JPH0638086B2 - 電流検出方法と装置 - Google Patents
電流検出方法と装置Info
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- JPH0638086B2 JPH0638086B2 JP62243478A JP24347887A JPH0638086B2 JP H0638086 B2 JPH0638086 B2 JP H0638086B2 JP 62243478 A JP62243478 A JP 62243478A JP 24347887 A JP24347887 A JP 24347887A JP H0638086 B2 JPH0638086 B2 JP H0638086B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、インバータの負荷の電流検出方法と装置に係
り、特に低電流領域まで高精度に検出可能な電流検出方
法と装置に関する。
り、特に低電流領域まで高精度に検出可能な電流検出方
法と装置に関する。
従来の装置は、特公昭60−19236号公報に記載のように
瞬時値検出電流を一定電気角毎に順次移動して平均をと
っていた。又特開昭58−198165号公報においては、搬送
波信号が最大振幅値近傍のときにＰＷＭ変換器の出力電
流の瞬時値をＡ／Ｄ変換器を用いて検出していた。
瞬時値検出電流を一定電気角毎に順次移動して平均をと
っていた。又特開昭58−198165号公報においては、搬送
波信号が最大振幅値近傍のときにＰＷＭ変換器の出力電
流の瞬時値をＡ／Ｄ変換器を用いて検出していた。
上記従来技術（特公報60−19236号公報）は、インバー
タ周波数の６倍の周波数で繰返す脈動成分に対しては効
果があるが、脈動成分の異なるパルス幅変調制御インバ
ータにおいては配慮がされていないため脈動成分を除去
できず安定な制御が困難であった。又特開昭58−198165
号公報においては、脈動分の影響がなく、出力電流の基
本波成分の電流検出値を得ることができるが、高速のＡ
／Ｄ変換器が必要なため回路が複雑で高価となり経済性
の上で問題があった。一方電流検出方法として安価なＶ
／Ｆ変換器とカウンタ回路を用いてデジタル値に変換す
る方法が考えられるが、低電流領域でのパルス計数値が
小さいこと、高電流領域でもサンプリング周期が速いと
パルス計数値が小さいこと等により広範囲な領域におい
て高精度に電流検出できない問題があった。
タ周波数の６倍の周波数で繰返す脈動成分に対しては効
果があるが、脈動成分の異なるパルス幅変調制御インバ
ータにおいては配慮がされていないため脈動成分を除去
できず安定な制御が困難であった。又特開昭58−198165
号公報においては、脈動分の影響がなく、出力電流の基
本波成分の電流検出値を得ることができるが、高速のＡ
／Ｄ変換器が必要なため回路が複雑で高価となり経済性
の上で問題があった。一方電流検出方法として安価なＶ
／Ｆ変換器とカウンタ回路を用いてデジタル値に変換す
る方法が考えられるが、低電流領域でのパルス計数値が
小さいこと、高電流領域でもサンプリング周期が速いと
パルス計数値が小さいこと等により広範囲な領域におい
て高精度に電流検出できない問題があった。
本発明の目的は、パルス幅変調制御インバータの負荷電
流を、パルス幅変調制御による脈動成分の影響を少なく
し、低電流領域まで高精度で検出できる電流検出方法及
び装置を提供するにある。
流を、パルス幅変調制御による脈動成分の影響を少なく
し、低電流領域まで高精度で検出できる電流検出方法及
び装置を提供するにある。
上記目的を達成するために、パルス幅変調制御により駆
動されるインバータの負荷電流を電圧信号に変換し、該
電圧信号を該電圧信号の瞬時値の絶対値に比例したパル
ス数を有するパルス列に変換し、該パルス列のパルス数
を前記電圧信号の瞬時値の正負に合わせて可逆カウント
してカウント値を求め、前記パルス幅変調制御の搬送波
信号に同期したサンプリングタイミングごとに前記カウ
