同じ
構成の２号インバータ装置２と出力母線３を通じて並列
運転しつつ負荷４へ電力を供給している．１号インバー
タ装置１はインバータ本体１００，フィルタ用リアクト
ル１０１，同コンデンサ１０２を主要構成要素とし，直
流電源５の電力を交流に変換し，出力開閉器１０３ａを
通じて出力母線３へ接続されている．インバータ装置１
と２とが並列運転するためには，１号インバータ装置１
の出力電流 Ｉ₁ からＣＴ２００ａにより検出信号Ｉ_1a
を得，同じく２号インバータ装置２から得られた検出信
号Ｉ_2aとの差，即ち横流に相当する信号ΔＩ₁ を横流検
出回路１５１により得る．次に移相器１５０より，直交
する２つの電圧ベクトルＥ_A とＥ_B を作り，ΔＩ₁ 信号
から演算回路１５２，１５３によりそれぞれ無効電力対
応成分ΔＱと有効電力対応成分ΔＰを得る．インバータ
は電圧設定回路７と電圧帰還回路３００の信号にもとづ
き，電圧制御回路４０３が，パルス幅変調回路（以下Ｐ
ＷＭ回路）４００を介して，インバータ本体１００のパ
ルス巾変調を行ない，内部発生電圧を制御する．

【０００４】前述の無効電力対応成分ΔＱは電圧制御回
路４０３へ補助信号的に与えられ、インバータ本体１０
０の内部発生電圧を数％程度調節することにより、ΔＱ
を零にするように動作する。

【０００５】一方前述の有効電力対応成分ΔＰはＰＬＬ
（フェーズロックドループ）回路を構成するアンプ１５
４を通し，基準発振器１５５の周波数の微調整を行うこ
とによりインバータ本体１００の内部発生電圧の位相を
制御し，ΔＰを零にするように動作する．

【０００６】このようにして，ΔＱとΔＰをともに零と
するように，電圧と位相を制御するので，２台のインバ
ータ間の横流がなくなり，安定な負荷の分担が行なわれ
る．

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の変換器の並列運
転システムは以上のように構成されているので，次の五
つの問題点があった．第一の問題点は，インバータの内
部発生電圧の位相及び電圧の平均値を制御することによ
って，分担電流をバランスさせるために，制御の応答速
度を向上することが難しく，特に瞬時の横流は制御でき
ないことである．第二の問題点は，横流を有効分と無効
分に分離検出する際にフィルタが必要なため横流制御を
高速にできないことである．このためインバータの出力
を歪の少ない高品質の正弦波に保つ瞬時波形制御などの
高速電圧制御系には適用限界がある．第三の問題点は，
変換器と他の電源とを並列運転することが難しく，特に
変換器と電力系統とを並列運転しようとしても横流を制
御することは難しい．

【０００８】第四の問題点は，並列運転の試験調整がむ
ずかしく，各インバータを実際に出力母線３に接続して
運転してみないと試験調整ができないことである．第五
の問題点は，インバータの出力電流には負荷電流に含ま
れる高調波分が含まれているために，横流検出回路に高
調波が流れて制御誤差がでることである．

【０００９】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので，分担電流を高速にバランスさ
せ，かつ試験調整の容易な交流出力変換器の並列運転制
御装置を提供するものである．

【００１０】また，インバータに限らず，他の瞬時制御
形交流出力変換器の並列運転にも汎用的に適用できる手
段を提供することを目的としている．

【００１１】

【課題を解決するための手段】この発明に係る交流出力
変換器の並列運転制御装置は、変換器の出力を負荷とは
分離された並列運転制御用の模擬母線に並列接続すると
共に、上記模擬母線に流れる信号から上記変換器相互間
に流れる電流の横流分を検出し、この横流分に所定の伝
達関数を乗じて補正信号を作成し、上記補正信号によっ
て上記電圧制御回路の制御信号を補正することにより、
上記横流分を抑制するようにしたものである。また、変
換器の出力を負荷とは分離された並列運転制御用の模擬
母線に並列接続し、上記模擬母線に流れる信号から上記
変換器相互間に流れる電流の横流分を検出し、この横流
分に所定の伝達関数を乗じて第１の補正信号を作成する
と共に、上記横流分を主として上記変換器間の位相差に
起因する第１の成分と、主として上記変換器間の電圧差
に起因する第２の成分として検出し、これらの検出信号
により上記変換器の出力電圧位相と平均値とを変化させ
る第２の補正信号を作成し、上記第１及び第２の補正信
号によって上記電圧制御回路の制御信号を補正すること
により、上記横流分を抑制するようにしたものである。

【００１２】更に、各変換器毎に当該変換器の駆動制御
信号と同一の制御信号で駆動される並列運転制御用の模
擬変換器を設けてその出力を上記負荷とは分離された並
列運転制御用の模擬母線に並列接続すると共に、上記模
擬母線に流れる信号から上記変換器相互間に流れる電流
の横流分を検出し、この横流分に所定の伝達関数を乗じ
て補正信号を作成し、上記補正信号によって上記電圧制
御回路の制御信号を補正することにより、上記横流分を
抑制するようにしたものである。

【００１３】また、以上を、１台または複数台の交流出
力変換器と別の電源系統との並列運転時に適用すること
ができる。

【００１４】

【作用】この発明では、模擬母線に流れる信号から変換
器及び電源系統の相互間の横流分を検出し、この横流分
に所定の伝達関数を乗じて作成した補正信号によって変
換器の電圧制御回路の制御信号を補正することにより横
流分を抑制する。

【００１５】

【実施例】実施例１．以下，この発明の一実施例を図に
ついて説明する．図１において，１号インバータ装置１
は，図示簡略した同じ構成の２号インバータ装置２と出
力母線３を通じて並列運転しつつ，負荷４へ電力を供給
している．５は１号インバータ装置１に接続されている
直流電源，６は２号インバータ装置２に接続されている
直流電源，８は各インバータに出力電圧基準を与える出
力電圧基準回路，９は各インバータの出力が接続された
模擬母線である．そのほか，前述の図１５と対応する機
能については同じ番号をつけているが，図１５は出力電
圧の平均値を制御する形式のインバータ装置であるのに
対し，図１は出力電圧の瞬時値および平均値を制御する
形式のインバータ装置であるので，同一番号でも必ずし
も同じ機能の回路ではない．

