JP3226257B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents
電力変換装置の制御装置Info
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
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- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数の変換器の交
流出力を変圧器により直列に接続して運転する電力変換
装置において、各変換器の出力電圧の和を正弦波状に制
御すると共に変圧器の各巻線にかかる電圧に直流成分を
生じないように制御する電力変換装置の制御装置に関す
る。
流出力を変圧器により直列に接続して運転する電力変換
装置において、各変換器の出力電圧の和を正弦波状に制
御すると共に変圧器の各巻線にかかる電圧に直流成分を
生じないように制御する電力変換装置の制御装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図１９は、本発明が適用出来る従来から
使われている電力変換装置の主回路構成図である。図に
おいて、１は系統に接続される変圧器一次巻線、２Ａ〜
２Ｄは変圧器一次巻線１に結合された変圧器二次巻線、
３Ａ〜３Ｄはゲートターンオフサイリスタ（以下単にＧ
ＴＯと記す）とダイオードで構成された変換器、４は直
流電源である。又、５〜１０は変換器３ＡのＧＴＯであ
る。
使われている電力変換装置の主回路構成図である。図に
おいて、１は系統に接続される変圧器一次巻線、２Ａ〜
２Ｄは変圧器一次巻線１に結合された変圧器二次巻線、
３Ａ〜３Ｄはゲートターンオフサイリスタ（以下単にＧ
ＴＯと記す）とダイオードで構成された変換器、４は直
流電源である。又、５〜１０は変換器３ＡのＧＴＯであ
る。
【０００３】図２０は、図１９に示す電力変換装置を制
御する従来の制御装置の構成図である。図２０におい
て、図１９と同一記号のものは同一機能を備えたもので
あって、その説明は省略する。
御する従来の制御装置の構成図である。図２０におい
て、図１９と同一記号のものは同一機能を備えたもので
あって、その説明は省略する。
【０００４】図２０において、１１は電源系統、１２は
電源系統１１の線間電圧を検出する電圧検出器、１３は
線間電圧→相電圧変換回路、１４は線間電圧→相電圧変
換回路１３の出力が印加される三相→二相変換回路、１
５は電流制御回路で変換器３Ａ〜３Ｄの出力電流を制御
する。１６は加算器で三相→二相変換回路１４と電流制
御回路１５の出力を加算する。１８は位相角算出回路で
加算器１６の出力の二相交流信号を位相角に変換する。
１９は三角波発生回路で位相角の０°から３６０°に対
応した三角波を発生する。２０はクロスポイント検出回
路で二相→三相変換回路１７の出力と、三角波発生回路
１９の出力が印加され、三角波と各三相電圧指令との交
点を検出して変換器３Ａ〜３ＤのＧＴＯをオンオフする
信号を発生する。７０はゲートパルス発生回路で変換器
３Ａ〜３ＤのＧＴＯをオンオフするゲートパルスを発生
する。
電源系統１１の線間電圧を検出する電圧検出器、１３は
線間電圧→相電圧変換回路、１４は線間電圧→相電圧変
換回路１３の出力が印加される三相→二相変換回路、１
５は電流制御回路で変換器３Ａ〜３Ｄの出力電流を制御
する。１６は加算器で三相→二相変換回路１４と電流制
御回路１５の出力を加算する。１８は位相角算出回路で
加算器１６の出力の二相交流信号を位相角に変換する。
１９は三角波発生回路で位相角の０°から３６０°に対
応した三角波を発生する。２０はクロスポイント検出回
路で二相→三相変換回路１７の出力と、三角波発生回路
１９の出力が印加され、三角波と各三相電圧指令との交
点を検出して変換器３Ａ〜３ＤのＧＴＯをオンオフする
信号を発生する。７０はゲートパルス発生回路で変換器
３Ａ〜３ＤのＧＴＯをオンオフするゲートパルスを発生
する。
【０００５】図２１と図２２は、図２０に示す従来の制
御装置によって制御した場合の作用を説明するための波
形図である。以下、図１９、図２０、図２１乃至図２２
を参照しながら説明する。
御装置によって制御した場合の作用を説明するための波
形図である。以下、図１９、図２０、図２１乃至図２２
を参照しながら説明する。
【０００６】図２１のＶＬＵＶ，ＶＬＶＷ，ＶＬＷＵは
電圧検出器１２で検出される系統の線間電圧である。線
間電圧→相電圧変換回路１３は下式の演算を行い線間電
圧ＶＬＵＶ、ＶＬＶＷ、ＶＬＷＵを相電圧ＶＬＵ、ＶＬ
Ｖ、ＶＬＷに変換する。
電圧検出器１２で検出される系統の線間電圧である。線
間電圧→相電圧変換回路１３は下式の演算を行い線間電
圧ＶＬＵＶ、ＶＬＶＷ、ＶＬＷＵを相電圧ＶＬＵ、ＶＬ
Ｖ、ＶＬＷに変換する。
【０００７】
【数１】 ＶＬＵ＝（２×ＶＬＵＶ＋ＶＬＶＷ）÷３ ＶＬＶ＝（２×ＶＬＶＷ＋ＶＬＷＵ）÷３ ＶＬＷ＝（２×ＶＬＷＵ＋ＶＬＵＶ）÷３ 三相→二相変換回路１４は相電圧ＶＬＵ，ＶＬＶ，ＶＬ
Ｗを直交ＡＢ座標系の二相信号ＶＬＡ、ＶＬＢに変換す
る。ただしＡ軸をＵ相方向にとりＢ軸をＡ軸より９０°
進んだ軸とする。
Ｗを直交ＡＢ座標系の二相信号ＶＬＡ、ＶＬＢに変換す
る。ただしＡ軸をＵ相方向にとりＢ軸をＡ軸より９０°
進んだ軸とする。
【０００８】
【数２】ＶＬＡ＝ＶＬＵ−（ＶＬＶ＋ＶＬＷ）÷２ 三相→二相変換回路１４の出力ＶＬＡ、ＶＬＢと電流制
御回路１５の出力は加算器１６により加算されるが、以
下、説明を分り易くするため電流制御回路１５の出力は
零と仮定する。即ち、変換器３Ａ〜３Ｄが電源系統１１
の電圧に等しい電圧を発生し、出力電流が零の状態につ
いて説明する。従って、加算器１６の出力はＶＡ、ＶＢ
はＶＬＡ、ＶＬＢに等しい。位相角演算回路１８は下式
の演算を行い、ＶＡ、ＶＢから位相角信号ＴＨを算出す
る。
御回路１５の出力は加算器１６により加算されるが、以
下、説明を分り易くするため電流制御回路１５の出力は
零と仮定する。即ち、変換器３Ａ〜３Ｄが電源系統１１
の電圧に等しい電圧を発生し、出力電流が零の状態につ
いて説明する。従って、加算器１６の出力はＶＡ、ＶＢ
はＶＬＡ、ＶＬＢに等しい。位相角演算回路１８は下式
の演算を行い、ＶＡ、ＶＢから位相角信号ＴＨを算出す
る。
【０００９】
【数３】 ＶＡが正でＶＡが（ＶＢの絶対値）より大きいとき ＴＨ＝ｔａｎ-1（ＶＢ／ＶＡ） ＶＢが正でＶＢが（ＶＡの絶対値）より大きいとき ＴＨ＝−ｔａｎ-1（ＶＡ／ＶＢ）＋９０° ＶＡが負でＶＡが−（ＶＢの絶対値）より小さいとき ＴＨ＝ｔａｎ-1（ＶＢ／ＶＡ）＋１８０° ＶＢが負でＶＢが−（ＶＡの絶対値）より小さいとき ＴＨ＝−ｔａｎ-1（ＶＢ／ＶＡ）＋２７０° ＴＨの波形を図２１に示す。三角波発生回路１９は下式
の演算を行い、位相角信号ＴＨを三角波信号ＴＲＩＵＡ
に変換する。
の演算を行い、位相角信号ＴＨを三角波信号ＴＲＩＵＡ
に変換する。
【００１０】 ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０゜）×９ ＴＨＯが３６０゜×ｎ（ｎは０以上の整数）より大きく
３６０゜×ｎ＋１８０゜より小さいとき ＴＲＩＵＡ＝ー１＋（ＴＨＯーｎ×３６０゜）÷９０゜ ＴＨＯが３６０゜×ｎ（ｎは０以上の整数）＋１８０゜
より大きく、 ３６０゜×ｎ＋３６０゜より小さいとき ＴＲＩＵＡ＝３ーＴＨＯ÷９０゜ ＴＲＩＵＡの波形を図２１に示す。ＴＲＩＵＡは変換器
３ＡのＵ側ＧＴＯを制御する三角波信号である。同時に
三角波発生回路１９は、
３６０゜×ｎ＋１８０゜より小さいとき ＴＲＩＵＡ＝ー１＋（ＴＨＯーｎ×３６０゜）÷９０゜ ＴＨＯが３６０゜×ｎ（ｎは０以上の整数）＋１８０゜
より大きく、 ３６０゜×ｎ＋３６０゜より小さいとき ＴＲＩＵＡ＝３ーＴＨＯ÷９０゜ ＴＲＩＵＡの波形を図２１に示す。ＴＲＩＵＡは変換器
３ＡのＵ側ＧＴＯを制御する三角波信号である。同時に
三角波発生回路１９は、
【００１１】
【数４】ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°）×９−１５° ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°）×９−３０° ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°）×９−４５° として同様の演算を行いＴＲＩＵＢ、ＴＲＩＵＣ、ＴＲ
ＩＵＤを発生する。
ＩＵＤを発生する。
【００１２】ＴＲＩＵＢ、ＴＲＩＵＣ、ＴＲＩＵＤは図
示していないが変換器３Ｂ、３Ｃ、３ＤのＵ相ＧＴＯを
制御する三角波信号である。同時に三角波信号発生回路
１９は、
示していないが変換器３Ｂ、３Ｃ、３ＤのＵ相ＧＴＯを
制御する三角波信号である。同時に三角波信号発生回路
１９は、
【００１３】
【数５】ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°−１２０°）×９ ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°−１２０°）×９−１５° ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°−１２０°）×９−３０° ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°−１２０°）×９−４５° として同様の演算を行いＴＲＩＶＡ、ＴＲＩＶＢ、ＴＲ
ＩＶＣ、ＴＲＩＶＤを発生する。
ＩＶＣ、ＴＲＩＶＤを発生する。
【００１４】ＴＲＩＶＡ、ＴＲＩＶＢ、ＴＲＩＶＣ、Ｔ
ＲＩＶＤは図示していないが変換器３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、
３ＤのＶ相ＧＴＯを制御する三角波信号である。同時に
三角波信号発生回路１９は、
ＲＩＶＤは図示していないが変換器３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、
３ＤのＶ相ＧＴＯを制御する三角波信号である。同時に
三角波信号発生回路１９は、
【００１５】
【数６】ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°−２４０°）×９ ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°−２４０°）×９−１５° ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°−２４０°）×９−３０° ＴＨＯ＝（ＴＨ＋９０°−２４０°）×９−４５° として同様の演算を行いＴＲＩＷＡ、ＴＲＩＷＢ、ＴＲ
ＩＷＣ、ＴＲＩＷＤを発生する。
ＩＷＣ、ＴＲＩＷＤを発生する。
【００１６】ＴＲＩＷＡ、ＴＲＩＷＢ、ＴＲＩＷＣ、Ｔ
ＲＩＷＤは図示していないが変換器３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、
３ＤのＷ相ＧＴＯを制御する三角波信号である。図２１
において、ＶＵＲはＵ相電圧指令である。ＶＵＶＡは変
換器３ＡのＵＶ線間電圧である。
ＲＩＷＤは図示していないが変換器３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、
３ＤのＷ相ＧＴＯを制御する三角波信号である。図２１
において、ＶＵＲはＵ相電圧指令である。ＶＵＶＡは変
換器３ＡのＵＶ線間電圧である。
【００１７】ＴＲＩＵＡとＶＵＲをクロスポイント検出
回路２０で比較し、ＶＵＲがＴＲＩＵＡより大きいとき
ＧＴＯ５をオンし、ＶＵＲがＴＲＩＵＡより小さいとき
ＧＴＯ８をオンする。同様にして、Ｖ相電圧指令ＶＶＲ
とＴＲＩＶＡを比較して、ＧＴＯ６、ＧＴＯ９のオンオ
フを決定し、Ｗ相電圧指令ＶＷＲとＴＲＩＷＡを比較し
て、ＧＴＯ７、ＧＴＯ１０のオンオフを決定する。同様
に、ＶＵＶＢ、ＶＵＶＣ、ＶＵＶＤは変換器３Ｂ、３
Ｃ、３ＤのＵＶ相の出力電圧である。
回路２０で比較し、ＶＵＲがＴＲＩＵＡより大きいとき
ＧＴＯ５をオンし、ＶＵＲがＴＲＩＵＡより小さいとき
ＧＴＯ８をオンする。同様にして、Ｖ相電圧指令ＶＶＲ
とＴＲＩＶＡを比較して、ＧＴＯ６、ＧＴＯ９のオンオ
フを決定し、Ｗ相電圧指令ＶＷＲとＴＲＩＷＡを比較し
て、ＧＴＯ７、ＧＴＯ１０のオンオフを決定する。同様
に、ＶＵＶＢ、ＶＵＶＣ、ＶＵＶＤは変換器３Ｂ、３
Ｃ、３ＤのＵＶ相の出力電圧である。
【００１８】ＶＵＶＡ、ＶＵＶＢ、ＶＵＶＤはそれぞれ
変圧器二次巻線２Ａ，２Ｂ，２Ｃ，２ＤのＵＶ相に加わ
り、変圧器一次巻線１のＵ相には正弦波状の電圧が発生
する。同様に変圧器一次巻線のＶ相にはＵ相電圧に対し