ント値をサンプリングしてカウント値の変化量を求め、
該変化量の絶対値が所定値以上になるまでのサンプリン
グ時間差で該変化量を除した値に基づいて前記負荷電流
の検出値を求めることを特徴とする電流検出方法とした
のである。
動されるインバータの負荷電流を電圧信号に変換し、該
電圧信号を該電圧信号の瞬時値の絶対値に比例したパル
ス数を有するパルス列に変換し、該パルス列のパルス数
を前記電圧信号の瞬時値の正負に合わせて可逆カウント
してカウント値を求め、前記パルス幅変調制御の搬送波
信号に同期したサンプリングタイミングごとに前記カウ
ント値をサンプリングしてカウント値の変化量を求め、
該変化量の絶対値が所定値以上になるまでのサンプリン
グ時間差で該変化量を除した値に基づいて前記負荷電流
の検出値を求めることを特徴とする電流検出方法とした
のである。
また、この目的を達成するための装置としては、パルス
幅変調制御により駆動されるインバータの負荷電流を電
圧信号に変換する電流検知器と、該変換された電圧信号
を該電圧信号の瞬時値の絶対値に比例したパルス数を有
するパルス列に変換する電圧・周波数変換器と、該パル
ス列を入力してパルス数を前記電圧信号の瞬時値の正負
に合わせて可逆カウントするカウンタと、中央演算処理
装置とを有し、該中央演算処理装置は、前記パルス幅変
調制御の搬送波信号に同期したタイミングで前記カウン
タのカウント値をサンプリングし、該サンプリングした
カウント値と前回サンプリング時のカウント値との差を
求め、該差の絶対値が所定値以上になるまでのサンプリ
ング時間差で除した値に基づいて前記負荷電流の検出値
を演算するものとしたのである。
幅変調制御により駆動されるインバータの負荷電流を電
圧信号に変換する電流検知器と、該変換された電圧信号
を該電圧信号の瞬時値の絶対値に比例したパルス数を有
するパルス列に変換する電圧・周波数変換器と、該パル
ス列を入力してパルス数を前記電圧信号の瞬時値の正負
に合わせて可逆カウントするカウンタと、中央演算処理
装置とを有し、該中央演算処理装置は、前記パルス幅変
調制御の搬送波信号に同期したタイミングで前記カウン
タのカウント値をサンプリングし、該サンプリングした
カウント値と前回サンプリング時のカウント値との差を
求め、該差の絶対値が所定値以上になるまでのサンプリ
ング時間差で除した値に基づいて前記負荷電流の検出値
を演算するものとしたのである。
このように構成することにより、本発明によれば次の作
用により上記の目的が達成される。
用により上記の目的が達成される。
パルス幅変調制御されるインバータは、搬送波信号の周
期に同期したパルス幅変調パルスによりオンオフされる
から、インバータの負荷電流は前記パルスのオンオフに
よる脈動成分を含む。そのため、負荷電流の瞬時値を周
波数変換して得られるパルス列のパルス密度は上記脈動
成分を反映して変動するものとなる。その結果、このパ
ルス列のパルス数をカウントして得られるカウント値の
変化量も上記脈動成分に応じて変動する。したがって、
任意のタイミングでカウント値をサンプリングし、カウ
ント値の変化量をサンプリング時間差で除して負荷電流
を求めると、脈動成分を含んだ瞬時値を検出してしまう
ことがある。
期に同期したパルス幅変調パルスによりオンオフされる
から、インバータの負荷電流は前記パルスのオンオフに
よる脈動成分を含む。そのため、負荷電流の瞬時値を周
波数変換して得られるパルス列のパルス密度は上記脈動
成分を反映して変動するものとなる。その結果、このパ
ルス列のパルス数をカウントして得られるカウント値の
変化量も上記脈動成分に応じて変動する。したがって、
任意のタイミングでカウント値をサンプリングし、カウ
ント値の変化量をサンプリング時間差で除して負荷電流
を求めると、脈動成分を含んだ瞬時値を検出してしまう
ことがある。
この点、本発明によれば、搬送波信号の周期に同期した
タイミングすなわち脈動成分の脈動周期に同期してサン
プリングし、各サンプリングタイミング間のカウント値
