JP2017184365A - 電力変換装置、モータ駆動装置及びそれを用いた冷凍機器 - Google Patents

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Abstract

【課題】電力変換装置やモータ駆動装置において、負荷側の交流電圧やモータの磁気飽和（非線形）特性などに起因する電流歪みを抑制する。【解決手段】交流電源と直流負荷または直流電源間での電力変換を行う電力変換装置であって、インバータ回路と、交流電源の交流電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出された交流電流信号に基づきインバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、特定の周波数に対しゲインを有し交流電流信号に基づき指令電圧を補正する補正部とを備え、補正部は、電圧制御器から出力された後の指令電圧を補正するように構成する。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置、モータ駆動装置及びそれを用いた冷凍機器に関し、特に、インバータ回路を有する電力変換装置やモータ駆動装置において、交流電圧の歪みやインバータ回路の非線形特性などに起因する電流歪みを低減する技術に関する。
いわゆる直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路は、不間断電源装置、系統連結電力変換装置や交流モータ駆動装置において広く応用されている。
一般的に、これらの応用に使用されたインバータ回路は電圧形であり、出力電圧を調整して出力電流を制御している。故に、負荷側の交流電圧（系統電圧やモータ誘起電圧）に歪み成分があれば、交流電流にも同様な成分の歪みが発生する。更に、リアクトルやモータの磁気飽和（非線形）特性の影響で、交流電流のピーク付近に、歪みが発生しやすい。また、インバータ回路自身にも、デッドタイムの補正誤差や半導体パワー素子の電圧降下など非線形特性があり、電流歪みの起因になる。
インバータ回路の出力電流の歪みが発生すると、リアクトルの損失増加、モータトルクの脈動発生、及び電源高調波増加などの課題がある。
交流電圧の歪みを検出して、適正な制御を採用すれば、交流電圧歪みに起因する電流歪みの改善が可能であるが、高精度な電圧検出手段が必要であり、コスト増加となる。また、モータ駆動中に誘起電圧を検出することは困難である。
本技術分野における背景技術として、特許第５０４９７０７号公報（特許文献１）がある。特許文献１には、インバータ回路のデッドタイム補正精度を向上して電流ひずみを低減する手法が開示されている。
特許第５０４９７０７号公報
特許文献１に記載の方法では、専用の電圧検出回路と特定な半導体集積回路（マイコン）機能を利用して、高精度なデッドタイム補正を実現できるが、専用機能を備えるマイコン及び追加回路を必要とする欠点がある。
そこで本発明は、追加回路を不要として電流歪みを抑制できる、電力変換装置、モータ駆動装置及びそれを用いた冷凍機器を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明は、その一例を挙げるならば、交流電源と直流負荷または直流電源間での電力変換を行う電力変換装置であって、インバータ回路と、交流電源の交流電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出された交流電流信号に基づきインバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、特定の周波数に対しゲインを有し交流電流信号に基づき指令電圧を補正する補正部とを備え、補正部は、電圧制御器から出力された後の指令電圧を補正するように構成する。
本発明によれば、電流歪みを抑制できる、電力変換装置、モータ駆動装置及びそれを用いた冷凍機器を提供することができる。
実施例１における電力変換装置の構成図である。 実施例１における電力変換装置の制御機能ブロック構成図である。 実施例１における電力変換装置の電圧制御器の機能ブロック図である。 実施例１における電力変換装置の高調波抑制器の機能ブロック図である。 実施例１におけるＳ制御器の伝達関数とゲイン特性を示す図である。 実施例１における電力変換装置の電流波形及び指令電圧波形である。 実施例２におけるモータ駆動装置の構成図である。 実施例２におけるモータ駆動装置の制御機能ブロック構成図である。 実施例２におけるモータ駆動装置の制御軸、モータ回転軸である。 実施例２におけるモータ駆動装置の速度＆位相推定器の機能ブロック図である。 実施例２におけるモータ駆動装置の電流波形である。 実施例３における冷凍機器の構成図である。
