JPS63287371A - 相間リアクトル多重式ｐｗｎインバ−タ - Google Patents

相間リアクトル多重式ｐｗｎインバ−タ

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JPS63287371A
JPS63287371A JP62119672A JP11967287A JPS63287371A JP S63287371 A JPS63287371 A JP S63287371A JP 62119672 A JP62119672 A JP 62119672A JP 11967287 A JP11967287 A JP 11967287A JP S63287371 A JPS63287371 A JP S63287371A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は２台のＰＷＭインバータの出力端を各々相間
リアクトルで接続し、この相間リアクトルの中間点より
並列多重さ゛れた３相出力を得る相間リアクトル多重式
ＰＷＭインバータに関するものであり、特に、相間リア
クトルを流れて２台のインバータ相間を循環する循環電
流の抑制技術に関するものである。
〔従来の技術〕
第６図は、例えば電気学会論文誌昭和５９年４月１０４
巻Ｂ分冊４号に掲載された論文５９−Ｂ２８　ｒＧＴＯ
ＰＷＭインバータの並列運転」に示された相間り・アク
ドル多重式ＧＴＯＰＷＭインバータの主回路であり、図
において、１は直流電圧源、２ａ〜７ａ、２ｂ〜７ｂは
一対宛直列に接続して前記直流電圧源１と並列に接続し
た還流ダイオード、８ａ〜１３ａ、８ｂ〜１３ｂは還流
ダイオード２ａ〜７ａ、２ｂ〜７ｂと並列に接続したＧ
ＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）で、第１のインバ
ータＩ　Ｎ　Ｖ　ａ　を第２のイ′ンバータＩＮＶｂを
構成する。１４〜１６はインバータＩ　Ｎ　Ｖ　ａとＩ
ＮＶｂの出力端を各々接続する相間リアクトル、１７は
相間リアクトル１４〜１６の中点より並列多重された３
相出力を得る負荷である。
第７図は第６図の制御回路であり、１８ａ、１８ｂは発
振器、１９ａ、１９ｂは分周器、２０ａ。
２０ｂは三角波キアリア発生器、２２ａ、２２ｂは各イ
ンバータのＰＷＭ用３相り変調波を発生するためのロー
カルプロセッサ、２１はローカルプロセッサ２２ａ、２
２ｂを制御するスーパーバイザリプロセッサ、２３ａ〜
２５ａ、２３ｂ〜２５ｂは三角波キアリアと被変調波を
比較してＧＴ○８　ａ〜１３　ａ　、　８　ｂ〜ｌ　３
　ｂのＰＷＭ点弧信号を発生するコンパレータ、２６ａ
〜２８ａ、２６ｂ〜２８ｂは狭幅パルスの発生を防止す
る波形整形回路、２９は第６図の相間リアクトルを貫通
する循環電流１　ｕｃ＋　ｌ　Ｖ（ｙ　、Ｉ　ＩＦＣの
位相と振幅の帰還信号である。
次に動作について説明する。ＰＷＭ制御回路の動作につ
いては、第６図の第１のインバータＩＮＶ、ａと第２の
インバータＩＮＶ、ｂが共に同一のため、第１のインバ
ータＩＮＶ、ａについてのみ説明する。
まず、発振器１８ａの出力であるクロックを三角波キア
リア発生器２０ａの内部のＵ／Ｄ　（アップ／ダウン）
カウンタ（図示せず）でカウントし、第８図に示すよう
な三角波信号ｅＣを発生し、コンパレータ２３ａ〜２５
ａに送る。
一方、上記発振器１８ａの出力は、分周期１９ａで分周
された後、出力相電圧の基本波位相信号としてローカル
プロセッサ２２ａへ入力される。
このローカルプロセッサ２２ａでは上記基本波位相信号
をアドレスとして、ＲＯＭに格納されている正弦波テー
ブルを読み出し、出力として３指圧弦波信号ｅａを発生
する。
コンパレータ２３ａ〜２５ａは第８図のように、上記の
三角波信号ｅ（と３指圧弦波信号ｅａを比較してＰＷＭ
点弧信号Ｓａを発生する。
このＰＷＭ点弧信号Ｓａは波形整形回路２６ａ〜２８ａ
