JP2510485B2 - パルス幅変調インバ−タの制御装置 - Google Patents
パルス幅変調インバ−タの制御装置Info
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- JP2510485B2 JP2510485B2 JP58200808A JP20080883A JP2510485B2 JP 2510485 B2 JP2510485 B2 JP 2510485B2 JP 58200808 A JP58200808 A JP 58200808A JP 20080883 A JP20080883 A JP 20080883A JP 2510485 B2 JP2510485 B2 JP 2510485B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は可変電圧，可変周波数の交流電源を得るイン
バータの制御回路に関し、特にパルス幅変調（PWM）方
式を使用したインバータの制御装置に関する。
バータの制御回路に関し、特にパルス幅変調（PWM）方
式を使用したインバータの制御装置に関する。
従来PWMインバータの制御装置は第１図に示すように
正弦波或は階段波などの変調波を発生させる回路10、三
角波，鋸歯状波などの搬送波を発生させる回路11及び上
記の両者の信号を比較してパルス幅変調（以下PWMと記
す）信号を発生させるPWM信号波形合成回路12とで構成
されていた。回路11には出力電圧の利用率向上をねらつ
て回路10から出力される変調波の周波数に応じてその周
波数が可変にできるような機能を付加したり、また出力
電圧の波形率を改善するために搬送波の周波数を高くで
きるようにしたりすることが必要なため、その回路構成
は複雑になるだけでなく、周波数変化範囲が広くとれる
高価な発振器を使用する必要があつた。
正弦波或は階段波などの変調波を発生させる回路10、三
角波，鋸歯状波などの搬送波を発生させる回路11及び上
記の両者の信号を比較してパルス幅変調（以下PWMと記
す）信号を発生させるPWM信号波形合成回路12とで構成
されていた。回路11には出力電圧の利用率向上をねらつ
て回路10から出力される変調波の周波数に応じてその周
波数が可変にできるような機能を付加したり、また出力
電圧の波形率を改善するために搬送波の周波数を高くで
きるようにしたりすることが必要なため、その回路構成
は複雑になるだけでなく、周波数変化範囲が広くとれる
高価な発振器を使用する必要があつた。
本発明は上記の点に鑑み発明されたもので搬送波発生
回路を付加することなく、PWM信号を発生することがで
きるPWMインバータの制御装置を提供するにある。
回路を付加することなく、PWM信号を発生することがで
きるPWMインバータの制御装置を提供するにある。
本発明は、パルス幅変調された信号により直流入力電
圧を所定の周波数の交流出力電圧に変換するパルス幅変
調インバータの制御装置において、一定時間τＣごとに
ＨレベルとＬレベルを交互に繰り返す方形波信号を発生
する方形波信号発生手段と、所定の周波数に対応した周
波数指令より、所定の周波数を有する正弦波関数の位相
θを求める位相演算手段と、交流出力電圧に対応した電
圧指令振幅値のその最大振幅値に対する振幅比KHを指令
する電圧指令手段と、方形波信号のレベルが変化するタ
イミングにおける正弦波関数の値及び振幅比KHより、方
形波信号のレベルに応じてパルス幅基準信号のパルス幅
を求めるパルス幅演算手段と、パルス幅基準信号のレベ
ルが変化するタイミングにおける方形波信号のレベルに
応じてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生
成手段とを備えたことを特徴とする。
圧を所定の周波数の交流出力電圧に変換するパルス幅変
調インバータの制御装置において、一定時間τＣごとに
ＨレベルとＬレベルを交互に繰り返す方形波信号を発生
する方形波信号発生手段と、所定の周波数に対応した周
波数指令より、所定の周波数を有する正弦波関数の位相
θを求める位相演算手段と、交流出力電圧に対応した電
圧指令振幅値のその最大振幅値に対する振幅比KHを指令
する電圧指令手段と、方形波信号のレベルが変化するタ
イミングにおける正弦波関数の値及び振幅比KHより、方
形波信号のレベルに応じてパルス幅基準信号のパルス幅
を求めるパルス幅演算手段と、パルス幅基準信号のレベ
ルが変化するタイミングにおける方形波信号のレベルに
応じてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生
成手段とを備えたことを特徴とする。
以下本発明の実施例について詳細に説明をする。
第２図は本発明のパルス幅変調インバータの制御装置
を示す図である。第２図に於て所望の周波数指令Ｒは
ポテンシヨメータ20を通して発せられ、V/F変換器21に
導入される。V/F変換器21からはＲの値に比例した周
期を持つパルス列が発生し、このパルスはカウンタ24の
クロツク端子（Ｋ）にクロツク信号として導入される。
カウンタ24はこのクロツク信号によつてカウントアツプ
されて行き、正弦波の周期に相当するデータにカウント
の値が到達するとパルスT1がカウンタ24から出力され
る。この信号はカウンタ24のリセツト端子（Ｒ）に導入
され、この信号によつてカウンタの内容がリセツトされ
る。そしてまたクロツクによつて再びカウントアツプし
て行く。このような動作がカウンタ24の回路によつて周
期的に繰返されることになる。正弦波の位相θはこのカ
ウンタの内容をマイクロコンピユータ23が読み取ること
によつて得られる。なお23はメモリ（RAM,EPROM）、カ
ウンタ、入出力ポート等が内蔵されているワンチツプの
マイクロコンピユータである。
を示す図である。第２図に於て所望の周波数指令Ｒは