以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
本実施例は、電力変換装置について説明する。
図１は、本実施例に係る電力変換装置の全体構成図である。電力変換装置は、図１に示すように、交流電源１に直列に接続されたノイズフィルタ２と、リアクトル３と、半導体スイッチング素子からなるインバータ回路４と、インバータ回路４の直流側の正極／負極間に接続された平滑コンデンサ５と、交流電圧を検出する電圧検出手段６と、直流電圧を検出する分圧抵抗（電圧検出手段）７と、インバータ回路４のＰＷＭ（Pulse width modulation）制御を行う制御装置８と、交流電流を検出する電流検出手段９と、を備えて構成されている。なお、電力変換装置の交流側は交流電源１に接続され、電力変換装置の直流側は直流負荷又は直流電源（直流負荷／直流電源）１０に接続されている。
次にインバータ回路４の動作モードについて説明する。動作モードとして、交流電源１から交流電力を受電して直流負荷／直流電源１０に直流電力を供給する整流モード（交流／直流変換モード）と、直流負荷／直流電源１０からの直流電力を逆変換して交流電源１へ交流電力を出力する回生モード（直流／交流変換モード）とがある。整流モードと回生モード（インバータモード）との動作モードの切り替えは、制御装置８からの制御信号によって実現される。なお、直流負荷／直流電源１０における直流電源を提供する手段としては、例えば、図示しない太陽光発電設備や蓄電池などが適宜用いられる。
インバータ回路４は、６個の半導体スイッチング素子（本実施例ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））と各半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとによって三相ブリッジ回路が構成されている。この三相ブリッジ回路は、三相の交流電源１に対応している。なお、各半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードは、それぞれの半導体スイッチング素子のオフ時の転流用ダイオードであり、インバータ回路の公知の基本構成に属するものである。そのため、ダイオードについての詳細な説明は省略する。
平滑コンデンサ５は、インバータ回路４の直流側の直流電圧のリップルとサージ電圧を抑制するための要素である。
制御装置８としては、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の演算処理装置が好適に用いられる。制御装置８に内蔵されるサンプリングホールド回路とＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換部などにより、各電圧・電流の検出信号はデジタル信号に変換される。
図２は、図１に示す制御装置８の制御構成を示すブロック図である。図２に例示する制御装置８は、演算処理装置が所定のプログラムを実行することで、インバータ回路４の電圧指令を演算し、インバータ回路４の各半導体スイッチング素子をスイッチング（オン／オフ）制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するように動作する。
詳しく述べると、制御装置８は、図２に示すように、電源位相演算器１１と、電圧制御器１２と、３相／２軸変換器１３と、２軸／３相変換器１４と、高調波抑制器１５と、ＰＷＭ制御器１６とを備えて構成されている。
電源位相演算器１１は、交流電圧検出信号を入力して、電源電圧位相（θｓ）を演算して、３相／２軸変換器１３及び２軸／３相変換器１４へそれぞれ出力する。
３相／２軸変換器１３は、三相交流系統の２相分の電流を検出する電流検出手段９で検出された交流電流検出信号（Ｉu，Ｉv）と、電源位相演算器１１で演算された電源電圧位相（θｓ）とに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとを、下記の式（１）及び式（２）に基づいて演算する。式（１）は、３相／２軸変換の演算式を表し、式（２）は回転座標系への変換の演算式を表している。
Figure 2017184365
Figure 2017184365
