JP2019058056A - 固体パルス変調器における保護回路、発振補償回路および給電回路 - Google Patents

固体パルス変調器における保護回路、発振補償回路および給電回路 Download PDF

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Abstract

【課題】ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器における各段のＩＧＢＴスイッチのゲート保護、発振補償、過電流保護又は過電圧保護をする。【解決手段】本開示は、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器におけるスイッチングデバイスとして用いられる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられるゲート保護回路を提供している。前記ゲート保護回路は、前記ＩＧＢＴのゲートに対するグランドに対して、前記ＩＧＢＴのエミッタに安定な電圧を提供するレギュレータデバイスを含む。【選択図】図1

Description

本開示は、総体的に電子技術分野に関し、具体的には、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）に用いられるゲート保護回路、発振補償回路、過電流保護回路および過電圧保護回路、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器に用いられる給電回路、及び上記の一つ又は複数の回路を含むＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器に関する。
ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）をスイッチ素子とし、ＩＧＢＴのオンオフはゲート電圧により制御される。ゲートに正電圧が印加されると、ＩＧＢＴはオンされ、ゲートに負電圧が印加されると、ＩＧＢＴはオフされる。
固体変調器にとって、ＩＧＢＴの信頼性は非常に重要であり、ＩＧＢＴの安全性、信頼性は、少なくとも部分的に、ＩＧＢＴのゲートとエミッタとの間の電圧、ＩＧＢＴのコレクタとエミッタとの間の電圧、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタを流れる電流、ＩＧＢＴのジャンクション温度などの要素によって決定される。
一方で、ＩＧＢＴのゲートとエミッタとの間の電圧である駆動電圧が低すぎると、ＩＧＢＴは安定して正常に動作することができない。他方、高すぎてゲート−エミッタ間の耐圧を超えると、ＩＧＢＴは永久的に破壊される可能性がある。同様に、ＩＧＢＴのコレクタとエミッタとの間に印加される電圧がコレクタ−エミッタ間の耐圧を超えると、あるいは、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタを流れる電流がコレクタ−エミッタに許容される最大電流を超えると、あるいは、ＩＧＢＴのジャンクション温度がそのジャンクション温度の許容値を超えると、ＩＧＢＴは永久的に破壊される可能性がある。
このため、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器における各段のＩＧＢＴスイッチの信頼性を確保する必要があり、例えば、ゲート保護、発振補償、過電流保護又は過電圧保護などをする必要がある。
本開示は、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器における各段のＩＧＢＴスイッチのゲート保護、発振補償、過電流保護又は過電圧保護などの課題を少なくとも一部解決し、固体パルス変調器が安定して信頼的に動作することを保証することを目的としている。
本開示の第１の方面によれば、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器におけるスイッチングデバイスとして用いられる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられるゲート保護回路であって、前記ＩＧＢＴのゲートに対するグランドに対して、前記ＩＧＢＴのエミッタに安定な電圧を提供するためのレギュレータデバイスを含む、ゲート保護回路を提供している。
本開示の実施例によれば、前記レギュレータデバイスは、レギュレータダイオードであり、前記レギュレータダイオードのカソードは、前記ＩＧＢＴのエミッタに接続されており、且つ、前記レギュレータダイオードのアノードは、前記ＩＧＢＴのゲートに対するグランドに接続されている。
本開示の実施例によれば、前記レギュレータダイオードは、その両端に５Ｖである安定な電圧が供給される。
本開示の実施例によれば、前記ゲート保護回路は、前記ゲートと前記エミッタとの間に接続される抵抗をさらに含む。
本開示の実施例によれば、前記ゲート保護回路は、前記ゲートと前記エミッタとの間に接続される両方向トランジェントボルテージサプレッサー（ＴＶＰ）ダイオードをさらに含む。
本開示の実施例によれば、前記ＴＶＰダイオードは、その両端に１５Ｖである安定な電圧が供給される。
本開示の第２の方面によれば、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器におけるスイッチングデバイスとして用いられる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられる発振補償回路であって、発振抑制抵抗ＲＧと、前記ＩＧＢＴのゲートとエミッタとの間に接続される発振抑制容量ＣＧと、を含み、前記ＩＧＢＴの駆動信号は前記発振抑制抵抗を介して前記ＩＧＢＴのゲートに入力される、発振補償回路を提供している。
本開示の実施例によれば、前記発振抑制抵抗ＲＧ及び前記発振抑制容量ＣＧは以下の関係式を満たす。
Figure 2019058056
ただし、ＬＧは前記ＩＧＢＴに用いられる駆動回路における分布インダクタンスである。
