JPS5819168A - インバ−タのパルス幅制御方法 - Google Patents
インバ−タのパルス幅制御方法Info
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- JPS5819168A JPS5819168A JP56114924A JP11492481A JPS5819168A JP S5819168 A JPS5819168 A JP S5819168A JP 56114924 A JP56114924 A JP 56114924A JP 11492481 A JP11492481 A JP 11492481A JP S5819168 A JPS5819168 A JP S5819168A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電圧形インバータの制御装置におけるパルス
幅変調（以下、 ？１Ｍという、）Ｋよる制御方法に関
する。
幅変調（以下、 ？１Ｍという、）Ｋよる制御方法に関
する。
ＰＷＭ制御は、転ＲＫよ、て得られる方形波パルスノ／
（ルス輻を変化させるととｋよってインバータ出力電圧
の大きさを制御するととも虻、出力電圧に１１優れる低
次高調波の除去（した途つて。
（ルス輻を変化させるととｋよってインバータ出力電圧
の大きさを制御するととも虻、出力電圧に１１優れる低
次高調波の除去（した途つて。
出力波形の改善）を行うことができる制御方式である。
従来、アＷＭ制御は一定周波数の三角波とインバータ出
力電圧の基準信号とを比較し、この２つの信号の大小関
係に基づき出力パルスの幅を決定するという手法を用い
るのが一般的であった−しかしながら、三角波の周波数
と出力基準とのうなりの発生により、出力電圧値が時々
刻々と変化してしまう欠点があった。このりがすが発生
する連山は、パルス幅変調はある期間（変調周期）に対
する出力パルス幅のデユーティサイクルを費えることに
より変調周期間の平均的出力値を制御する本のであるが
、上記従来の方丈ではこの変調周期を時間で与えている
ために生じるものであった。
力電圧の基準信号とを比較し、この２つの信号の大小関
係に基づき出力パルスの幅を決定するという手法を用い
るのが一般的であった−しかしながら、三角波の周波数
と出力基準とのうなりの発生により、出力電圧値が時々
刻々と変化してしまう欠点があった。このりがすが発生
する連山は、パルス幅変調はある期間（変調周期）に対
する出力パルス幅のデユーティサイクルを費えることに
より変調周期間の平均的出力値を制御する本のであるが
、上記従来の方丈ではこの変調周期を時間で与えている
ために生じるものであった。
この従来方ｋを誘導電動機の制御ＫＭい′た場合には、
三角波の周波数と出方基準との５なりｋより。
三角波の周波数と出方基準との５なりｋより。
出力電圧値が時々刻々と変化し、振動、騒音、電流ヒー
ト等を生じる欠点があった。
ト等を生じる欠点があった。
一方、最近ではリード・オンリ・メモリ（以下。
ＲＯＭという。）を用いてＰ Ｗ Ｍ ＠Ｊ＠を行う方
式が発表されている＠ １ｔＯＭを用いることにより生
ずる利点は、複雑な関数も容易に得ることがてきるため
に回路構成を簡略化することができ、またディジタル化
により調整が容易になることである。
式が発表されている＠ １ｔＯＭを用いることにより生
ずる利点は、複雑な関数も容易に得ることがてきるため
に回路構成を簡略化することができ、またディジタル化
により調整が容易になることである。
このＦＩＯＭを用いることによってパルスを出力基本波
の所定位相にて出力させることにより上記一定線波数の
三角波との比較の如くうなりが生じることはない。しか
しながら、従来のＲＯＭを用いた方式にはディジタル化
に伴って発生する欠点が目立ってしまうものが多いこと
もまた事実である・すなわち、従来のＰＯＭを用いた方
式には種々のものがあるが、大別するとおよそ次の２つ