ポテンシヨメータ20を通して発せられ、V/F変換器21に
導入される。V/F変換器21からはＲの値に比例した周
期を持つパルス列が発生し、このパルスはカウンタ24の
クロツク端子（Ｋ）にクロツク信号として導入される。
カウンタ24はこのクロツク信号によつてカウントアツプ
されて行き、正弦波の周期に相当するデータにカウント
の値が到達するとパルスT1がカウンタ24から出力され
る。この信号はカウンタ24のリセツト端子（Ｒ）に導入
され、この信号によつてカウンタの内容がリセツトされ
る。そしてまたクロツクによつて再びカウントアツプし
て行く。このような動作がカウンタ24の回路によつて周
期的に繰返されることになる。正弦波の位相θはこのカ
ウンタの内容をマイクロコンピユータ23が読み取ること
によつて得られる。なお23はメモリ（RAM,EPROM）、カ
ウンタ、入出力ポート等が内蔵されているワンチツプの
マイクロコンピユータである。
なおマイクロコンピユータ23は上記の位相θから正弦
波の値を求め、電圧指令値KH（出力電圧に対応する係
数）をA/D変換器22を通して読み込み、後に説明する演
算式を使用してPWM信号を得るためのパルス幅基準信号
のパルス幅を３相分求め、プログラマブルタイマ25にセ
ツトする。タイマ25からは上記のデータに基づいてパル
ス幅基準信号TU及びこの信号と120°,240°位相差の持
つ信号TV,TWをラツチ回路26に入力する。またマイクロ
コンピユータ23は周期τＣ毎にＨレベル及びＬレベルの
信号を有する方形波信号ESを発生する。ラツチ回路26は
上記の信号TU（TV,TW）をクロツク入力として信号ESを
データ入力とするフリツプフロツプ回路で構成されてお
り、TU（TV,TW）の信号の立下り時点でESのデータを取
込み、３相のPWM信号EU,EV,EWが得られるようになつて
いる。またこれらの信号はマイクロコンピユータ23から
出力されるソフトサプレス信号Saによつてしや断するこ
とも可能である。
波の値を求め、電圧指令値KH（出力電圧に対応する係
数）をA/D変換器22を通して読み込み、後に説明する演
算式を使用してPWM信号を得るためのパルス幅基準信号
のパルス幅を３相分求め、プログラマブルタイマ25にセ
ツトする。タイマ25からは上記のデータに基づいてパル
ス幅基準信号TU及びこの信号と120°,240°位相差の持
つ信号TV,TWをラツチ回路26に入力する。またマイクロ
コンピユータ23は周期τＣ毎にＨレベル及びＬレベルの
信号を有する方形波信号ESを発生する。ラツチ回路26は
上記の信号TU（TV,TW）をクロツク入力として信号ESを
データ入力とするフリツプフロツプ回路で構成されてお
り、TU（TV,TW）の信号の立下り時点でESのデータを取
込み、３相のPWM信号EU,EV,EWが得られるようになつて
いる。またこれらの信号はマイクロコンピユータ23から
出力されるソフトサプレス信号Saによつてしや断するこ
とも可能である。
以下本発明の制御装置による変調方式について第３
図，第４図を用いて更に詳細に説明をする。
図，第４図を用いて更に詳細に説明をする。
第３図は電圧指令値KH（＝正弦波の波高値E1と仮想三
角波の波高値Ｈとの比）が１より小さい場合、第４図は
振幅比が１より大きい場合をそれぞれ示す。なお図中の
三角波は説明の便宜のため描かれたものであつていずれ
も仮想上のものである。以下第３図に示す記号を使用し
てPWM信号（EU）を得るまでを説明する。
角波の波高値Ｈとの比）が１より小さい場合、第４図は
振幅比が１より大きい場合をそれぞれ示す。なお図中の
三角波は説明の便宜のため描かれたものであつていずれ
も仮想上のものである。以下第３図に示す記号を使用し
てPWM信号（EU）を得るまでを説明する。
周期τＣを持つ信号IRQ毎にその時の正弦波の値、例
えば第３図に示す信号IRQの１番目の時点（破線で示す
正弦波を基準に考えた位相で表わした場合θ１）に対応
した破線で示す正弦波の値Ａ＝E1sinθ１を求め、これ
を用いて点A,B間の時間τ−を下記に示す式によつて求
めパルス幅基準信号のパルス幅とする。
えば第３図に示す信号IRQの１番目の時点（破線で示す
正弦波を基準に考えた位相で表わした場合θ１）に対応
した破線で示す正弦波の値Ａ＝E1sinθ１を求め、これ
を用いて点A,B間の時間τ−を下記に示す式によつて求
めパルス幅基準信号のパルス幅とする。
なお上記の（１）式で求められたτ−の値は従来の変
調方式（破線で示す正弦波と三角波との交点Ｂ′から得
られる）値と多少異なるがこれは正弦波の周波数
（１）に比較して信号IRQの周期τＣを十分短かく
（例えば1/τＣ＞５１）なるようにすれば実用上問題
ないことが確かめられている。
調方式（破線で示す正弦波と三角波との交点Ｂ′から得
られる）値と多少異なるがこれは正弦波の周波数
（１）に比較して信号IRQの周期τＣを十分短かく
（例えば1/τＣ＞５１）なるようにすれば実用上問題
ないことが確かめられている。
本発明ではIRQの１の時点でマイクロコンピユータ23
で（１）式を使用してτ−の値を演算する。この演算が
終了すると、この値はプログラマブルタイマ25にセツト
され、このプログラマブルタイマ25からは第３図に示す
Ｈレベルのパルス幅基準信号TUが発生し、時間τ−経過
後、この信号はＨレベルからＬレベルに変る。
で（１）式を使用してτ−の値を演算する。この演算が
終了すると、この値はプログラマブルタイマ25にセツト
され、このプログラマブルタイマ25からは第３図に示す
Ｈレベルのパルス幅基準信号TUが発生し、時間τ−経過
後、この信号はＨレベルからＬレベルに変る。
又前述のようにマイクロコンピユータ23は周期τＣ毎
にＨレベル及びＬレベルの信号を有する方形波信号ESを
発生するが、これは仮想上の三角波の負の傾斜部分に相