本開示の第3の方面によれば、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器におけるスイッチングデバイスとして用いられる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられる過電流保護回路であって、前記ＩＧＢＴがオンである段階に、前記ＩＧＢＴのコレクタにおける電圧を検出し、且つ、コレクタにおける電圧が基準値を超えているか否かを示す信号を出力するためのコレクタ電圧検出回路と、コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、前記駆動回路が前記ＩＧＢＴのゲートに前記ＩＧＢＴをオフにする駆動信号を出力するように、前記ＩＧＢＴの駆動回路に過電流トリガー信号を出力するための過電流トリガー回路と、を含む過電流保護回路を提供している。
本開示の実施例によれば、前記過電流トリガー信号は、前記ＩＧＢＴのゲート制御トリガー信号とともに、「ＡＮＤ」ゲートを介して前記駆動回路に入力され、コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、前記過電流トリガー回路は、Ｌレベルの過電流トリガー信号を出力する。
本開示の実施例によれば、前記過電流トリガー回路は、第１の端部が前記「ＡＮＤ」ゲートの入力端部に接続され、第２の端部がＬレベルに接続されているトランジスタを含み、前記コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示すことに応答して、前記トランジスタがオンすることにより、第１の端部と第２の端部との間が導通される。
本開示の実施例によれば、前記コレクタ電圧検出回路は、前記ＩＧＢＴがオンにされてから所定の時間後に、前記コレクタの電圧を検出するように配置されている。
本開示の実施例によれば、前記所定の時間は、１〜２μｓである。
本開示の実施例によれば、前記コレクタ電圧検出回路は、前記駆動回路における前記ＩＧＢＴをオンにする駆動信号に応答して起動し、一定の検出電流を発生するための定電流源と、定電流源が起動してから所定の時間が経過したとき、定電流源から発生した定電流を前記ＩＧＢＴのコレクタに供給する遅延機構と、を含む。
本開示の実施例によれば、前記遅延機構はコンデンサを含み、前記定電流源の出力は、前記コンデンサの第１の端子に接続される一方、検出抵抗を介して前記ＩＧＢＴのコレクタに接続されており、前記コンデンサの第２の端子は、グランド電位に接続されており、前記定電流源と前記コレクタとの間には、コンデンサが定電流源からの電流のみによって充電されるように、一方向導通デバイスがある。
本開示の実施例によれば、前記コレクタ電圧検出回路は、コンデンサの第１の端子とグランド電位との間に接続されるレギュレータダイオードと抵抗とをさらに含み、レギュレータダイオードと抵抗との間の接続ノードは、前記コレクタ電圧検出回路の出力ノードとして用いられる。
本開示の第４の方面によれば、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器におけるスイッチングデバイスとして用いられる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられる過電圧保護回路であって、前記ＩＧＢＴがオフである段階に、前記ＩＧＢＴのコレクタにおける電圧を検出し、且つ、コレクタにおける電圧が基準値を超えているか否かを示す信号を出力するためのコレクタ電圧検出回路と、コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、前記駆動回路が前記ＩＧＢＴのゲートに前記ＩＧＢＴをオンにする駆動信号を出力するように、前記ＩＧＢＴの駆動回路に過電圧トリガー信号を出力するための過電圧トリガー回路と、を含む過電圧保護回路を提供している。
本開示の実施例によれば、前記コレクタ電圧検出回路は、一つ又は直列に接続された複数のトランジェントボルテージサプレッサーＴＶＰダイオードを含む。
本開示の実施例によれば、前記ＴＶＰダイオードの数は、３である。
本開示の実施例によれば、前記基準値は、７５０Ｖである。
本開示の実施例によれば、前記過電圧トリガー回路の出力は、前記ＩＧＢＴの駆動回路におけるプッシュプル配置された駆動電流増幅回路のハイサイドトランジスタの制御端部に接続されている。
本開示の実施例によれば、前記過電圧トリガー回路は、前記ゲートと前記ＴＶＰダイオードとの間に接続され、コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、前記ＩＧＢＴのゲートに、前記ＩＧＢＴをオンにする信号を出力するための一方向導通デバイスを含む。
本開示の第５の方面によれば、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器における絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられる駆動回路の給電回路であって、相互誘導コイルと、交流電流を伝送して、相互誘導コイルに交流信号を発生させるための、相互誘導コイルと結合する導電線と、前記交流信号を直流信号に変換して、前記駆動回路に給電するための整流器であって、正出力端が給電電圧を提供し、且つ、負出力端が前記ＩＧＢＴのゲートに対するグランドに接続される整流器と、前記整流器の正出力端と負出力端との間に接続されるレギュレータダイオードと、を含む給電回路を提供している。
本開示の実施例によれば、導電線は、相互誘導コイルを通じる。
本開示の第６の方面によれば、第１の方面から第５の方面のいずれか一つに記載の回路を含む、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器を提供している。
本開示及びその利点をより完全に理解するために、図面と組み合わせた以下の説明を参照する。
本開示の実施例による固体パルス変調器を示す模式的な回路図である。 本開示の実施例によるＩＧＢＴに用いられるゲート保護回路を示す模式的な回路図である。 本開示の実施例によるＩＧＢＴに用いられる発振補償回路を示す模式的な回路図である。 本開示の実施例によるＩＧＢＴに用いられる過電流保護回路を示す模式的な構成図である。 本開示の実施例によるＩＧＢＴに用いられる過電流保護回路を示す模式的な回路図である。 本開示の実施例によるＩＧＢＴに用いられる過電圧保護回路を示す模式的な構成図である。 本開示の実施例によるＩＧＢＴに用いられる過電圧保護回路を示す模式的な回路図である。 本開示の実施例によるＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器に用いられる給電回路を示す模式的な回路図である。