の方式に大別されろ。１８ノの方式は出力周波数、出力
電圧によってパルスの立上り、立下りを予め設定されｆ
ｒ、電気角により制御するものである。第コの方式は出
力周波数に比例した周波数の変調信号をもち、ＦＩＯＭ
Ｋは基準信号か記憶されており、その一つの信号の比較
によりパルスの立上り、立下りを定める方式である。こ
のうち、第１の方式は電気角をカウントするカウンタか
何ビットであるかＫよって出力波形の電気角での精度が
定まる・そのため、出力周波数が低く欧ると、電気角の
ｌビットのカウント当りの時間が長くなり１時間的な精
度が落ちてしまう、また、出力電圧がをると。
の所定位相にて出力させることにより上記一定線波数の
三角波との比較の如くうなりが生じることはない。しか
しながら、従来のＲＯＭを用いた方式にはディジタル化
に伴って発生する欠点が目立ってしまうものが多いこと
もまた事実である・すなわち、従来のＰＯＭを用いた方
式には種々のものがあるが、大別するとおよそ次の２つ
の方式に大別されろ。１８ノの方式は出力周波数、出力
電圧によってパルスの立上り、立下りを予め設定されｆ
ｒ、電気角により制御するものである。第コの方式は出
力周波数に比例した周波数の変調信号をもち、ＦＩＯＭ
Ｋは基準信号か記憶されており、その一つの信号の比較
によりパルスの立上り、立下りを定める方式である。こ
のうち、第１の方式は電気角をカウントするカウンタか
何ビットであるかＫよって出力波形の電気角での精度が
定まる・そのため、出力周波数が低く欧ると、電気角の
ｌビットのカウント当りの時間が長くなり１時間的な精
度が落ちてしまう、また、出力電圧がをると。
同一のパルスであるにもかかわらず、電気角としては異
なった値となり、それらの情報を記憶しなければならな
いことから記憶容量の大きなＦＩＯＭが必要と々るｌコ
の方式の場合は、出力電圧基準が小さい場合に出力電圧
基準そのものが低次高調波を含んでしまうことが生じる
。
なった値となり、それらの情報を記憶しなければならな
いことから記憶容量の大きなＦＩＯＭが必要と々るｌコ
の方式の場合は、出力電圧基準が小さい場合に出力電圧
基準そのものが低次高調波を含んでしまうことが生じる
。
本発明は、これら従来において問題となるディジタル化
に伴う欠点が生じないＰＷＭ制御方法を樟供することを
目的とする。
に伴う欠点が生じないＰＷＭ制御方法を樟供することを
目的とする。
以下１本発明を図示する実施例に基づいて詳述する。
〈原理構成〉
免１図に本発明によるＰＷＭ制御方法を実行するための
ＰＷＭｆＩＩｌｌ＃ｌｉ置の原理的な構成を示す。
ＰＷＭｆＩＩｌｌ＃ｌｉ置の原理的な構成を示す。
第一図はその各部の出力波形を示す、第１図において、
出力周波数は出力設定ｔＦ／により設定される。すなわ
ち、出力周波数設定値は電圧信号Ａで与えられ、／Ｆコ
ンバーターに入力される。
出力周波数は出力設定ｔＦ／により設定される。すなわ
ち、出力周波数設定値は電圧信号Ａで与えられ、／Ｆコ
ンバーターに入力される。
Ｖ７．コンパ−タコは入力された電圧信号ムに比例した
周波数のパルス列（以下、 ｓａｇａ始償号Ｂという、
）を発生する（Ｉ８−図（ａ）参Ｍ）、この変−開始信
号Ｂはｎ進カウンタ亭に与えられる。
周波数のパルス列（以下、 ｓａｇａ始償号Ｂという、
）を発生する（Ｉ８−図（ａ）参Ｍ）、この変−開始信
号Ｂはｎ進カウンタ亭に与えられる。
ｎ進カウンタ亭は変ｌｌｌ！開始信号１が入力される毎
にそのカウント価Ｃを１つインクリメントする。
にそのカウント価Ｃを１つインクリメントする。
ここに、ｎは出力したいパルス数により定まる数である
。カウント値Ｃは！ＩＯＭ、！ｔに封子るアドレス指定
信号として与えられる。
。カウント値Ｃは！ＩＯＭ、！ｔに封子るアドレス指定
信号として与えられる。
ＲＯＭ ｊＫは一定電気角Δθ毎の正弦波関数値ｓｉｎ
θのデータＤが予め書込まれている（第−融（ｂ） ’