て１２０°位相の遅れた電圧が発生しＵ相とＶ相の線間
にはＶＵＶの電圧が発生する。ＶＵＶは系統の線間電圧
ＶＬＵＶと基本波が等しい電圧となる。ＦＵＶＡ、ＦＵ
ＶＢ、ＦＵＶＣ、ＦＵＶＤはそれぞれＶＵＶＡ、ＶＵＶ
Ｂ、ＶＵＶＣ、ＶＵＶＤを積分した値で変圧器二次巻線
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２ＤのＵＶ相の磁束に相当する量で
ある。
変圧器二次巻線２Ａ，２Ｂ，２Ｃ，２ＤのＵＶ相に加わ
り、変圧器一次巻線１のＵ相には正弦波状の電圧が発生
する。同様に変圧器一次巻線のＶ相にはＵ相電圧に対し
て１２０°位相の遅れた電圧が発生しＵ相とＶ相の線間
にはＶＵＶの電圧が発生する。ＶＵＶは系統の線間電圧
ＶＬＵＶと基本波が等しい電圧となる。ＦＵＶＡ、ＦＵ
ＶＢ、ＦＵＶＣ、ＦＵＶＤはそれぞれＶＵＶＡ、ＶＵＶ
Ｂ、ＶＵＶＣ、ＶＵＶＤを積分した値で変圧器二次巻線
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２ＤのＵＶ相の磁束に相当する量で
ある。
【００１９】図２２は図２０と同一の構成において、時
刻ｔ1 の時点で系統のＷ相の１線が絡した場合の動作波
形である。系統電圧がこのように歪んで非対称になった
状態でも、変換器が発生するＵＶ相線間電圧ＶＵＶは系
統のＵＶ相線間電圧ＶＬＵＶに良く追従した波形とな
る。従って、系統電圧と変換器電圧の差による過電流は
発生しない。しかし、ＦＵＶＡ、ＦＵＶＢ、ＦＵＶＣ、
ＦＵＶＤと偏磁してゆくことが分る。これは、各変換器
が発生する電圧ＶＵＶＡ、ＶＵＶＢ、ＶＵＶＣ、ＶＵＶ
Ｄに直流成分が有るためである。したがって、この直流
成分により変圧器が飽和するため運転を継続することは
出来ない。
刻ｔ1 の時点で系統のＷ相の１線が絡した場合の動作波
形である。系統電圧がこのように歪んで非対称になった
状態でも、変換器が発生するＵＶ相線間電圧ＶＵＶは系
統のＵＶ相線間電圧ＶＬＵＶに良く追従した波形とな
る。従って、系統電圧と変換器電圧の差による過電流は
発生しない。しかし、ＦＵＶＡ、ＦＵＶＢ、ＦＵＶＣ、
ＦＵＶＤと偏磁してゆくことが分る。これは、各変換器
が発生する電圧ＶＵＶＡ、ＶＵＶＢ、ＶＵＶＣ、ＶＵＶ
Ｄに直流成分が有るためである。したがって、この直流
成分により変圧器が飽和するため運転を継続することは
出来ない。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、変
換器３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄの交流出力電圧を変圧器に
より直列に接続して運転する場合、地絡事故などにより
系統電圧の波形が歪むと変圧器にかかる電圧に直流成分
を生じるため、変圧器が飽和して運転を継続することが
出来なくなる。又、単位変換器３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ
の自己消弧形素子は一周期当り９回のオンオフを繰り返
しており、スイッチングに伴なう損失が大きく、変換器
の効率が低下する。
換器３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄの交流出力電圧を変圧器に
より直列に接続して運転する場合、地絡事故などにより
系統電圧の波形が歪むと変圧器にかかる電圧に直流成分
を生じるため、変圧器が飽和して運転を継続することが
出来なくなる。又、単位変換器３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ
の自己消弧形素子は一周期当り９回のオンオフを繰り返
しており、スイッチングに伴なう損失が大きく、変換器
の効率が低下する。
【００２１】本発明は、複数の変換器の交流出力電圧を
変圧器により、直列に接続して運転する電力変換装置に
おいて、自己消弧形素子のスイッチング回数を抑えなが
ら、変圧器の一次巻線に発生する電圧が正弦波状になる
ように変換器を制御する構成において、変圧器の巻線に
かかる電圧に直流分が生じないように制御することを目
的とする。
変圧器により、直列に接続して運転する電力変換装置に
おいて、自己消弧形素子のスイッチング回数を抑えなが
ら、変圧器の一次巻線に発生する電圧が正弦波状になる
ように変換器を制御する構成において、変圧器の巻線に
かかる電圧に直流分が生じないように制御することを目
的とする。
【００２２】
【００２３】
【００２４】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、請求項１に記載の発明は、自己消弧形スイッチング
素子をブリッジ接続して成り、直流を交流に変換する複
数の単位変換器と該複数の単位変換器の交流出力を直列
接続する変圧器で構成された電力変換装置において、前
記変圧器の一次巻線が接続される交流系統電圧を検出
し、この検出電圧に基づいて前記一次巻線が出力すべき
電圧の指令値ベクトルを演算する手段と、前記電力変換
装置が出力できる電圧の実際値ベクトルを与える手段
と、前記指令値ベクトルに最も近い実際値ベクトルを選
択する手段と、前記各単位変換器が接続された前記変圧
器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を求める手
段と、前記磁束に相当する量と前記指令値ベクトルに基
いて自己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令を演算
する手段を備え、前記電力変換装置が指令値ベクトルに
最も近い電圧ベクトルを発生るように制御することを特
徴とするものである。
に、請求項１に記載の発明は、自己消弧形スイッチング
素子をブリッジ接続して成り、直流を交流に変換する複
数の単位変換器と該複数の単位変換器の交流出力を直列
接続する変圧器で構成された電力変換装置において、前
記変圧器の一次巻線が接続される交流系統電圧を検出
し、この検出電圧に基づいて前記一次巻線が出力すべき
電圧の指令値ベクトルを演算する手段と、前記電力変換
装置が出力できる電圧の実際値ベクトルを与える手段
と、前記指令値ベクトルに最も近い実際値ベクトルを選
択する手段と、前記各単位変換器が接続された前記変圧
器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を求める手
段と、前記磁束に相当する量と前記指令値ベクトルに基
いて自己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令を演算
する手段を備え、前記電力変換装置が指令値ベクトルに
最も近い電圧ベクトルを発生るように制御することを特
徴とするものである。
【００２５】請求項１に記載の発明によれば、複数の単
位変換器の出力電圧の和に対応する実際値電圧ベクトル
が、正弦波状に変化する系統電圧を表す指令値電圧ベク
トルに追従するように制御されるため、変換器の出力電
圧を正弦波状に制御することができ、実際値電圧ベクト
ルは、指令値電圧ベクトルが変化して他の実際値電圧ベ
クトルへの距離が、現状の実際値電圧ベクトルより小さ
くならないと変化しないので、自己消弧形スイッチング
素子のスイッチング回数は低く押えられると共に、変圧
器二次巻線に鎖交する磁束に相当する量の大小関係を判
別し、その大小関係に応じて各変換器の各線間出力電圧
の正側電圧時間積と負側電圧時間積がほぼ等しくなるよ
うに制御して、変圧器の巻線に直流分が生じないように
制御することができる。
位変換器の出力電圧の和に対応する実際値電圧ベクトル
が、正弦波状に変化する系統電圧を表す指令値電圧ベク
トルに追従するように制御されるため、変換器の出力電
圧を正弦波状に制御することができ、実際値電圧ベクト
ルは、指令値電圧ベクトルが変化して他の実際値電圧ベ
クトルへの距離が、現状の実際値電圧ベクトルより小さ
くならないと変化しないので、自己消弧形スイッチング
素子のスイッチング回数は低く押えられると共に、変圧
器二次巻線に鎖交する磁束に相当する量の大小関係を判
別し、その大小関係に応じて各変換器の各線間出力電圧
の正側電圧時間積と負側電圧時間積がほぼ等しくなるよ
うに制御して、変圧器の巻線に直流分が生じないように
制御することができる。
【００２６】更に、請求項２に記載の発明は、請求項１
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、それぞれの変
圧器の各二次巻線に印加される電圧を検出する電圧検出
器と、該電圧検出器の出力を積分する積分器で構成し、
該積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交する
磁束に相当する量を得ることを特徴としたものである。
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、それぞれの変
圧器の各二次巻線に印加される電圧を検出する電圧検出
器と、該電圧検出器の出力を積分する積分器で構成し、
該積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交する
磁束に相当する量を得ることを特徴としたものである。
【００２７】請求項２の発明によれば、それぞれの変圧
器の各二次巻線に印加される電圧を検出する電圧検出器
の出力を積分器で積分し、変圧器の各二次巻線に鎖交す
る磁束に相当する量を間接的に検出して請求項１の効果
を得るようにしたものである。
器の各二次巻線に印加される電圧を検出する電圧検出器
の出力を積分器で積分し、変圧器の各二次巻線に鎖交す
る磁束に相当する量を間接的に検出して請求項１の効果
を得るようにしたものである。
【００２８】また、請求項３に記載の発明は、請求項１
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、それぞれの変
圧器の二次巻線の磁路に設置した磁束センサ―を用いる
ことを特徴とするものである。
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、それぞれの変
圧器の二次巻線の磁路に設置した磁束センサ―を用いる
ことを特徴とするものである。
【００２９】請求項３の発明によれば、変圧器の各二次
巻線に鎖交する磁束に相当する量をそれぞれの変圧器の
二次巻線の磁路に設置した磁束センサ―で直接検出して
請求項１の効果を得るようにしたものである。
巻線に鎖交する磁束に相当する量をそれぞれの変圧器の
二次巻線の磁路に設置した磁束センサ―で直接検出して
請求項１の効果を得るようにしたものである。
【００３０】また、請求項４に記載の発明は、請求項１
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段は、請求項２に記
載の電力変換装置の直流電圧に相当する量を検出する電
圧検出器と、該電圧検出器の出力と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を積分する積分器で
構成し、該積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に
鎖交する磁束に相当する量を得ることを特徴とするもの
である。
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段は、請求項２に記
載の電力変換装置の直流電圧に相当する量を検出する電
圧検出器と、該電圧検出器の出力と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を積分する積分器で
構成し、該積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に
鎖交する磁束に相当する量を得ることを特徴とするもの
である。
【００３１】請求項４の発明によれば、直流電圧に相当
する量を検出する電圧検出器の出力と各単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから各単位
変換器の交流出力電圧に相当する量を演算し、その結果
を積分器で積分して、変圧器の各二次巻線に鎖交する磁
束に相当する量を間接的に検出して請求項１の効果を得
るようにしたものである。
する量を検出する電圧検出器の出力と各単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから各単位
変換器の交流出力電圧に相当する量を演算し、その結果
を積分器で積分して、変圧器の各二次巻線に鎖交する磁
束に相当する量を間接的に検出して請求項１の効果を得
るようにしたものである。
【００３２】また、請求項５に記載の発明は、請求項１