を通り、ＰＷＭに無関係な狭幅パルスが消されて、Ｇ　
Ｔ　Ｏ８ａ　、　１０　ａ　、　１２　ａの点弧信号ｕ
’ａ＊　ｖ＠、　ＷｆｉとなるＧＴ○９ａ、ｌｌａ、１
３ａの点弧信号はｕａ＋　ｖｌｌ’ｔ　Ｗａの負論理信
号層７゜ｖ６．　Ｗｆｉであるが、簡単化のため図示し
ていない。
なお、上記第７図の従来例では、信頼性向上のための冗
長システムを指向するため、第１．第２ノインバータＩ
ＮＶ、ａ、ＩＮＶ、ｂを個別の発振器１８ａ、１８ｂと
制御回路で運転する個別制御方式を採用している。
このように、第１．第２のインバータＩＮＶ。
ａ、ＩＮＶ、ｂが個別に制御されるため、各インバータ
の各相間に発生する電圧の基本波振幅と位相は異なり、
第６図に示すように各相間を循環電流ｍｕ（ｙ　ｌＶｃ
＋　１ｗｃが流れる。
この各相毎の循環電流の振幅と位相をスーパーバイザリ
−プロセッサ２１に帰還信号２９として帰還して、この
スーパーバイザリ−プロセッサ２１で両インバータＩＮ
Ｖ、ａ、ＩＮＶ、ｂの各相電圧指令値（被変調波）の振
幅と位相を各相毎に循環電流が減少するように、両イン
バータＩＮＶ。
ａ、ＩＮＶ、ｂのローカるプロセッサ２２ａ、２２ｂに
対して制御指令を出力する。
以上の制御動作で両インバータＩＮＶ、ａ、ＩＮＶ、ｂ
の負荷分担の平衡を保つ。
〔発明が解決しようとする問題点〕
従来の相間リアクトル多重式ＰＷＭインバータは以上の
ように祷成されているので、大容量化のための多重とい
う観点からは、発振周波数の差のあるインバータ相間の
電流分担を平衡化するため。
相間リアクトルが大きなものになり、出力電流の高速制
御用には使用できず、また、制御回路が複雑であるなど
の問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、相間リアクトルを小さくでき、出力電流であ
る負荷電流を高速に制御できるとともに、制御回路を簡
単化でき、コスト的にも優れた相間リアクトル多重式Ｐ
ＷＭインバータを得ることを目的とする。
〔問題点を解決するための手段〕
この発明に係る相間リアクトル多重式ＰＷＭインバータ
は、２台のインバータの各相出力電流の各同一相の和に
基づいて１両インバータの共通相電圧指令値（ＰＷＭ被
変調波）を発生する共通相電圧指令値発生手段と、上記
各相出力電流の各同一相の差によって、上記共通相電圧
指令値に電流差信号（循環電流）を減少する方向に該電
流差信号に比例した値を持つ補正信号を加算、減算して
、各インバータの各相電圧指令値を発生する各相電圧指
令値発生手段と、両インバータに共通の三角波キャリア
と上記各相電圧指令値とに基づいて前記各インバータの
点弧信号を発生する点弧信号発生手段とを有したもので
ある。
〔作用〕
この発明における相間リアクトル多重式ＰＷＭインバー
タは、相間リアクトルの中点から出力される各和食荷電
流が、各インバータの各相出力電流の同一相の和信号の
フィードバック制御により高速に制御されつつ、各イン
バータの各相出力電流の同一相の差信号（循環電流に比
例）により各インバータの各相電圧指令値が補正され、
各相の相間リアクトル両端に印加される相間電圧差が高
速に制御されて、各相の循環電流が非常に小さくなるよ
う制御される。
〔実施例〕
以下、この発明の一実施例を前記第６図と同一部分に同
一符号を付した第１図について説明する。
第１図において、１０８ａ〜１１３ａ、１０８ｂ〜１１
３ｂは前記第６図におけるＧＴＯ８ａ〜１３ａ、８ｂ〜
１３ｂと置き換えたスイッチである。
第２図は第１Ｖ４のＵ相のみ抜き出して示したもので、
第２図において、３０．３１は第１．第２のインバータ
ＩＮＶ、ａ、ＩＮＶ、ｂのＵ相出力電流の電流検出器で
ある。他相（Ｖ相、Ｗ相）にも同様な電流検出器が必要
である。
第３図は第１．第２のインバータエＮＶ−ａ＊ＩＮＶ、
ｂのＵ相の電流制御回路であり、第３図において、３２
，３４．３５は減算器、３３．３６は加算器、３７は可
変ゲイン、３８は増幅器である。