）、そして、ＦＩＯＭｊはｎ進カウンタ亭より与えられ
るカウント値０で指定されるアドレスのデータＤを順次
出力してプリセッタブルタイマ４に送る。したがって、
このデータＤはプリセッタブルタイ！４のプリセット値
として与えられる。
θのデータＤが予め書込まれている（第−融（ｂ） ’
）、そして、ＦＩＯＭｊはｎ進カウンタ亭より与えられ
るカウント値０で指定されるアドレスのデータＤを順次
出力してプリセッタブルタイマ４に送る。したがって、
このデータＤはプリセッタブルタイ！４のプリセット値
として与えられる。
プリセッタブルタイマ６は、変１ｍｋ−始信号１が与え
られる毎に出力をクリアして１０＃とし、プリセット値
（データＤ）をロードする。そして、りｐツクジ、ネレ
ータ３から送られるクロックパルスｌ１ｔ（＄Ｊ図（Ｃ
））をカウントし、そのカウント値νが所定の数ＭＫ達
すると（第１図（句、）、出力信号Ｇ’／’としたのち
カウント動作を停止する（第１図（１１））。
られる毎に出力をクリアして１０＃とし、プリセット値
（データＤ）をロードする。そして、りｐツクジ、ネレ
ータ３から送られるクロックパルスｌ１ｔ（＄Ｊ図（Ｃ
））をカウントし、そのカウント値νが所定の数ＭＫ達
すると（第１図（句、）、出力信号Ｇ’／’としたのち
カウント動作を停止する（第１図（１１））。
タイ−ｆ７には同Ｓに変調開始信号Ｂが入力され。
この変調開始信号Ｂか４見られると出力信号をＯ＃とじ
、カウント動作を開始する。ｆｃだし、カウントは％
０＃から開始する。カウント動作に用いられるクロック
パルス■はり田ツクジ、ネレータＪからのクロックパル
ス！と、このクロックパルスｌを７リツプフ寥ツブｔＫ
より′ルの周波数に分周されたパルス列工とがスイッチ
ＩＫより切換えて与えられる。このスイッチｔはブリセ
ッタプルタイマルの出力信号ＧＫより制御され、出力信
号Ｇが１０＃の間はクロックパルスｌをタイマツに与え
、出力信号Ｇが１７＃になるとパルス列工に切換えて併
給する。タイマクにおけるカウント値Ｊが所定数Ｉｆｆ
達すると（第一図（ｆ） ）、タイマ出力信号に４ｔ％
ｌ＃とじ、カウント動作を停止する（ＩＪ−図（ｇ））
。
、カウント動作を開始する。ｆｃだし、カウントは％
０＃から開始する。カウント動作に用いられるクロック
パルス■はり田ツクジ、ネレータＪからのクロックパル
ス！と、このクロックパルスｌを７リツプフ寥ツブｔＫ
より′ルの周波数に分周されたパルス列工とがスイッチ
ＩＫより切換えて与えられる。このスイッチｔはブリセ
ッタプルタイマルの出力信号ＧＫより制御され、出力信
号Ｇが１０＃の間はクロックパルスｌをタイマツに与え
、出力信号Ｇが１７＃になるとパルス列工に切換えて併
給する。タイマクにおけるカウント値Ｊが所定数Ｉｆｆ
達すると（第一図（ｆ） ）、タイマ出力信号に４ｔ％
ｌ＃とじ、カウント動作を停止する（ＩＪ−図（ｇ））
。
このようにして得られるプリセッタブルタイマ出力竜角
Ｇとタイマ出力信号Ｘは排他的論理和回路（以下、１ｆ
ｆｉＸ−ＯＲゲートという、）ｔｏｗｃ入力される。こ
の１ｒｉＸ−ＯＲゲートＩＯは出力信号ＧおよびＫの排
他的論理和をとり、その結果なＰＷＭ信号りとして出力
する（第１図伽））。
Ｇとタイマ出力信号Ｘは排他的論理和回路（以下、１ｆ
ｆｉＸ−ＯＲゲートという、）ｔｏｗｃ入力される。こ
の１ｒｉＸ−ＯＲゲートＩＯは出力信号ＧおよびＫの排
他的論理和をとり、その結果なＰＷＭ信号りとして出力
する（第１図伽））。
ここで１以上の構成により得られるＰＷＭ信号りとＰＷ
Ｍインバータの出力電圧との関係について述べる。いｔ
、ＲＯＭｋからの出力データＤがＮ ｓｉｎθ であるとする、ブリセッタプルカクンタ番では所定ｆｆ
１Ｎまでクロックパルス罵をカウントするから。
Ｍインバータの出力電圧との関係について述べる。いｔ
、ＲＯＭｋからの出力データＤがＮ ｓｉｎθ であるとする、ブリセッタプルカクンタ番では所定ｆｆ