図面を組み合わせて本開示の例示的な実施例を詳しく説明することによって、本開示の他の方面、利点及び顕著な特徴は、当業者にとって明らかになる。
本開示において、「含む」、「有する」及びそれらの派生用語は、含むことを意味し、限定することではない。「あるいは」という用語は、包括的なものであり、「及び／又は」との意味である。
本明細書において、下記の本開示の原理を説明する各実施例は、本開示を説明するためのものであり、いずれの方式でも、発明の範囲を限定して解釈するものではない。図面を参照して行う下記の説明は、特許請求の範囲及びその均等物により限定される本開示の例示的な実施例を全般的に理解するためのものである。理解しやすくするために、下記の説明は複数の具体的な詳細を含んでいるが、これらの詳細は例示的なものである。したがって、当業者は、本開示の範囲及び主旨を逸脱しない限り、この明細書に記載された実施例について様々な変更及び変化を行うことができることを理解すべきである。また、簡素化及び明確化のために、公知の機能及び構造についての説明は省略する。また、各図面において、同一の機能及び操作について、同一の符号を付く。
図１は、本開示の実施例による固体パルス変調器の模式的な回路図を示している。
図１に示すように、この実施例による固体パルス変調器は、複数の（例えば、１１個であり、必要するパルス電圧に応じて決められる）充放電モジュール１００を含み、それぞれの充放電モジュール１００は、コンデンサ１００１、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ） １００２及びダイオード１００３を含んでもよい。充放電モジュール１００のそれぞれにおいて、コンデンサ１００１の第１の端部は、ＩＧＢＴのコレクタに接続され、第２の端部は、ダイオード１００３を介してＩＧＢＴのエミッタに接続されている。なお、ＩＧＢＴのゲートは、駆動回路からの駆動信号に応じてオン又はオフにされ、これにより、各充放電モジュール１００におけるコンデンサの接続配置を変更するように、駆動回路（不図示）に接続されている。前記複数の充放電モジュールは、ダイオードを介して並列に接続されている。１番目の充放電モジュールは、コンデンサ１００４に接続されており、最後の充放電モジュール１００は、ダイオードを介して別のＩＧＢＴ１００２に並列に接続されている。
図１を参照すると、充電する際に、全てのＩＧＢＴはオフにされ、全てのコンデンサは並列に接続されるとともに、各コンデンサの両端の電圧は、充電用の電源電圧、例えば７５０Ｖであってもよい。放電する際に、全てのＩＧＢＴはオンにされ、各コンデンサはＩＧＢＴを介して直列に接続される関係になるので、各コンデンサにおける電圧は重畳されて外部に高い電圧を提供することができる。
このような回路配置におけるＩＧＢＴについて、複数の保護措置を設計することができる。
図２は、本開示の実施例によるＩＧＢＴに用いられるゲート保護回路の模式的な回路図を示している。
図２に示すように、この実施例によるゲート保護回路は、レギュレータデバイス２０１を含み、当該レギュレータデバイス２０１は、ＩＧＢＴのゲートＧに対するグランドに対して、ＩＧＢＴのエミッタＥに、安定な電圧を提供することができる。例えば、レギュレータデバイスは、レギュレータダイオード２００１であってもよい。図２における破線のブロックで示すように、レギュレータダイオード２００１のカソードは、ＩＧＢＴのエミッタＥに接続されており、且つ、レギュレータダイオードのアノードは、ＩＧＢＴのゲートＧに対するグランドに接続されている。なお、レギュレータダイオード２００１は、（例えば、抵抗２００２を介して）正電源とゲートのグラウンドとの間に逆接続されている。そこで、ＩＧＢＴをオフにしようとする期間において、ＩＧＢＴのゲートは接地される。このため、レギュレータダイオード２００１は逆方向に破壊されるので、エミッタとゲート（このとき、グランド電位である）との間において、例えば５Ｖである一定の電圧を保持する。そこで、ＩＧＢＴがオフにされた際に、ゲート−エミッタ間の電圧は、安定な負電圧（例えば、−５Ｖ）に設定されることができる。このような負のバイアスは、オフにされる際にサージ電流が大きすぎてＩＧＢＴを誤ってオンにすることを防止することができる。
正方向駆動電圧が増大すると、ＩＧＢＴの導通抵抗は低下し、導通損失は小さくなる。しかし、正方向駆動電圧が大きすぎると、ゲートを破壊しやすいため、例えば、１５Ｖのように、レギュレータダイオード２００１の正方向駆動電圧を適宜に選択する必要がある。なお、ＩＧＢＴがオンにされた後、駆動回路は、ＩＧＢＴが正常動作及び過負荷の場合に飽和導通領域から退出して破壊されないように、十分な電圧及び電流の振幅を提供すべきである。
ＩＧＢＴがオフにされると、ゲート−エミッタ間の電圧はＩＧＢＴ及び回路の寄生パラメータの干渉を受けやすく、ゲート−エミッタ間の電圧により、デバイスを誤ってオンにしてしまう。このような現象の発生を防止するために、図３に示すように、ゲート保護回路は、ゲートＧとエミッタＥとの間に接続される抵抗３０３３をさらに含んでもよい。また、実際に適用する際には、ゲート保護回路は、図３に示すように、ゲート駆動回路において高電圧スパイクが発生することを防止するために、ゲートＧとエミッタＥとの間に接続されるＴＶＰダイオード３０３４をさらに含んでもよい。上述したように、ＴＶＰダイオード３０３４は、その両端に１５Ｖである安定な電圧が供給されることができる。
他の実施例において、既知のように、ＩＧＢＴの快速なオンオフは、スイッチング損失を減少することに寄与している。固体変調器のパルス幅が短い（通常、数μｓだけ）ため、固体変調器において、ＩＧＢＴをできる限り快速にオンオフにする必要がある。ＩＧＢＴのゲートの接合容量は通常大きいため、快速なオンを実現するためには、非常に大きな駆動電流が必要する。