３９．４０は三角波キャリアｅｃと被変調波ｖｕａ″ｙ
Ｖｕｂ″を比較するコンパレータ、４１゜４２はインバ
ータ、４３〜４６はアーム短絡防止用のｏｎ−ｄｅｌａ
ｙ　（オン・プレイ）回路、４７は三角波キャリアｅ（
の発生器、Ｓｐは三角波キャリアｅｃの山と谷で立上り
を発生する。ｎｅ−ｓｈｏｔ　（ワン・ショート）信号
、４９はｏｎａ−ｓｈｏｔ信号Ｓ信号Ｓ上りで可変ゲイ
ン３７の出力ｋｉｕｃをサンプルホールドするサンプル
ホールダである。
なお１図示例では、加算器３３、減算器３４、増幅器３
８で各共通相電圧指令値発生手段Ａを構成し、また、減
算器３２、可変ゲイン３７、サンプルホールダ４９、減
算器３５．加算器３６で各相電圧指令値発生手段Ｂを構
成し、更に、コンパレータ３９，４０、インバータ４１
，４２、ｏｎ・ｄｅｌａｙ回路４３〜４６、三角波キャ
リアｅｃの発生器４７で点弧信号発生手段Ｃを構成して
いる。
第４図は第２図の各スイッチ１０８ａ、１０９ａ、１０
８ｂ、１０９ｂの相スイッチング状態をＩＮＶ、ａ、Ｉ
ＮＶ、ｂそれぞれ５ｕｌｌ＋　Ｓｕ−とじ、第２図のＮ
点から見た第１．第２のインバータＩＮＶ、ａ、ＩＮＶ
、ｂの出力相電圧ＶｕａｗｖｔＩｂ、相間リアクトル印
加電圧ｖｕｅ、負荷相電圧ｖｕを示した図である。
第５図は、第３図の被変調波ｖｕａ”、　ＶＬｌｂ”″
と三角波キャリアｅｃのコンパレータ３９，４０で−の
比較動作を示す動作説明図である。
次に、第２図乃至第５図を参照して動作を説明する。第
２図のように第１のインバータＩＮＶ。
ａ、第２のインバータＩＮＶ、ｂの各Ｕ相出力電流１ｕ
ａｔ　ｌｕｂが検出器３０．３１によって検出され、減
算器３２、加算“器３３により・、それぞれ和と差で負
荷電流ｉ１１と循環電流ｉｕｃが求められる。
負荷電流ｉ１１はその指令値１ｕＩ１１と減算器３４で
つき合わされ、その出力は増幅器３８で増幅されて、両
インバータＩＮＶ、ａ、ＩＮＶ、ｂに共通な相電圧指令
値ｖｕ１″が出力される。
一方、循環電流ｉｕｃは可変ゲイン３７で比例ゲイン倍
され、その出力が上記相電圧指令値ｖｕｌ′に減算器３
５で減算、加算器３６で、加算され、両インバータＩＮ
Ｖ、ａ、ＩＮＶ、、ｂのＵ相電圧指令値Ｖ　ｕａ”　＋
　Ｖ　ｕｂｌをそれぞれ出力する。
このＵ相電圧指令値ｖ　ｕａ’″、Ｖｕｂ”″はコンパ
レータ３９，４０で三角波キャリアｅｃと第５図のよう
に比較され、その出力はスイッチ１０８ａ。
１０９ａ或いは１０８ｂ、１０９ｂの同時点弧によるア
ーム短絡防止用の０ｎ−ｄｅｌａｙ回路４３，４５を通
るか、インバータ４１．４２で論理反転されｏｎ−ｄｅ
１ａｙ回路４４，４６を通る。
スイッチ１０８ａ、１０９ａの点弧信号５Ｗｕａ。
５Ｗｘａ又はスイッチ４０８ｂ、１０９ｂの点弧信号Ｓ
　Ｗｕｂ、　Ｓ　Ｗｘｂとなり、第５図に示すような相
間リアクトル中点電圧Ｖｕ、相間リアクトル両端に印加
される電圧ｖｕｃを発生する。
第２図における負荷端子電圧（相間リアクトル中点電圧
）ｖｕと相間リアクトル印加電圧ＶｕＣは下式で表わさ
れる。
Ｖｕ”　（Ｖｕａ＋　Ｖｕｂ　）　／　２　　　　−（
１）Ｖｕｃ＝Ｖｕａ　　Ｖｕｂ　　　　　　　　　・・
＊２）但し、直流回路Ｎ点電位をＯ電位とする。
また、上記説明のように、 Ｖｕ＆”＝Ｖｕ秦−ｋ　　ｉ　ｕｃ　　　　　　　　　
　　　　　　−（３）ＶＩＩｉ＋　＝　ｖ　ｕ”＋　ｋ
　ｉ　ｕｃ　　　　　　　　・・・（４）更に、ＰＷＭ
の原理であるキャリア周期間の電圧平均値＝電圧指令値
の条件 ＶｕａＬｕａ・　　　　　　　　　−（５）Ｖｕｂ　＝
　Ｖｕｔ＋　ＩＩ　　　　　　　　　　　・・−（６）
を考え、（３）、（４）式を（１）、（２）式に代入す
ると、 ｖｕ＝ｖｕ′″　　　　　　　　　　　　・・・（７）
Ｖｕｃ＝　−２ｋ　ｉ　ｕｃ　　　　　　　　　　−（
８）となる。
上記（７）式より、負荷端子電圧Ｖｕは第１゜第２のイ
ンバータＩＮＶ、ａ、ＩＮＶ、ｂの共通電圧指令値ｖｕ
′に等しく　（キャリア周期内の電圧平均値が等しく）