の変化量をサンプリング時間差で除して負荷電流を求め
ているから、脈動成分は平均値化される。その結果、脈
動成分を除いた負荷電流の瞬時値を検出する。
タイミングすなわち脈動成分の脈動周期に同期してサン
プリングし、各サンプリングタイミング間のカウント値
の変化量をサンプリング時間差で除して負荷電流を求め
ているから、脈動成分は平均値化される。その結果、脈
動成分を除いた負荷電流の瞬時値を検出する。
一方、搬送波信号の周期に同期させてサンプリングする
と、搬送波信号の周期が極めて短いことから、ゼロクロ
ス近くの低電流領域ではパルスの密度が小さくなり、カ
ウント値に変化が生じないこともある。この場合、その
サンプリングタイミング間では電流が零であると検出さ
れるが、例えば次のサンプリングタイミング間でカウン
ト値に変化量が生じると、そのサンプリングタイミング
間で負荷電流が急に流れたことになる。本来負荷電流は
連続的であるから、それらのサンプリングタイミング間
の検出値を平均化すべきである。
と、搬送波信号の周期が極めて短いことから、ゼロクロ
ス近くの低電流領域ではパルスの密度が小さくなり、カ
ウント値に変化が生じないこともある。この場合、その
サンプリングタイミング間では電流が零であると検出さ
れるが、例えば次のサンプリングタイミング間でカウン
ト値に変化量が生じると、そのサンプリングタイミング
間で負荷電流が急に流れたことになる。本来負荷電流は
連続的であるから、それらのサンプリングタイミング間
の検出値を平均化すべきである。
この点、本発明では変化があるまで複数回のサンプリン
グを行い、変化が発生したらそれまでのサンプリング時
間差を求め、その時間差で変化量を除して負荷電流を求
めるから、低電流域でも精度よく、検出値を得ることが
できる。
グを行い、変化が発生したらそれまでのサンプリング時
間差を求め、その時間差で変化量を除して負荷電流を求
めるから、低電流域でも精度よく、検出値を得ることが
できる。
以下、本発明による一実施例を第１図〜第１０図により
説明する。第２図は誘導電動機の速度制御装置の構成を
示すブロック図である。第２図において、１は直流電
源、２はインバータ回路、３は誘導電動機、４はパルス
発信器、５は電流検出器、６はマイクロプロセッサを用
いたデジタル制御装置、７は交流電流を検出しデジタル
値に変換する電流検出回路、８はマイクロプロセッサか
らなる誘導電動機の制御回路、９はＰＷＭ発生回路であ
る。
説明する。第２図は誘導電動機の速度制御装置の構成を
示すブロック図である。第２図において、１は直流電
源、２はインバータ回路、３は誘導電動機、４はパルス
発信器、５は電流検出器、６はマイクロプロセッサを用
いたデジタル制御装置、７は交流電流を検出しデジタル
値に変換する電流検出回路、８はマイクロプロセッサか
らなる誘導電動機の制御回路、９はＰＷＭ発生回路であ
る。
第１図は本実施例を示す電流検出回路７のブロック図で
ある。まず第１図の構成について説明する。第１図にお
いて、１０は電流検出器５の３相交流電流を回転磁界系
直交２軸座標の２相交流電流信号に変換する３φ／２φ
変換回路、１１は交流信号の絶対値を出力する絶対値回
路、１２はＶ／Ｆ変換器、１３は交流信号の正負を判別
する正負判別回路、１４は１本のパルス入力に対して９
０゜位相差を持つ２相のパルス信号を発生させる２相信
号発生回路、１５は可逆カウンタ、レジスタ等からなる
多入力カウンタ回路、１６は多入力カウンタ回路の基準
クロックとなるクロック発生回路、１７はマイクロプロ
セッサのデータ及びアドレスバスである。
ある。まず第１図の構成について説明する。第１図にお
いて、１０は電流検出器５の３相交流電流を回転磁界系
直交２軸座標の２相交流電流信号に変換する３φ／２φ
変換回路、１１は交流信号の絶対値を出力する絶対値回
路、１２はＶ／Ｆ変換器、１３は交流信号の正負を判別
する正負判別回路、１４は１本のパルス入力に対して９
０゜位相差を持つ２相のパルス信号を発生させる２相信
号発生回路、１５は可逆カウンタ、レジスタ等からなる