当する区間（信号IRQの１と２の区間）をＬレベル信号
とし、次の正の傾斜部分に相当する区間（信号IRQの２
と３の区間）をＨレベル信号とするような仮想上の三角
波の傾斜の正負に応じてＬレベルとＨレベルを交互に繰
返す信号を信号IRQの12,3…の各時点で発生させたもの
に相当する。なお図中の信号ESは仮想三角波の傾斜が負
及び正に応じてＬレベル及びＨレベルとしたがこの逆即
ちＨレベル及びＬレベルでも構わない。この場合次に述
べるPWM信号が反転したものとなるだけである。
にＨレベル及びＬレベルの信号を有する方形波信号ESを
発生するが、これは仮想上の三角波の負の傾斜部分に相
当する区間（信号IRQの１と２の区間）をＬレベル信号
とし、次の正の傾斜部分に相当する区間（信号IRQの２
と３の区間）をＨレベル信号とするような仮想上の三角
波の傾斜の正負に応じてＬレベルとＨレベルを交互に繰
返す信号を信号IRQの12,3…の各時点で発生させたもの
に相当する。なお図中の信号ESは仮想三角波の傾斜が負
及び正に応じてＬレベル及びＨレベルとしたがこの逆即
ちＨレベル及びＬレベルでも構わない。この場合次に述
べるPWM信号が反転したものとなるだけである。
本発明のPWM信号は上記の過程で得られた信号ES,TUに
基づいて形成する。即ち信号TUの立下り時点（第３図の
矢印で示す時点）で信号ESのデータ（Ｈレベル或はＬレ
ベル）を取込み、これをPWM信号とする。
基づいて形成する。即ち信号TUの立下り時点（第３図の
矢印で示す時点）で信号ESのデータ（Ｈレベル或はＬレ
ベル）を取込み、これをPWM信号とする。
この過程を第３図を使つて具体的に説明する。信号IR
Qの１と２の区間は仮想三角波の傾斜は負となつている
のに対応して方形波信号ESはＬレベルの信号となつてい
る。τ−時間経過後タイマ出力パルス幅基準信号TUの立
下り時点でこのＬレベルの信号を取込むことによりPWM
信号はＨレベルからＬレベルになる。この信号のＬレベ
ルは次のタイマ出力パルス幅基準信号が立下る時点まで
保持されることになる。
Qの１と２の区間は仮想三角波の傾斜は負となつている
のに対応して方形波信号ESはＬレベルの信号となつてい
る。τ−時間経過後タイマ出力パルス幅基準信号TUの立
下り時点でこのＬレベルの信号を取込むことによりPWM
信号はＨレベルからＬレベルになる。この信号のＬレベ
ルは次のタイマ出力パルス幅基準信号が立下る時点まで
保持されることになる。
そこで次に信号IRQの２及び３の区間でPWM信号を形成
する方法について述べる。
する方法について述べる。
信号IRQの２の時点でも１の時点で求めた方法と同じ
ようにしてタイマにセツトすべきパルス幅基準信号のパ
ルス幅τ＋を求める。即ちIRQの２の時点で正弦波の位
相のθ２を求め、次にこの位相に対応した正弦波の値Ｃ
（＝E1sinθ２）を求めて下記の式にしたがつてCDの区
間（＝τ＋）をマイクロコンピユータ23で演算する。
ようにしてタイマにセツトすべきパルス幅基準信号のパ
ルス幅τ＋を求める。即ちIRQの２の時点で正弦波の位
相のθ２を求め、次にこの位相に対応した正弦波の値Ｃ
（＝E1sinθ２）を求めて下記の式にしたがつてCDの区
間（＝τ＋）をマイクロコンピユータ23で演算する。
但し、KH＝E1/H ここで（１），（２）の各式を比較してみると、第２
項目の式の符号が方形波信号ESの符号（ＨレベルかＬレ
ベル）によつて変化しているだけであるため（１），
（２）両者を同一に扱えることが分る。（２）式の演算
の結果得られたパルス幅基準信号のパルス幅τ＋はプロ
グラマブルタイマ25にセツトされ、この時タイマ出力パ
ルス幅基準信号TUはＬレベルからＨレベルになり時間τ
＋経過後この信号はＬレベルに変化する。この時TUの信
号がＬレベルに変化する立下り時点で新ESを取込む。こ
の結果第３図に示すようにPWM信号EUはＬレベルからＨ
レベルに変化する。
項目の式の符号が方形波信号ESの符号（ＨレベルかＬレ
ベル）によつて変化しているだけであるため（１），
（２）両者を同一に扱えることが分る。（２）式の演算
の結果得られたパルス幅基準信号のパルス幅τ＋はプロ
グラマブルタイマ25にセツトされ、この時タイマ出力パ
ルス幅基準信号TUはＬレベルからＨレベルになり時間τ
＋経過後この信号はＬレベルに変化する。この時TUの信
号がＬレベルに変化する立下り時点で新ESを取込む。こ
の結果第３図に示すようにPWM信号EUはＬレベルからＨ
レベルに変化する。
信号IRQ2の時点以降のPWM信号は上述した手法を繰返
すことによつて得られ第３図に示す波形になる。
すことによつて得られ第３図に示す波形になる。
以上はパルス幅基準信号TUの立上り時点で方形波信号
ESを取込んでPWM信号を形成する方法を述べたが、上記
のパルス幅基準信号TUを反転した信号Ｕで取込んでも
良い。この場合信号Ｕの立上りで方形波信号ESを取込
むことになる。要するにプログラマブルタイマ25にセツ
トされた値に対応した時間経過後取込むようにするわけ
である。
ESを取込んでPWM信号を形成する方法を述べたが、上記
のパルス幅基準信号TUを反転した信号Ｕで取込んでも
良い。この場合信号Ｕの立上りで方形波信号ESを取込
むことになる。要するにプログラマブルタイマ25にセツ
トされた値に対応した時間経過後取込むようにするわけ
である。
次に上記のPWM変調方式を使用して電圧利用率を上げる
場合について第４図を用いて述べる。第３図に示すPWM
信号EUを用いた場合出力電圧が最大となるのは電圧指令
値KH（＝E1/H）が１の時である。これ以上電圧を増加さ
せるには振幅比KHを１以上にすれば良い。第４図はこの
場合の正弦波と三角波との関係を示したものである。信
号IRQ4,5の時点では仮想三角波の波高値Ｈは正弦波の波
高値E1よりも小さくなり、そのため電圧指令値KHは１よ
り大きくなつている。