一例示において、ＩＧＢＴの駆動回路（図３における破線のブロックで示すように）は、駆動信号発生器３０１及び増幅段３０２を含んでもよい。駆動信号発生器３０１は、受信したゲート制御トリガー信号（ポート４から入力される）に応じて、ＩＧＢＴに対する駆動信号（駆動パルス）を発生することができる。例えば、駆動信号発生器３０１は、専用なトリガーチップＩＸＤＮ６０４を含んでもよい（図３における符号２、３、４、５、６、７は、ＩＸＤＮ６０４の対応するピンを示す）。増幅段３０２は、駆動信号を増幅することができる（例えば、電流を増幅して、大きい駆動電流を実現する）。一例示において、増幅段３０２は、プッシュプル配置された増幅デバイス、例えば、トライオードを含んでもよい。一方、トライオードは、下記の過電圧保護回路の接続を容易にする。当該駆動回路の駆動電流が大きく、内部抵抗が１Ω以下であることができる。
ＩＧＢＴのトリガー速度が速いので、駆動回路における分布インダクタンス及びゲート容量は、高周波発振を形成してしまう。本開示の実施例によれば、発振補償回路３０３を提供して、少なくとも一部のこのような発振を抑制することができる。
図３は、本開示の実施例によるＩＧＢＴに用いられる発振補償回路の模式的な回路図を示している。
図３に示すように、この実施例による発振補償回路３０３は、ＩＧＢＴのゲートＧに直列に接続される発振抑制抵抗３０３１と、ＩＧＢＴのゲートＧとＩＧＢＴのエミッタＥとの間に並列に接続される発振抑制容量３０３２と、を含んでもよい。ＩＧＢＴの駆動信号は、発振抑制抵抗３０３１を介してＩＧＢＴのゲートＧに入力され、且つ、発振抑制容量３０３２は、ＩＧＢＴのゲートＧとエミッタＥとの間に接続されている。適宜な発振抑制抵抗３０３１及び発振抑制容量３０３２を選択することは、発振の抑制に有利でありながら、ＩＧＢＴのスイッチング時間及びスイッチング損失を向上させることはない。例えば、発振抑制抵抗３０３１及び発振抑制容量３０３２は、以下の関係式（１）を満たす。
Figure 2019058056
ただし、ＲＧは、発振抑制抵抗３０３１の抵抗値であり、ＣＧは、発振抑制容量３０３２の容量値であり、ＬＧは、ＩＧＢＴに用いられる駆動回路における分布インダクタンスである。
一例示において、固体変調器に用いられるＩＧＢＴの接合容量は、約数十ｎＦであり、駆動回路における分布インダクタンスは、約十数ｎＨであり、駆動回路における他の内部抵抗は、約１Ωである。この場合、例えば、ＲＧを１Ωにし、ＣＧを４７ｎＦにしてもよいが、この時、トリガー立ち上がりは約数百ｎｓである。
他の実施例において、固体変調器の負荷はマグネトロンであり、マグネトロンのアーキングは避けないので、ＩＧＢＴの過電流を考慮しなければならない。一般的には、ＩＧＢＴの過電流保護回路は、ソフトオフの技術案を採用する。これは、ＩＧＢＴの過電流が厳重である場合、ゲート電圧を快速にオフさせると、ＩＧＢＴを「ラッチ」させ、オフすることができなくなるためである。ゲート電圧は、ソフトオフできるように、数十μｓの立下り過程を必要する。ただし、固体変調器においては、ハードオフを採用することができる。これは、固体変調器において、ＩＧＢＴの実際の導通パルス幅が狭く、導通動作電流が大きく、選択されたＩＧＢＴの定格電流も大きいためである。マグネトロンのアーキングなどの短絡状態であっても、回路における分布インダクタンスの制限により、短絡電流は十数μｓの立ち上がり過程を有する。過電流の故障を速く判断できて、早くオフすると、短絡電流を低減することができる。
ＩＧＢＴが正常にオンされると、導通電圧降下は低く、過電流になると、導通電圧降下は向上する。したがって、導通中に、導通の電圧降下を検出すると、ＩＧＢＴが過電流であるか否かを判断できる。図４ａは、本開示の実施例によるＩＧＢＴに用いられる過電流保護回路の模式的な構成図を示す。
図４ａに示すように、この実施例による過電流保護回路は、コレクタ電圧検出回路４０１及び過電流トリガー回路４０２を含んでもよい。
コレクタ電圧検出回路４０１は、ＩＧＢＴがオンである段階に、ＩＧＢＴのコレクタにおける電圧を検出し、且つ、コレクタにおける電圧が基準値を超えているか否かを示す信号を出力できる。本開示の実施例によれば、コレクタ電圧検出回路４０１のコレクタ電圧に対する検出は、ＩＧＢＴがオンされてから、一定の時間（例えば、１〜２μｓ）が経過した後に始めてもよい。これは、ＩＧＢＴがオンされた直後は、電圧降下が大きく、コレクタ電圧検出回路４０１が高電圧を検出して、過電流保護回路の誤動作を起こしやすいからである。
過電流トリガー回路４０２は、コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、駆動回路がＩＧＢＴのゲートにＩＧＢＴをオフにする駆動信号を出力するように、ＩＧＢＴの駆動回路に過電流トリガー信号を出力してもよい。
そこで、駆動回路は、ＩＧＢＴのオン/オフを正常に制御するゲート制御トリガー信号と、上記過電流トリガー信号との２つの制御信号を受信することができる。一例示において、過電流トリガー信号は、ＩＧＢＴのゲート制御トリガー信号と共に、「ＡＮＤ」ゲート４０３を通じて駆動回路４０４に入力されてもよい。例えば、図４ｂに示すように、過電流トリガー信号が「ＡＮＤ」ゲート４０３１のポート２に入力されるとともに、ゲート制御トリガー信号が「ＡＮＤ」ゲート４０３１のポート１に入力される。
過電流トリガー回路は、コレクタ電圧検出回路４０１から出力される信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、Ｌレベルの過電流トリガー信号を出力してもよい。「ＡＮＤ」ゲートの作用によって、ゲート制御トリガー信号がＨであっても（ＩＧＢＴを駆動してオンさせる）、駆動信号の入力はＬに設定されることで、ゲートＧにおける電圧をオフにする。そこで、電流の通路を遮断し、過電流保護を実現している。