多入力カウンタ回路、１６は多入力カウンタ回路の基準
クロックとなるクロック発生回路、１７はマイクロプロ
セッサのデータ及びアドレスバスである。
次に第１図の動作について第３図，第４図を用いて説明
する。第３図，第４図は各部の動作波形である。３φの
交流電流波形（電圧信号）ｅｕ，ｅｖ，ｅｗは３φ／２
φ変換器回路１０により、ｅα，ｅβの２φに変換され
る。絶対値回路１１はｅα，ｅβより｜ｅα｜，｜ｅβ
｜の波形を作成し、Ｖ／Ｆ変換器１２に入力する。Ｖ／
Ｆ変換器１２では、入力信号｜ｅα｜，｜ｅβ｜の瞬時
値に比例した周波数のパルス列ｆｅα，ｆｅβを出力す
る。正負判別回路１３はｅα，ｅβの正負を判別した信
号Ｐｅα，Ｐｅβを出力する。２相信号発生回路１４で
はパルス列ｆｅα，ｆｅβを１／４に分周し、９０度位
相のずれた２相信号パルス列Ａφ，Ｂφをｆｅα，ｆｅ
βに対してそれぞれ出力する。
する。第３図，第４図は各部の動作波形である。３φの
交流電流波形（電圧信号）ｅｕ，ｅｖ，ｅｗは３φ／２
φ変換器回路１０により、ｅα，ｅβの２φに変換され
る。絶対値回路１１はｅα，ｅβより｜ｅα｜，｜ｅβ
｜の波形を作成し、Ｖ／Ｆ変換器１２に入力する。Ｖ／
Ｆ変換器１２では、入力信号｜ｅα｜，｜ｅβ｜の瞬時
値に比例した周波数のパルス列ｆｅα，ｆｅβを出力す
る。正負判別回路１３はｅα，ｅβの正負を判別した信
号Ｐｅα，Ｐｅβを出力する。２相信号発生回路１４で
はパルス列ｆｅα，ｆｅβを１／４に分周し、９０度位
相のずれた２相信号パルス列Ａφ，Ｂφをｆｅα，ｆｅ
βに対してそれぞれ出力する。
第４図はｆｅαについての動作について示すがｆｅβに
ついても同様である。まず、Ｐｅαが“Ｈ（正）”のと
き、ＡφはＢφに対して９０゜位相が進んでおり、Ｐｅ
αが“Ｌ（負）”のとき、ＡφはＢφに対して９０゜位
置が遅れている。このＡφ，Ｂφのパルス列は次段の多
入力カウンタ回路１５に入力される。多入力カウンタ回
路１５では、ｆｅα及びｆｅβそれぞれのＡφとＢφの
パルス列を計数するとともにクロック１６を計数しそれ
ぞれの計数値をレジスタに格納する。
ついても同様である。まず、Ｐｅαが“Ｈ（正）”のと
き、ＡφはＢφに対して９０゜位相が進んでおり、Ｐｅ
αが“Ｌ（負）”のとき、ＡφはＢφに対して９０゜位
置が遅れている。このＡφ，Ｂφのパルス列は次段の多
入力カウンタ回路１５に入力される。多入力カウンタ回
路１５では、ｆｅα及びｆｅβそれぞれのＡφとＢφの
パルス列を計数するとともにクロック１６を計数しそれ
ぞれの計数値をレジスタに格納する。
次に多入力カウンタ回路１５について第５図を用いて説
明する。第５図は多入力カウンタ回路１５のブロック図
である。第５図において、２０，２９はそれぞれｆｅ
α，ｆｅβに対するカウンタ及びレジスタ回路である。
２１は周波数逓倍回路、２２はｆｅαを計数する可逆カ
ウンタ、２３，２４はレジスタ、２５は基準クロックを
計数するカウンタ、２６，２７はレジスタ、２８はレジ
スタ２３，２４及び２６，２７のラッチタイミングをコ
ントロールするコントロール回路である。
明する。第５図は多入力カウンタ回路１５のブロック図
である。第５図において、２０，２９はそれぞれｆｅ
α，ｆｅβに対するカウンタ及びレジスタ回路である。
２１は周波数逓倍回路、２２はｆｅαを計数する可逆カ
ウンタ、２３，２４はレジスタ、２５は基準クロックを
計数するカウンタ、２６，２７はレジスタ、２８はレジ
スタ２３，２４及び２６，２７のラッチタイミングをコ
ントロールするコントロール回路である。
次に第５図の動作について第４図を用いて説明する。第
５図の周波数逓倍回路２１に入力されたｆｅαの２相信
号Ａφ，Ｂφのパルスは、第４図に示すようにＡφ，Ｂ
φの立上がり立下がり信号を検出して４倍の周波数のパ
ルス列となり、Ｖ／Ｆ変換器１２の出力周波数に等しい
パルス列が次段の可逆カウンタ２２に入力される。この
ときＡφがＢφに対して位相が進んでいるとき可逆カウ
ンタの＋側にパルス列が入力され、位相が遅れていると