場合について第４図を用いて述べる。第３図に示すPWM
信号EUを用いた場合出力電圧が最大となるのは電圧指令
値KH（＝E1/H）が１の時である。これ以上電圧を増加さ
せるには振幅比KHを１以上にすれば良い。第４図はこの
場合の正弦波と三角波との関係を示したものである。信
号IRQ4,5の時点では仮想三角波の波高値Ｈは正弦波の波
高値E1よりも小さくなり、そのため電圧指令値KHは１よ
り大きくなつている。
そこでこの時点でのPWM信号の形成法について述べ
る。IRQの４の時点ではその点の位相θ４をマイクロコ
ンピユータ23により読み込み、（２）式にしたがつてτ
＋の値を求める。この時KHsinθ４の値は１よりも大き
くなるためパルス幅基準信号のパルス幅τ＋の値は信号
IRQの周期τＣの値よりも大きくなるが、この時点では
この値をプログラマブルタイマ25にセツトする。
る。IRQの４の時点ではその点の位相θ４をマイクロコ
ンピユータ23により読み込み、（２）式にしたがつてτ
＋の値を求める。この時KHsinθ４の値は１よりも大き
くなるためパルス幅基準信号のパルス幅τ＋の値は信号
IRQの周期τＣの値よりも大きくなるが、この時点では
この値をプログラマブルタイマ25にセツトする。
次にIRQの５の時点では仮想三角波の傾斜が負すなわ
ち方形波信号値が負となるため（１）式を使用してτ−
の値を求めることになるが、この場合信号IRQの５の時
点での位相θ４を読み込みKH・sinθ５の値を求める
と、この値は１よりも大きくなりτ−の値は負となる。
そこでこの場合はτ−の値をゼロとして、プログラマブ
ルタイマ25にセツトするのをやめることにする。即ちτ
−の値は条件τ−≧０を満足するものとする。このよう
にするとプログラマブルタイマ25には前の時点即ち信号
IRQの４の時点で演算されたデータτ＋が格納されてい
ることになりτ＋時間経過後タイマの出力が第４図のＧ
点でＨレベルからＬレベルに変化する。この場合τ＋の
値はτＣよりも大きいため、Ｇ点は信号ESがＬレベルと
なつている状態に存在するこになり第４図に示すように
PWM信号EUに符号の変化が生じなくなり、このため電圧
が大きくなる。このような区間がPWM信号中に増加する
につれて出力電圧が増えていくことになる。この場合電
圧の調整は振幅比KHを変えることによつて行うことがで
き、簡易な手法で出力電圧の利用率を増加させることが
できる。
ち方形波信号値が負となるため（１）式を使用してτ−
の値を求めることになるが、この場合信号IRQの５の時
点での位相θ４を読み込みKH・sinθ５の値を求める
と、この値は１よりも大きくなりτ−の値は負となる。
そこでこの場合はτ−の値をゼロとして、プログラマブ
ルタイマ25にセツトするのをやめることにする。即ちτ
−の値は条件τ−≧０を満足するものとする。このよう
にするとプログラマブルタイマ25には前の時点即ち信号
IRQの４の時点で演算されたデータτ＋が格納されてい
ることになりτ＋時間経過後タイマの出力が第４図のＧ
点でＨレベルからＬレベルに変化する。この場合τ＋の
値はτＣよりも大きいため、Ｇ点は信号ESがＬレベルと
なつている状態に存在するこになり第４図に示すように
PWM信号EUに符号の変化が生じなくなり、このため電圧
が大きくなる。このような区間がPWM信号中に増加する
につれて出力電圧が増えていくことになる。この場合電
圧の調整は振幅比KHを変えることによつて行うことがで
き、簡易な手法で出力電圧の利用率を増加させることが
できる。
第５図は正弦波の位相を求める一つの手法を示したも
のである。メモリ内に１周期（360°）分の正弦波のデ
ータを格納しておく。正弦波の位相は360°分の正弦波
のデータ量に相当するカウンタを用意してその値を読み
取ることによつて得るようにする。このようにすること
によりカウンタの内容と位相が同一になるため位相演算
が容易になる。（例えばメモリに正弦波１周期分のデー
タを210個格納する場合は10ビツト（＝210）の容量を持
つカウンタを用意して、この出力値から位相を求めるよ
うにすれば良い。）第５図の中程に示す信号は第２図に
示すカウンタ24の動作を示す信号で、このカウンタはV/
F変換器21から出力されるパルスでカウントされる。こ
のカウンタは正弦波が１サイクル経過する毎にリセツト
され、初期の状態に戻り、再度１サイクル経過するまで
カウントアツプして行く一連の動作を繰返すことにな
る。この１サイクル周期（第５図のT1のパルスの周期）
はカウンタ24に入力される上記のパルスの周期を可変に
すれば変ることになる。即ちPWMインバータの基本周波
数はこのパルスの周波数を変えることによつて調整する
ことができる。
のである。メモリ内に１周期（360°）分の正弦波のデ
ータを格納しておく。正弦波の位相は360°分の正弦波
のデータ量に相当するカウンタを用意してその値を読み
取ることによつて得るようにする。このようにすること
によりカウンタの内容と位相が同一になるため位相演算
が容易になる。（例えばメモリに正弦波１周期分のデー
タを210個格納する場合は10ビツト（＝210）の容量を持
つカウンタを用意して、この出力値から位相を求めるよ
うにすれば良い。）第５図の中程に示す信号は第２図に
示すカウンタ24の動作を示す信号で、このカウンタはV/
F変換器21から出力されるパルスでカウントされる。こ
のカウンタは正弦波が１サイクル経過する毎にリセツト
され、初期の状態に戻り、再度１サイクル経過するまで
カウントアツプして行く一連の動作を繰返すことにな
る。この１サイクル周期（第５図のT1のパルスの周期）
はカウンタ24に入力される上記のパルスの周期を可変に
すれば変ることになる。即ちPWMインバータの基本周波
数はこのパルスの周波数を変えることによつて調整する
ことができる。
また３相分の位相はＵ相の位相θＵからθＵ＋120