一例示において、過電流トリガー回路４０２は、コレクタ電圧検出回路４０１の出力に応じて、Ｌレベルの信号を選択的に出力できる。例えば、過電流トリガー回路４０２は、ゲートがコレクタ電圧検出回路４０１の出力により制御されることで、「ＡＮＤ」ゲート４０３１のポート２を選択的に接地するスイッチングデバイス、例えば、電界効果トランジスタ４０２１を含んでもよい。例えば、図４ｂに示すように、トランジスタ４０２１の第１の端部は、「ＡＮＤ」ゲート４０３の入力端部、例えば、「ＡＮＤ」ゲート４０３１のポート２に接続されており、トランジスタ４０２１の第２の端部は、Ｌレベルに接続されている。コレクタ電圧検出回路４０１から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値（例えば、電界効果トランジスタ４０２１のゲートに印加されるＨレベル）を超えていることを示すことに応答して、トランジスタ４０２１がオンされることにより、第１の端部と第２の端部との間が導通され、これにより、第１の端部（即ち、「ＡＮＤ」ゲート４０３１の入力端部）をグランドに接続している。
本分野には、複数の種類の電圧検出技術がある。本開示の実施例によれば、（抵抗を介して）コレクタに検出電流を供給して電圧を検出することができる。例えば、コレクタ電圧検出回路４０１は、定電流源４０１１を含んでもよい。
定電流源４０１１は、駆動回路４０４におけるＩＧＢＴをオンにする駆動信号に応答して起動し（即ち、ＩＧＢＴのオンと同期的に起動する）、一定の検出電流を発生することができる。一例示において、定電流源４０１１は、トランジスタ４０１１−１を含んでもよい。当該トランジスタのゲートとドレインとの間には、レギュレータダイオード４０１１−２及び抵抗４０１１−３が接続されている。当該駆動信号がＨである（ＩＧＢＴがオンであることを示す）場合、レギュレータダイオード４０１１−２は、逆方向に破壊されて、両端に一定の電圧を保持することができる。当該一定の電圧は、抵抗４０１１−３を介して一定のエミッタ電流を発生し、これにより、コレクタからほぼ一定な電流を出力して、検出電流とすることができる。もちろん、定電流源の配置は、これに限られない。
上記のように、誤動作を避けるためには、ＩＧＢＴがオンされてから一定の時間が経過した後で、検出電流をコレクタに供給する必要がある。このため、この実施例によるコレクタ電圧検出回路４０１は、遅延機構４０１２をさらに含んでもよい。遅延機構４０１２は、定電流源４０１１から発生する定電流が、定電流源が起動してから所定の時間が経過した後、ＩＧＢＴのコレクタＣに供給されるようにする。
一例示において、遅延機構４０１２は、コンデンサ、例えば、図４ｂに示すコンデンサ４０１２−１を含んでもよい。例えば、定電流源４０１１の出力は、コンデンサの第１の端子に接続される一方、検出抵抗４０５を介してＩＧＢＴのコレクタＣに接続される。コンデンサ４０１２−１の第２の端子は、グランド電位に接続されてもよい。定電流源４０１１とコレクタＣとの間には、コンデンサが定電流源からの電流のみによって充電される（例えば、コレクタＣにおいて高電圧がある場合、コレクタＣからコンデンサ４０１２−１を充電することを避ける）ように、一方向導通デバイス、例えば、ダイオード４０６がある。
回路の初期状態において、コンデンサ４０１２−１に電荷がなく、その第１の端子から出力される電圧（ノードＰ１における電圧）が零に近づくと仮定する。ＩＧＢＴがオンされるタイミングにおいて、定電流源が起動し、一定の検出電流を発生する。このとき、Ｐ１における低電圧（ダイオード４０６が逆バイアスされる）のため、検出電流は、主にコンデンサ４０１２−１を充電する。なお、Ｐ１における低電圧がレギュレータダイオード４０７を逆方向に破壊させることはないので、トランジスタ４０２１のゲートは、抵抗４０８を介してグランドに接続され、トランジスタ４０２１がオフにされ、「ＡＮＤ」ゲート４０３１のポート２における入力はＨになる。この場合、駆動信号の発生は、ゲート制御トリガー信号に依存している。
検出電流によりコンデンサ４０１２−１が充電されることに伴って、Ｐ１における電圧は高くなる。正常動作の場合、ＩＧＢＴがオンされてから一定の時間後に、コレクタの電圧は低減する（エミッタ電圧に近づける）。Ｐ１における電圧が、コレクタ電圧以上まで向上すると、検出電流は、コレクタＣに流れ込むことになる。すなわち、Ｐ１における電圧がコレクタ電圧以上まで向上する時間の分、検出電流は遅延される。このとき、Ｐ１における電圧は約コレクタ電圧＋検出電流＊Ｒ１であり、ただし、Ｒ１は抵抗４０５の抵抗値を示す。検出電流の大きさ、抵抗４０５の抵抗値及びレギュレータダイオード４０７のパラメータを選択して、このときのレギュレータダイオード４０７が逆方向に破壊されなくようにすることで、「ＡＮＤ」ゲート４０３１のポート２における入力をＨに保持してもよい。
過電流の場合、コレクタ電圧は増大する。一方向導通デバイス４０６の存在により、検出電流は、コンデンサ４０１２−１をさらに充電し、これにより、Ｐ１における電圧を向上させる。最後に、Ｐ１における電圧は、レギュレータダイオード４０７を逆方向に破壊させ、これにより、その両端に安定な電圧を保持する。当該電圧の存在により、トランジスタ４０２１をオンにし、「ＡＮＤ」ゲート４０３１のポート２における入力をグランド電位に低減している。当該低入力に応答して、駆動回路はＩＧＢＴをオフにする。
当該例示において、コレクタ電圧検出回路４０１は、コンデンサ４０１２−１の第１の端子とグランド電位との間に接続されるレギュレータダイオード４０７及び抵抗４０８によって、コレクタ電圧の高低をＨレベル信号及びＬレベル信号に変換し、レギュレータダイオード４０７と抵抗４０８との間の接続ノードにおいて、Ｈレベル信号又はＬレベル信号を出力し、過電流トリガー回路４０２を制御している。しかし、本開示は、これに限られない。本分野においては、Ｐ１における電圧の高低を対応する高Ｈレベル又はＬレベルの制御信号にそれぞれ変換する複数の技術手段がある。
他の実施例において、固体変調器において、ＩＧＢＴを快速にオフにする必要がある。回路における浮遊インダクタンスと負荷インダクタンスの作用によって、ＩＧＢＴのコレクタＣ及びエミッタＥの両端において高いサージスパイク電圧ＵＣＥを発生させる。なお、ＩＧＢＴの耐過電圧能力が弱いため、ＩＧＢＴは破壊されてしまう。このため、ＩＧＢＴの過電圧保護も重要である。ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の電圧ＵＣＥを低減する方法として、ゲート抵抗ＲＧを増大することができる。ただし、ＲＧを増大すると、ＩＧＢＴのスイッチング速度が低減し、スイッチング損失が増加するため、好ましくない。
図５ａは、本開示による実施例により提供されるＩＧＢＴに用いられる過電圧保護回路を示している。