き、−側に入力され、可逆カウンタはそれぞれインクリ
メント，デクリメントの計数を行なう。
５図の周波数逓倍回路２１に入力されたｆｅαの２相信
号Ａφ，Ｂφのパルスは、第４図に示すようにＡφ，Ｂ
φの立上がり立下がり信号を検出して４倍の周波数のパ
ルス列となり、Ｖ／Ｆ変換器１２の出力周波数に等しい
パルス列が次段の可逆カウンタ２２に入力される。この
ときＡφがＢφに対して位相が進んでいるとき可逆カウ
ンタの＋側にパルス列が入力され、位相が遅れていると
き、−側に入力され、可逆カウンタはそれぞれインクリ
メント，デクリメントの計数を行なう。
次に高精度電流検出の動作原理について第６図、第７図
を用いて説明する。第６図はサンプリング周期Ｔｓｓに
逓倍パルスが入力される高電流の場合、第７図は入力さ
れない低電流域の場合を示す。
を用いて説明する。第６図はサンプリング周期Ｔｓｓに
逓倍パルスが入力される高電流の場合、第７図は入力さ
れない低電流域の場合を示す。
ここにサンプリング周期Ｔｓｓは、第１０図で後述する
ように、パルス幅変調制御の搬送波信号に同期して決め
られるものである。
ように、パルス幅変調制御の搬送波信号に同期して決め
られるものである。
第６図において、逓倍パルス信号は可逆カウンタ２２で
計数されパルス入力毎にその計数値Ｍ（ｉ−１），Ｍ
（ｉ）をレジスタＡ２３に格納する。一方カウンタ２５
では、基準クロックを計数し、時間計数値として、逓倍
パルス入力毎にレジスタＡ２６にＴ（ｉ−１），Ｔ
（ｉ）を格納する。そして第５図に示すアドレスバスか
らのサンプリング信号によるサンプリング周期Ｔｓｓ
で、Ｓ（ｉ−１），Ｓ（ｉ）のときレジスタＡ２３，２
６の内容をレジスタＢ２４，２７に格納したのち読み出
すようにする。この読み出された電流計数値Ｍ（ｎ）及
び時間計数値Ｔ（ｎ）、（ここにｎ＝1,2,…i-1,i,i+1
…）は逓倍パルス信号が入力される毎に更新された値で
あり、サンプリング周期Ｔssに左右されない。
計数されパルス入力毎にその計数値Ｍ（ｉ−１），Ｍ
（ｉ）をレジスタＡ２３に格納する。一方カウンタ２５
では、基準クロックを計数し、時間計数値として、逓倍
パルス入力毎にレジスタＡ２６にＴ（ｉ−１），Ｔ
（ｉ）を格納する。そして第５図に示すアドレスバスか
らのサンプリング信号によるサンプリング周期Ｔｓｓ
で、Ｓ（ｉ−１），Ｓ（ｉ）のときレジスタＡ２３，２
６の内容をレジスタＢ２４，２７に格納したのち読み出
すようにする。この読み出された電流計数値Ｍ（ｎ）及
び時間計数値Ｔ（ｎ）、（ここにｎ＝1,2,…i-1,i,i+1
…）は逓倍パルス信号が入力される毎に更新された値で
あり、サンプリング周期Ｔssに左右されない。
電流値ＩMは次式により高精度に算出することができ
る。
る。
Ｋ：定数 サンプリング周期Ｔssの間にパルスが入力されない低電
流時においては、第７図に示すように、逓倍パルス入力
毎のレジスタＡ２３，２６への格納の代わりに周期Ｔｓ
ｓのサンプリング時にレジスタＡ２３，２６への格納及
びレジスタＢ２４，２７への格納を行なうようにする。
流時においては、第７図に示すように、逓倍パルス入力
毎のレジスタＡ２３，２６への格納の代わりに周期Ｔｓ
ｓのサンプリング時にレジスタＡ２３，２６への格納及
びレジスタＢ２４，２７への格納を行なうようにする。
そして、｛Ｍ(ｉ)−Ｍ(ｉ−１)｝≧｜１｜になるまでの
時間ΔＴｘを算出する。これにより電流計算式(1)をそ
のまま使用できる。
時間ΔＴｘを算出する。これにより電流計算式(1)をそ
のまま使用できる。
第８図に電流計算におけるフローチャートを示す。ブロ
ック１００で計算が開始されると、サンプリング周期Ｔ
ｓｓ毎にブロック１１０〜１６０まで実行する。すなわ
ち、ブロック１１０ではレジスタＢ２４，２７へのラッ
チ命令を出力し、ブロック１２０，１３０で、時間計数
値Ｔ（ｎ），電流計数値Ｍ（ｎ）を取込む。ブロック１
４０でＴ（ｉ）をＴ（ｉ−１）の差ΔＴ（ｎ），Ｍ
（ｉ）とＭ（ｉ−１）の差ΔＭ（ｎ）を計算する。ここ
でｎ＝1,2,…i-1,i,i+1…である。