°，θＵ＋240°などの演算を行い、これに360°の周期
性を考慮することにより容易に求めることができる。
°，θＵ＋240°などの演算を行い、これに360°の周期
性を考慮することにより容易に求めることができる。
以下第２図のハードウエアを使用して３相のPWM信号
を得る手順を第６図のフローチヤートを利用して具体的
に説明する。
を得る手順を第６図のフローチヤートを利用して具体的
に説明する。
先ず制御電源が投入されると主ルーチンが起動し初期
設定処理が実行される。ここではワークエリアの初期
化，プログラマブルタイマ25の初期化及びソフトサプレ
ス信号Saを発生してPWM信号を停止する処理などPWM制御
処理を実行するための初期設定を行う。次に周波数指令
Ｒを取込み、この値が指令値としての下限値（１）
minと比較され、その結果この値以下の場合はマイクロ
コンピユータ23の出力ポートからサプレス信号Saを発生
し、PWM信号を停止したままの状態にする。Ｒが（
１）minよりも大きくなると、PWMタイマ起動処理を行
う。ここではマイクロコンピユータ23に内蔵されている
カウンタ（PWMタイマ）に三角波の1/2周期に相当するデ
ータτＣを設定し、第３図，第４図に示す信号IRQが得
られるようにする。この信号はPWM制御処理を実行する
割込み信号となる。
設定処理が実行される。ここではワークエリアの初期
化，プログラマブルタイマ25の初期化及びソフトサプレ
ス信号Saを発生してPWM信号を停止する処理などPWM制御
処理を実行するための初期設定を行う。次に周波数指令
Ｒを取込み、この値が指令値としての下限値（１）
minと比較され、その結果この値以下の場合はマイクロ
コンピユータ23の出力ポートからサプレス信号Saを発生
し、PWM信号を停止したままの状態にする。Ｒが（
１）minよりも大きくなると、PWMタイマ起動処理を行
う。ここではマイクロコンピユータ23に内蔵されている
カウンタ（PWMタイマ）に三角波の1/2周期に相当するデ
ータτＣを設定し、第３図，第４図に示す信号IRQが得
られるようにする。この信号はPWM制御処理を実行する
割込み信号となる。
この処理が終了すると（１）minに対応した電圧指
令値（KH）minを基にτ−（或はτ＋）を３相分演算
し、プログラマブルタイマ25に設定する。更にマイクロ
コンピユータ23から信号ES（Ｈレベル或はＬレベルの何
れかの信号）をラツチ回路26に送信する。この後ソフト
サプレス信号を解除してPWMインバータのゲートにこの
信号を送信する。
令値（KH）minを基にτ−（或はτ＋）を３相分演算
し、プログラマブルタイマ25に設定する。更にマイクロ
コンピユータ23から信号ES（Ｈレベル或はＬレベルの何
れかの信号）をラツチ回路26に送信する。この後ソフト
サプレス信号を解除してPWMインバータのゲートにこの
信号を送信する。
この処理が終了すると割込み信号が発生するのを待
つ。
つ。
次に割込み信号が発生するとPWM信号を発生するため
の下記に述べる割込みルーチンが実行される。
の下記に述べる割込みルーチンが実行される。
先ず信号ESの符号を反転してその符号をワークエリア
に格納する。次にA/D変換器22を起動し電圧指令値KHを
取込む。カウンタ24からはＵ相の正弦波の位相θＵを読
み取り、この値を基にＶ相の正弦波の位相θＶを演算
し、正弦波テーブルから上記の位相に対応した正弦波si
nθU,sinθＶを求める。次にESの符号（予め仮想三角波
の傾斜の正負に対応させたもの、例えば正ならばＨレベ
ル、負ならばＬレベルという具合に）を判定する。この
例だと、ESの符号が負の場合はsinθU,sinθＶの符号を
反転し、その逆の場合はダミー処理を実行する。
に格納する。次にA/D変換器22を起動し電圧指令値KHを
取込む。カウンタ24からはＵ相の正弦波の位相θＵを読
み取り、この値を基にＶ相の正弦波の位相θＶを演算
し、正弦波テーブルから上記の位相に対応した正弦波si
nθU,sinθＶを求める。次にESの符号（予め仮想三角波
の傾斜の正負に対応させたもの、例えば正ならばＨレベ
ル、負ならばＬレベルという具合に）を判定する。この
例だと、ESの符号が負の場合はsinθU,sinθＶの符号を
反転し、その逆の場合はダミー処理を実行する。
ここでダミー処理はsinθU,sinθＶをそのままにして
おく処理である。この処理を設けたのは正側及び負側に
入る分岐処理の各時間を同一にしてPWM信号の波形の対
称性を確保するためである。
おく処理である。この処理を設けたのは正側及び負側に
入る分岐処理の各時間を同一にしてPWM信号の波形の対
称性を確保するためである。
次に上記のsinθU,sinθＶ及び電圧指令KHに基づいて
KH・sinθU,KH・sinθＶの演算し、更にこれらのデータ
を基に３相平衡条件を考えてKH・sinθｗ（＝０−KHsin
θＵ−KH・sinθＶ）を求め、３相分のPWM信号を形成す
るための基本データを得る。これよりプログラマブルタ
イマ25にセツトする値 及び を求め、これらの値の正負を判定して、正の場合は得ら
れたその値を、負の場合は前回のままの値とする。即ち
今回得られたデータをセツトするのをやめる。
KH・sinθU,KH・sinθＶの演算し、更にこれらのデータ
を基に３相平衡条件を考えてKH・sinθｗ（＝０−KHsin
θＵ−KH・sinθＶ）を求め、３相分のPWM信号を形成す
るための基本データを得る。これよりプログラマブルタ
イマ25にセツトする値 及び を求め、これらの値の正負を判定して、正の場合は得ら
れたその値を、負の場合は前回のままの値とする。即ち
今回得られたデータをセツトするのをやめる。
以上演算過程によつて得られたES,TU,TV,TWの各デー
タをそれぞれラツチ回路26、及びプログラマブルタイマ
25にセツトして主ルーチンに戻る。PWM信号は上記の割