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、請求項１に記
載の電力変換装置の直流電圧指令に相当する量と前記単
位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令
とから前記単位変換器の交流出力電圧に相当する量を演
算する手段と、前記交流出力電圧に相当する量を積分す
る積分器から成り、該積分器の出力から前記変圧器の各
二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を得ることを特徴
とするものである。
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、請求項１に記
載の電力変換装置の直流電圧指令に相当する量と前記単
位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令
とから前記単位変換器の交流出力電圧に相当する量を演
算する手段と、前記交流出力電圧に相当する量を積分す
る積分器から成り、該積分器の出力から前記変圧器の各
二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を得ることを特徴
とするものである。
【００３３】請求項５の発明によれば、直流電圧指令と
各単位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ
指令とから各単位変換器の交流出力電圧に相当する量を
演算し、その結果を積分器で積分して、変圧器の各二次
巻線に鎖交する磁束に相当する量を間接的に検出して請
求項１の効果を得るようにしたものである。
各単位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ
指令とから各単位変換器の交流出力電圧に相当する量を
演算し、その結果を積分器で積分して、変圧器の各二次
巻線に鎖交する磁束に相当する量を間接的に検出して請
求項１の効果を得るようにしたものである。
【００３４】また、請求項６に記載の発明は、請求項１
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、請求項１に記
載の電力変換装置の直流電圧に相当する量を検出する電
圧検出器と、該電圧検出器の出力と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全積分する不
完全積分器から成り、該不完全積分器の出力から前記変
圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を得るこ
とを特徴とするものである。
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、請求項１に記
載の電力変換装置の直流電圧に相当する量を検出する電
圧検出器と、該電圧検出器の出力と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全積分する不
完全積分器から成り、該不完全積分器の出力から前記変
圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を得るこ
とを特徴とするものである。
【００３５】請求項６の発明によれば、直流電圧に相当
する量を検出する電圧検出器の出力と各単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから各単位
変換器の交流出力電圧に相当する量を演算し、その結果
を不完全積分器で不完全積分して、変圧器の各二次巻線
に鎖交する磁束に相当する量を間接的に検出し請求項１
の効果を得るようにしたものである。
する量を検出する電圧検出器の出力と各単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから各単位
変換器の交流出力電圧に相当する量を演算し、その結果
を不完全積分器で不完全積分して、変圧器の各二次巻線
に鎖交する磁束に相当する量を間接的に検出し請求項１
の効果を得るようにしたものである。
【００３６】また、請求項７に記載の発明は、請求項１
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、請求項１に記
載の電力変換装置の直流電圧指令に相当する量と前記単
位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令
とから前記単位変換器の交流出力電圧に相当する量を演
算する手段と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全
積分する不完全積分器から成り、該不完全積分器の出力
から前記変圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する
量を得ることを特徴とするものである。
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、請求項１に記
載の電力変換装置の直流電圧指令に相当する量と前記単
位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令
とから前記単位変換器の交流出力電圧に相当する量を演
算する手段と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全
積分する不完全積分器から成り、該不完全積分器の出力
から前記変圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する
量を得ることを特徴とするものである。
【００３７】請求項７の発明によれば、直流電圧指令と
各単位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ
指令とから各単位変換器の交流出力電圧に相当する量を
演算し、その結果を不完全積分器で不完全積分して、変
圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を間接的
に検出して請求項１の効果を得るようにしたものであ
る。
各単位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ
指令とから各単位変換器の交流出力電圧に相当する量を
演算し、その結果を不完全積分器で不完全積分して、変
圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を間接的
に検出して請求項１の効果を得るようにしたものであ
る。
【００３８】また、請求項８に記載の発明は、請求項１
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、請求項１に記
載の電力変換装置の直流電圧に相当する量を検出する電
圧検出器と、該電圧検出器の出力と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全積分する不
完全積分器から成り、該不完全積分器の時定数を前記変
圧器の各二次巻線の鎖交磁束の消失特性に合わせ、前記
不完全積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交
する磁束に相当する量を得ることを特徴とするものであ
る。
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、請求項１に記
載の電力変換装置の直流電圧に相当する量を検出する電
圧検出器と、該電圧検出器の出力と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全積分する不
完全積分器から成り、該不完全積分器の時定数を前記変
圧器の各二次巻線の鎖交磁束の消失特性に合わせ、前記
不完全積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交
する磁束に相当する量を得ることを特徴とするものであ
る。
【００３９】請求項８の発明によれば、直流電圧に相当
する量を検出する電圧検出器の出力と各単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから各単位
変換器の交流出力電圧に相当する量を演算し、その結果
を時定数を変圧器の各二次巻線の鎖交磁束の消失特性に
あわせた不完全積分器で不完全積分して、変圧器の各二
次巻線に鎖交する磁束に相当する量を間接的に検出して
請求項１の効果を得るようにしたものである。
する量を検出する電圧検出器の出力と各単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから各単位
変換器の交流出力電圧に相当する量を演算し、その結果
を時定数を変圧器の各二次巻線の鎖交磁束の消失特性に
あわせた不完全積分器で不完全積分して、変圧器の各二
次巻線に鎖交する磁束に相当する量を間接的に検出して
請求項１の効果を得るようにしたものである。
【００４０】また、請求項９に記載の発明は、請求項１
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、請求項１に記
載の電力変換装置の直流電圧指令と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全積分する不
完全積分器から成り、該不完全積分器の時定数を前記変
圧器の各二次巻線の鎖交磁束の消失特性に合わせ、前記
不完全積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交
する磁束に相当する量を得ることを特徴とするものであ
る。
に記載の発明における複数の変圧器の各相二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段を、請求項１に記
載の電力変換装置の直流電圧指令と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全積分する不
完全積分器から成り、該不完全積分器の時定数を前記変
圧器の各二次巻線の鎖交磁束の消失特性に合わせ、前記
不完全積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交
する磁束に相当する量を得ることを特徴とするものであ
る。
【００４１】請求項９の発明によれば、直流電圧指令と
各単位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ
指令とから各単位変換器の交流出力電圧に相当する量を
演算し、その結果を、時定数を変圧器の各二次巻線の鎖
交磁束の消失特性にあわせた不完全積分器で不完全積分
して、変圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量
を間接的に検出して請求項１の効果を得るようにしたも
のである。
各単位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ
指令とから各単位変換器の交流出力電圧に相当する量を
演算し、その結果を、時定数を変圧器の各二次巻線の鎖
交磁束の消失特性にあわせた不完全積分器で不完全積分
して、変圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量
を間接的に検出して請求項１の効果を得るようにしたも
のである。
【００４２】請求項１０に記載の発明は、請求項１に記
載の発明における複数の変圧器の各二次巻線に鎖交する
磁束に相当する量を求める手段を、それぞれの変圧器の
各二次巻線に印加される電圧を検出する電圧検出器と、
該電圧検出器の出力を不完全積分する不完全積分器で構
成し、該積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を得ることを特徴とするもので
ある。
載の発明における複数の変圧器の各二次巻線に鎖交する
磁束に相当する量を求める手段を、それぞれの変圧器の
各二次巻線に印加される電圧を検出する電圧検出器と、
該電圧検出器の出力を不完全積分する不完全積分器で構
成し、該積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を得ることを特徴とするもので
ある。
【００４３】請求項１０の発明によれば、それぞれの変
圧器の各二次巻線に印加される電圧を検出する電圧検出
器の出力を不完全積分器で不完全積分し、変圧器の各二
次巻線に鎖交する磁束に相当する量を間接的に検出して