図５ａに示すように、この実施例による過電圧保護回路は、コレクタ電圧検出回路５０１及び過電圧トリガー回路５０２を含んでもよい。
コレクタ電圧検出回路５０１は、ＩＧＢＴがオフである段階に、ＩＧＢＴのコレクタにおける電圧を検出し、且つ、コレクタにおける電圧が基準値を超えているか否かを示す信号を出力することができる。実際の必要に応じて、基準値は、例えば、７５０Ｖであってもよい。例えば、コレクタ電圧検出回路５０１は、図５ｂに示すように、一つ又は直列に接続された複数のＴＶＰダイオードを含んでもよい。ＴＶＰダイオードの数は、上記の基準値に応じて決めればよく、例えば、基準値が７５０Ｖである場合、ＴＶＰダイオードの数は、３である。この場合、ＩＧＢＴがオフである段階において、コレクタ電圧が高過ぎる（サージ電圧）と、コレクタ電圧検出回路５０１は、Ｈレベル信号を出力することができる。
過電圧トリガー回路５０２は、コレクタ電圧検出回路５０１から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、駆動回路５０３がＩＧＢＴのゲートにＩＧＢＴをオンにする駆動信号を出力するように、ＩＧＢＴの駆動回路５０３に過電圧トリガー信号を出力してもよい。
一例示において、過電圧トリガー回路５０２の出力は、ＩＧＢＴの駆動回路５０３におけるプッシュプル配置された駆動電流増幅回路のハイサイドトランジスタ（例えば、図５ｂに示す５００１）の制御端部に接続されることができる。この場合、過電圧であると判断する（すなわち、コレクタ電圧検出回路５０１の出力信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す）場合、過電圧トリガー回路５０２は、Ｈレベル信号を出力して、ハイサイドトランジスタをオンにすることで、ＩＧＢＴを駆動してオンにする駆動信号をＩＧＢＴのゲートに出力することができる。図５ｂに示すように、コレクタ電圧検出回路５０１がＨレベル信号でコレクタ電圧が高すぎることを示す場合、過電圧トリガー回路５０２は、コレクタ電圧検出回路５０１の出力ノードを（抵抗を介して）ハイサイドトランジスタのゲートに簡単に接続することができる。
そこで、コレクタの電圧が基準値を超えている場合、ＩＧＢＴのゲートをオンにして、一定の電力を放出し、適宜なソフトオフを形成する。例えば、図５ｂに示すように、コレクタの電圧がＴＶＰダイオードの電圧を超えている場合、電流はＴＶＰダイオードを流れ、トライオードにより増幅された後ＩＧＢＴのゲートに印加され、ＩＧＢＴをオンにして、電力を放出し、その後、ＩＧＢＴの電圧が低減し、コレクタの電圧がＴＶＰダイオードの電圧を下回るまで低減した後、ゲートをオフにする。このようにして、適応ソフトオフを形成し、過電圧保護を実現する。
バックアップとして、付加の過電圧保護ブランチを設けてもよい。当該過電圧保護ブランチは、コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、ＩＧＢＴのゲートに、ＩＧＢＴをオンにする信号を出力することができる。図５ｂに示すように、コレクタ電圧検出回路５０１がＨレベル信号でコレクタ電圧が高すぎることを示す場合、当該付加の過電圧保護ブランチは、コレクタ電圧検出回路５０１の出力ノードを（抵抗を介して）ＩＧＢＴのゲートに簡単に接続することができる。
別の実施例において、ＭＡＲＸ放電回路を使用しているため、それぞれのＩＧＢＴモジュールは、異なる高電圧に浮遊しており、トリガーとトリガー給電はいずれも隔離される必要がある。例えば、トリガーは、光ファイバによって伝送され、トリガー給電は、カレントトランスを用いて高周波電流を結合する方法によって、高電圧のワイヤで伝送することができ、１次は１ターンのトランスであってもよい。
図６は、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器における絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴの駆動回路の給電回路を示している。
図６に示すように、この実施例による給電回路は、相互誘導コイル６０１、導電線、ブリッジ整流器６０２及びレギュレータダイオード６０３を含んでもよい。導電線は、相互誘導コイルと結合し合い、且つ、相互誘導コイルを通じて、交流電流を伝送しており、これにより、相互誘導コイルに交流信号を発生させる。ブリッジ整流器６０２は、前記交流信号を直流信号に変換して、駆動回路に給電している。ブリッジ整流器６０２の正出力端３は、給電電圧を提供し、且つ、ブリッジ整流器６０２の負出力端４は、ＩＧＢＴのゲートに対するグランドに接続されている。レギュレータダイオード６０３は、前記整流器の正出力端と負出力端との間に接続されている。
別の実施例において、本開示は、前記のゲート保護回路、発振補償回路、過電流保護回路、過電圧保護回路及び給電回路の一つ又は複数の回路を含む、ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器も提供している。
ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器において、本開示は、ＩＧＢＴの安全性及び信頼性を保証することができる。
本開示による各実施例の上記方法、装置、手段、及び／又はモジュールは、計算能力を有する電子機器によって、コンピューター指令を含むソフトウエアを実行することで実現できる。当該システムは、上記で説明した各記憶を実現するために、記憶装置を含んでもよい。前記計算能力を有する電子機器は、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ、専用プロセッサ、再配置可能なプロセッサなどのコンピューター指令を実行できる装置を含んでもよいが、これに限られない。このような指令を実行することにより、電子機器は、本開示による上記各操作を実行するように配置されている。上記各機器及び／又はモジュールは、一つの電子機器において実現されてもよく、異なる電子機器において実現されてもよい。これらのソフトウエアは、コンピュータにより読取可能な記憶媒体に記憶されることができる。コンピュータにより読取可能な記憶媒体は、一つ又は複数のプログラム（ソフトウエアモジュール）を記憶しており、前記一つ又は複数のプログラムは指令を含み、電子機器における一つ又は複数のプロセッサが前記指令を実行すると、前記指令は、電子機器に本開示の方法を実行させる。