込みルーチンをτＣの周期毎に行うことによつて得られ
る。
タをそれぞれラツチ回路26、及びプログラマブルタイマ
25にセツトして主ルーチンに戻る。PWM信号は上記の割
込みルーチンをτＣの周期毎に行うことによつて得られ
る。
ここでは仮想三角波の周期を一定、即ちτＣを一定と
したがτＣの値を使用目的に合せて変更することも容易
である。この場合主ルーチンのPWM制御処理起動待ち処
理内でこのτＣの値を変更すれば良い。即ち出力電圧の
半サイクル中のパルス数はこのτＣと同じなため、パル
ス数切替もソフトウエア上容易に扱えることになる。
したがτＣの値を使用目的に合せて変更することも容易
である。この場合主ルーチンのPWM制御処理起動待ち処
理内でこのτＣの値を変更すれば良い。即ち出力電圧の
半サイクル中のパルス数はこのτＣと同じなため、パル
ス数切替もソフトウエア上容易に扱えることになる。
以上本発明によれば、回路構成が複雑な三角波などの
搬送波発生回路を使用することなく、ソフトウェア上で
容易にPWM信号を生成することができ、またPWM制御回路
の構成を変更することなしにPWMインバータのパワース
イッチング素子の特性に最適なスイッチング周波数を選
択できるため、汎用性に富むインバータが得られるとい
う効果がある。
搬送波発生回路を使用することなく、ソフトウェア上で
容易にPWM信号を生成することができ、またPWM制御回路
の構成を変更することなしにPWMインバータのパワース
イッチング素子の特性に最適なスイッチング周波数を選
択できるため、汎用性に富むインバータが得られるとい
う効果がある。
また、方形波信号のレベルが変化するタイミング、す
なわち搬送波の半周期ごとに正弦波の値を求めてPWM信
号の元となるパルス幅基準信号を決定するため、周波数
指令が搬送波の半周期の間に変化しても、それに応答し
て即座にPWM信号のパルス幅を変えることが可能とな
る。すなわち、周波数指令の変化に対して高い応答性を
有するインバータの制御装置を提供することができる。
なわち搬送波の半周期ごとに正弦波の値を求めてPWM信
号の元となるパルス幅基準信号を決定するため、周波数
指令が搬送波の半周期の間に変化しても、それに応答し
て即座にPWM信号のパルス幅を変えることが可能とな
る。すなわち、周波数指令の変化に対して高い応答性を
有するインバータの制御装置を提供することができる。
さらに、方形波信号のレベルに応じて、すなわち方形
波信号を判別信号としてPWM信号を生成することから、
ノイズに影響されずにPWM信号を発生させることがで
る。これにより、信頼性の高いインバータを得ることが
できる。
波信号を判別信号としてPWM信号を生成することから、
ノイズに影響されずにPWM信号を発生させることがで
る。これにより、信頼性の高いインバータを得ることが
できる。
第１図は従来のPWM信号を得る基本構成図、第２図は本
発明の実施例を示す構成図、第３図は本発明によりPWM
信号を得る原理を示すもので振幅比が１以下の場合を示
す図、第４図は本発明によりPWM信号を得る原理を示す
もので振幅比が１以上の場合を示す図、第５図は本発明
を使用した場合の位相を求める手法を示す図、第６図は
本発明の実施例に於けるソフトウエア構成を示すフロー
チヤート図である。 10……変調波発生回路、11……搬送波発生回路、12……
PWM信号波形合成回路、20……ポテンシヨメータ、21…
…V/F変換器、22……A/D変換器、23……マイクロコンピ
ユータ、24……カウンタ、25……プログラマブルタイ
マ、26……ラツチ回路。
発明の実施例を示す構成図、第３図は本発明によりPWM
信号を得る原理を示すもので振幅比が１以下の場合を示
す図、第４図は本発明によりPWM信号を得る原理を示す
もので振幅比が１以上の場合を示す図、第５図は本発明
を使用した場合の位相を求める手法を示す図、第６図は
本発明の実施例に於けるソフトウエア構成を示すフロー
チヤート図である。 10……変調波発生回路、11……搬送波発生回路、12……
PWM信号波形合成回路、20……ポテンシヨメータ、21…
…V/F変換器、22……A/D変換器、23……マイクロコンピ
ユータ、24……カウンタ、25……プログラマブルタイ
マ、26……ラツチ回路。
フロントページの続き (72)発明者 長戸 悠一郎 習志野市東習志野７丁目１番１号 株式 会社日立製作所習志野工場内 (56)参考文献 特開 昭58−46869（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−19168（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】パルス幅変調された信号により直流入力電
圧を所定の周波数、所定の電圧の交流出力電圧に変換す
るパルス幅変調インバータの制御装置において、 前記インバータの周波数指令を設定する周波数指令設定
手段と、 前記周波数指令に応じた周期で変化する、交流出力電圧
の位相θを出力する位相演算手段と、 前記インバータの出力電圧に対応する電圧指令KHを設定
する電圧指令設定手段と、 所定の時間τＣごとにＨレベルとＬレベルを交互に繰り
返す方形波信号を発生する方形波信号発生手段と、 前記方形波信号のレベルの変化時点を基準にして、前記
位相演算手段より位相θ、前記電圧指令設定手段より電
圧指令KHをそれぞれ取り込み、前記時間τＣ、位相θ及
び電圧指令KHをあらかじめ設定された演算式に代入して
前記方形波信号のレベルの変化時点からパルス幅変調信
号の変化時点までの時間幅であるパルス幅基準信号Ｔを
求めるパルス幅基準信号演算手段と、 前記パルス幅基準信号演算手段からのパルス幅基準信号
Ｔに基づきパルス幅変調信号を発生するパルス幅変調信
号発生手段を備え、 前記パルス幅基準信号演算手段は、前記方形波信号のレ