【００１６】１００番以降の番号は，インバータ装置の
構成要素であり，添え字のない番号と添え字がａの番号
は１号インバータ装置１の構成要素，添え字がｂの番号
は２号インバータ装置２の構成要素である．

【００１７】１００はインバータ本体であり，例えば高
周波スイッチングの可能なトランジスタやMOSFETなどの
自己消弧形素子により構成され，図２(ａ)のような３相
ブリッジインバータや図２(ｂ)のような単相ブリッジイ
ンバータのそれぞれのアームが出力周波数（例えば６０
Hz）の１０倍から数１００倍程度の高周波でスイッチン
グするもので，直流電圧を正弦波の基本波を含んだ矩形
波状の高周波交流電圧に変換する．１０１，１０２は低
域通過フィルタを構成するリアクトルとコンデンサであ
り，インバータ本体１００の発生した矩形波状の高周波
交流電圧から高調波を除去し，正弦波の出力電圧を得
て，出力開閉器１０３ａを通じて出力母線３へ接続され
ている．

【００１８】２００ａは１号インバータ装置の出力電流
Ｉ₁ を，２０１はインバータ本体１００の出力電流 Ｉ
_A1を，２０３ａは模擬母線９に流れる電流をそれぞれ検
出する電流センサである．２０２ａはインバータ出力と
模擬母線とを絶縁する絶縁変圧器である．２０４ａは出
力開閉器１０３ａと連動して模擬母線を開閉するスイッ
チである．３００はコンデンサ１０２の電圧（並列運転
時は出力母線電圧となる．）を検出する電圧センサであ
る．

【００１９】４００はインバータ本体１００のスイッチ
ングのタイミングを決めるＰＷＭ回路であり，例えばイ
ンバータ本体１００が出力すべき基本波分の電圧指令信
号と三角波キャリアの交点でインバータ本体１００をス
イッチングさせる三角波比較形ＰＷＭ回路である．４０
１はインバータ本体１００の出力電流Ｉ_A1を制御する瞬
時電流制御回路である．４０２はインバータ本体１００
の出力電流指令値を制限するリミッタ回路である．４０
３はコンデンサ１０２の電圧を制御する瞬時電圧制御回
路である．４０４は所望の出力電圧を発生する為にコン
デンサ１０２に流すべき電流値を出力するコンデンサ電
流基準発生回路である．４０５は１号インバータ装置１
と２号インバータ装置２の間に仮想的にインピーダンス
Ｚを挿入し，横流を制限するように動作させる為の横流
制限用仮想インピーダンス回路である．

【００２０】５００，５０１，５０２，５０３，５０４
は加減算器である．

【００２１】２号インバータ装置２は，１号インバータ
装置１と同一の構成で，出力が出力母線３および模擬母
線９を通じて１号インバータ装置１と並列接続されてお
り，１０３ｂは２号インバータ装置２の出力開閉器，２
００ｂは２号インバータ装置２の出力電流Ｉ₂ を検出す
る電流センサ，２０３ｂは２号インバータ装置から模擬
母線に流れる電流を検出する電流センサ，２０４ｂは模
擬母線を開閉するスイッチである．

【００２２】次に動作について説明する．

【００２３】このインバータ装置には電流マイナールー
プが設けられており，瞬時電流制御回路４０１は，電流
センサ２０１によりフィードバックされたインバータ本
体１００の出力電流Ｉ_A1がリミッタ回路４０２からの電
流指令Ｉ_A1 ^* と一致するようにリアクトル１０１に印加
すべき電圧の指令値を出力する．出力母線３にはコンデ
ンサ１０２及び２号インバータ装置２による電圧がある
ので，リアクトル１０１に所望の電圧を印加するには，
インバータ本体１００が出力母線３の電圧とリアクトル
１０１に印加すべき電圧との和を発生する必要がある．
従って，電圧センサ３００で検出したコンデンサ１０２
の電圧と電流制御回路４０１の出力とを加算器５００に
て加算し，この信号を電圧指令として三角波比較形ＰＷ
Ｍ回路４００に与える．

【００２４】コンデンサ電流基準発生回路４０４は，コ
ンデンサに流れるべき電流として，コンデンサ１０２の
電圧指令Ｖ₁ ^*より９０度位相の進んだ正弦波電流基準を
コンデンサ１０２の容量に応じて発生する．コンデンサ
１０２の電圧指令Ｖ₁ ^*は減算器５０４の出力から得られ
ることは後述する．瞬時電圧制御回路４０３は，コンデ
ンサ１０２の電圧指令Ｖ₁ ^*と電圧検出器３００で検出し
たコンデンサ１０２の電圧との偏差を減算器５０３にて
演算した信号を入力とし，この偏差を少なくするために
インバータ本体１００が出力すべき補正電流信号を出力
する．

【００２５】インバータ本体１００の出力電流指令値Ｉ
_A1 ^* は，コンデンサ電流基準発生回路４０４，瞬時電圧
制御回路４０３の出力と，電流センサ２００が出力する
１号インバータ装置１の負荷電流信号Ｉ_L1 ^* を加算器５
０２にて演算し，その結果をリミッタ回路４０２にて制
限した信号である．従って，無負荷状態においては，イ
ンバータ本体１００がコンデンサ１０２に流れるべき電
流を供給することによって無負荷電圧を確立する．この
場合，瞬時電圧制御回路４０３は電流制御の誤差やコン
デンサ１０２の容量の設計値と実際値との誤差により生
じるコンデンサ電流基準発生回路４０４の出力の過不足
分を補正する．次に，負荷４が投入されると，負荷電流
信号Ｉ_L1 ^* が電流センサ２００から電流マイナーループ
へ指令として与えられ，インバータが負荷電流を分担す
ることになる．ここでリミッタ回路４０２は負荷起動時
における突入電流等の過電流をインバータ本体１００が
供給しないように，電流制御回路４０１への指令値をイ
ンバータ本体１００の電流許容値以下に制限するもので
ある．