電圧制御器１２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ*と、３相／２軸変換器１３で求められたｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑとの誤差を無くすように、比例積分（PI）制御器などを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを演算する。
図３は、電圧制御器１２の内部構成の一例を示す。電流誤差をPI制御器１７で処理して電圧指令を調整する。また、制御応答性と安定性を改善するために、フィードフォーワッド項（2πfs×L×Id*と、2πfs×L×Iq*とEs）をそれぞれの電圧指令に加（減）算する。ここで、ｆｓは電源周波数、Lはリアクトル３のインダクタンス値、Esは交流電源電圧の実効値である。
しかし、図３に示す制御構成では、制御系の安定性を保つために、ＰＩ制御器の応答周波数は数十Ｈｚ程度であり、数百Hzの高い周波数の外乱成分に対して、抑制効果が不十分である。例えば、三相電源の場合、主な電源電圧の歪みは５次成分（周波数は２５０Ｈｚ（５０Hz電源）／３００Ｈｚ（６０Hz電源））と７次成分（周波数は３５０Ｈｚ（５０Hz電源）／４２０Ｈｚ（６０Hz電源））であるため、図３に示す制御だけは、５次と７次の電流ひずみを抑制することが困難である。
そこで、交流電流の高次高調波成分を抑制するために、本実施例では、高調波抑制器１５を追加する。図４は、高調波抑制器１５の詳細構成図である。
高調波抑制器１５は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑの特定周波数の交流成分を抑制するためのものであり、主に複数のＳ制御器２１から構成される。ここで、Ｓ制御器２１とは、電流成分から高調波成分を取り除くための、いわば発振器に相当する。
図５を用いてＳ制御器を説明する。図５は、Ｓ制御器２１の伝達関数及びゲイン特性を示す。図５（Ｂ）に示すゲイン特性２４から分かるように、特定の中心周波数（ω0）において大きなゲインを持つことがＳ制御器の特徴である。
図５（Ａ）に示すように、Ｓ制御器２１の伝達関数には、三つのゲイン（K1、K2、K3）を設けている。これらのゲインの調整により、特定の中心周波数（ω0）に対応するゲインの大きさと帯域幅及び位相特性の調整ができる。中心周波数は、電流検出手段で検出された交流電流信号の高次成分に基づいて設定する。
図４に示すように、各Ｓ制御器の入力は、指令値（＝０）とｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑとの差分である。図５（Ｂ）に示すゲイン特性２４により、各Ｓ制御器の出力には、Ｓ制御器の伝達関数に設定された中心周波数（ω0）の成分のみが逆位相で現れる。そのため、図２で示す、電圧制御器１２の出力であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと高調波抑制器１５で求めた逆位相の高調波成分を加算することで高調波成分をキャンセルすることができる。すなわち、高調波抑制器１５は、交流電流信号に基づき電圧指令値を補正する補正部として作用する。なお、上記は、高調波成分を逆位相で加算することでキャンセルするように構成しているが、高調波成分を同位相で差し引いても良い。
三相交流系統では、電源周波数の５次と７次成分が交流電流ひずみの主要成分であるため、３相／２軸変換器１３により変換されたｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑには、６次成分が現れる。故に、高調波抑制器１５には、電源周波数の６次に対応する周波数（ω0＝２π×ｆｓ×６）のＳ制御器を設ければ、交流電流の５次と７次成分を抑制できる。電流ひずみの改善効果を更に向上するためには、１１次と１３次の周波数成分に対して、同様に電源周波数の１２次に対応する周波数（ω0＝２π×ｆｓ×１２）のＳ制御器を追加すれば良い。このように、電流検出手段で検出された交流電流信号に複数の高次成分が存在する場合、複数のＳ制御器を併用すれば良い。また、直流負荷／直流電源１０の直流電圧のリップルに起因する電流歪みに対しても、前記直流電圧のリップルの周波数に対応するS制御器を追加すれば、同様に電流歪み改善が図れる。
２軸／３相変換器１４は、電圧制御器１２と高調波抑制器１５で求められたｄ軸とｑ軸の電圧指令値の和（つまり、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ*）と、電源位相演算器１１で求められた電源電圧位相（θｓ）とを用いて、下記の式（３）及び式（４）に基づいて、電圧指令逆変換を行い、三相電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を算出してＰＷＭ制御器１６へ出力する。なお、式（３）は、回転座標系から固定座標系への変換の演算式を表す。また、式（４）は、２軸／３相変換の演算式を表す。