請求項１の効果を得るようにしたものである。
圧器の各二次巻線に印加される電圧を検出する電圧検出
器の出力を不完全積分器で不完全積分し、変圧器の各二
次巻線に鎖交する磁束に相当する量を間接的に検出して
請求項１の効果を得るようにしたものである。
【００４４】また、請求項１１に記載の発明は、請求項
１に記載の発明における複数の変圧器の各二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段と、それぞれの変
圧器の各二次巻線に印加される電圧を検出する電圧検出
器と、該電圧検出器の出力を不完全積分する不完全積分
器で構成し、該不完全積分器の時定数を前記変圧器の各
二次巻線の鎖交磁束の消失特性に合わせ、該不完全積分
器の主力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に
相当する量を得ることを特徴とするものである。
１に記載の発明における複数の変圧器の各二次巻線に鎖
交する磁束に相当する量を求める手段と、それぞれの変
圧器の各二次巻線に印加される電圧を検出する電圧検出
器と、該電圧検出器の出力を不完全積分する不完全積分
器で構成し、該不完全積分器の時定数を前記変圧器の各
二次巻線の鎖交磁束の消失特性に合わせ、該不完全積分
器の主力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に
相当する量を得ることを特徴とするものである。
【００４５】請求項１１の発明によれば、各単位変換器
の交流出力電圧を、時定数を変圧器の各二次巻線の鎖交
磁束の消失特性にあわせた不完全積分器で不完全積分し
て、変圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を
間接的に検出して請求項１の効果を得るようにしたもの
である。
の交流出力電圧を、時定数を変圧器の各二次巻線の鎖交
磁束の消失特性にあわせた不完全積分器で不完全積分し
て、変圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を
間接的に検出して請求項１の効果を得るようにしたもの
である。
【００４６】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施の形態
の構成図である。図１において、１、２Ａ〜２Ｄ、３Ａ
〜３Ｄ、４、１１、１２は従来の実施例の説明で既に述
べたのでここでは説明を省略する。
の構成図である。図１において、１、２Ａ〜２Ｄ、３Ａ
〜３Ｄ、４、１１、１２は従来の実施例の説明で既に述
べたのでここでは説明を省略する。
【００４７】１５は変換器３Ａから３Ｄの出力電流を制
御する電流制御回路である。系統電圧検出器１２で検出
された系統電圧と電流制御回路１５の出力は指令値ベク
トル演算回路３０に送られ、電力変換器３Ａ〜３Ｄが出
力すべき出力ベクトルを出力する。一方、実際値ベクト
ル発生回路５０は、電力変換器が実際に出力できる実際
値出力ベクトルを発生する。ベクトル選択回路４０は、
実際値ベクトルのうち、指令値電圧ベクトルに最も近い
電圧ベクトルを選択する。
御する電流制御回路である。系統電圧検出器１２で検出
された系統電圧と電流制御回路１５の出力は指令値ベク
トル演算回路３０に送られ、電力変換器３Ａ〜３Ｄが出
力すべき出力ベクトルを出力する。一方、実際値ベクト
ル発生回路５０は、電力変換器が実際に出力できる実際
値出力ベクトルを発生する。ベクトル選択回路４０は、
実際値ベクトルのうち、指令値電圧ベクトルに最も近い
電圧ベクトルを選択する。
【００４８】ゲ―トパルス発生回路７０は選択された電
圧ベクトルに対応して、電力変換器３Ａから３ＤのＧＴ
Ｏをオンオフするゲ―トパルスを発生する。更に、図１
及び図２から図１０を用いて、図１の動作を説明する。
図２は図１の指令値ベクトル演算回路３０の動作を説明
するための図である。電圧検出器１２で検出された電源
系統の線間電圧ＶＬＵＶ、ＶＬＶＷ、ＶＬＷＵ、は線間
→相電圧変換回路３０１において、次式にしたがって相
電圧ＶＬＵ、ＶＬＶ、ＶＬＷに変換される。
圧ベクトルに対応して、電力変換器３Ａから３ＤのＧＴ
Ｏをオンオフするゲ―トパルスを発生する。更に、図１
及び図２から図１０を用いて、図１の動作を説明する。
図２は図１の指令値ベクトル演算回路３０の動作を説明
するための図である。電圧検出器１２で検出された電源
系統の線間電圧ＶＬＵＶ、ＶＬＶＷ、ＶＬＷＵ、は線間
→相電圧変換回路３０１において、次式にしたがって相
電圧ＶＬＵ、ＶＬＶ、ＶＬＷに変換される。
【００４９】
【数７】ＶＬＵ＝（２×ＶＬＵＶ＋ＶＬＶＷ）／３ ＶＬＶ＝（２×ＶＬＶＷ＋ＶＬＷＵ）／３ ＶＬＷ＝（２×ＶＬＷＵ＋ＶＬＵＶ）／３ さらに、相電圧ＶＬＵ、ＶＬＶ、ＶＬＷは、三相→二相
変換回路３０２において、次式にしたがってＶＬＡ、Ｖ
ＬＢに変換される。ただし、Ａ軸をＵ相方向により、Ｂ
軸をＡ軸より９０°進んだ軸とする。
変換回路３０２において、次式にしたがってＶＬＡ、Ｖ
ＬＢに変換される。ただし、Ａ軸をＵ相方向により、Ｂ
軸をＡ軸より９０°進んだ軸とする。
【００５０】
【数８】ＶＬＡ＝ＶＬＵ−（ＶＬＶ＋ＶＬＷ）／２ 三相→二相変換回路３０２の出力ＶＬＡ、ＶＬＢと電流
制御回路１５の出力は加算器３０３により加算される
が、以下、説明をわかりやすくするために電流制御回路
１５の出力は零と仮定する。すなわち、変換器３Ａ〜３
Ｄが系統電圧１１に等しい電圧を発生し、出力電流が零
の状態について説明する。したがって、加算器３０３の
出力ＣＶＡ、ＣＶＢはＶＬＡ、ＶＬＢに等しい。以上の
結果として、図３に示す電圧指令値ベクトルが決定され
る。
制御回路１５の出力は加算器３０３により加算される
が、以下、説明をわかりやすくするために電流制御回路
１５の出力は零と仮定する。すなわち、変換器３Ａ〜３
Ｄが系統電圧１１に等しい電圧を発生し、出力電流が零
の状態について説明する。したがって、加算器３０３の
出力ＣＶＡ、ＣＶＢはＶＬＡ、ＶＬＢに等しい。以上の
結果として、図３に示す電圧指令値ベクトルが決定され
る。
【００５１】図４は単位変換器１台が発生できる出力電
圧は０か６の７通りのベクトルで表すことができる。各
ベクトル０〜６に対応する自己消弧形スイッチング素子
のスイッチング状態との関係は下記のようになる。
圧は０か６の７通りのベクトルで表すことができる。各
ベクトル０〜６に対応する自己消弧形スイッチング素子
のスイッチング状態との関係は下記のようになる。
【００５２】 ＧＴＯ５ ＧＴＯ６ ＧＴＯ７ ＧＴＯ８ ＧＴＯ９ ＧＴＯ１０ ベクトル０ ＯＦＦ ＯＦＦ ＯＦＦ ＯＮ ＯＮ ＯＮ ベクトル１ ＯＮ ＯＦＦ ＯＦＦ ＯＦＦ ＯＮ ＯＮ ベクトル２ ＯＮ ＯＮ ＯＦＦ ＯＦＦ ＯＦＦ ＯＮ ベクトル３ ＯＦＦ ＯＮ ＯＦＦ ＯＮ ＯＦＦ ＯＮ ベクトル４ ＯＦＦ ＯＮ ＯＮ ＯＮ ＯＦＦ ＯＦＦ ベクトル５ ＯＦＦ ＯＦＦ ＯＮ ＯＮ ＯＮ ＯＦＦ ベクトル６ ＯＮ ＯＦＦ ＯＮ ＯＦＦ ＯＮ ＯＦＦ 図５は電力変換器３Ａ〜３Ｄが変圧器２の一次側に発生
する電圧に対応する実際値電圧ベクトルを表す図であ
る。図５において原点と各黒丸を結ぶベクトルが実際値
ベクトルを表しており、図５では６１通りのベクトルを
表している。実際値ベクトル発生回路５０は、図５の実
際値ベクトルのうち図６に示す６０゜区間の１５個の実
際値ベクトルＡＢ座標値として以下のように発生する。
する電圧に対応する実際値電圧ベクトルを表す図であ
る。図５において原点と各黒丸を結ぶベクトルが実際値
ベクトルを表しており、図５では６１通りのベクトルを
表している。実際値ベクトル発生回路５０は、図５の実
際値ベクトルのうち図６に示す６０゜区間の１５個の実
際値ベクトルＡＢ座標値として以下のように発生する。
【００５３】
【数９】Ｖ０＝（０，０）×ＶＭＡＸ／４×１．５ Ｖ１＝（１，０）×ＶＭＡＸ／４×１．５ Ｖ３＝（２，０）×ＶＭＡＸ／４×１．５ Ｖ６＝（３，０）×ＶＭＡＸ／４×１．５ Ｖ１０＝（４，０）×ＶＭＡＸ／４×１．５
【００５４】ここで、ＶＭＡＸは最大出力時の変圧器１
の１次側相電圧を表す。電圧ベクトル選択回路４０は指
令値ベクトル演算回路３０から出力された指令値ベクト
ルと実際値ベクトル発生回路５０で発生した実際値ベク
トルを入力とし、変換器１の一次側に実際に発生させる
電圧ベクトルを選択する。
の１次側相電圧を表す。電圧ベクトル選択回路４０は指
令値ベクトル演算回路３０から出力された指令値ベクト
ルと実際値ベクトル発生回路５０で発生した実際値ベク
トルを入力とし、変換器１の一次側に実際に発生させる
電圧ベクトルを選択する。
【００５５】図８は電圧ベクトル選択回路４０の動作を
説明するための図である。指令値ベクトル演算回路３０
から出力された指令値ベクトルのＡＢ座標値（ＶＡ，Ｖ
Ｂ）から位相角演算回路４０１によって次式で指令値ベ
クトルの位相角ＴＨを算出する。
説明するための図である。指令値ベクトル演算回路３０
から出力された指令値ベクトルのＡＢ座標値（ＶＡ，Ｖ
Ｂ）から位相角演算回路４０１によって次式で指令値ベ
クトルの位相角ＴＨを算出する。
【００５６】
【数１０】ＶＡが正でＶＡが（ＶＢの絶対値）より大き
いとき ＴＨ＝ｔａｎ-1（ＶＢ／ＶＡ） ＶＢが正でＶＢが（ＶＡの絶対値）より大きいとき ＴＨ＝−ｔａｎ-1（ＶＡ／ＶＢ）＋９０゜ ＶＡが負でＶＡが−（ＶＢの絶対値）より小さいとき ＴＨ＝ｔａｎ-1（ＶＢ／ＶＡ）＋１８０゜ ＶＢが負でＶＢが−（ＶＡの絶対値）より小さいとき ＴＨ＝−ｔａｎ-1（ＶＢ／ＶＡ）＋２７０゜ 位相角判別回路４０２は、以下の論理にしたがって、電
圧ベクトルがどの６０゜区間に属するか表す位相角ＴＨ
Ａを決定する。
いとき ＴＨ＝ｔａｎ-1（ＶＢ／ＶＡ） ＶＢが正でＶＢが（ＶＡの絶対値）より大きいとき ＴＨ＝−ｔａｎ-1（ＶＡ／ＶＢ）＋９０゜ ＶＡが負でＶＡが−（ＶＢの絶対値）より小さいとき ＴＨ＝ｔａｎ-1（ＶＢ／ＶＡ）＋１８０゜ ＶＢが負でＶＢが−（ＶＡの絶対値）より小さいとき ＴＨ＝−ｔａｎ-1（ＶＢ／ＶＡ）＋２７０゜ 位相角判別回路４０２は、以下の論理にしたがって、電
圧ベクトルがどの６０゜区間に属するか表す位相角ＴＨ
Ａを決定する。
【００５７】
【数１１】０°≦ＴＨ≦６０°のとき ＴＨＡ＝０° ６０°≦ＴＨ＜１２０°のとき ＴＨＡ＝６０° １２０°≦ＴＨ＜１８０°のとき ＴＨＡ＝１２０° １８０°≦ＴＨ＜２４０°のとき ＴＨＡ＝１８０° ２４０°≦ＴＨ＜３００°のとき ＴＨＡ＝２４０° ３００°≦ＴＨ＜３６０°のとき ＴＨＡ＝３００° 座標変換回路４０３は位相角判別回路４０２の出力ＴＨ
Ａにしたがって指令値電圧ベクトル（ＶＡ，ＶＢ）を次
式で座標変換する。
Ａにしたがって指令値電圧ベクトル（ＶＡ，ＶＢ）を次
式で座標変換する。
【００５８】
【数１２】 ＶＡＲ＝ ＶＡ×ｃｏｓ（ＴＨＡ）＋ＶＢ×ｓｉｎ（ＴＨＡ） ＶＢＲ＝−ＶＡ×ｓｉｎ（ＴＨＡ）＋ＶＢ×ｃｏｓ（ＴＨＡ） 距離計算回路４０４は座標変換回路４０３の出力である
ベクトルＶＲ＝（ＶＡＲ，ＶＢＲ）と実際値ベクトル発
生回路５０の出力であるＶ０〜Ｖ１４と距離Ｌ０〜Ｌ１
４を次式で演算する。
ベクトルＶＲ＝（ＶＡＲ，ＶＢＲ）と実際値ベクトル発
生回路５０の出力であるＶ０〜Ｖ１４と距離Ｌ０〜Ｌ１
４を次式で演算する。
【００５９】
【数１３】
【００６０】比較回路４０５は距離計算回路４０４で計
算した指令値ベクトルと実際値ベクトルの距離Ｌ０〜Ｌ
１４の最小値を検出し、最小値に対応する実際値ベクト
ルのＡＢ座標値（ＶＡｎ，ＶＢｎ）を出力する。座標変
換回路４０６は（ＶＡｎ，ＶＢｎ）をＴＨＡに基づいて
次式で座標変換する。
算した指令値ベクトルと実際値ベクトルの距離Ｌ０〜Ｌ
１４の最小値を検出し、最小値に対応する実際値ベクト
ルのＡＢ座標値（ＶＡｎ，ＶＢｎ）を出力する。座標変
換回路４０６は（ＶＡｎ，ＶＢｎ）をＴＨＡに基づいて
次式で座標変換する。
【００６１】
【数１４】 ＶＡＲ＝ＶＡ×ｃｏｓ（ＴＨＡ）−ＶＢ×ｓｉｎ（ＴＨＡ） ＶＢＲ＝ＶＡ×ｓｉｎ（ＴＨＡ）＋ＶＢ×ｃｏｓ（ＴＨＡ） 論理回路６０は以下の論理に従って各単位変換器が出力
すべき電圧ベクトルを決定する。Ｓｔｅｐ１） ベクトル選択回路４０の出力である電圧ベクトルを単位
変換器が出力する電圧ベクトルに次のように分解する。
ここで、ベクトル選択回路の出力ベクトルをＡＢ座標値
で表し、単位変換器が出力する電圧ベクトルを図４に記
した０から６の数字で表すこととし、３Ａから３Ｄの変
換器が出力する電圧ベクトルを一組として［１，１，
１，１］のように表現する。
すべき電圧ベクトルを決定する。Ｓｔｅｐ１） ベクトル選択回路４０の出力である電圧ベクトルを単位
変換器が出力する電圧ベクトルに次のように分解する。
ここで、ベクトル選択回路の出力ベクトルをＡＢ座標値