ック１００で計算が開始されると、サンプリング周期Ｔ
ｓｓ毎にブロック１１０〜１６０まで実行する。すなわ
ち、ブロック１１０ではレジスタＢ２４，２７へのラッ
チ命令を出力し、ブロック１２０，１３０で、時間計数
値Ｔ（ｎ），電流計数値Ｍ（ｎ）を取込む。ブロック１
４０でＴ（ｉ）をＴ（ｉ−１）の差ΔＴ（ｎ），Ｍ
（ｉ）とＭ（ｉ−１）の差ΔＭ（ｎ）を計算する。ここ
でｎ＝1,2,…i-1,i,i+1…である。
ブロック１４１で、ΔＭ（ｎ）が１以上の値であるか否
かを判定し、以上であればブロック１４３でΔＴｘを求
める。前回のΔＭ（ｎ）が１以上の値であったときはブ
ロック１４２のフローに入っていないから、加算される
ΔＴｘはないので、ΔＴｘはΔＴ（ｎ）となる。ブロッ
ク１４２のフローを通った回数のΔＴｘが加算される。
ブロック１５０で電流ＩMを算出し、ブロック１５１
で、ΔＴｘを０におき、ブロック１６０で終了する。
かを判定し、以上であればブロック１４３でΔＴｘを求
める。前回のΔＭ（ｎ）が１以上の値であったときはブ
ロック１４２のフローに入っていないから、加算される
ΔＴｘはないので、ΔＴｘはΔＴ（ｎ）となる。ブロッ
ク１４２のフローを通った回数のΔＴｘが加算される。
ブロック１５０で電流ＩMを算出し、ブロック１５１
で、ΔＴｘを０におき、ブロック１６０で終了する。
ブロック１４１でΔＭ（ｎ）が１以上の値でなければブ
ロック１４２でΔＴｘが加算されて終了し次のサンプリ
ングになる。ΔＭ（ｎ）が１以上になるまで繰り返され
る。
ロック１４２でΔＴｘが加算されて終了し次のサンプリ
ングになる。ΔＭ（ｎ）が１以上になるまで繰り返され
る。
第９図は３φ／２φ変換回路の出力波形で、パルス幅変
調制御により生じる脈動成分が含まれている。
調制御により生じる脈動成分が含まれている。
第１０図はその動作波形で、脈動成分があっても、その
平均値を検出できることを示している。
平均値を検出できることを示している。
本実施例では、前述したように、パルス幅変調制御の搬
送波信号に同期して電流をサンプリングしている。そし
てサンプリング周期Ｔｓｓ間の平均値を用いて演算して
いるので、脈動成分が除去される。
送波信号に同期して電流をサンプリングしている。そし
てサンプリング周期Ｔｓｓ間の平均値を用いて演算して
いるので、脈動成分が除去される。
本実施例で、３φ／２φ変換された、ｆｅα，ｆｅβに
基づいた電流値ＩMを算出し、ベクトル成分であるトル
ク電流及び励磁電流成分を高精度に算出することができ
る。
基づいた電流値ＩMを算出し、ベクトル成分であるトル
ク電流及び励磁電流成分を高精度に算出することができ
る。
このように電流検出回路７にＶ／Ｆ変換器１２と可逆カ
ウンタ２２とレジスタ２３，２４を用いて電流に比例し
たパルスを計数し、一方基準クロックを時間カウンタ２
５により計数し電流計数値と時間計数値とから低電流領
域まで高精度の電流検出が達成され、パルス幅変調制御
の搬送波信号に同期して、その周期毎の平均値の電流検
出演算を行なうことによりパルス幅変調制御による脈動
成分が平均化されるので脈動成分の影響を除去すること
ができる。
ウンタ２２とレジスタ２３，２４を用いて電流に比例し
たパルスを計数し、一方基準クロックを時間カウンタ２
５により計数し電流計数値と時間計数値とから低電流領
域まで高精度の電流検出が達成され、パルス幅変調制御
の搬送波信号に同期して、その周期毎の平均値の電流検
出演算を行なうことによりパルス幅変調制御による脈動
成分が平均化されるので脈動成分の影響を除去すること
ができる。
パルス幅変調制御のインバータの負荷電流を瞬時値に比
例したパルス数を有するパルス列に変換し、そのパルス
数をカウントして、搬送波信号に同期したサンプリング
タイミングごとにカウント値の変化量を求め、そのサン
プリング時間差で除して負荷電流を求めているので、負
荷電流に含まれる脈動成分を除くことができる効果を生
じる。
例したパルス数を有するパルス列に変換し、そのパルス