Figure 2017184365
Figure 2017184365
ＰＷＭ制御部１６は、２軸／３相変換器１４からの三相電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）と直流電圧検出信号（Ｅｄｃ）及び三角波又は鋸歯状波のキャリア波とに基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、インバータ回路４の各半導体スイッチング素子をスイッチング動作させ、該インバータ回路４の出力電圧を制御する。
図６は、上述した高調波抑制器１５により電流ひずみの改善効果を示す波形である。時間軸の０．３ｓから、本実施例の高調波抑制器１５がオンにさせて、高調波抑制器１５からｄ軸電圧補正量波形（Ｖｄｈ）３２とｑ軸電圧補正量波形（Ｖｑｈ）３３を出力し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を調整する。その結果、電流波形３１（図１の交流電源１の直後の電流）のひずみが改善されたことを確認できる。
以上のように、本実施例は、交流電源と直流負荷または直流電源間での電力変換を行う電力変換装置であって、インバータ回路と、交流電源の交流電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出された交流電流信号に基づきインバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、特定の周波数に対しゲインを有し交流電流信号に基づき指令電圧を補正する補正部とを備え、補正部は、電圧制御器から出力された後の指令電圧を補正するように構成する。
すなわち、インバータ回路の電流制御系に、指定の周波数成分に対して大きなゲインを持つ伝達関数を利用する制御手段を追加して、特定の高次成分に対して指令電圧を補正することにより、追加回路が不要としながら、電流歪みを抑制できる電力変換装置を提供することができる。
本実施例は、モータ駆動装置について説明する。
図７は本実施例におけるモータ駆動装置の全体構成を示す図である。図７において、本実施例におけるモータ駆動装置は、交流電源４１に接続され、交流電源４１からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路４２を備える。平滑コンデンサ４３は整流回路４２の直流出力端子に接続され、整流回路４２の出力である直流電圧を平滑する。インバータ回路４４は平滑コンデンサ４３の出力である直流電圧を交流電圧に変換して出力し、モータ４５の回転数を可変駆動する。また、蓄電池など直流電源から給電する場合、整流回路４２を省略しても良い。
電流検出回路４７は平滑コンデンサ４３とインバータ回路４４の間に設けられたシャント抵抗により、インバータ回路４４の直流電流（母線電流）を検出する。またインバータ回路４４を制御する制御器４６と、直流電圧検出回路４８とを備えてモータ駆動装置が構成されている。なお、制御器４６はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。
図８はインバータ回路４４を制御する制御器４６の制御構成を示す図であり、各機能はＣＰＵ（コンピュータ）及び演算プログラムにより実現される。制御器４６は、ｄｑベクトル制御により、モータ４５に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ回路４４のＰＷＭ制御信号を生成するものであり、図８に示すように、速度制御器５０と、ｄ軸電流指令発生器５１と、電圧制御器５２と、２軸／３相変換器５３と、速度＆位相推定器５４と、３相／２軸変換器５５と、電流再現演算器５６と、高調波抑制器５７と、ＰＷＭ制御器５８とを備える。
電流再現演算器５６は、電流検出回路４７から出力される検出信号（Ｉｓｈ）と、三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いてインバータ回路４４の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する。ここで、コストを低減するために、母線電流から三相電流を再現する方式を採用しているが、電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ回路４４の出力である交流電流を検出しても良い。