ベルに応じ、下記の２つの演算式を交互に適用してパル
ス幅基準信号Ｔを求めることを特徴とするパルス幅変調
インバータの制御装置。 Ｔ＝（τC/2）・｛１＋KH・sinθ｝ Ｔ＝（τC/2）・｛１−KH・sinθ｝ - 【請求項２】前記パルス幅変調信号発生手段は、前記方
形波信号のレベルの変化時点から前記パルス幅基準信号
Ｔに対応する時間経過時点ごとに、その時刻に対応した
前記方形波信号のレベルを取り込むことによりパルス幅
変調信号を発生するものであることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のパルス幅変調インバータの制御装
置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58200808A JP2510485B2 (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
| US06/664,773 US4562524A (en) | 1983-10-28 | 1984-10-25 | Control apparatus for PWM inverter |
| DE8484112921T DE3465670D1 (en) | 1983-10-28 | 1984-10-26 | Method and apparatus for controlling pwm inverter |
| EP84112921A EP0140348B2 (en) | 1983-10-28 | 1984-10-26 | Method and apparatus for controlling pwm inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58200808A JP2510485B2 (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6096179A JPS6096179A (ja) | 1985-05-29 |
| JP2510485B2 true JP2510485B2 (ja) | 1996-06-26 |
Family
ID=16430534
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58200808A Expired - Lifetime JP2510485B2 (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4562524A (ja) |
| EP (1) | EP0140348B2 (ja) |
| JP (1) | JP2510485B2 (ja) |
| DE (1) | DE3465670D1 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0157202B1 (en) * | 1984-03-08 | 1989-10-04 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Digital pwmed pulse generator |
| CA1292770C (en) * | 1986-07-30 | 1991-12-03 | Kenneth Lipman | Apparatus and method for controlling a force commutated inverter |
| US5123080A (en) * | 1987-03-20 | 1992-06-16 | Ranco Incorporated Of Delaware | Compressor drive system |
| DE3844847C2 (de) * | 1987-06-12 | 1995-08-31 | Hitachi Ltd | Einrichtung und Verfahren zur Totzeitkompensation für einen Drehstrommotor mit Pulswechselrichter |
| JPH01152928A (ja) * | 1987-12-09 | 1989-06-15 | Toshiba Corp | 電力変換装置の制御装置 |
| JPH0374176A (ja) * | 1989-08-11 | 1991-03-28 | Fujitsu General Ltd | Ｐｗｍ波形出力方法 |
| US4937720A (en) * | 1989-10-13 | 1990-06-26 | Sundstrand Corporation | PWM inverter circuit analytically compensating for DC link distortion |
| US5121043A (en) * | 1990-09-28 | 1992-06-09 | Allen-Bradley Company, Inc. | PWM control in the pulse dropping region |
| US5126642A (en) * | 1991-01-31 | 1992-06-30 | Ranco Incorporated Of Delaware | Variable speed motor control |
| US5376872A (en) * | 1993-04-29 | 1994-12-27 | Fuji Electric Co., Ltd. | Control device for voltage type pulse width modulation inverter |
| JP3290354B2 (ja) * | 1996-07-05 | 2002-06-10 | 株式会社東芝 | 洗濯機及び洗濯機の駆動方法 |