１Ｎまでクロックパルス罵をカウントするから。
クロックパルス１のパルス周期をテＣとすると。
変−開始信号Ｂか与えられた時点から
Ｔａｇ（／−５ｉｎ＃）
だけの時間が経過したＩＩ点で、プリセッタブルカウン
タ出力信号Ｇは９１となる。一方、タイマ７はＯから菫
までカウントし、プリセッタブルカウンタ出力信号Ｇが
１１＃になってからのクロックパルス■は１からＸＫ切
換えられるのでそのパルス間隔は一倍の値、すなわち−
テＣとなり、したがって変調開始信号Ｂが与えられてか
ら テｏ Ｍ（／−５ｉｎ＃）＋Ｊテロ Ｍ ｇｉｎθだ
けの時間が経過した時点でタイマ出力信号Ｘは１／＃と
なる。結局、’ＥＸ−Ｏｗｌ’−トｔｏの出力が％１１
１になるまでの時間を テａＭ（／−５ｉｎ＃） たけ遅らせているから、変１ｍ１ｇａ始信号からＰＷＭ
出力信号乙の中心までの時間は。
タ出力信号Ｇは９１となる。一方、タイマ７はＯから菫
までカウントし、プリセッタブルカウンタ出力信号Ｇが
１１＃になってからのクロックパルス■は１からＸＫ切
換えられるのでそのパルス間隔は一倍の値、すなわち−
テＣとなり、したがって変調開始信号Ｂが与えられてか
ら テｏ Ｍ（／−５ｉｎ＃）＋Ｊテロ Ｍ ｇｉｎθだ
けの時間が経過した時点でタイマ出力信号Ｘは１／＃と
なる。結局、’ＥＸ−Ｏｗｌ’−トｔｏの出力が％１１
１になるまでの時間を テａＭ（／−５ｉｎ＃） たけ遅らせているから、変１ｍ１ｇａ始信号からＰＷＭ
出力信号乙の中心までの時間は。
Ｔｃ Ｎ （／ −５ｉｎ ｉｔ ） ＋ニーｍＴｃ
１！コ となり、パルス輻が変化したとしても一定である。
１！コ となり、パルス輻が変化したとしても一定である。
また、ＰＷＭ出力信号乙の中心間の間隔も、ｆ調開始信
号Ｂが一定期間Ｔｍ毎に与えられ、かつ。
号Ｂが一定期間Ｔｍ毎に与えられ、かつ。
それぞれの変調周期において生じるＰＷＭ出力信号乙の
中心が変調開始信号Ｂから一定時間テｏＭだけ遅れるか
ら、テｍと等間隔になる。すなわち。
中心が変調開始信号Ｂから一定時間テｏＭだけ遅れるか
ら、テｍと等間隔になる。すなわち。
変ｗＩ８周波数は４．となり、出力周波数に比例して変
る。これに対し、 ＰＷＭ出力信号乙のパルス幅はＲＯ
ＭＢの出力データｐの内容 Ｎ５ｉｎ＃ に比例した時間 １テｏ Ｎ ｓｉｎ ＃ であり、出゛力周波数には左右されない、このため。
る。これに対し、 ＰＷＭ出力信号乙のパルス幅はＲＯ
ＭＢの出力データｐの内容 Ｎ５ｉｎ＃ に比例した時間 １テｏ Ｎ ｓｉｎ ＃ であり、出゛力周波数には左右されない、このため。
め力筒波数なム倍すると、変調周期Ｔｍが／４ ｅｃな
るのに対し、コＴａｍ−１１１＃ は−足であるから
変１ＩｌｌＪＩ１期テｍ間の出力平均値はム倍となる。
るのに対し、コＴａｍ−１１１＃ は−足であるから
変１ＩｌｌＪＩ１期テｍ間の出力平均値はム倍となる。
く作用〉
その結果、上述の１’ＷＭ制御方法により７１Ｍインバ
ータを運転した場合１周波数を変化させると出力電圧も
自動的に比例して変化する。シ良がって、従来方式のよ
うに電圧の過不足を生じることがなく、完全にリニアに
出力電圧の大きさを変化させることができる。
ータを運転した場合１周波数を変化させると出力電圧も
自動的に比例して変化する。シ良がって、従来方式のよ
うに電圧の過不足を生じることがなく、完全にリニアに
出力電圧の大きさを変化させることができる。
本発明の作用を１８３図を用いてさらに詳述する。
１８３図は第１図の回路動作を等価な三角波Ｖｔを用い
て表わし良ものであるａＩＩＪ図参）において。
て表わし良ものであるａＩＩＪ図参）において。
三角波Ｗｔの高さはＭＷＣ相めし１士名。の傾きを有す
る。し友がうて１時間！ａｍで最大値から最小値に違し
、Ｑ間テｏＮで傘小値から最大値に奄どる・ただし蟻本
発明ではこの三角波が変調開始信号！ＩＫようてトリガ
されてから、１周期だけしか発生しないという点が従来
方式と異なる。ｌ８７ｒＩ！Ｊ（ａ）かられかるよ５に