図９は本実施例のモータ駆動装置の制御軸、モータ回転軸を示す図であり、ｄｃ−ｑｃ軸は制御系の推定軸、ｄ−ｑ軸はモータ回転軸であり、ｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差をΔθｃと定義する。そして３相／２軸変換器５５は、再現された三相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、速度＆位相推定器５４により推定された位相情報θｄｃとに基づいて、ｄｃ軸電流Ｉｄｃとｑｃ軸電流Ｉｑｃとを式（５）と式（６）に基づいて演算する。
Figure 2017184365
Figure 2017184365
速度制御器５０は、外部からの速度指令値（ω＊）に従って、ｑ軸電流指令値（ｉｑｃ＊）を作成する。また、モータ電流を最小化するためにｄ軸電流指令発生器５１からｄ軸電流指令値（ｉｄｃ＊）を発生する。
電圧制御器５２では、ｄ軸電流指令発生器５１から与えられる電流指令値Ｉｄｃ＊と、速度制御器５０から与えられる電流指令値Ｉｑｃ＊と、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、速度指令値ω１＊およびモータ定数を用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃを演算する。この電圧制御はモータ制御の公知の基本構成に属するものであるため、詳細な説明を省略する。
続いて、以下、モータ位置センサレス制御を実現するための速度＆位相推定方法について、詳細に説明する。
図１０は、図８の速度＆位相推定器５４の詳細な機能ブロック図である。この速度＆位相推定器５４は、モータ回転子位置センサレス制御法により、回転子位置と回転速度とを推定するものである。具体的には、モータ軸（ｄ−ｑ軸）と制御系軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との軸誤差を演算する軸誤差演算器６１と、モータ回転速度を推定する速度推定器６２と、位相演算器６３とを備える。
軸誤差演算器６１は、前記ｄｃ軸電圧指令値（Ｖｄｃ）、ｑｃ軸指令電圧値（Ｖｑｃ）、ｄｃ軸電流値（ｉｄｃ）、ｑｃ軸電流値（ｉｑｃ）、モータ定数６４（巻き線抵抗（ｒ），ｄ軸インダクタンス（Ld）、ｑ軸インダクタンス（Lq））、そして、モータ回転速度推定値（ω１）とから、以下の式（７）を用いて、軸誤差（Δθｃ）を演算する。
Figure 2017184365
速度推定器６２は、上記軸誤差演算器６１が出力する軸誤差（Δθｃ）を、所謂、ＰＩ制御器を用いて処理し、モータ回転速度の推定値（ω１）を出力するものである。ここで、ＰＩ制御器は、モータ軸（ｄ−ｑ軸）と制御系軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との推定軸誤差（Δθｃ）をなくすようにＰＬＬ（Phase-Locked Loop）制御するものである。また、位相演算器６３では、推定したモータ回転速度（ω１）を積分して、制御系位相（θｄｃ）を演算する。
速度＆位相推定器５４によって、モータ４５の回転子位置センサが無くても良いので、駆動システム全体のコスト低減が可能である。もちろん、エンコーダなど回転子位置センサを採用して常に回転子の速度と位置情報を検出しても良い。
高調波抑制器５７は、モータ電流の高調波成分を抑制するための制御である。高調波抑制器５７は、実施例１の図４に示す高調波抑制器１５の構成と同じであり、その詳細な説明は省略するが、モータｄｃ軸電流Ｉｄｃ及びｑｃ軸電流Ｉｑｃの特定周波数の交流成分を抑制するためのものであり、複数のＳ制御器２１を並列にして構成される。但し、各Ｓ制御器の中心周波数は、モータ回転数やインバータ周波数（ｆ１）及びインバータの特性に従って調整する。例えば、三相交流モータの場合、インバータ周波数の５次と７次成分がモータ電流ひずみの主要成分であるため、３相／２軸変換器５５により変換されたｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ及びｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃには、インバータ周波数の６次成分が現れる。故に、高調波抑制器５７には、インバータ周波数の６次に対応する周波数（ω0＝２π×ｆ１×６）のＳ制御器を設ければ、モータ電流の５次と７次成分を抑制できる。勿論、電流ひずみの改善効果を更に向上するためには、１１次以上の周波数成分に対して、同様にＳ制御器を追加すれば良い。また、平滑コンデンサ４３の直流電圧リップルに起因する電流歪み成分を抑制したい場合、直流電圧リップルの周波数に対応するＳ制御器を追加すれば良い。