制御されるため、負荷電流の制御が可能である。
また、上記（８）式より、循環電流ｉｕｃの極性と相間
リアクトル印加電圧ＶｕＣの極性が異なるため、循環電
流ｉｕｃの増加は結果的に該循環電流ｉｕｃの減少を促
す方向の作用として相間リアクトル印加電圧ｖｕｃを介
してフィードバックされることにより、第５図のように
循環電流ｉｕｃを非常に小さく抑制する効果を発揮する
。故に負荷電流ｉ（１と循環電流ｉｕｃの制御が相互干
渉することなく独立に実施され得る。
なお、上記実施例では゛アナログ的説明を行なったが、
マイクロプロセッサおよびディジタル回路による構成で
も良い。また、サンプルホールド４９はＵＰ／ＤＯＷＮ
カウンタで構成しても良く、検出された循環電流ｉｕｃ
の極性により（８）式を満足する方向にＵＰ／ＤＯＷＮ
動作を行ない、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＆’″ｒ　Ｖｕｂｌを
形成できるようなものであれば良い。また、出力相数は
単相でも多相でも良い。
〔発明の効果〕
以上のように、この発明によれば、負荷電流制御と循環
電流制御を独立に行うように構成したので、比較的小さ
な相間リアクトルの使用においても循環電流を小さく押
えながら、負荷電流の高速制御が可能で、装置の小型化
、低コスト化、大容量化となる効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の一実施例による相間リアクトル多重
式３相ＰＷＭインバータを示す回路構成図、第２図は第
１図のＵ相のみを抜き出して示した回路構成図、第３図
はこの発明の一実施例による第２図のＵ相のみの制御回
路図、第４図は第２図のスイッチング素子のスイッチン
グ状態関数と諸量の関係を示す図、第５図は動作を説明
する信号波形図、第６図は従来の相間リアクトル多重式
ＧＴＯＰＷＭインバータの回路構成図、第７図は第６図
の制御回路図、第８図は三角波キャリア比較式ＰＷＭの
動作説明図である。 Ｉ　ＮＶ、ａ　、Ｉ　ＮＶ、ｂはインバータ、１４〜１
６は相間リアクトル、Ａは共通相電圧指令値発生手段、
Ｂは各相電圧指令値発生手段、Ｃは点弧信号発生手段。 なお１図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。 ＩＮＶ、ａ 第２０ 第３図 第６図 第７図

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. ２台のインバータの出力端を各々相間リアクトルで接続
    し、この相間リアクトルの中間点より並列多重された３
    相出力を得る相間リアクトル多重式ＰＷＭインバータに
    おいて、前記各インバータの出力電流の同一相の和に基
    づいて両該インバータの共通相電圧指令値を発生する共
    通相電圧指令値発生手段と、前記各インバータの各相出
    力電流の同一相の差に基づいて該各インバータの各相電
    圧指令値を発生する各相電圧指令値発生手段と、前記各
    相電圧指令値と三角波キャリアとに基づいて前記各イン
    バータの点弧信号を発生する点弧信号発生手段とを具備
    したことを特徴とする相間リアクトル多重式ＰＷＭイン
    バータ。
JP62119672A 1987-05-15 1987-05-15 相間リアクトル多重式ｐｗｎインバ−タ Pending JPS63287371A (ja)

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US07/162,900 US4802079A (en) 1987-05-15 1988-03-02 PWM control apparatus for interphase reactor multiplex inverter
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