で表し、単位変換器が出力する電圧ベクトルを図４に記
した０から６の数字で表すこととし、３Ａから３Ｄの変
換器が出力する電圧ベクトルを一組として［１，１，
１，１］のように表現する。
【００６２】
【数１５】 （０，０）のとき ［０，０，０，０，］ （１，０）×ＶＭＡＸ／４×１．５のとき ［１，０，０，０，］ （２，０）×ＶＭＡＸ／４×１．５ のとき ［１，１，０，０］ （３，０）×ＶＭＡＸ／４×１．５ のとき ［１，１，１，０］ （４，０）×ＶＭＡＸ／４×１．５ のとき ［１，１，１，１］
【００６３】上記は電圧ベクトルの終点がＡ軸と６０°
をなす線との間にある場合の合成出力の電圧ベクトルと
単位変換器の関係であるが、これ以外の電圧ベクトルも
同様にして単位変換器の出力する電圧ベクトルに分解す
る。 Ｓｔｅｐ２） 各単位変換器の現在の出力電圧ベクトルを３Ａ、３Ｂ、
３Ｃ、３Ｄの順にチェックし、単位変換器が出力すべき
電圧ベクトルの組を単位変換器３Ａ〜３Ｄに割り付け
る。例えば、現状の変換器の出力電圧ベクトルが 変換器３Ａ １ 変換器３Ｂ ２ 変換器３Ｃ ２ 変換器３Ｄ １ のとき、各単位変換器の出力すべき電圧ベクトル指令が
［１，２，２，２］であるとする。
をなす線との間にある場合の合成出力の電圧ベクトルと
単位変換器の関係であるが、これ以外の電圧ベクトルも
同様にして単位変換器の出力する電圧ベクトルに分解す
る。 Ｓｔｅｐ２） 各単位変換器の現在の出力電圧ベクトルを３Ａ、３Ｂ、
３Ｃ、３Ｄの順にチェックし、単位変換器が出力すべき
電圧ベクトルの組を単位変換器３Ａ〜３Ｄに割り付け
る。例えば、現状の変換器の出力電圧ベクトルが 変換器３Ａ １ 変換器３Ｂ ２ 変換器３Ｃ ２ 変換器３Ｄ １ のとき、各単位変換器の出力すべき電圧ベクトル指令が
［１，２，２，２］であるとする。
【００６４】(1) 変換器３Ａの現在の出力電圧ベクト
ルが１であり、電圧ベクトル指令の組に１のベクトルは
含まれるので、変換器３Ａの次回の出力ベクトルを１と
し電圧ベクトル指令の組からベクトル１を除く。（電圧
ベクトル指令の組は［２，２，２］となる。）
ルが１であり、電圧ベクトル指令の組に１のベクトルは
含まれるので、変換器３Ａの次回の出力ベクトルを１と
し電圧ベクトル指令の組からベクトル１を除く。（電圧
ベクトル指令の組は［２，２，２］となる。）
【００６５】(2) 変換器３Ｂの現在の出力電圧ベクト
ルが２であり、電圧ベクトル指令の組に含まれるので、
変換器３Ｂの次回の出力ベクトルを２とし、電圧ベクト
ル指令の組からベクトル２を除く。（電圧ベクトル指令
の組は［２，２］となる。）
ルが２であり、電圧ベクトル指令の組に含まれるので、
変換器３Ｂの次回の出力ベクトルを２とし、電圧ベクト
ル指令の組からベクトル２を除く。（電圧ベクトル指令
の組は［２，２］となる。）
【００６６】(3) 変換器３Ｃの現在の出力電圧ベクト
ルが２であり、電圧ベクトル指令の組に含まれるので変
換器３Ｂの次回の出力ベクトルを２とし、電圧ベクトル
指令の組からベクトル２を除く。（電圧ベクトル指令の
組は［２］となる。）
ルが２であり、電圧ベクトル指令の組に含まれるので変
換器３Ｂの次回の出力ベクトルを２とし、電圧ベクトル
指令の組からベクトル２を除く。（電圧ベクトル指令の
組は［２］となる。）
【００６７】(4) 変換器３Ｄの現在の出力電圧ベクト
ルは１であり、電圧ベクトル指令の組に含まれない。電
圧ベクトル指令の組に残っているベクトル２を次回の出
力ベクトルとして変換器３Ｄに割り当てる。（この例で
は、電圧ベクトル指令の組には１つのベクトルしか残っ
ていないが、複数のベクトルが残っている場合には最初
のベクトルを割り当てる。） ゲ―トパルス発生回路７０は前述の電圧ベクトルとＧＴ
Ｏのスイッチング状態の対応を示した関係に従って、Ｇ
ＴＯのオンオフ状態を決定し、ゲートパルスを生成す
る。
ルは１であり、電圧ベクトル指令の組に含まれない。電
圧ベクトル指令の組に残っているベクトル２を次回の出
力ベクトルとして変換器３Ｄに割り当てる。（この例で
は、電圧ベクトル指令の組には１つのベクトルしか残っ
ていないが、複数のベクトルが残っている場合には最初
のベクトルを割り当てる。） ゲ―トパルス発生回路７０は前述の電圧ベクトルとＧＴ
Ｏのスイッチング状態の対応を示した関係に従って、Ｇ
ＴＯのオンオフ状態を決定し、ゲートパルスを生成す
る。
【００６８】図８は上述した動作による波形を示してい
る。本実施の形態によれば、三相交流電圧指令に対応す
る電圧ベクトルに最も近い電圧ベクトルに対応する電圧
を発生するように変換器が制御されるので、変圧器１の
１次側に正弦波状の電圧を発生する。また、単位変換器
の各ＧＴＯは１周期当り１回ずつオンオフを繰り返して
おり、従来の技術で述べた方法に対して１／９のスイッ
チング回数となるので、変換器のスイッチング損失が低
減され、高効率な電力変換器が実現できる。
る。本実施の形態によれば、三相交流電圧指令に対応す
る電圧ベクトルに最も近い電圧ベクトルに対応する電圧
を発生するように変換器が制御されるので、変圧器１の
１次側に正弦波状の電圧を発生する。また、単位変換器
の各ＧＴＯは１周期当り１回ずつオンオフを繰り返して
おり、従来の技術で述べた方法に対して１／９のスイッ
チング回数となるので、変換器のスイッチング損失が低
減され、高効率な電力変換器が実現できる。
【００６９】図９は本発明の第２の実施の形態の構成を
表す図である。図において、８０は変圧器二次巻線２Ａ
から変圧器二次巻線２Ｄの各巻線に鎖交する磁束がバラ
ンスするように制御するバランス回路である。９０は変
圧器二次巻線２Ａから変圧器二次巻線２Ｄに鎖交する磁
束に相当する量を検出する磁束検出回路である。
表す図である。図において、８０は変圧器二次巻線２Ａ
から変圧器二次巻線２Ｄの各巻線に鎖交する磁束がバラ
ンスするように制御するバランス回路である。９０は変
圧器二次巻線２Ａから変圧器二次巻線２Ｄに鎖交する磁
束に相当する量を検出する磁束検出回路である。
【００７０】図１０は磁束検出回路９０の構成を表わす
図である。磁束検出回路９０は電圧検出器９０１１〜９
１２１の出力を積分する積分器９０１２〜９１２２、積
分器の出力の差を算出する減算器９０１３〜９０２３か
ら成る。
図である。磁束検出回路９０は電圧検出器９０１１〜９
１２１の出力を積分する積分器９０１２〜９１２２、積
分器の出力の差を算出する減算器９０１３〜９０２３か
ら成る。
【００７１】図１１のバランス制御回路８０は、磁束検
出回路９０の出力の大小の順序を決定する比較回路８０
１と比較回路８０１の出力とベクトル選択回路４０の出
力から各単位変換器出力する電圧ベクトルを決定する論
理回路８０２から成る。
出回路９０の出力の大小の順序を決定する比較回路８０
１と比較回路８０１の出力とベクトル選択回路４０の出
力から各単位変換器出力する電圧ベクトルを決定する論
理回路８０２から成る。
【００７２】次に、第２の実施の形態の動作を説明す
る。図９において、電圧ベクトル指令変換回路によっ
て、単位変換器の出力すべき電圧ベクトルの組が決定さ
れるまでの動作は第１の実施の形態と同一であるため説
明を省略する。
る。図９において、電圧ベクトル指令変換回路によっ
て、単位変換器の出力すべき電圧ベクトルの組が決定さ
れるまでの動作は第１の実施の形態と同一であるため説
明を省略する。
【００７３】磁束検出回路９０は以下のように動作し、
変圧器２Ａ〜２ＤのＵＶ相磁束とＶＷ相磁束の差に相当
する量を得る。変圧器二次巻線２ＡのＵＶ相に印加され
る電圧を電圧検出器で検出し、その出力を積分器９０１
２で積分し、その出力としてＦＵＶＡを得る。
変圧器２Ａ〜２ＤのＵＶ相磁束とＶＷ相磁束の差に相当
する量を得る。変圧器二次巻線２ＡのＵＶ相に印加され
る電圧を電圧検出器で検出し、その出力を積分器９０１
２で積分し、その出力としてＦＵＶＡを得る。
【００７４】変圧器二次巻線２ＡのＶＷ相に印加される
電圧を電圧検出器で検出し、その出力を積分器９０２２
で積分し、その出力としてＦＶＷＡを得る。積分器９０
１２と積分器９０２２の出力の差ＦＵＶＡ−ＦＶＷＡを
減算器で算出する。
電圧を電圧検出器で検出し、その出力を積分器９０２２
で積分し、その出力としてＦＶＷＡを得る。積分器９０
１２と積分器９０２２の出力の差ＦＵＶＡ−ＦＶＷＡを
減算器で算出する。
【００７５】変圧器二次巻線２ＢのＵＶ相に印加される
電圧を電圧検出器で検出し、その出力を積分器９０４２
で積分し、その出力としてＦＵＶＢを得る。変圧器二次
巻線２ＢのＶＷ相に印加される電圧を電圧検出器で検出
し、その出力を積分器９０５２で積分し、その出力とし
てＦＶＷＢを得る。
電圧を電圧検出器で検出し、その出力を積分器９０４２
で積分し、その出力としてＦＵＶＢを得る。変圧器二次
巻線２ＢのＶＷ相に印加される電圧を電圧検出器で検出
し、その出力を積分器９０５２で積分し、その出力とし
てＦＶＷＢを得る。
【００７６】積分器９０４２と積分器９０５２の出力の
差ＦＵＶＢ−ＦＶＷＢを減算器で算出する。変圧器二次
巻線２ＣのＵＶ相に印加される電圧を電圧検出器で検出
し、その出力を積分器９０７２で積分し、その出力とし
てＦＵＶＣを得る。
差ＦＵＶＢ−ＦＶＷＢを減算器で算出する。変圧器二次
巻線２ＣのＵＶ相に印加される電圧を電圧検出器で検出
し、その出力を積分器９０７２で積分し、その出力とし
てＦＵＶＣを得る。
【００７７】変圧器二次巻線２ＣのＶＷ相に印加される
電圧を電圧検出器で検出し、その出力を積分器９０８２
で積分し、その出力としてＦＶＷＣを得る。積分器９０
７２と積分器９０８２の出力の差ＦＵＶＣ−ＦＶＷＣを
減算器で算出する。
電圧を電圧検出器で検出し、その出力を積分器９０８２
で積分し、その出力としてＦＶＷＣを得る。積分器９０
７２と積分器９０８２の出力の差ＦＵＶＣ−ＦＶＷＣを
減算器で算出する。
【００７８】変圧器二次巻線２ＤのＵＶ相に印加される
電圧を電圧検出器で検出し、その出力を積分器９１０２
で積分し、その出力としてＦＵＶＤを得る。変圧器二次
巻線２ＤのＶＷ相に印加される電圧を電圧検出器で検出
し、その出力を積分器９１１２で積分し、その出力とし
てＦＶＷＤを得る。
電圧を電圧検出器で検出し、その出力を積分器９１０２
で積分し、その出力としてＦＵＶＤを得る。変圧器二次
巻線２ＤのＶＷ相に印加される電圧を電圧検出器で検出
し、その出力を積分器９１１２で積分し、その出力とし
てＦＶＷＤを得る。
【００７９】積分器９１０２と積分器９１１２の出力の
差ＦＵＶＤ−ＦＶＷＤを減算器で算出する。変圧器二次
巻線２Ａ〜２ＤのＶＷ相磁束とＷＵ相磁束の差に相当す
る量ＦＶＷＡ−ＦＷＵＡ、ＦＶＷＢ−ＦＷＵＢ、ＦＶＷ
Ｃ−ＦＷＵＣ、ＦＶＷＤ−ＦＷＵＤ、ＷＵ相磁束とＵＶ
相磁束の差に相当する量ＦＷＵＡ−ＦＵＶＡ、ＦＷＵＢ
−ＦＵＶＢ、ＦＷＵＣ−ＦＵＶＣ、ＦＷＵＤ−ＦＵＶＤ
についても同様の演算で算出する。
差ＦＵＶＤ−ＦＶＷＤを減算器で算出する。変圧器二次
巻線２Ａ〜２ＤのＶＷ相磁束とＷＵ相磁束の差に相当す
る量ＦＶＷＡ−ＦＷＵＡ、ＦＶＷＢ−ＦＷＵＢ、ＦＶＷ
Ｃ−ＦＷＵＣ、ＦＶＷＤ−ＦＷＵＤ、ＷＵ相磁束とＵＶ
相磁束の差に相当する量ＦＷＵＡ−ＦＵＶＡ、ＦＷＵＢ
−ＦＵＶＢ、ＦＷＵＣ−ＦＵＶＣ、ＦＷＵＤ−ＦＵＶＤ
についても同様の演算で算出する。
【００８０】バランス制御回路８０は、まず比較回路８
０１によって、磁束検出回路９０から出力されたＵＶ相
磁束とＶＷ相磁束の差に相当する量、ＶＷ相磁束とＷＵ
相磁束の差に相当する量、ＷＵ相磁束とＵＶ相磁束の差
に相当する量それぞれの大小の順序を決定する 次に、論理回路８０２は、第１の実施の形態で説明した
のと同様にして、ベクトル選択回路４０の出力から、各
単位変換器が出力すべき電圧ベクトルの組を算出する。
次に以下の論理にしたがって、単位変換器の出力すべき
電圧ベクトルの組を単位変換器３Ａ〜３Ｄに割り付け
る。
０１によって、磁束検出回路９０から出力されたＵＶ相
磁束とＶＷ相磁束の差に相当する量、ＶＷ相磁束とＷＵ
相磁束の差に相当する量、ＷＵ相磁束とＵＶ相磁束の差
に相当する量それぞれの大小の順序を決定する 次に、論理回路８０２は、第１の実施の形態で説明した
のと同様にして、ベクトル選択回路４０の出力から、各
単位変換器が出力すべき電圧ベクトルの組を算出する。
次に以下の論理にしたがって、単位変換器の出力すべき
電圧ベクトルの組を単位変換器３Ａ〜３Ｄに割り付け
る。
【００８１】電圧ベクトル指令の最初のベクトルをチェ
ックし、そのベクトルがベクトル１である時、３Ａから
３Ｄの変換器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜
２Ｄに鎖交するＵＶ相磁束とＶＷ相磁束の差に相当する
量ＦＵＶＡ−ＦＶＷＡ、ＦＵＶＢ−ＦＶＷＢ、ＦＵＶＣ
−ＦＶＷＣ、ＦＵＶＤ−ＦＶＷＤが最小の変換器にベク