、三角波Ｖｔの周期と変調開始信号１の４見られる間隔
とが一致し光１！ま連続して三角波Ｗｔを形成している
０階段波ＷｓはＲＯＭＢが発生する関数（データＤ）ｋ
和尚し。
る。し友がうて１時間！ａｍで最大値から最小値に違し
、Ｑ間テｏＮで傘小値から最大値に奄どる・ただし蟻本
発明ではこの三角波が変調開始信号！ＩＫようてトリガ
されてから、１周期だけしか発生しないという点が従来
方式と異なる。ｌ８７ｒＩ！Ｊ（ａ）かられかるよ５に
、三角波Ｖｔの周期と変調開始信号１の４見られる間隔
とが一致し光１！ま連続して三角波Ｗｔを形成している
０階段波ＷｓはＲＯＭＢが発生する関数（データＤ）ｋ
和尚し。
データフの内容。
Ｎｌ１ｎ＃
が所定の電気角ｊ＃（−丁ｍ）毎に発生する。したがっ
て、第３図（ａ）において三角波Ｖｔと階段波Ｗ１が交
わるのはｌＲ１ｍ１開始信号Ｂが与えられてから・ Ｍ ＠ｉｎ ＃ −Ｎ −／／Ｔｅ曇Ｊによつて定まる
時間ｔ３と。
て、第３図（ａ）において三角波Ｖｔと階段波Ｗ１が交
わるのはｌＲ１ｍ１開始信号Ｂが与えられてから・ Ｍ ＠ｉｎ ＃ −Ｎ −／／Ｔｅ曇Ｊによつて定まる
時間ｔ３と。
Ｎ ・１ｎ＃ ■ −Ｎ ＋ うイ讐。・ を霊によっ
て定まる時間１．である、ここで１時間ｔ１ｓｔ雪を求
めると。
て定まる時間１．である、ここで１時間ｔ１ｓｔ雪を求
めると。
ｔｌ −Ｔｏ ｗ （／−５ｉｎ＃ ）↑雪−Ｔｃ Ｍ
（／＋ｅｉｎ＃） となり、 （ｔｌ−ｔ、）ｓ−ＪＴａ ）ｉｓｌｎ＃となる。こ
の（ｔｍ−ｔｍ）の期間だけ出力信号を′／＃としてＩ
ＪＪ囚（ロ）に示すアＷＭ出力信号りが得られる。なお
、変調開始信号Ｂから、パルスの立上り、立下りオでの
時間関係はＩＪ１図の回路で得られるものと同じである
。
（／＋ｅｉｎ＃） となり、 （ｔｌ−ｔ、）ｓ−ＪＴａ ）ｉｓｌｎ＃となる。こ
の（ｔｍ−ｔｍ）の期間だけ出力信号を′／＃としてＩ
ＪＪ囚（ロ）に示すアＷＭ出力信号りが得られる。なお
、変調開始信号Ｂから、パルスの立上り、立下りオでの
時間関係はＩＪ１図の回路で得られるものと同じである
。
第Ｊ ｍ（０） 、 ＠）は（ＩＬ） 、 （ｆｉ）に
示す場合より周波数が低い場合を示したものである０周
波数が変っても出力波形の対称性が保たれていることが
わかる。
示す場合より周波数が低い場合を示したものである０周
波数が変っても出力波形の対称性が保たれていることが
わかる。
これはＲＯＭｋが出力する関数（出力データＤ）か変調
周期テｍの間一定の値を保っているととにより生ずる効
果であり、もし連続し喪正弦波である場合には却って非
対称になってしｔ５こととなる・ く実際の７１Ｍインバータへの適用） 第参図に本発明の制御方法を電圧形インバータに実際に
適用する場合の構成例を示す、なお、第４図においてＷ
Ａ／ＷＪと同一の部分＃ＩＣは同一の符号を付して説明
は省略する。
周期テｍの間一定の値を保っているととにより生ずる効
果であり、もし連続し喪正弦波である場合には却って非
対称になってしｔ５こととなる・ く実際の７１Ｍインバータへの適用） 第参図に本発明の制御方法を電圧形インバータに実際に
適用する場合の構成例を示す、なお、第４図においてＷ
Ａ／ＷＪと同一の部分＃ＩＣは同一の符号を付して説明
は省略する。
第参図において、／／ａ、／／ｂは第７図におけるｉｔ
で示す回路忙対応し、ｔｉ＊は！’ＩＯＭｊに格納され
た関数デー−Ｄの内容が−ｉｎ （＃ ＋Ｊｏつ、ｉｉ
ｂはｃｏ−＃の場合をブロクつて示したものである。
で示す回路忙対応し、ｔｉ＊は！’ＩＯＭｊに格納され
た関数デー−Ｄの内容が−ｉｎ （＃ ＋Ｊｏつ、ｉｉ
ｂはｃｏ−＃の場合をブロクつて示したものである。
Ｖ、６コンバーターからの変調開始信号１はカウンタ／
、７に入力され、カウンタ／Ｊは変調開始信号１をカウ
ントしてＶ変分カウントする毎にワンショットハル：ｘ
ｐ ｏ １に出力する。このワンショットパルスＰｏは