| JP2004208494A (ja) * | 2002-12-11 | 2004-07-22 | Canon Inc | 信号発生器の制御方法 |
| US7049771B2 (en) * | 2004-01-27 | 2006-05-23 | Nippon Yusoki Co., Ltd. | Multi-phase carrier signal generator and multi-phase carrier signal generation method |
| US7049778B2 (en) * | 2004-02-09 | 2006-05-23 | Nippon Yusoki Co., Ltd. | Inverter control apparatus and inverter control method |
| JP4747812B2 (ja) * | 2005-12-01 | 2011-08-17 | マツダ株式会社 | 車両の下部車体構造 |
| JP2014068446A (ja) * | 2012-09-25 | 2014-04-17 | Fuji Xerox Co Ltd | 画像形成装置およびバイアス電源装置 |
| US20140313803A1 (en) * | 2013-04-17 | 2014-10-23 | Fairchild Korea Semiconductor Ltd. | Transformerless dc/ac converter |
| JP6597116B2 (ja) * | 2015-09-24 | 2019-10-30 | 富士ゼロックス株式会社 | 画像形成装置及びバイアス電源装置 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1544623A (en) * | 1976-06-11 | 1979-04-25 | Nat Res Dev | Pulse-width modulation |
| US4099109A (en) * | 1976-10-01 | 1978-07-04 | Westinghouse Electric Corp. | Digital apparatus for synthesizing pulse width modulated waveforms and digital pulse width modulated control system |
| JPS5368827A (en) * | 1976-12-01 | 1978-06-19 | Hitachi Ltd | Control device of pulse width modulation inverter |
| JPS54118528A (en) * | 1978-03-06 | 1979-09-14 | Hitachi Ltd | Pulse width modulation inverter |
| JPS5943912B2 (ja) * | 1979-12-29 | 1984-10-25 | 富士電機株式会社 | 多相交流インバ−タ |
| JPS57151271A (en) * | 1981-03-11 | 1982-09-18 | Hitachi Ltd | Controlling method for firing of pwm controlling converter |
| JPS5819168A (ja) * | 1981-07-22 | 1983-02-04 | Toshiba Corp | インバ−タのパルス幅制御方法 |
| JPS5846869A (ja) * | 1981-09-09 | 1983-03-18 | Toshiba Corp | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
| JPS5886615A (ja) * | 1981-11-19 | 1983-05-24 | Ricoh Co Ltd | 電源回路 |
| JPS58163273A (ja) * | 1982-03-24 | 1983-09-28 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | インバ−タ制御装置 |
| JPH0634587B2 (ja) * | 1982-05-06 | 1994-05-02 | 株式会社東芝 | 電圧形インバータ装置 |
-
1983
- 1983-10-28 JP JP58200808A patent/JP2510485B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-10-25 US US06/664,773 patent/US4562524A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-10-26 DE DE8484112921T patent/DE3465670D1/de not_active Expired
- 1984-10-26 EP EP84112921A patent/EP0140348B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0140348A1 (en) | 1985-05-08 |
| EP0140348B2 (en) | 1993-06-16 |
| EP0140348B1 (en) | 1987-08-26 |
| JPS6096179A (ja) | 1985-05-29 |
| DE3465670D1 (en) | 1987-10-01 |
| US4562524A (en) | 1985-12-31 |
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