これらのソフトウエアは、揮発性メモリ又は不揮発性記憶装置の形（例えば、ＲＯＭ等のような記憶デバイス）で記憶されることができる。消去可能又は書き換え可能なものであってもよく、メモリの形で記憶されてもよく（例えば、ＲＡＭ、メモリチップ、デバイス又は集積回路）、光読取可能な媒体又は磁気読取可能な媒体に記憶されてもよい（例えば、ＣＤ、ＤＶＤ、磁気ディスク又は磁気テープなど）。注意すべきことは、記憶デバイス及び記憶媒体は、一つ又は複数のプログラムを記憶するのに適する機器読取可能な記憶装置の実施例であり、前記一つ又は複数のプログラムは指令を含み、前記指令が実行されると、本開示の実施例が実現される。実施例は、プログラム及びこのようなプログラムを記憶する機器読取可能な記憶装置を提供し、前記プログラムは、本開示のいずれか1つの請求項に記載された装置又は方法を実現するためのコードを含む。また、いずれの媒体（例えば、有線接続又は無線接続を介して伝送する通信信号）を介してこれらのプログラムを電気的に伝送し、複数の実施例がこれらのプログラムを適宜に含んでもよい。
本開示の各実施例による方法、装置、手段及び／又はモジュールは、例えば、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＰＬＡ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｌｏｇｉｃ Ａｒｒａｙ）、オンチップシステム、基板上のシステム、パッケージ上のシステム、専用集積回路（ＡＳＩＣ）又は回路を集積し又はパッケージングする他の合理的な方式などのハードウエア又はファームウエアによって実現されてもよく、ソフトウエア、ハードウエア及びファームウエアという３つの方式の適宜な組合せによって実現されてもよい。当該システムは、上記の記憶を実現するように記憶設備を含んでもよい。これらの方式によって実現する場合、使用されるソフトウエア、ハードウエア及び／又はファームウエアは、本開示による上記方法、ステップ及び／又は機能を実行するように、プログラミングされたり、設計されたりする。当業者は、必要に応じて、異なる上記実現方法によって、これらのシステム及びモジュールの一つ又は複数、そのうちの一部又は複数の部分を実現することができる。これらの実現方式はいずれも本開示の保護範囲に含まれる。
本開示の特定の例示的な実施例を参照して本開示を説明したが、当業者は、請求の範囲及びその均等物により限定される本開示の主旨及び範囲を逸脱しない限り、本開示について様々な変更を行うことができることを理解すべきである。したがって、本開示の範囲は、上記の実施例に限らず、請求の範囲及びその均等物によって限定されるべきである。
１００ 充放電モジュール
２０１ レギュレータデバイス
３０１ 駆動信号発生器
３０２ 増幅段
３０３ 発振補償回路
４０１ コレクタ電圧検出回路
４０２ 過電流トリガー回路
４０３ ゲート
４０４ 駆動回路
４０５ 抵抗
４０６ ダイオード
４０７ レギュレータダイオード
４０８ 抵抗
５０１ コレクタ電圧検出回路
５０２ 過電圧トリガー回路
５０３ 駆動回路
６０１ 相互誘導コイル
６０２ ブリッジ整流器
６０３ レギュレータダイオード
１００１ コンデンサ
１００２ 絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ
１００３ ダイオード
１００４ コンデンサ
２００１ レギュレータダイオード
２００２ 抵抗
３０３１ 発振抑制抵抗
３０３２ 発振抑制容量
３０３３ 抵抗
３０３４ ダイオード

Claims (25)

  1. ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器におけるスイッチングデバイスとして用いられる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられるゲート保護回路であって、
    前記ＩＧＢＴのゲートに対するグランドに対して、前記ＩＧＢＴのエミッタに安定な電圧を提供するためのレギュレータデバイスを含む、
    ゲート保護回路。
  2. 前記レギュレータデバイスは、レギュレータダイオードであり、
    前記レギュレータダイオードのカソードは、前記ＩＧＢＴのエミッタに接続されており、且つ、前記レギュレータダイオードのアノードは、前記ＩＧＢＴのゲートに対するグランドに接続されている、
    請求項１に記載のゲート保護回路。
  3. 前記レギュレータダイオードは、その両端に５Ｖである安定な電圧が供給される、
    請求項１に記載のゲート保護回路。
  4. 前記ゲートと前記エミッタとの間に接続される抵抗をさらに含む、
    請求項１に記載のゲート保護回路。
  5. 前記ゲートと前記エミッタとの間に接続される両方向トランジェントボルテージサプレッサーＴＶＰダイオードをさらに含む、
    請求項１〜４のいずれか一項に記載のゲート保護回路。
  6. 前記ＴＶＰダイオードは、その両端に１５Ｖである安定な電圧が供給される、
    請求項５に記載のゲート保護回路。
  7. ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器におけるスイッチングデバイスとして用いられる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられる発振補償回路であって、
    発振抑制抵抗ＲＧと、
    前記ＩＧＢＴのゲートとエミッタとの間に接続される発振抑制容量ＣＧと、を含み、
    前記ＩＧＢＴの駆動信号は、前記発振抑制抵抗を介して前記ＩＧＢＴのゲートに入力される、
    発振補償回路。
  8. 前記発振抑制抵抗ＲＧ及び前記発振抑制容量ＣＧは、以下の関係式
    Figure 2019058056
     （ただし、ＬＧは前記ＩＧＢＴに用いられる駆動回路における分布インダクタンスである。）
    を満たす、
    請求項７に記載の発振補償回路。