【００２６】このように構成することによって，インバ
ータはそれ自身の電流マイナーループで過電流に対し保
護され，また，負荷電流の歪や急変に対して速やかに追
従することにより，出力電圧を常に正弦波に保つことが
できる．この方式の特徴はこのような制御がインバータ
の高周波ＰＷＭのスイッチングのたびに行われるため，
応答が非常に速いことである．例えば，１０kHz のスイ
ッチング周波数を用いると１００μsec 毎に制御が行わ
れるので，負荷の急変などの外乱に対する過渡現象はお
よそ１００μsec の１０倍程度で完了し，優れた制御性
能を得ることができる．

【００２７】１号インバータ装置１と２号インバータ装
置２の電圧制御系の応答と精度が全く同一の場合は，以
上の制御系構成で横流は流れないが，実際には構成部品
の精度，制御ゲイン，主回路定数などのばらつきによ
り，このままでは横流の少ない安定した並列運転が困難
である．例えば，１号インバータ装置１と２号インバー
タ装置２の電圧センサが，それぞれ−０.５％，＋０.５
％の誤差を持っていたとすると，単独運転時の出力電圧
差ΔＶが１％となり，仮にインバータ間の配線インピー
ダンスが１％以下だとすると，横流が１００％以上流れ
ることになる．

【００２８】本発明は，次のようにして，インバータ間
に流れる横流を検出し，この横流に対してのみインピー
ダンスがあたかも存在するように制御回路を構成するこ
とにより，横流を抑制する．

【００２９】１号インバータ装置１の出力は絶縁変圧器
２０２ａ，スイッチ２０４ａを介して模擬母線９に並列
接続されており，２号インバータ装置２の出力も同様に
絶縁変圧器２０２ｂ，スイッチ２０４ｂを介して模擬母
線９に接続されている．今スイッチ２０４ａ，ｂがｏｎ
しているとすると，模擬母線９は主回路の等価回路から
負荷を除いた回路になっているので，ここを流れる電流
は各インバータ間の横流成分ΔＩ（例えば１号インバー
タ装置に対しては：ΔＩ₁＝Ｉ₁−Ｉ_L／ｎ）のみとな
る．従って電流センサ２０３では変換器相互間に流れる
横流のみが検出される．

【００３０】横流制限用仮想インピーダンス回路４０５
は、ΔＩ₁×Ｚ（ΔＩ₁は横流、Ｚは仮想的なインピーダ
ンスの伝達関数）を演算して補正信号とし、この補正信
号を出力電圧基準回路８から出力される出力電圧指令値
Ｖ^*から減じ、これをコンデンサ１０２の電圧指令Ｖ₁ ^*
とする。コンデンサ１０２の電圧は前述の電圧制御系に
より、電圧指令Ｖ₁ ^*に瞬時に追従する。

【００３１】ここで図３を用いて，横流制限用仮想イン
ピーダンス回路４０５によりインバータが横流に関して
のみＺの出力インピーダンスを持ち，横流以外の電流成
分には低インピーダンスの電圧源として動作することを
説明する．図３は図１の瞬時横流制御部を簡略化したブ
ロック図であり，図において，７００ａ，７００ｂはそ
れぞれ１号インバータ装置１，２号インバータ装置２の
電圧指令値Ｖ₁ ^*及びＶ₂ ^*から出力電圧までの伝達関数を
示す．その他の番号は前述の図１で既に説明済みであ
り，同一機能については同一番号をつけている．既に使
用している記号もあるが，次の記号を改めて定義する． Ｖ_B ：出力母線電圧 Ｖ^* ：出力電圧指令値 Ｖ₁ ^* ：１号インバータコンデンサ電圧指令値 Ｖ₂ ^* ：２号インバータコンデンサ電圧指令値 Ｉ_L ：負荷電流 Ｉ₁ ：１号インバータ出力電流 Ｉ₂ ：２号インバータ出力電流 ΔＩ₁：１号インバータ横流（＝Ｉ₁−Ｉ_L／２） ΔＩ₂：２号インバータ横流（＝Ｉ₂−Ｉ_L／２） Ｇ₁ ：１号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｇ₂ ：２号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｚ ：横流制限用仮想インピーダンス値 これらの記号を用いて，次に，横流制限用仮想インピー
ダンスの効果を示す関係式を導く．

【００３２】キルヒホッフの法則より，次式が成立す
る． Ｉ_L＝Ｉ₁＋Ｉ₂ (１) (１)式より，ΔＩ₁，ΔＩ₂は次式となる． ΔＩ₁＝Ｉ₁−Ｉ_L／２＝（Ｉ₁−Ｉ₂）／２ (２) ΔＩ₂＝Ｉ₂−Ｉ_L／２＝（Ｉ₂−Ｉ₁）／２ (３) ΔＩ₂＝−ΔＩ₁ (４) 図３及び(４)式より，Ｖ₁ ^*，Ｖ₂ ^*は次式となる． Ｖ₁ ^*＝Ｖ^*−Ｚ×ΔＩ₁ (５) Ｖ₂ ^*＝Ｖ^*−Ｚ×ΔＩ₂＝Ｖ^*＋Ｚ×ΔＩ₁ (６) Ｇ₁，Ｇ₂の定義より，次式が成立する． Ｖ_B＝Ｖ₁ ^*×Ｇ₁ (７) Ｖ_B＝Ｖ₂ ^*×Ｇ₂ (８) (５)〜(８)式より，次式が成立する． Ｖ_B＝Ｖ^*×Ｇ₁−Ｚ×ΔＩ₁×Ｇ₁ (９) Ｖ_B＝Ｖ^*×Ｇ₂＋Ｚ×ΔＩ₁×Ｇ₂ (10) (９)−(10)式より，ΔＩ₁を求めると次式となる．