高調波抑制器５７の出力（VdhとVqh）は電圧制御器５２の出力（VdcとVqc）と加算して、モータ電圧指令（Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊）を算出する。
ここで、高調波抑制器５７の出力（VdhとVqh）が主に高調波（交流）成分なので、電圧制御器５２の出力（VdcとVqc）の交流成分が少なくなる。その結果、式（７）により算出された軸誤差（Δθｃ）のリップルが低減され、モータ制御系の安定性を向上できる。すなわち、高調波抑制器５７の出力と電圧制御器５２の出力との加算の前に、電圧制御器５２の出力に対して軸誤差演算を行うことでモータ制御系の安定性を向上できる。
そして、算出されたモータ電圧指令（Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊）と速度＆位相推定器５４からの位相情報（θｄｃ）を用いて、下記の式（８）及び式（９）に基づいて、２軸／３相変換器５３により三相指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を算出する。
Figure 2017184365
Figure 2017184365
最後に、直流電圧検出回路４８からの直流電圧信号（Ｅｄ）を用いて、ＰＷＭ制御器５８で変調率を算出してインバータ回路４４のＰＷＭ制御信号を作成する。インバータ回路４の半導体スイッチング素子（ＩＧＢTやパワーＭＯＳなど）が前記ＰＷＭ制御信号に従ってオン・オフ動作し、各相の出力端子から、パルス状の電圧（振幅値が直流電圧、幅がＰＷＭ信号によって変化）を出力する。
図１１は、上述した高調波抑制器５７により、モータ電流のひずみを改善する効果を示す波形である。時間軸の０．６ｓから、本実施例の高調波抑制により、モータのＵ相電流波形７１のひずみ成分が大幅に抑制されたことを確認できる。
以上のように、本実施例は、直流電圧から交流電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路の出力である交流電流を検出する電流検出手段と、を備えたモータ駆動装置 であって、電流検出手段で検出された交流電流信号に基づきインバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、特定の周波数に対しゲインを有し交流電流信号に基づき指令電圧を補正する補正部とを備え、補正部は、電圧制御器から出力された後の指令電圧を補正するように構成する。
すなわち、インバータ回路の電流制御系に、指定の周波数成分に対して大きなゲインを持つ伝達関数を利用する制御手段を追加して、特定の高次成分に対して指令電圧を補正することにより、追加回路が不要としながら、電流歪みを抑制できるモータ駆動装置を提供することができる。
本実施例は、冷凍機器について説明する。
図１２は、本実施例における空気調和機や冷凍機などの冷凍機器の構成図を示す。冷凍機器２００は、空気温度を調和する装置であり、室外機と室内機とが冷媒配管２０６により接続されて構成される。ここで室外機は冷媒と空気の熱交換を行う室外熱交換器２０２と、この室外熱交換器２０２に空気を送風する室外ファン２０４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機２０５を備える。また、圧縮機２０５は内部に永久磁石同期モータを備えた圧縮機用モータ２０８を有し、モータ駆動装置２０７により圧縮機用モータ２０８を駆動することで圧縮機が駆動される。モータ駆動装置２０７は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して、モータ駆動用インバータに提供し、モータを駆動する。
圧縮機２０５は詳細な図示構造はないが、ロータリ圧縮機やスクロール圧縮機等が採用され、内部に圧縮機構部を備えており、この圧縮機構部は圧縮機用モータ２０８により駆動される。圧縮機構部はスクロール圧縮機であれば、固定スクロールと旋回スクロールとにより構成され、固定スクロールに対して旋回スクロールが旋回運動を行うことで、スクロール間に圧縮室が形成されるものである。
このモータ駆動装置２０７として実施例２のモータ駆動装置を使用することにより、モータ電流のひずみを抑制し、高い制御性能を確保できる。また、モータ電流ひずみの抑制により、より安定駆動ができるので、冷凍機器として、製品の振動や騒音の低減ができる。
以上実施例について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。