６遂りングヵウンタ／ｌに入力される。
、７に入力され、カウンタ／Ｊは変調開始信号１をカウ
ントしてＶ変分カウントする毎にワンショットハル：ｘ
ｐ ｏ １に出力する。このワンショットパルスＰｏは
６遂りングヵウンタ／ｌに入力される。
論理回路ｌＳは６進リングカウン＃ｌ亭の出力カウント
値Ｍ１回路／ｌ亀の１’ＷＭ出力信号Ｌａ、および回路
／／１１のＰＷＭ出力信号Ｌ１を入力とし・これらの論
理合成を行なって得られた各ＰＷＭ出力信号番ランうス
タインバータ（１１１図）の各トランジスＩ Ｕ ｐ
、 ”Ｉ Ｐ ｍ Ｗ Ｆおよびｔｒ、、ｖ、。
値Ｍ１回路／ｌ亀の１’ＷＭ出力信号Ｌａ、および回路
／／１１のＰＷＭ出力信号Ｌ１を入力とし・これらの論
理合成を行なって得られた各ＰＷＭ出力信号番ランうス
タインバータ（１１１図）の各トランジスＩ Ｕ ｐ
、 ”Ｉ Ｐ ｍ Ｗ Ｆおよびｔｒ、、ｖ、。
Ｗ、にベースドライブ回路（図示せず、）を介して供給
する。
する。
く質形例）
以上の説明では、運転周波数を固定して説明したが、４
比を変える場合には、第参図に示すクロックジェネレー
タＪを２コンバータとし９周波数により７４コンバータ
に４える電圧を変ることＫより容易に行うことができる
。
比を変える場合には、第参図に示すクロックジェネレー
タＪを２コンバータとし９周波数により７４コンバータ
に４える電圧を変ることＫより容易に行うことができる
。
ＰＷＭの方法として上述の方法の他に、基準が零である
ときＰＷＭ出力信号のデユーティサイクルがＳＱ憾にな
るような方法があり、一般によく用いられている。この
方決忙対しても本発明の適用は可訃である。その場合に
は、＊ａａに示すように変調開始信号Ｂからテｏ Ｍ
（／−５ｉｎ９ ）だけ時間が経過した時点で出力論理
レベルを１０′から１１＃とし１次回の変調開始信号Ｔ
ａＭ（／＋５ｉｎ−）だけ時間が経過した時点ヤ出力論
理レベルを′ｌ＃から′Ｏ＃に反転するようにすればよ
い、この例でも１周波数の変化に伴なって変１１１Ｆ＋
始信号Ｂからコ！ＯＮだけ時間が経過し死後の時間が変
化するだけであるから Ｖ、４−一定のＰＷＭ出カ信号
を得ることができる。
ときＰＷＭ出力信号のデユーティサイクルがＳＱ憾にな
るような方法があり、一般によく用いられている。この
方決忙対しても本発明の適用は可訃である。その場合に
は、＊ａａに示すように変調開始信号Ｂからテｏ Ｍ
（／−５ｉｎ９ ）だけ時間が経過した時点で出力論理
レベルを１０′から１１＃とし１次回の変調開始信号Ｔ
ａＭ（／＋５ｉｎ−）だけ時間が経過した時点ヤ出力論
理レベルを′ｌ＃から′Ｏ＃に反転するようにすればよ
い、この例でも１周波数の変化に伴なって変１１１Ｆ＋
始信号Ｂからコ！ＯＮだけ時間が経過し死後の時間が変
化するだけであるから Ｖ、４−一定のＰＷＭ出カ信号
を得ることができる。
く効果さ
以上の通り１本発明によれば１次のような効果を奏する
。
。
の 本発明のＦＷＭ制御方法により誘導電動機を駆動し
た場合１周波数に完全に比例して出方電圧が変るのでｙ
ｓｍ的な’／ｐＨＪｌ［ｌを行うことができる。
た場合１周波数に完全に比例して出方電圧が変るのでｙ
ｓｍ的な’／ｐＨＪｌ［ｌを行うことができる。
■ 電圧の過不足が生じないのて電１動機に振動。
電流ビート等を生じない。
■ パルス幅は時間で決壕るので、零周波数から始動す
ることができ、従来のようＫＩＨ属程度までしか出力で
きない方式の如く起動時に発生する大電流を抑制するこ
とができる。
ることができ、従来のようＫＩＨ属程度までしか出力で
きない方式の如く起動時に発生する大電流を抑制するこ
とができる。
■ Ｉ’ｌＯＭＫ書込まれるデータは７つのパルスに対
して１つであり、出力周波数が変わって奄同じデータ化
て自動的に電圧が変化するから１ｔＯＭの記憶容量が小
さくて済む。
して１つであり、出力周波数が変わって奄同じデータ化
て自動的に電圧が変化するから１ｔＯＭの記憶容量が小
さくて済む。