トル１を割り付ける。
ックし、そのベクトルがベクトル１である時、３Ａから
３Ｄの変換器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜
２Ｄに鎖交するＵＶ相磁束とＶＷ相磁束の差に相当する
量ＦＵＶＡ−ＦＶＷＡ、ＦＵＶＢ−ＦＶＷＢ、ＦＵＶＣ
−ＦＶＷＣ、ＦＵＶＤ−ＦＶＷＤが最小の変換器にベク
トル１を割り付ける。
【００８２】ベクトル２である時、３Ａから３Ｄの変換
器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交
するＷＵ相磁束とＵＶ相磁束の差に相当する量ＦＷＵＡ
−ＦＵＶＡ、ＦＷＵＢ−ＦＵＶＢ、ＦＷＵＣ−ＦＵＶ
Ｃ、ＦＷＵＤ−ＦＵＶＤが最大の変換器にベクトル２を
割り付ける。
器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交
するＷＵ相磁束とＵＶ相磁束の差に相当する量ＦＷＵＡ
−ＦＵＶＡ、ＦＷＵＢ−ＦＵＶＢ、ＦＷＵＣ−ＦＵＶ
Ｃ、ＦＷＵＤ−ＦＵＶＤが最大の変換器にベクトル２を
割り付ける。
【００８３】ベクトル３である時、３Ａから３Ｄの変換
器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交
するＶＷ相磁束とＷＵ相磁束の差に相当する量ＦＶＷＡ
−ＦＷＵＡ、ＦＶＷＢ−ＦＷＵＢ、ＦＶＷＣ−ＦＷＵ
Ｃ、ＦＶＷＤ−ＦＷＵＤが最小の変換器にベクトル３を
割り付ける。
器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交
するＶＷ相磁束とＷＵ相磁束の差に相当する量ＦＶＷＡ
−ＦＷＵＡ、ＦＶＷＢ−ＦＷＵＢ、ＦＶＷＣ−ＦＷＵ
Ｃ、ＦＶＷＤ−ＦＷＵＤが最小の変換器にベクトル３を
割り付ける。
【００８４】ベクトル４である時、３Ａから３Ｄの変換
器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交
するＵＶ相磁束とＶＷ相磁束の差に相当する量ＦＵＶＡ
−ＦＶＷＡ、ＦＵＶＢ−ＦＶＷＢ、ＦＵＶＣ−ＦＶＷ
Ｃ、ＦＵＶＤ−ＦＶＷＤが最大の変換器にベクトル４を
割り付ける。
器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交
するＵＶ相磁束とＶＷ相磁束の差に相当する量ＦＵＶＡ
−ＦＶＷＡ、ＦＵＶＢ−ＦＶＷＢ、ＦＵＶＣ−ＦＶＷ
Ｃ、ＦＵＶＤ−ＦＶＷＤが最大の変換器にベクトル４を
割り付ける。
【００８５】ベクトル５である時、３Ａから３Ｄの変換
器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交
するＷＵ相磁束とＵＶ相磁束の差に相当する量ＦＷＵＡ
−ＦＵＶＡ、ＦＷＵＢ−ＦＵＶＢ、ＦＷＵＣ−ＦＵＶ
Ｃ、ＦＷＵＤ−ＦＵＶＤが最小の変換器にベクトル５を
割り付ける。
器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交
するＷＵ相磁束とＵＶ相磁束の差に相当する量ＦＷＵＡ
−ＦＵＶＡ、ＦＷＵＢ−ＦＵＶＢ、ＦＷＵＣ−ＦＵＶ
Ｃ、ＦＷＵＤ−ＦＵＶＤが最小の変換器にベクトル５を
割り付ける。
【００８６】ベクトル６である時、３Ａから３Ｄの変換
器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交
するＶＷ相磁束とＷＵ相磁束の差に相当する量ＦＶＷＡ
−ＦＷＵＡ、ＦＶＷＢ−ＦＷＵＢ、ＦＶＷＣ−ＦＷＵ
Ｃ、ＦＶＷＤ−ＦＷＵＤが最大の変換器にベクトル６を
割り付ける。
器のうち、それぞれの変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交
するＶＷ相磁束とＷＵ相磁束の差に相当する量ＦＶＷＡ
−ＦＷＵＡ、ＦＶＷＢ−ＦＷＵＢ、ＦＶＷＣ−ＦＷＵ
Ｃ、ＦＶＷＤ−ＦＷＵＤが最大の変換器にベクトル６を
割り付ける。
【００８７】ベクトル０である時、出力が割り当てられ
ていな残りの変換器に全てベクトル０を割り付ける。ゲ
ートパルス発生回路７０は、単位変換器３Ａ〜３Ｄに割
り付けられた電圧ベクトルから、ＧＴＯのスイッチング
状態の対応を示した図２にしたがって、ＧＴＯのオンオ
フ状態を決定し、ゲートパルスを発生する。
ていな残りの変換器に全てベクトル０を割り付ける。ゲ
ートパルス発生回路７０は、単位変換器３Ａ〜３Ｄに割
り付けられた電圧ベクトルから、ＧＴＯのスイッチング
状態の対応を示した図２にしたがって、ＧＴＯのオンオ
フ状態を決定し、ゲートパルスを発生する。
【００８８】図１２は上述した動作による波形を示して
いる。本実施の形態によれば、三相交流電圧指令に対応
する電圧ベクトルに最も近い電圧ベクトルに対応する電
圧を発生するように変換器が制御されので、変圧器１の
１次側に正弦波状の電圧が発生する。また、単位変換器
の各ＧＴＯは１周期当り１回ずつオンオフを繰り返して
おり、従来の技術で述べた方法に対して１／９のスイッ
チング回数となるので、変換器のスイッチング損失は低
減され、高効率な電力変換器が実現できる。更に、変圧
器の２次巻線に鎖交する磁束に相当する量を検出して、
単位変換器が出力すべき電圧ベクトルの組と磁束に相当
する量の大きさに応じて各単位変換器の自己消弧形スイ
ッチング素子のオンオフ制御を行い、二次巻線に鎖交す
る磁束に相当する量がバランスするように制御している
ため、二次巻線にかかる電圧に直流分が生じないように
制御できる。従って、系統の地絡事故等により系統電圧
が大幅に歪んだときも、変圧器が飽和することなく変換
器の運転を継続することができる。
いる。本実施の形態によれば、三相交流電圧指令に対応
する電圧ベクトルに最も近い電圧ベクトルに対応する電
圧を発生するように変換器が制御されので、変圧器１の
１次側に正弦波状の電圧が発生する。また、単位変換器
の各ＧＴＯは１周期当り１回ずつオンオフを繰り返して
おり、従来の技術で述べた方法に対して１／９のスイッ
チング回数となるので、変換器のスイッチング損失は低
減され、高効率な電力変換器が実現できる。更に、変圧
器の２次巻線に鎖交する磁束に相当する量を検出して、
単位変換器が出力すべき電圧ベクトルの組と磁束に相当
する量の大きさに応じて各単位変換器の自己消弧形スイ
ッチング素子のオンオフ制御を行い、二次巻線に鎖交す
る磁束に相当する量がバランスするように制御している
ため、二次巻線にかかる電圧に直流分が生じないように
制御できる。従って、系統の地絡事故等により系統電圧
が大幅に歪んだときも、変圧器が飽和することなく変換
器の運転を継続することができる。
【００８９】以上の説明では一例として４台の変換器を
変圧器を介して直列に接続して運転する場合について説
明したが、４台以外の複数の変換器を変圧器を介して直
列に接続して運転する場合についても同様に実施出来
る。また、一例としてＧＴＯをブリッジ接続して変換器
を構成する場合について説明したが、ＧＴＯ以外の自己
消弧形スイッチング素子をブリッジ接続しても良い。
変圧器を介して直列に接続して運転する場合について説
明したが、４台以外の複数の変換器を変圧器を介して直
列に接続して運転する場合についても同様に実施出来
る。また、一例としてＧＴＯをブリッジ接続して変換器
を構成する場合について説明したが、ＧＴＯ以外の自己
消弧形スイッチング素子をブリッジ接続しても良い。
【００９０】また、前述の説明では、説明をわかりやす
くするため、電流制御回路１５の出力を零として説明し
たが、電流制御回路１５を活かせば、電圧ベクトル選択
回路４０での選択の基準になる電圧指令ベクトルに電流
制御回路１５の出力のリップルが重畳してＰＷＭ動作が
加わり、電流波形がより正弦波に近づく。このＰＷＭ動
作によってスイッチング関数が若干増えるが、従来の技
術で述べた方式に比べるとスイッチング回数は１／４か
ら１／３となり、スイッチング損失を低減できる。
くするため、電流制御回路１５の出力を零として説明し
たが、電流制御回路１５を活かせば、電圧ベクトル選択
回路４０での選択の基準になる電圧指令ベクトルに電流
制御回路１５の出力のリップルが重畳してＰＷＭ動作が
加わり、電流波形がより正弦波に近づく。このＰＷＭ動
作によってスイッチング関数が若干増えるが、従来の技
術で述べた方式に比べるとスイッチング回数は１／４か
ら１／３となり、スイッチング損失を低減できる。
【００９１】また、変圧器二次巻線に鎖交する磁束に相
当する量を検出する手段として、請求項２の変圧器二次
巻線に印加される電圧を電圧検出器にて検出して、その
値を積分する方式について説明したが、以下に述べる請
求項３以下の磁束に相当する量の検出方式を用いても良
い。
当する量を検出する手段として、請求項２の変圧器二次
巻線に印加される電圧を電圧検出器にて検出して、その
値を積分する方式について説明したが、以下に述べる請
求項３以下の磁束に相当する量の検出方式を用いても良
い。
【００９２】図１３は請求項３に対応する磁束検出回路
の実施の形態の構成図である。変圧器二次巻線２Ａ〜２
Ｄに鎖交する磁束に相当する量を変圧器二次巻線２Ａ〜
２Ｄの磁路に磁束センサを設置して、磁束を直接検出し
て請求項１と同じ効果を得るものである。図は変圧器二
次巻線２Ａについての構成を示したが、変圧器二次巻線
２Ｂ〜２Ｄについても同様に構成する。
の実施の形態の構成図である。変圧器二次巻線２Ａ〜２
Ｄに鎖交する磁束に相当する量を変圧器二次巻線２Ａ〜
２Ｄの磁路に磁束センサを設置して、磁束を直接検出し
て請求項１と同じ効果を得るものである。図は変圧器二
次巻線２Ａについての構成を示したが、変圧器二次巻線
２Ｂ〜２Ｄについても同様に構成する。
【００９３】図１４は請求項４に対応する磁束検出回路
の実施の形態を表す構成図である。直流電源４の電圧を
電圧検出器で検出し、ゲートパルス発生回路７０で生成
されるＧＴＯのオンオフ信号を正規化回路で振幅１のオ
ンオフ信号に変換し、乗算器で直流電圧と正規化された
オンオフ信号を乗算する。その結果を積分器で積分し、
変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交する磁束に相当する量
を得る。図は変圧器二次巻線２Ａについての構成を示し
たが、変圧器二次巻線２Ｂ〜２Ｄについても同様に構成
する。
の実施の形態を表す構成図である。直流電源４の電圧を
電圧検出器で検出し、ゲートパルス発生回路７０で生成
されるＧＴＯのオンオフ信号を正規化回路で振幅１のオ
ンオフ信号に変換し、乗算器で直流電圧と正規化された
オンオフ信号を乗算する。その結果を積分器で積分し、
変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交する磁束に相当する量
を得る。図は変圧器二次巻線２Ａについての構成を示し
たが、変圧器二次巻線２Ｂ〜２Ｄについても同様に構成
する。
【００９４】本実施の形態によれば、変換器の直流電圧
制御で使用する電圧検出器を利用して磁束に相当する量
を検出することができ、新たに電圧検出器を設けること
なしに請求項１の効果を得ることができる。
制御で使用する電圧検出器を利用して磁束に相当する量
を検出することができ、新たに電圧検出器を設けること
なしに請求項１の効果を得ることができる。
【００９５】図１５は請求項５に記載の磁束検出回路の
実施の形態を表す構成図である。直流電源指令回路（図
示せず）からの直流電源４の直流電圧を制御する直流電
圧指令とゲ―トパルス発生回路で生成されるＧＴＯのオ
ンオフ信号を正規化回路で振幅１に正規化したオンオフ
信号を、乗算器で乗算する。その結果を積分器で積分
し、変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交する磁束に相当す
る量を得る。図は変圧器二次巻線２Ａについての構成を
示したが、変圧器二次巻線２Ｂ〜２Ｄについても同様に
構成する。
実施の形態を表す構成図である。直流電源指令回路（図
示せず）からの直流電源４の直流電圧を制御する直流電
圧指令とゲ―トパルス発生回路で生成されるＧＴＯのオ
ンオフ信号を正規化回路で振幅１に正規化したオンオフ
信号を、乗算器で乗算する。その結果を積分器で積分
し、変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交する磁束に相当す
る量を得る。図は変圧器二次巻線２Ａについての構成を
示したが、変圧器二次巻線２Ｂ〜２Ｄについても同様に
構成する。
【００９６】本実施の形態によれば、電圧検出器を設け
ることなしに請求項１の効果を得ることができる。図１
６は請求項６及び８に記載の磁束検出回路の実施の形態
を表す構成図である。直流電源４の直流電圧を電圧検出
器で検出し、ゲ―トパルス発生回路で生成されるＧＴＯ