数をカウントして、搬送波信号に同期したサンプリング
タイミングごとにカウント値の変化量を求め、そのサン
プリング時間差で除して負荷電流を求めているので、負
荷電流に含まれる脈動成分を除くことができる効果を生
じる。
また、パルス数の変化が所定値以上になったときに、そ
れまでのサンプリング時間差で負荷電流を求めるので、
低電流域でも高精度に電流を検出できる効果を生じる。
れまでのサンプリング時間差で負荷電流を求めるので、
低電流域でも高精度に電流を検出できる効果を生じる。
この結果、パルス幅変調制御のインバータの負荷の制御
を安定に行えるという効果も生じる。
を安定に行えるという効果も生じる。
第１図は電流検出回路のブロック図、第２図は負荷に誘
導電動機を用いた実施例を示すブロック図、第３図，第
４図は第１図の電流検出回路の動作波形を示す図、第５
図は多入力カウンタ回路のブロック図、第６図及び第７
図は第５図の多入力カウンタ回路の動作波形図、第８図
は電流演算のフローチャート図、第９図は３φ／２φ変
換された電流波形図、第１０図は電流の平均値化動作波
形図である。 １……直流電源、２……インバータ回路、３……誘導電
動機、４……パルス発信器、５……電流検出器、６……
デジタル制御装置、７……電流検出回路、８……制御回
路、９……パルス幅変調（ＰＷＭ）発生回路、１０……
３φ／２φ変換回路、１１……絶対値回路、１２……電
圧・周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、１３……正負判別回路、
１４……２相信号発生回路、１５……多入力カウンタ回
路、１６……クロック、２０，２９……カウンタ・レジ
スタ回路。
導電動機を用いた実施例を示すブロック図、第３図，第
４図は第１図の電流検出回路の動作波形を示す図、第５
図は多入力カウンタ回路のブロック図、第６図及び第７
図は第５図の多入力カウンタ回路の動作波形図、第８図
は電流演算のフローチャート図、第９図は３φ／２φ変
換された電流波形図、第１０図は電流の平均値化動作波
形図である。 １……直流電源、２……インバータ回路、３……誘導電
動機、４……パルス発信器、５……電流検出器、６……
デジタル制御装置、７……電流検出回路、８……制御回
路、９……パルス幅変調（ＰＷＭ）発生回路、１０……
３φ／２φ変換回路、１１……絶対値回路、１２……電
圧・周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、１３……正負判別回路、
１４……２相信号発生回路、１５……多入力カウンタ回
路、１６……クロック、２０，２９……カウンタ・レジ
スタ回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−100866（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−179668（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−205864（ＪＰ，Ａ) 実開 昭53−53376（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】パルス幅変調制御により駆動されるインバ
ータの負荷電流を電圧信号に変換し、該電圧信号を該電
圧信号の瞬時値の絶対値に比例したパルス数を有するパ
ルス列に変換し、該パルス列のパルス数を前記電圧信号
の瞬時値の正負に合わせて可逆カウントしてカウント値
を求め、前記パルス幅変調制御の搬送波信号に同期した
サンプリングタイミングごとに前記カウント値をサンプ
リングしてカウント値の変化量を求め、該変化量の絶対
値が所定値以上になるまでのサンプリング時間差で該変
化量を除した値に基づいて前記負荷電流の検出値を求め
ることを特徴とする電流検出方法。 - 【請求項２】パルス幅変調制御により駆動されるインバ
ータの負荷電流を電圧信号に変換する電流検知器と、該
変換された電圧信号を該電圧信号の瞬時値の絶対値に比