第１１ｉｔは本発明によるＩ’ＷＭ制御方法を具体化す
るための制御装置の構成を示すブロック図、ｓ１図に）
〜伽）はその動作を説明するための各部動作波形図、第
、７１Ｃ（＆）〜（Ａ）は本発明作用・効果を説明する
ための波形図、第４Ｉ図は本発明を電圧形インバータに
実際に適用する九めの制御装置の１＄１成を示すプａツ
ク図、第３図は電圧形インバータの回路図、１１％６図
（＆）〜（ａ）は他の実施例を説明するための波形図で
ある。 ハ・・出力周波数設定器、コ・・・）コンバータ。 Ｊ・・・クロックジェネレータ、ダ・・・ｎ進カクンタ
。 Ｓ・・・ＲＯＭ、轟・・・プリセッタブルタイ！、り・
・・タイｉ、ｔ・・・スイッチ回路、！・・・フリップ
フロップ。 １０−ＲＸ −ＯＲゲー） 、 ／／・ｉｉｌ路＊／／
ａ＊／／’ｂ・・・回路。
るための制御装置の構成を示すブロック図、ｓ１図に）
〜伽）はその動作を説明するための各部動作波形図、第
、７１Ｃ（＆）〜（Ａ）は本発明作用・効果を説明する
ための波形図、第４Ｉ図は本発明を電圧形インバータに
実際に適用する九めの制御装置の１＄１成を示すプａツ
ク図、第３図は電圧形インバータの回路図、１１％６図
（＆）〜（ａ）は他の実施例を説明するための波形図で
ある。 ハ・・出力周波数設定器、コ・・・）コンバータ。 Ｊ・・・クロックジェネレータ、ダ・・・ｎ進カクンタ
。 Ｓ・・・ＲＯＭ、轟・・・プリセッタブルタイ！、り・
・・タイｉ、ｔ・・・スイッチ回路、！・・・フリップ
フロップ。 １０−ＲＸ −ＯＲゲー） 、 ／／・ｉｉｌ路＊／／
ａ＊／／’ｂ・・・回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、インバータの出力周波数指令値に比例した周波数の
簀調開始信号、および所定周波数の時間基準信号を入力
信号として、前記変調開始信号に基づくＩイｌｙダにお
いて電気角−のｌｌ＃！１ν（−）の値を所定電気角ノ
＃だけ進んだ電気角（＃＋）＃）＃Ｃおけゐ関数値１（
＃十ΔＩ）Ｋ便更して発生する装置と。 前記時間基準信号な計数して時間を測定する装置とを有
するパルス幅側ａｎｔｉｃおいて。 ある値夏と前記関数値？（＃十）−）Ｋ基づき、前記変
調開始信号が入力された時点から舅−１（ｅ十）＃）Ｋ
比例した時間が経過した時点で制御出力信号の論理レベ
ルを反転し。 この論理レベルを反転した時点を基準とするタイ２ング
から１１（＃＋ｊ＃）Ｋ比例した時間が経過した時点で
再度制御出方論理レベルを反転させるととｋより制御パ
ルスを発生させることを善像とするインバータのパルス
幅制御方法・ Ｊ、 ＩＰ！！許請求のｆｌｌｉｌｌｌｌｔ項記歌の
方法において。 前記関数ν（＃）の値を関数値１（＃十）＃）［変更す
るタイ建ングは、蜜Ｗａ−始信号が与えられる毎のタイ
２ン夕であることを特徴とするインバーＩのパルス幅制
御方法。 、ｙ、 ＠許請求の範囲第１）ｊｌ記載の方法におい
て。 前記ａ数１（−）の値を関数値ν（−＋ノー）Ｋ変更す
るＩイζングはｍｌ”調開始信号が与えられる毎、ｔた
は変調開始信号が一回与えられる毎のタイセンダである
ことを特徴とするインバータのパルス幅制御方法。 Ｌ ４１許請求の範Ｎ第１項、第Ｊ項！たは第３項記
載の方法＃Ｃおいて、論履しベル釦反転した時点を基準
とするＩイｔｙダは、前記論理レベルを反転した時点そ
のものであることを譬像とするインバーＩのパルス−１
１１４御方味。 ！、特許請求の範囲第１項、第２項または第３項記載の
方法において、論理レベルを反転した時点を基準とする
タイ５ンダは１次回の変調開始信号が入力された時点で
あることを特徴とするインバータのパルス幅ｍ御方法。 Ａ、 ！許請求の範ｉ！！ＩＪ／項、第−項、第Ｊ項
、第参項または第１項記載の方法において１時間基珈信
号の所定周波数の範囲では９時間基準信勺を一定周波数
で与えることを４１１ｇ１Ｉとするインバータのパルス
幅制御方法。 ７４Ｉ許請求の範１！ｇＪ＆／項、第一項、第３項、第