１：交流電源、２：ノイズフィルタ、３：リアクトル、４：インバータ回路、５：平滑コンデンサ、６：電圧検出手段、７：分圧抵抗、８：制御装置、９：電流検出手段、１０：直流負荷／直流電源、１１：電源位相演算器、１２：電圧制御器、１３：３相／２軸変換器、１４：２軸／３相変換器、１５：高調波抑制器、１６：ＰＷＭ制御器、１７：PI制御器、２１：Ｓ制御器、２２：ｄ軸高調波抑制器、２３：ｑ軸高調波抑制器、２４：ゲイン特性、３１：電流波形、３２：ｄ軸電圧補正量波形、３３：ｑ軸電圧補正量波形、４１：交流電源、４２：整流回路、４３：平滑コンデンサ、４４：インバータ回路、４５：モータ、４６：制御器、４７：電流検出回路、４８：直流電圧検出回路、５０：速度制御器、５１：ｄ軸電流指令発生器、５２：電圧制御器、５３：２軸／３相変換器、５４：速度＆位相推定器、５５：３相／２軸変換器、５６：電流再現演算器、５７：高調波抑制器、５８：ＰＷＭ制御器、６１：軸誤差演算器、６２：速度推定器、６３：位相演算器、６４：モータ定数、７１：Ｕ相電流波形

Claims (10)

  1. 交流電源と直流負荷または直流電源間での電力変換を行う電力変換装置であって、
    インバータ回路と、
    前記交流電源の交流電流を検出する電流検出手段と、
    前記電流検出手段で検出された交流電流信号に基づき前記インバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、
    特定の周波数に対しゲインを有し前記交流電流信号に基づき前記指令電圧を補正する補正部とを備え、
    前記補正部は、前記電圧制御器から出力された後の前記指令電圧を補正することを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記補正部は、下記式に示す伝達関数を用いることを特徴とする電力変換装置。
    Figure 2017184365
     ここで、ｓ：ラプラス演算子、ω0：中心周波数、K1、K2、K3：制御ゲイン
  3. 請求項１または２に記載の電力変換装置であって、
    前記補正部の中心周波数は、前記電流検出手段で検出された交流電流信号の高次成分に基づいて設定することを特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項１または２に記載の電力変換装置であって、
    前記電流検出手段で検出された交流電流信号に複数の高次成分が存在する場合、複数の前記補正部を併用することを特徴とする電力変換装置。
  5. 直流電圧から交流電圧に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力である交流電流を検出する電流検出手段と、を備えたモータ駆動装置 であって、
    前記電流検出手段で検出された交流電流信号に基づき前記インバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、
    特定の周波数に対しゲインを有し前記交流電流信号に基づき前記指令電圧を補正する補正部とを備え、
    前記補正部は、前記電圧制御器から出力された後の前記指令電圧を補正することを特徴とするモータ駆動装置。
  6. 請求項５に記載のモータ駆動装置であって、
    前記補正部は、下記式に示す伝達関数を用いることを特徴とするモータ駆動装置。
    Figure 2017184365
     ここで、ｓ：ラプラス演算子、ω0：中心周波数、K1、K2、K3：制御ゲイン
  7. 請求項５または６に記載のモータ駆動装置であって、
    前記補正部の中心周波数は、前記電流検出手段で検出された交流電流信号の高次成分に基づいて設定することを特徴とするモータ駆動装置。
  8. 請求項５または６に記載のモータ駆動装置であって、
    前記電流検出手段で検出された交流電流信号に複数の高次成分が存在する場合、複数の前記補正部を併用することを特徴とするモータ駆動装置。
  9. 請求項５から８の何れか1項に記載のモータ駆動装置であって、
    前記指令電圧を補正する前の前記電圧制御器から出力された指令電圧に対して軸誤差演算を行うことを特徴とするモータ駆動装置。
  10. 圧縮機を有する冷凍機器であって、
    前記圧縮機はモータを内蔵し、
    請求項５から９の何れか1項に記載のモータ駆動装置を用いて、前記圧縮機に内蔵されたモータを駆動することを特徴とする冷凍機器。
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