【数１】

【００３３】(９)＋(10)式を求め，２で除すと，次式と
なる．

【数２】

【００３４】(11)式より，横流は仮想インピーダンス値
Ｚにより抑制できることがわかる．即ち，Ｇ₁，Ｇ₂は電
圧制御系を前述のような瞬時電圧制御形などで構成する
ことにより，出力周波数においてゲインをほぼ１とする
ことができるので，(11)式は次式となる．

【数３】

【００３５】単独運転の場合の個々のインバータ装置の
出力電圧差をΔＶとすると，(13)式は次式となる．

【数４】 例えば，ΔＶが１％の場合は，Ｚ＝５０％に選ぶと，横
流はΔＶ／（２×Ｚ）＝１％／１００％＝１％となる．

【００３６】次に(12)式の右辺第２項は，(13)式を代入
すると次式となる．

【数５】

【００３７】ΔＶは１％程度と小さいので，（ΔＶ）²
≒０ と考えることができる．従って，(12)式は右辺第
１項のみとなり，次式となる．

【数６】 (16)式より，並列運転時の母線電圧Ｖ_B は，単独運転時
の個々のインバータ装置の出力電圧平均値になり，仮想
インピーダンス値Ｚの影響はない．

【００３８】Ｚは出力周波数において横流を制限する為
の適当なインピーダンス値を持っていれば，どのような
伝達関数でもよい．例えば，この回路が比例回路であれ
ばＺは抵抗として，微分回路であればＺはリアクトルと
して，積分回路であればＺはコンデンサとして，比例，
積分，微分の組み合わせ回路であればＺは抵抗，コンデ
ンサ，リアクトルの組み合わせた回路として動作する．
また，Ｚは正負非対象のリミッタなどの非線形要素を含
む回路でも，出力周波数において横流を制限する為の適
当なインピーダンス値さえ持っていれば，安定に横流を
制限することができる．

【００３９】以上の説明では単純化のため，電流，電圧
がベクトル量であることを無視した説明となっている
が，ベクトル量であっても同じ関係が成立する．

【００４０】次に，主回路を並列運転する前に模擬母線
だけを並列接続して，試験調整する方法について説明す
る．通常の並列運転時にはスイッチ２０４を出力開閉器
１０３と連動して開閉させることにより，インバータが
実際に並列運転しているときだけ並列制御を行うが，出
力開閉器１０３をｏｆｆしたままでスイッチ２０４だけ
ｏｎするとインバータを出力母線３から切り離したまま
で並列運転制御を調整することができる．従って，装置
をはじめて並列運転するときにも事前に十分な調整をす
ることができ，又，たとえば装置の点検時に１号インバ
ータ装置だけで負荷４に給電しながら負荷に影響を与え
ることなく２号インバータの調整をすることもできる．

【００４１】以上説明した図１の制御方式は単相インバ
ータの例であるが，各相ごとにあるいは２相分に同様の
制御回路を設けることにより３相インバータにも適用で
きる．

【００４２】また以上の説明では簡単のために同じ容量
の２台のインバータで説明したが，異なる容量のｎ台の
変換器の並列運転にも適用できる．この場合は，全ての
変換器が容量に比例して負荷を分担するように構成すれ
ばよい．

【００４３】実施例２．次に，横流を２つの成分に分離
して平均値制御する例を図４により説明する．

【００４４】実施例１のように，１号および２号インバ
ータ装置が仮想インピーダンスＺだけによって並列運転
しているとすると，前述のように両者の間には，両者の
電圧差ΔＶに対し，ΔＩ＝ΔＶ／（２×Ｚ）の横流が流
れる．この横流の有効電力成分は，インバータにより可
逆変換されるため，例えば２台のインバータが無負荷で
並列運転している場合には，一方のインバータの直流電
源から他方のインバータの直流電源に対して有効電力が
流れることになる．直流電源５，６がサイリスタ整流器
のように電力回生できないものである場合，この有効電
力の流入により直流電圧が上昇してしまい，過電圧にな
る恐れがある．

【００４５】図４では，各装置に個別の電圧基準発生回
路を持ち，このような有効電力の流入を抑制して，直流
過電圧にならないで安定に並列運転するために，横流Δ
Ｉ₁を２つの成分ΔＩ_1P，ΔＩ_1Qに分離して制御してい
る．

【００４６】(14)式より横流 ΔＩ₁は

【数７】 である．図５はＶ₁ ^*およびＶ₂ ^*の絶対値が一致していて
Ｖ₂ ^*がＶ₁ ^*よりも位相角θだけ遅れている場合について
のベクトル図を示す．ここで，仮想インピーダンスＺの
抵抗分をＲ，リアクタンス分をＸとすると，Ｚ＝Ｒ＋ｊ
Ｘと表すことができ，そのインピーダンス角αを α＝ａｒｇＺ＝ｔａｎ^ー1（Ｘ／Ｒ） (17) とする．このベクトル図より横流ベクトルΔＩ₁および
ΔＩ₂は，母線電圧ベクトルＶ_B よりもαだけ遅れた仮
想電圧ベクトルＥｒに平行な成分を持たず，この仮想電
圧ベクトルよりも９０゜進んだ別の仮想電圧ベクトルＥ
ｘに平行な成分だけしか持っていない．

【００４７】図６はＶ₁ ^*およびＶ₂ ^*に位相差がなく，Ｖ
₂ ^*の絶対値がＶ₁ ^*の絶対値よりも小さい場合についての
ベクトル図を示す．このベクトル図より横流ベクトルΔ
Ｉ₁およびΔＩ₂は，母線電圧ベクトル Ｖ_B よりもαだ
け遅れた仮想電圧ベクトルＥｒに平行な成分だけを持
ち，Ｅｘに平行な成分を持っていない．