ｑ項、第Ｓ項または第６項記載の方法において。 出力周波数指令値の関数として時間基準信号の周波数を
変えることを特徴とするインバータのパルス幅制御方法
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56114924A JPS5819168A (ja) | 1981-07-22 | 1981-07-22 | インバ−タのパルス幅制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56114924A JPS5819168A (ja) | 1981-07-22 | 1981-07-22 | インバ−タのパルス幅制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5819168A true JPS5819168A (ja) | 1983-02-04 |
Family
ID=14650025
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56114924A Pending JPS5819168A (ja) | 1981-07-22 | 1981-07-22 | インバ−タのパルス幅制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5819168A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59198875A (ja) * | 1983-04-20 | 1984-11-10 | Sanyo Electric Co Ltd | パルス幅変調インバ−タの制御方法 |
| JPS6096179A (ja) * | 1983-10-28 | 1985-05-29 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
| JPS60152270A (ja) * | 1984-01-20 | 1985-08-10 | Hitachi Ltd | インバータ装置及びその制御方法 |
| JPS61109493A (ja) * | 1984-10-30 | 1986-05-27 | Eiji Ishii | 誘導電動機駆動装置 |
| JPS61150674A (ja) * | 1984-12-24 | 1986-07-09 | Fuji Electric Co Ltd | ３相インバータの制御方法 |
-
1981
- 1981-07-22 JP JP56114924A patent/JPS5819168A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59198875A (ja) * | 1983-04-20 | 1984-11-10 | Sanyo Electric Co Ltd | パルス幅変調インバ−タの制御方法 |
| JPS6096179A (ja) * | 1983-10-28 | 1985-05-29 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
| JPS60152270A (ja) * | 1984-01-20 | 1985-08-10 | Hitachi Ltd | インバータ装置及びその制御方法 |
| JPS61109493A (ja) * | 1984-10-30 | 1986-05-27 | Eiji Ishii | 誘導電動機駆動装置 |
| JPS61150674A (ja) * | 1984-12-24 | 1986-07-09 | Fuji Electric Co Ltd | ３相インバータの制御方法 |
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