のオンオフ信号を正規化回路で振幅１のオンオフ信号に
変換し、乗算器で直流電圧と正規化されたオンオフ信号
を乗算する。その結果を不完全積分器で不完全積分し、
変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交する磁束に相当する量
を得る。図は変圧器二次巻線２Ａについての構成を示し
たが、変圧器二次巻線２Ｂ〜２Ｄについても同様に構成
する。
ることなしに請求項１の効果を得ることができる。図１
６は請求項６及び８に記載の磁束検出回路の実施の形態
を表す構成図である。直流電源４の直流電圧を電圧検出
器で検出し、ゲ―トパルス発生回路で生成されるＧＴＯ
のオンオフ信号を正規化回路で振幅１のオンオフ信号に
変換し、乗算器で直流電圧と正規化されたオンオフ信号
を乗算する。その結果を不完全積分器で不完全積分し、
変圧器二次巻線２Ａ〜２Ｄに鎖交する磁束に相当する量
を得る。図は変圧器二次巻線２Ａについての構成を示し
たが、変圧器二次巻線２Ｂ〜２Ｄについても同様に構成
する。
【００９７】本実施の形態によれば、変換器の直流電圧
制御で使用する電圧検出器を利用して磁束に相当する量
を検出することができ、新たに電圧検出器を設ける必要
が無くなると共に、変換器起動時等の過渡的な電圧によ
り、検出される磁束に相当する量が偏ることを回避して
請求項１の効果を得ることができる。
制御で使用する電圧検出器を利用して磁束に相当する量
を検出することができ、新たに電圧検出器を設ける必要
が無くなると共に、変換器起動時等の過渡的な電圧によ
り、検出される磁束に相当する量が偏ることを回避して
請求項１の効果を得ることができる。
【００９８】更に、請求項８の発明によれば、変換器の
直流電圧制御で使用する電圧検出器を利用して磁束に相
当する量を検出する事が出来、新に電圧検出器を設ける
必要がなくなると共に、変換器起動時等の過渡的な電圧
により、検出される磁束に相当する量が偏ることを回避
するとともに、不完全積分の時定数を磁束の消失特性に
合せているので、変圧器の二次巻線に鎖交する磁束をよ
り正確に演算することができ、請求項１の効果を高める
ことができる。
直流電圧制御で使用する電圧検出器を利用して磁束に相
当する量を検出する事が出来、新に電圧検出器を設ける
必要がなくなると共に、変換器起動時等の過渡的な電圧
により、検出される磁束に相当する量が偏ることを回避
するとともに、不完全積分の時定数を磁束の消失特性に
合せているので、変圧器の二次巻線に鎖交する磁束をよ
り正確に演算することができ、請求項１の効果を高める
ことができる。
【００９９】図１７は請求項７及び９に記載の磁束検出
回路の実施の形態を表す構成図である。直流電源４の直
流電圧を制御するための直流電圧指令とゲ―トパルス発
生回路で生成されるＧＴＯのオンオフ信号をを正規化回
路で振幅１に正規化したオンオフ信号を乗算器で乗算す
る。その結果を不完全積分器で不完全積分し、変圧器二
次巻線Ａ２〜２Ｄに鎖交する磁束に相当する量を得る。
図は変圧器二次巻線２Ａについての構成を示したが、変
圧器二次巻線２Ｂ〜２Ｄについても同様に構成する。
回路の実施の形態を表す構成図である。直流電源４の直
流電圧を制御するための直流電圧指令とゲ―トパルス発
生回路で生成されるＧＴＯのオンオフ信号をを正規化回
路で振幅１に正規化したオンオフ信号を乗算器で乗算す
る。その結果を不完全積分器で不完全積分し、変圧器二
次巻線Ａ２〜２Ｄに鎖交する磁束に相当する量を得る。
図は変圧器二次巻線２Ａについての構成を示したが、変
圧器二次巻線２Ｂ〜２Ｄについても同様に構成する。
【０１００】本実施の形態によれば、電圧検出器を設け
ることなしに磁束に相当する量を得ることができ、変換
器起動時等の過渡的な電圧により、検出される磁束に相
当する量が偏ることを回避して請求項１の効果を得るこ
とができる。更に、請求項９の発明によれば、変換器の
直流電圧制御で使用する電圧検出器を利用して磁束に相
当する量を検出する事が出来、新に電圧検出器を設ける
必要がなくなくなるとと共に、変換器起動時等の過渡的
な電圧により、検出される磁束に相当する量が偏ること
を回避するとともに、不完全積分の時定数を磁束の消失
特性に合せているので、変圧器の二次巻線に鎖交する磁
束をより正確に演算することができ、請求項１の効果を
高めることができる。
ることなしに磁束に相当する量を得ることができ、変換
器起動時等の過渡的な電圧により、検出される磁束に相
当する量が偏ることを回避して請求項１の効果を得るこ
とができる。更に、請求項９の発明によれば、変換器の
直流電圧制御で使用する電圧検出器を利用して磁束に相
当する量を検出する事が出来、新に電圧検出器を設ける
必要がなくなくなるとと共に、変換器起動時等の過渡的
な電圧により、検出される磁束に相当する量が偏ること
を回避するとともに、不完全積分の時定数を磁束の消失
特性に合せているので、変圧器の二次巻線に鎖交する磁
束をより正確に演算することができ、請求項１の効果を
高めることができる。
【０１０１】図１８は請求項１０及び１１に記載の磁束
検出回路の実施の形態を表す構成図である。出力電圧を
出力電圧検出器で検出し、その検出結果を時定数を各変
圧器の二次巻線に鎖交する磁束の消失特性に合せた不完
全積分器で不完全積分し、変圧器二次巻線Ａ２〜２Ｄに
鎖交する磁束に相当する量を得る。
検出回路の実施の形態を表す構成図である。出力電圧を
出力電圧検出器で検出し、その検出結果を時定数を各変
圧器の二次巻線に鎖交する磁束の消失特性に合せた不完
全積分器で不完全積分し、変圧器二次巻線Ａ２〜２Ｄに
鎖交する磁束に相当する量を得る。
【０１０２】本実施の形態によれば、変換器起動時等の
過渡的な電圧により、検出される磁束に相当する量が偏
ることを回避するとともに、不完全積分の時定数を磁束
の消失特性に合せているので、変圧器の二次巻線に鎖交
する磁束をより正確に演算することができ、請求項１の
効果を高めることができる。
過渡的な電圧により、検出される磁束に相当する量が偏
ることを回避するとともに、不完全積分の時定数を磁束
の消失特性に合せているので、変圧器の二次巻線に鎖交
する磁束をより正確に演算することができ、請求項１の
効果を高めることができる。
【０１０３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
複数の単位変換器の交流出力電圧を変圧器の二次巻線に
接続し、変圧器の一次巻線を直列接続して運転する電力
変換装置において、変圧器の一次巻線が接続される交流
系統電圧を検出し、交流系統電圧ベクトルに電力変換器
の指令電圧ベクトルから各単位変換器が出力すべき電圧
ベクトルを決定し、単位変換器の自己消弧形スイッチン
グ素子をオンオフ制御することにより、電力変換装置の
出力電圧を指令値に追従して階段状の波形に制御するこ
とができる。従って、歪みの少ない正弦波状の出力電圧
を得ることができると共に、事故時の系統電圧の急変に
も遅れなく追従することができる。更に、定常運転状態
では、変換器の各自己消弧形スイッチング素子が一周期
に一回ずつオンオフを繰り返すだけなので、スイッチン
グ回数が少なく、スイッチング損失を低減できる。ま
た、変圧器の二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を検
出して、単位変換器の出力電圧ベクトル指令と磁束に相
当する量の大きさに応じて単位変換器の自己消弧形スイ
ッチング素子のオンオフ制御を行うことで、二次巻線に
鎖交する磁束に相当する量がバランスするように制御し
ているため、二次巻線にかかる電圧に直流成分を生じな
いように制御出来る。従って、系統の地絡事故などによ
り系統電圧が大幅に歪んだとしても、変圧器が飽和する
ことなく変換器の運転を継続することができる。
複数の単位変換器の交流出力電圧を変圧器の二次巻線に
接続し、変圧器の一次巻線を直列接続して運転する電力
変換装置において、変圧器の一次巻線が接続される交流
系統電圧を検出し、交流系統電圧ベクトルに電力変換器
の指令電圧ベクトルから各単位変換器が出力すべき電圧
ベクトルを決定し、単位変換器の自己消弧形スイッチン
グ素子をオンオフ制御することにより、電力変換装置の
出力電圧を指令値に追従して階段状の波形に制御するこ
とができる。従って、歪みの少ない正弦波状の出力電圧
を得ることができると共に、事故時の系統電圧の急変に
も遅れなく追従することができる。更に、定常運転状態
では、変換器の各自己消弧形スイッチング素子が一周期
に一回ずつオンオフを繰り返すだけなので、スイッチン
グ回数が少なく、スイッチング損失を低減できる。ま
た、変圧器の二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を検
出して、単位変換器の出力電圧ベクトル指令と磁束に相
当する量の大きさに応じて単位変換器の自己消弧形スイ
ッチング素子のオンオフ制御を行うことで、二次巻線に
鎖交する磁束に相当する量がバランスするように制御し
ているため、二次巻線にかかる電圧に直流成分を生じな
いように制御出来る。従って、系統の地絡事故などによ
り系統電圧が大幅に歪んだとしても、変圧器が飽和する
ことなく変換器の運転を継続することができる。
【図１】本発明による電力変換装置の第１の実施の形態
を表すブロック図。
を表すブロック図。
【図２】第１の実施の形態の中の指令電圧ベクトル演算
回路の詳細な構成図を示すブロック図。
回路の詳細な構成図を示すブロック図。
【図３】指令電圧ベクトルと二相電圧指令との関係を表
す図。
す図。
【図４】単位変換器が発生できる電圧ベクトルを表す
図。
図。
【図５】電力変換器３Ａから３Ｄが発生できる合成電圧
ベクトルを表す図。
ベクトルを表す図。
【図６】実際値電圧ベクトルが発生する電圧ベクトルを
表す図。
表す図。
【図７】電圧ベクトル選択回路の詳細な構成を表す図。
【図８】請求項１の発明の動作を説明するための波形
図。
図。
【図９】本発明の第２の実施の形態を表すブロック図。
【図１０】第２の実施の形態における磁束検出回路の詳
細な構成を表す図。
細な構成を表す図。
【図１１】第２の実施の形態におけるバランス制御回路
の詳細な構成を表す図。
の詳細な構成を表す図。
【図１２】第２の実施の形態の動作を説明するための
図。
図。
【図１３】請求項４に対応する磁束検出回路の構成図。
【図１４】請求項５に対応する磁束検出回路の構成図。
【図１５】請求項６に対応する磁束検出回路の構成図。
【図１６】請求項７及び９に対応する磁束検出回路の構
成図。
成図。
【図１７】請求項８及び１０に対応する磁束検出回路の
構成図。
構成図。
【図１８】請求項１１及び１２に対応する磁束検出回路
の構成図。
の構成図。
【図１９】本発明を適用できる電力変換装置の主回路構
成図。
成図。
【図２０】図１９の電力変換装置を制御する従来の制御
装置のブロック図。
装置のブロック図。
【図２１】従来の電力変換装置の動作波形図。
【図２２】従来の電力変換装置の動作波形図。
１ …変圧器一次巻線 ２Ａ〜２Ｄ…変圧
器二次巻線 ３Ａ〜３Ｄ…単位変換器 ４ …直流
電源 ５〜１０ …ＧＴＯ １１ …系統
電圧 １２ …系統電圧検出器 １３ …線間
電圧相電圧変換回路 １４ …三相二相変換回路 １５ …電流
制御回路 １６ …加算器 １７ 二相
三相変換回路 １８ …位相角算出回路 １９ …三角
波発生回路 ２０ …クロスポイント検出回路３０ …指令
値ベクトル演算回路 ４０ …ベクトル選択回路 ５０ …実際
値ベクトル発生回路 ６０ …論理回路 ７０ …ゲ―
トパルス発生回路 ８０ …バランス制御回路路 ９０ …磁束
検出回路
器二次巻線 ３Ａ〜３Ｄ…単位変換器 ４ …直流
電源 ５〜１０ …ＧＴＯ １１ …系統
電圧 １２ …系統電圧検出器 １３ …線間
電圧相電圧変換回路 １４ …三相二相変換回路 １５ …電流
制御回路 １６ …加算器 １７ 二相
三相変換回路 １８ …位相角算出回路 １９ …三角
波発生回路 ２０ …クロスポイント検出回路３０ …指令
値ベクトル演算回路 ４０ …ベクトル選択回路 ５０ …実際
値ベクトル発生回路 ６０ …論理回路 ７０ …ゲ―
トパルス発生回路 ８０ …バランス制御回路路 ９０ …磁束
検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/155 H02M 7/162 H02M 7/17 H02M 7/48
Claims (11)
- 【請求項１】 自己消弧形スイッチング素子をブリッジ
接続して成り、直流を交流に変換する複数の単位変換器
と、該複数の単位変換器の交流出力を直列接続する変圧
器で構成された電力変換器において、 前記変圧器の一次巻線が接続される交流系統電圧を検出
し、この検出電圧に基づいて前記一次巻線が出力すべき