【００４８】図５および図６から，各横流成分ΔＩ₁お
よび ΔＩ₂のうちＶ₁ ^*およびＶ₂ ^*間の位相差に起因す
る成分は，これらの横流ベクトルの，仮想電圧ベクトル
Ｅｒに垂直な成分（仮想電圧ベクトルＥｘに平行な成
分）であることが分かる．つまり，各横流成分ΔＩ₁お
よびΔＩ₂のうち両電圧指令値Ｖ₁ ^*およびＶ₂ ^*間の位相
差に起因する成分は負荷母線電圧ベクトルＶ_B を９０°
−αだけ位相を進めて得た電圧Ｅｘを基準とした各横流
成分ΔＩ₁， ΔＩ₂の無効分に等しい．

【００４９】また同様に，各横流成分ΔＩ₁および Δ
Ｉ₂のうち両電圧指令値Ｖ₁ ^*およびＶ₂ ^*間の電圧絶対値
差に起因する成分は，これらの横流ベクトルの，仮想電
圧ベクトルＥｒを基準とした各横流成分ΔＩ₁， ΔＩ₂
の有効分に等しいことが分かる．

【００５０】図４に戻って説明を続ける．４１１は電流
センサ２０３によって検出された横流ΔＩ₁ を二つの直
交成分ΔＩ_1P，ΔＩ_1Q（直流信号）に変換する変換器で
あり，これらの変換器は同期整流回路または掛算器と平
滑フィルタにより構成される．成分ΔＩ_1Pは電流ΔＩ₁
の電圧Ｅｒを基準とした有効分であり，ΔＩ_1Qは電流Δ
Ｉ₁ の電圧Ｅｒを基準とした無効分である．

【００５１】ΔＩ_1Pは加減算器５０６により設定器４０
９からの電圧指令値から減算され，基準電圧として平均
値電圧制御回路４０８に入力される．一方インバータ装
置の出力電圧は，電圧検出器３００，平均値回路４１０
を介して平均値のフィードバック電圧として加減算器５
０５により基準電圧から減算される．

【００５２】ΔＩ_1Qは位相調整器４１２の入力端に導か
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、移
相器４１３により発振器４１４の出力位相を調整して、
出力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを作成
する。

【００５３】掛算器４０７には平均値電圧制御回路４０
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ^*｜と移相
器４１３から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力
され、出力電圧指令値Ｖ^*＝｜Ｖ^*｜・ｓｉｎωｔが出力
される。この信号Ｖ^*が減算器５０４に入力される。

【００５４】以上のように、横流ΔＩ₁のインバータ相
互間の位相差に起因する成分ΔＩ_1Qにより出力電圧位相
を制御する信号を補正し、電圧絶対値差に起因する成分
ΔＩ_1Pにより電圧を制御する信号を補正することによ
り、横流が少なくなるように制御する。なお、この制御
は、横流分が有害にならない範囲で比較的ゆっくりと制
御すればよい。

【００５５】実施例３．次に，横流の検出にインバータ
を模擬する模擬インバータを使用する例を，図７に基づ
いて説明する．図において，２０６はインバータ本体１
００と共通のＰＷＭ回路４００によって駆動される模擬
インバータであり，その出力は，絶縁変圧器２０２，ス
イッチ２０４を介して模擬母線９に接続されている．な
お，模擬インバータ出力には，図示していないが，リア
クトル１０１，コンデンサ１０２と等価のフィルタが接
続されている．上記模擬インバータ２０６の直流入力に
は絶縁アンプ２０５が接続されているが，絶縁アンプ２
０５によって主回路の直流電源５，６から絶縁するとと
もに直流電源の電圧と比例した直流電圧を得ることを目
的としている．模擬インバータ２０６はインバータ本体
１００の容量が数十ｋＶＡ以上であっても数十ＶＡ程度
の小さなものでよく，またその出力電圧は，上記絶縁ア
ンプの出力電圧と絶縁変圧器２０２とにより任意に選ぶ
ことができる．

【００５６】このように接続することにより，模擬母線
９の回路は，並列運転を行う主回路から負荷４をのぞい
た等価回路を構成する．従って電流センサ２０３によっ
て横流ΔＩだけを検出することができ，上記実施例１，
２と同様の動作をする．この実施例ではインバータ本体
とは独立した模擬インバータを使用するので，負荷電流
に含まれる高調波成分によって実際の出力電圧が歪んだ
場合でも，横流制御が影響を受けることはなく，また，
並列変換器間の独立性をより高めることができる．な
お，絶縁アンプ２０５はＤＣ／ＤＣコンバータ等でもよ
く，直流電圧を入力してそれに比例した適当なレベルの
直流電圧を出力できればよく，絶縁もしなくても良い．

【００５７】実施例４．次に，負荷電流を並列台数で割
って算出したインバータ１台当たりの分担する負荷電流
基準を電流マイナーループに与えて負荷電流分担させる
実施例を，図８により説明する．図において，４０６は
１号インバータ装置１が分担すべき負荷電流値を検出す
る電流検出回路である．

【００５８】図９は電流検出回路４０６の詳細を示すブ
ロック図である．４０６ｔは加算器，４０６ｕは，イン
バータ装置の並列台数をｎとすると，１／ｎのゲインを
持つ増幅回路である．加算器４０６ｔにて１号インバー
タ装置１の出力電流Ｉ₁ と２号インバータ装置２の出力
電流Ｉ₂ を加算して負荷電流Ｉ_L を求め，この信号を増
幅回路４０６ｕに入力して，負荷電流Ｉ_L を並列台数ｎ
（この場合はｎ＝２）で割った値Ｉ_L／ｎ を演算し，こ
れを１号インバータ装置１が分担すべき負荷電流値Ｉ_L1
^* として出力する．

【００５９】電流検出回路４０６から出力された負荷電
流分担指令値Ｉ_L1 ^* は，加算器５０２にてコンデンサ電
流基準発生回路４０４および瞬時電圧制御回路４０３の
出力と加算され，その結果をリミッタ回路にて制限した
信号がインバータの出力電流指令値Ｉ_A1 ^* として瞬時電
流制御回路４０１に与えられる．負荷４が投入される
と，負荷電流Ｉ_L の１／２を分担するように電流検出回
路４０６から電流マイナーループへ指令値（Ｉ_L1 ^* ）が
与えられ，それぞれのインバータが負荷電流を１／２ず
つ分担するように制御される．この実施例では，負荷電
流の分担制御はほとんど負荷電流指令によって行われる
ので，仮想インピーダンス回路４０５による横流制御は
わずかの分でよくなるため，より精度良く横流制御する
ことができる．

【００６０】実施例５．次に，実施例３の模擬インバー
タを使用した回路にインバータの分担する負荷電流指令
を与える例を図１０によって説明する．図において，２
０６は模擬母線９に接続された模擬インバータ，４０６
はインバータ装置１の分担する負荷電流を検出する電流
検出回路である．模擬インバータ２０６によって模擬母
線９に横流ΔＩに相当する電流だけが流れ，この信号が
電流センサ２０３によって検出されて横流制御される．
一方，電流検出回路４０６によって各々のインバータ電
流Ｉ₁，Ｉ₂から検出された負荷電流分担指令値Ｉ_L1 ^* は
電流マイナーループへ与えられる．

【００６１】実施例６．次に，変換器と他の電源系統と
を並列運転するシステムに本発明を適用した例を図１１
により説明する．

【００６２】図１１はインバータ装置１と交流電源系統
１０とが出力母線３を介して並列運転しながら負荷４に
電力を供給するとともに，模擬母線９により並列制御し
ている構成を示すブロック図である．なお，インバータ
１の内部で図１，３もしくは図４とほぼ同様の部分は簡
略化して表現している．また，添え字ｓは出力母線側の
構成要素を示している．

【００６３】１０３ｓは交流電源系統側の開閉器、２０
０ｓは交流電源系統１０の電流Ｉｓを検出する電流セン
サ、４１５はインバータ装置１の分担する電流を決める
電流分担回路、４１５ｔは加算器、４１５ｕはインバー
タ装置の分担する電流の分担率β（０≦β≦１）を決め
るゲインβを持つ増幅回路である。

【００６４】電流分担回路４１５ではインバータ装置１
の出力電流Ｉ₁ と交流電源系統１０の電流Ｉｓとを加算
器４１５ｔで加算して負荷電流Ｉ_L を求め，この信号を
増幅回路４１５ｕでβ倍してインバータ装置１の分担す
べき負荷電流Ｉ_L1 ^* として出力する．インバータ装置１
は図１もしくは８の実施例と同様に電流分担回路４１５
の出力する指令値Ｉ_L1 ^* を供給するように動作する．β
はインバータ装置の容量と負荷の容量との比率から決め
ればよく，また，外部からの指令により連続的に変化さ
せれば，インバータ装置と交流電源系統との間で負荷電
流の分担を緩やかに移行させることもできる．

【００６５】この実施例でも，上記実施例１と同様に，
インバータ装置と交流電源系統との間の横流ΔＩ₁ は，
仮想インピーダンスＺとの制御によって実質的に零に制
御される．

【００６６】実施例７．次に，変換器と他の電源系統と
を並列運転するシステムに模擬インバータによる並列運
転制御を適用した例を図１２により説明する．

【００６７】図１２でも，図１１と同様にインバータ装
置１と交流電源系統１０とが負荷４に電力を供給しなが
ら並列母線３によって並列運転している．インバータ本
体を模擬する模擬インバータ４０６ａは，変圧器２０２
ａ，スイッチ２０４ａを介して模擬母線９に接続されて
おり，交流電源系統は，同じように絶縁変圧器２０２ｓ
とスイッチ２０４ｓを介して模擬母線９に接続されてい
る．

【００６８】この実施例でも，上記実施例３，４と同様
に，インバータ装置と交流電源系統との間の横流ΔＩ₁
は，仮想インピーダンスＺと，ΔＩ_1P，ΔＩ_1Qの制御と
によって実質的に零に制御される．

【００６９】以上，説明した実施例では，電流マイナー
ループの指令値に，インバータの出力フィルタの並列コ
ンデンサ１０２に流れるべき電流値を与えることによっ
て，制御性を向上させているが，図１におけるコンデン
サ電流基準発生回路４０４は省略してもよい．これは電
圧制御回路４０３が１号インバータ装置１の出力電圧を
出力電圧基準Ｖ₁ ^*に一致するように動作し，その結果コ
ンデンサ電流基準の信号に替る信号を発生するので，正
弦波インバータの制御系として支障なく動作するからで
ある．この場合は，電圧制御回路４０３の増巾率が充分
大きい方が電圧制御に偏差が少なくなる．

【００７０】また，以上の説明では，制御回路の構成が
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが，電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば，横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により，安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる．

【００７１】実施例８． 以上の説明では本発明をインバータの並列運転に用いる
場合について説明したが、他の変換器でもよく、例えば
図１３に示すような、高周波のインバータとサイクロコ
ンバータを組合せ、直流から高周波矩形波さらに低周波
正弦波に変換する高周波リンク形変換器などの瞬時電圧
制御の可能な変換器にも同じ原理を適用できる。この場
合、模擬変換装置は主回路を模擬した変換器とする。

【００７２】図１３に示す変換器では、トランジスタＱ
₁からＱ₄のスイッチングによりトランスＴＲの２次に図
１４(a)に示すような矩形波を得る。次に同図(b)に示す
ようにインバータのスイッチングと同期した鋸歯状波を
作り、それと図中に線Ｘ₁−Ｘ₂で示す出力電圧指令信号
との交点を同図(c)のように求める。この信号とインバ
ータの電圧ＲＳの極性にもとづき、同図(e)のようにサ
イクロコンバータのスイッチを選択することにより同図
(d)のように信号Ｘ₁-Ｘ₂に対応した電圧を図１３のＵＮ
間に得ることができる。

【００７３】以上の説明から明らかなように，図１３の
回路は図２の(ｂ)と同等の単相ＰＷＭ電圧を得ることが
できる．さらに３相出力の場合は図１３のトランスＴＲ
の２次側の回路を３組用いた３相高周波リンク変換器を
用いるようにしてもよい．

【００７４】以上の説明では，横流の直交成分ΔＩ_1P，
ΔＩ_1Qを横流ΔＩ₁ と分離して検出しているが，出力電
流Ｉ₁と分担すべき負荷電流Ｉ_L1 ^*をそれぞれ直交成分Ｉ
_1P，Ｉ_1QとＩ_L1 ^* _P，Ｉ_L1 ^* _Qに分離し，次式から横流の直
交成分を検出してもよい． ΔＩ_1P＝Ｉ_1P−Ｉ_L1 ^* _P ΔＩ_1Q＝Ｉ_1Q−Ｉ_L1 ^* _Q

【００７５】図１，図４，図７，図８，図１０，図１
１，図１２に示した原理を実現するには，アナログ演算
増巾器等を用いたディスクリート回路でもよいし，マイ
クロプロセッサやディジタルシグナルプロセッサなどに
よるディジタル制御でソフトウェア処理により実現する
こともできる．

【００７６】

【発明の効果】以上のように，請求項１に係る発明によ
れば，出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御回路
に，模擬母線で検出した変換器相互間に流れる電流の横
流分に応じた信号を与えることにより，簡単な回路構成
で，横流を速やかに抑制する効果がある．又，主回路を
接続しなくても並列運転の調整ができ，試験調整が容易
になるという効果もある．

【００７７】また，請求項２に係る発明によれば，横流
を２つの成分に分離した平均値制御を加えることによ
り，上記請求項１に係る発明の効果に加えて，有効電力
の横流により変換器直流側電圧が上昇することを避ける
ことができ，より安定した並列運転をさせることができ
る．

【００７８】また，請求項３に係る発明によれば，主回
路の変換器本体と独立した模擬変換器を模擬母線に接続
して横流を検出することにより，負荷電流の影響を避け
ることができ，また，変換器相互間の独立性をより高め
ることができる．

【００７９】また，請求項４に係る発明によれば，上記
請求項３に係る発明の効果に加えて，有効電力の横流に
より変換器直流側電圧が上昇することを避けることがで
き，より安定した並列運転をさせることができる．

【００８０】また，請求項５ないし８に係る発明によれ
ば，変換器と別の電源系統とが共通母線に接続されてい
るシステムの場合に上述したそれぞれ請求項１ないし４
に係る発明と同様の効果を奏する．

【００８１】また，請求項９に係る発明によれば，電流
マイナーループにより，過電流に強く，かつ，いっそう
精度の高い装置を得ることができる．

【００８２】また，請求項１０に係る発明によれば，分
担すべき負荷電流指令値を電流マイナーループに与える
ことより，負荷電流分担をいっそう精度良く制御するこ
とができる．

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１を示すブロック図である．

【図２】この発明に用いる変換器の一例を示す回路図で
ある．

【図３】図１を簡略化したブロック図である．

【図４】この発明の実施例２を示すブロック図である．

【図５】この発明の実施例２を説明するベクトル図であ
る．

【図６】この発明の実施例２を説明するベクトル図であ
る．

【図７】この発明の実施例３を示すブロック図である．

【図８】この発明の実施例４を示すブロック図である．

【図９】図８の電流検出回路のブロック図である．

【図１０】この発明の実施例５を示すブロック図であ
る．

【図１１】この発明の実施例６を示すブロック図であ
る．

【図１２】この発明の実施例７を示すブロック図であ
る．

【図１３】この発明の実施例８の変換器を示す回路図で
ある．

【図１４】この発明の実施例８の変換器の動作説明図で
ある．

【図１５】従来方式の構成を示すブロック図である．

【符号の説明】

１ １号インバータ装置 ２ ２号インバータ装置 ３ 出力母線 ４ 負荷 ５，６ 直流電源 ８ 出力電圧基準回路 ９ 模擬母線 １０ 交流電源系統 ２０２ 絶縁変圧器 ２０５ 絶縁アンプ ２０６ 模擬インバータ ４０３ 瞬時電圧制御回路 ４０５ 横流制限用仮想インピーダンス回路 ４０６ 電流検出回路 ４０８ 平均値電圧制御回路 ４１１ 横流を分離する変換器 ４１２ 位相調整器 ４１３ 移相器 ４１４，４１７ 発振器 ４１５ 電流分担回路 ４１６ ＰＬＬ回路