  9. ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器におけるスイッチングデバイスとして用いられる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられる過電流保護回路であって、
    前記ＩＧＢＴがオンである段階に、前記ＩＧＢＴのコレクタにおける電圧を検出し、且つ、コレクタにおける電圧が基準値を超えているか否かを示す信号を出力するためのコレクタ電圧検出回路と、
    コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、前記駆動回路が前記ＩＧＢＴのゲートに前記ＩＧＢＴをオフにする駆動信号を出力するように、前記ＩＧＢＴの駆動回路に過電流トリガー信号を出力するための過電流トリガー回路と、を含む、
    過電流保護回路。
  10. 前記過電流トリガー信号は、前記ＩＧＢＴのゲート制御トリガー信号とともに、「ＡＮＤ」ゲートを介して前記駆動回路に入力され、
    コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、前記過電流トリガー回路は、Ｌレベルの過電流トリガー信号を出力する、
    請求項９に記載の過電流保護回路。
  11. 前記過電流トリガー回路は、
    第１の端部が前記「ＡＮＤ」ゲートの入力端部に接続され、第２の端部がＬレベルに接続されているトランジスタを含み、
    前記コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示すことに応答して、前記トランジスタがオンすることにより、第１の端部と第２の端部との間が導通される、
    請求項１０に記載の過電流保護回路。
  12. 前記コレクタ電圧検出回路は、前記ＩＧＢＴがオンにされてから所定の時間後に、前記コレクタの電圧を検出するように配置されている、
    請求項９に記載の過電流保護回路。
  13. 前記所定の時間は、１〜２μｓである、
    請求項１２に記載の過電流保護回路。
  14. 前記コレクタ電圧検出回路は、
    前記駆動回路における前記ＩＧＢＴをオンにする駆動信号に応答して起動し、一定の検出電流を発生するための定電流源と、
    定電流源が起動してから所定の時間が経過したとき、定電流源から発生した定電流を前記ＩＧＢＴのコレクタに供給する遅延機構と、を含む、
    請求項１２に記載の過電流保護回路。
  15. 前記遅延機構はコンデンサを含み、
    前記定電流源の出力は、前記コンデンサの第１の端子に接続される一方、検出抵抗を介して前記ＩＧＢＴのコレクタに接続されており、前記コンデンサの第２の端子は、グランド電位に接続されており、
    前記定電流源と前記コレクタとの間には、コンデンサが定電流源からの電流のみによって充電されるように、一方向導通デバイスがある、
    請求項１４に記載の過電流保護回路。
  16. 前記コレクタ電圧検出回路は、コンデンサの第１の端子とグランド電位との間に接続されるレギュレータダイオードと抵抗とをさらに含み、
    レギュレータダイオードと抵抗との間の接続ノードは、前記コレクタ電圧検出回路の出力ノードとして用いられる、
    請求項１５に記載の過電流保護回路。
  17. ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器におけるスイッチングデバイスとして用いられる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられる過電圧保護回路であって、
    前記ＩＧＢＴがオフである段階に、前記ＩＧＢＴのコレクタにおける電圧を検出し、且つ、コレクタにおける電圧が基準値を超えているか否かを示す信号を出力するためのコレクタ電圧検出回路と、
    コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、前記駆動回路が前記ＩＧＢＴのゲートに前記ＩＧＢＴをオンにする駆動信号を出力するように、前記ＩＧＢＴの駆動回路に過電圧トリガー信号を出力するための過電圧トリガー回路と、を含む、
    過電圧保護回路。
  18. 前記コレクタ電圧検出回路は、一つ又は直列に接続された複数のトランジェントボルテージサプレッサーＴＶＰダイオードを含む、
    請求項１７に記載の過電圧保護回路。
  19. 前記ＴＶＰダイオードの数は、３である、
    請求項１７に記載の過電圧保護回路。
  20. 前記基準値は、７５０Ｖである、
    請求項１７に記載の過電圧保護回路。
  21. 前記過電圧トリガー回路の出力は、前記ＩＧＢＴの駆動回路におけるプッシュプル配置された駆動電流増幅回路のハイサイドトランジスタの制御端部に接続されている、
    請求項１７に記載の過電圧保護回路。
  22. コレクタ電圧検出回路から出力された信号がコレクタにおける電圧が基準値を超えていることを示す場合、前記ＩＧＢＴのゲートに前記ＩＧＢＴをオンにする信号を出力するための付加の過電圧保護ブランチを含む、
    請求項１７に記載の過電圧保護回路。
  23. ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器における絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴに用いられる駆動回路の給電回路であって、
    相互誘導コイルと、
    交流電流を伝送して、相互誘導コイルに交流信号を発生させるための、相互誘導コイルと結合する導電線と、
    前記交流信号を直流信号に変換して、前記駆動回路に給電するための整流器であって、正出力端が給電電圧を提供し、且つ、負出力端が前記ＩＧＢＴのゲートに対するグランドに接続される整流器と、
    前記整流器の正出力端と負出力端との間に接続されるレギュレータダイオードと、を含む、
    給電回路。
  24. 導電線は、相互誘導コイルを通じる、
    請求項２３に記載の給電回路。
  25. ＭＡＲＸ発生器原理による固体パルス変調器であって、
    請求項１〜２４のいずれか一項に記載の回路を含む、
    固体パルス変調器。
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