電圧の指令値ベクトルを演算する手段と、 前記電力変換装置が出力できる電圧の実際値ベクトルを
与える手段と、 前記指令値ベクトルに最も近い実際値ベクトルを選択す
る手段と、 前記単位変換器が接続された前記変圧器の各二次巻線に
鎖交する磁束に相当する量を求める手段と、 前記磁束に相当する量と前記指令値ベクトルに基づいて
自己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令を演算する
手段を備え、 前記電力変換装置が指令値ベクトルに最も近い電圧ベク
トルを発生するように制御することを特徴とする電力変
換装置の制御装置。 - 【請求項２】 前記磁束に相当する量を求める手段は、
前記変圧器の各二次巻線に印加される電圧を検出す電圧
検出器と、該電圧検出器の出力を積分する積分器から成
り、該積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交
する磁束に相当する量を得ることを特徴とする請求項１
に記載の電力変換装置の制御装置。 - 【請求項３】 前記磁束に相当する量を求める手段は、
前記変圧器の各二次巻線の磁路に設置した磁束センサ―
を用いることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装
置の制御装置。 - 【請求項４】 前記磁束に相当する量を求める手段は、
前記電力変換装置の直流電圧に相当する量を検出する電
圧検出器と、該電圧検出器の出力と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を積分する積分器か
ら成り、該積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に
鎖交する磁束に相当する量を得ることを特徴とする請求
項１に記載の電力変換装置の制御装置。 - 【請求項５】 前記磁束に相当する量を求める手段は、
前記電力変換装置の直流電圧指令に相当する量と前記単
位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令
とから前記単位変換器の交流出力電圧に相当する量を演
算する手段と、前記交流出力電圧に相当する量を積分す
る積分器から成り、該積分器の出力から前記変圧器の各
二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を得ることを特徴
とする請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。 - 【請求項６】 前記磁束に相当する量を求める手段は、
前記電力変換装置の直流電圧に相当する量を検出する電
圧検出器と、該電圧検出器の出力と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全積分する不
完全積分器から成り、該不完全積分器の出力から前記変
圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を得るこ
とを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御装
置。 - 【請求項７】 前記磁束に相当する量を求める手段は、
前記電力変換装置の直流電圧指令に相当する量と前記単
位変換器の自己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令
とから前記単位変換器の交流出力電圧に相当する量を演
算する手段と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全
積分する不完全積分器から成り、該不完全積分器の出力
から前記変圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する
量を得ることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装
置の制御装置。 - 【請求項８】 前記磁束に相当する量を求める手段は、
前記電力変換装置の直流電圧を検出する電圧検出器と、
該電圧検出器の出力と前記単位変換器の自己消弧形スイ
ッチング素子のオンオフ指令とから前記単位変換器の交
流出力電圧に相当する量を演算する手段と、前記交流出
力電圧に相当する量を不完全積分する不完全積分器から
成り、該不完全積分器の時定数を前記変圧器の各二次巻
線の鎖交磁束の消失特性に合わせ、前記不完全積分器の
出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当
する量を得ることを特徴とする請求項１に記載の電力変
換装置の制御装置。 - 【請求項９】 前記磁束に相当する量を求める手段は、
前記電力変換装置の直流電圧指令と前記単位変換器の自
己消弧形スイッチング素子のオンオフ指令とから前記単
位変換器の交流出力電圧に相当する量を演算する手段
と、前記交流出力電圧に相当する量を不完全積分する不
完全積分器から成り、該不完全積分器の時定数を前記変
圧器の各二次巻線の鎖交磁束の消失特性に合わせ、前記
不完全積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交
する磁束に相当する量を得ることを特徴とする請求項１
に記載の電力変換装置の制御装置。 - 【請求項１０】 前記磁束に相当する量を求める手段
は、前記変圧器の各二次巻線に印加される電圧を検出す
電圧検出器と、該電圧検出器の出力を不完全積分する不
完全積分器から成り、該不完全積分器の出力から前記変
圧器の各二次巻線に鎖交する磁束に相当する量を得るこ
とを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御装
置。 - 【請求項１１】 前記磁束に相当する量を求める手段
は、前記変圧器の各二次巻線に印加される電圧を検出す
電圧検出器と、該電圧検出器の出力を不完全積分する不
完全積分器から成り、該不完全積分器の時定数を前記変
圧器の各二次巻線の鎖交磁束の消失特性に合わせ、前記
不完全積分器の出力から前記変圧器の各二次巻線に鎖交
する磁束に相当する量を得ることを特徴とする請求項１
に記載の電力変換装置の制御装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33625295A JP3226257B2 (ja) | 1995-12-25 | 1995-12-25 | 電力変換装置の制御装置 |
| CA002193593A CA2193593C (en) | 1995-12-25 | 1996-12-20 | Control system for power conversion system |
| DE19654830A DE19654830B4 (de) | 1995-12-25 | 1996-12-23 | Steuerungssystem für eine Leistungswandlerschaltung |
| AU76472/96A AU694690B2 (en) | 1995-12-25 | 1996-12-23 | Control system for power conversion system |
| US08/771,841 US5737206A (en) | 1995-12-25 | 1996-12-23 | Control system for power conversion system |
| KR1019960071353A KR100240906B1 (ko) | 1995-12-25 | 1996-12-24 | 전력변환장치의 제어장치 |
| CN96113906A CN1047890C (zh) | 1995-12-25 | 1996-12-25 | 用于电力变换***的控制*** |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33625295A JP3226257B2 (ja) | 1995-12-25 | 1995-12-25 | 電力変換装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09182439A JPH09182439A (ja) | 1997-07-11 |
| JP3226257B2 true JP3226257B2 (ja) | 2001-11-05 |
Family
ID=18297210
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5737206A (ja) |
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| KR (1) | KR100240906B1 (ja) |
| CN (1) | CN1047890C (ja) |
| AU (1) | AU694690B2 (ja) |
| CA (1) | CA2193593C (ja) |
| DE (1) | DE19654830B4 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3400283B2 (ja) * | 1997-02-27 | 2003-04-28 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| KR100326104B1 (ko) * | 1997-08-04 | 2002-10-11 | 가부시끼가이샤 도시바 | 전력변환장치의제어방법 |
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Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US3876923A (en) * | 1973-11-28 | 1975-04-08 | Reliance Electric Co | Inverter paralleling for harmonic reduction |
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-
1995
- 1995-12-25 JP JP33625295A patent/JP3226257B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-12-20 CA CA002193593A patent/CA2193593C/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-12-23 US US08/771,841 patent/US5737206A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-23 AU AU76472/96A patent/AU694690B2/en not_active Ceased
- 1996-12-23 DE DE19654830A patent/DE19654830B4/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-24 KR KR1019960071353A patent/KR100240906B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1996-12-25 CN CN96113906A patent/CN1047890C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09182439A (ja) | 1997-07-11 |
| DE19654830A1 (de) | 1997-11-06 |
| DE19654830B4 (de) | 2009-05-07 |
| AU7647296A (en) | 1997-08-07 |
| CA2193593C (en) | 1999-10-05 |
| KR100240906B1 (ko) | 2000-01-15 |
| CN1047890C (zh) | 1999-12-29 |
| AU694690B2 (en) | 1998-07-23 |
| US5737206A (en) | 1998-04-07 |
| CA2193593A1 (en) | 1997-06-26 |
| KR970055165A (ko) | 1997-07-31 |
| CN1156922A (zh) | 1997-08-13 |
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