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
   母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
   変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、出力電
   圧基準と自己の出力電圧帰還信号との偏差を入力して出
   力電圧の瞬時値を制御する電圧制御回路を有する瞬時電
   圧制御形変換器とし、上記各々の変換器の出力を上記負
   荷とは分離された並列運転制御用の模擬母線に並列接続
   すると共に、上記模擬母線に流れる信号から上記変換器
   相互間に流れる電流の横流分を検出し、この横流分に所
   定の伝達関数を乗じて補正信号を作成し、上記補正信号
   によって上記電圧制御回路の制御信号を補正することに
   より、上記横流分を抑制するようにしたことを特徴とす
   る交流出力変換器の並列運転制御装置。
2. 【請求項２】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
   母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
   変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、出力電
   圧基準と自己の出力電圧帰還信号との偏差を入力して出
   力電圧の瞬時値を制御する電圧制御回路を有する瞬時電
   圧制御形変換器とし、上記各々の変換器の出力を上記負
   荷とは分離された並列運転制御用の模擬母線に並列接続
   し、上記模擬母線に流れる信号から上記変換器相互間に
   流れる電流の横流分を検出し、この横流分に所定の伝達
   関数を乗じて第１の補正信号を作成すると共に、上記横
   流分を主として上記変換器間の位相差に起因する第１の
   成分と、主として上記変換器間の電圧差に起因する第２
   の成分として検出し、これらの検出信号により上記変換
   器の出力電圧位相と平均値とを変化させる第２の補正信
   号を作成し、上記第１及び第２の補正信号によって上記
   電圧制御回路の制御信号を補正することにより、上記横
   流分を抑制するようにしたことを特徴とする交流出力変
   換器の並列運転制御装置。
3. 【請求項３】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
   母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
   変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、出力電
   圧基準と自己の出力電圧帰還信号との偏差を入力して出
   力電圧の瞬時値を制御する電圧制御回路を有する瞬時電
   圧制御形変換器とし、上記各変換器毎に当該変換器の駆
   動制御信号と同一の制御信号で駆動される並列運転制御
   用の模擬変換器を設けてその出力を上記負荷とは分離さ
   れた並列運転制御用の模擬母線に並列接続すると共に、
   上記模擬母線に流れる信号から上記変換器相互間に流れ
   る電流の横流分を検出し、この横流分に所定の伝達関数
   を乗じて補正信号を作成し、上記補正信号によって上記
   電圧制御回路の制御信号を補正することにより、上記横
   流分を抑制するようにしたことを特徴とする交流出力変
   換器の並列運転制御装置。
4. 【請求項４】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
   母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
   変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、出力電
   圧基準と自己の出力電圧帰還信号との偏差を入力して出
   力電圧の瞬時値を制御する電圧制御回路を有する瞬時電
   圧制御形変換器とし、上記各変換器毎に当該変換器の駆
   動制御信号と同一の制御信号で駆動される並列運転制御
   用の模擬変換器を設けてその出力を上記負荷とは分離さ
   れた並列運転制御用の模擬母線に並列接続し、上記模擬
   母線に流れる信号から上記変換器相互間に流れる電流の
   横流分を検出し、この横流分に所定の伝達関数を乗じて
   第１の補正信号を作成すると共に、上記横流分を主とし
   て上記変換器間の位相差に起因する第１の成分と、主と
   して上記変換器間の電圧差に起因する第２の成分として
   検出し、これらの検出信号により上記変換器の出力電圧
   位相と平均値とを変化させる第２の補正信号を作成し、
   上記第１及び第２の補正信号によって上記電圧制御回路
   の制御信号を補正することにより、上記横流分を抑制す
   るようにしたことを特徴とする交流出力変換器の並列運
   転制御装置。
5. 【請求項５】 １台または複数台の交流出力変換器の出
   力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
   分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
   上記変換器は、出力電圧基準と自己の出力電圧帰還信号
   との偏差を入力して出力電圧の瞬時値を制御する電圧制
   御回路を有する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器
   の出力と上記電源系統とを上記負荷とは分離された並列
   運転制御用の模擬母線に並列接続し、上記模擬母線に流
   れる信号から上記変換器及び電源系統相互間に流れる電
   流の横流分を検出し、この横流分に所定の伝達関数を乗
   じて補正信号を作成し、上記補正信号によって上記電圧
   制御回路の制御信号を補正することにより、上記横流分
   を抑制するようにしたことを特徴とする交流出力変換器
   の並列運転制御装置。
6. 【請求項６】 １台または複数台の交流出力変換器の出
   力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
   分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
   上記変換器は、出力電圧基準と自己の出力電圧帰還信号
   との偏差を入力して出力電圧の瞬時値を制御する電圧制
   御回路を有する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器
   の出力と上記電源系統とを上記負荷とは分離された並列
   運転制御用の模擬母線に並列接続し、上記模擬母線に流
   れる信号から上記変換器及び電源系統相互間に流れる電
   流の横流分を検出し、この横流分に所定の伝達関数を乗
   じて第１の補正信号を作成すると共に、上記横流分を主
   として上記変換器及び電源系統の相互間の位相差に起因
   する第１の成分と、主として上記変換器及び電源系統の
   相互間の電圧差に起因する第２の成分として検出し、こ
   れらの検出信号により上記変換器の出力電圧位相と平均
   値とを変化させる第２の補正信号を作成し、上記第１及
   び第２の補正信号によって上記電圧制御回路の制御信号
   を補正することにより、上記横流分を抑制するようにし
   たことを特徴とする交流出力変換器の並列運転制御装
   置。
7. 【請求項７】 １台または複数台の交流出力変換器の出
   力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
   分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
   上記変換器は、出力電圧基準と自己の出力電圧帰還信号
   との偏差を入力して出力電圧の瞬時値を制御する電圧制
   御回路を有する瞬時電圧制御形変換器とし、上記各変換
   器毎に当該変換器の駆動制御信号と同一の制御信号で駆
   動される並列運転制御用の模擬変換器を設けてその出力
   と上記電源系統とを上記負荷とは分離された並列運転制
   御用の模擬母線に並列接続し、上記模擬母線に流れる信
   号から上記変換器及び電源系統相互間に流れる電流の横
   流分を検出し、この横流分に所定の伝達関数を乗じて補
   正信号を作成し、上記補正信号によって上記電圧制御回
   路の制御信号を補正することにより、上記横流分を抑制
   するようにしたことを特徴とする交流出力変換器の並列
   運転制御装置。
8. 【請求項８】 １台または複数台の交流出力変換器の出
   力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
   分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
   上記変換器は、出力電圧基準と自己の出力電圧帰還信号
   との偏差を入力して出力電圧の瞬時値を制御する電圧制
   御回路を有する瞬時電圧制御形変換器とし、上記各変換
   器毎に当該変換器の駆動制御信号と同一の制御信号で駆
   動される並列運転制御用の模擬変換器を設けてその出力
   と上記電源系統とを上記負荷とは分離された並列運転制
   御用の模擬母線に並列接続し、上記模擬母線に流れる信
   号から上記変換器及び電源系統相互間に流れる電流の横
   流分を検出し、この横流分に所定の伝達関数を乗じて第
   １の補正信号を作成すると共に、上記横流分を主として
   上記変換器及び電源系統の相互間の位相差に起因する第
   １の成分と、主として上記変換器及び電源系統の相互間
   の電圧差に起因する第２の成分として検出し、これらの
   検出信号により上記変換器の出力電圧位相と平均値とを
   変化させる第２の補正信号を作成し、上記第１及び第２
   の補正信号によって上記電圧制御回路の制御信号を補正
   することにより、上記横流分を抑制するようにしたこと
   を特徴とする交流出力変換器の並列運転制御装置。