例したパルス数を有するパルス列に変換する電圧・周波
数変換器と、該パルス列を入力してパルス数を前記電圧
信号の瞬時値の正負に合わせて可逆カウントするカウン
タと、中央演算処理装置とを有し、該中央演算処理装置
は、前記パルス幅変調制御の搬送波信号に同期したタイ
ミングで前記カウンタのカウント値をサンプリングし、
該サンプリングしたカウント値と前回サンプリング時の
カウント値との差を求め、該差の絶対値が所定値以上に
なるまでのサンプリング時間差で除した値に基づいて前
記負荷電流の検出値を演算することを特徴とする電流検
出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62243478A JPH0638086B2 (ja) | 1987-09-28 | 1987-09-28 | 電流検出方法と装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62243478A JPH0638086B2 (ja) | 1987-09-28 | 1987-09-28 | 電流検出方法と装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5310502A Division JP2539170B2 (ja) | 1993-12-10 | 1993-12-10 | 電流検出方法と装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6484157A JPS6484157A (en) | 1989-03-29 |
| JPH0638086B2 true JPH0638086B2 (ja) | 1994-05-18 |
Family
ID=17104487
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62243478A Expired - Fee Related JPH0638086B2 (ja) | 1987-09-28 | 1987-09-28 | 電流検出方法と装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638086B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3313468B2 (ja) * | 1993-07-22 | 2002-08-12 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| CN112666461B (zh) * | 2021-03-17 | 2021-05-25 | 臻驱科技（上海）有限公司 | 逆变器直流侧的电流估算方法、电机控制器、电流检测装置及电动汽车 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5353376U (ja) * | 1976-10-08 | 1978-05-08 | ||
| JPS57179668A (en) * | 1981-04-28 | 1982-11-05 | Fanuc Ltd | Detecting circuit for frequency |
| JPS58205864A (ja) * | 1982-05-26 | 1983-11-30 | Fuji Electric Co Ltd | パルス周波数測定装置 |
| JPH061279B2 (ja) * | 1982-12-01 | 1994-01-05 | 株式会社日立製作所 | デイジタル式速度検出装置 |
-
1987
- 1987-09-28 JP JP62243478A patent/JPH0638086B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6484157A (en) | 1989-03-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |