JP5937880B2 - モータ制御装置及び冷蔵庫 - Google Patents

Description

本発明は、モータを制御する技術に関する。

トルク脈動を抑制するようインバータの出力周波数又は出力電圧を補正し、運転周波数が所定以下の場合には補正割合を大きくする技術や、モータ電流のピーク値とその変化に応じて、インバータの出力電圧と出力周波数を制御する技術が知られている（例えば特許文献１、２）。

特開２００５−６５４４９号公報 特開２００９−２７８７１号公報

前述のような、インバータの出力周波数又は出力電圧を補正する仕組みを有するモータ制御装置において、モータ回転数が高く誘起電圧が大きくなることでインバータの出力電圧が制限される場合、つまり弱め界磁領域でトルク脈動を抑制することについて考慮されていない。

また、前述のような、モータに流れる電流のピーク値を検出し、負荷トルクに応じてモータ電流位相がほぼｑ軸と同相となるようにインバータ出力電圧を制御する仕組みを有するモータ制御装置において、例えば、リラクタンスモータなど、電流最小となる電流位相がｑ軸とは異なるモータへの適用については考慮されていない。

上記課題を解決するために、本発明の一態様は、モータ制御装置は、電力変換回路と電流検出部と負荷変動検出部と調整部とを備える。電力変換回路は、直流電力を交流電力に変換することにより、機構部を駆動するモータへ交流電力を供給する。電流検出部は、電力変換回路又はモータに流れる電流を検出する。負荷変動検出部は、電流に基づいて、モータの負荷の周期的な変動を検出する。調整部は、変動に基づいて電力変換回路を制御することにより、交流電力の交流電圧の位相を調整する。変動の周期は、モータの機械角１周期の整数倍である。交流電圧の位相は、モータの磁極位置に対して増加する第１成分と、変動に同期して変化する第２成分とを有する。

本発明によれば、モータの回転数によらず、周期的な負荷変動を抑制し、モータの回転を安定させることができる。

図１は、実施例１における駆動装置の構成を示す。 図２は、実施例１における電力変換回路５の構成を示す。 図３は、実軸と制御軸の関係を示す。 図４は、固定座標系である３相軸と制御軸との関係を示す。 図５は、圧縮機５１０を示す平面図である。 図６は、圧縮機５１０を示す正面図である。 図７は、周期的な負荷トルクの変動を示す。 図８は、制御部２の構成を示す。 図９は、ＰＬＬ制御器１３の構成を示す。 図１０は、負荷トルクの変動のシミュレーション結果を示す。 図１１は、速度制御器１４の構成を示す。 図１２は、弱め界磁領域における誘起電圧及び速度変動幅を示す。 図１３は、周期トルク推定部３０の構成を示す。 図１４は、電圧位相調整器７の構成を示す。 図１５は、電圧指令位相を示す。 図１６は、電力変換回路５から出力される電圧位相の時間変化を示す。 図１７は、電圧位相調整器７ａの変形例を示す。 図１８は、制御部２の第１の変形例を示す。 図１９は、制御部２の第２の変形例を示す。 図２０は、制御部２の第３の変形例を示す。 図２１は、実施例２における冷蔵庫の構成を示す。 図２２は、実施例２における電力変換回路５ａの構成を示す。 図２３は、モータ６の回転数に対する効率を示す。 図２４は、実施例２における制御部及び電力変換回路の変形例を示す。 図２５は、調整後の直流電圧指令値の時間変化を示す。

以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。

本実施例では、本発明のモータ制御装置の適用例である駆動装置について説明する。駆動装置は、モータにより駆動される圧縮機構部を有する。

＜全体構成＞

図１は、実施例１における駆動装置の構成を示す。駆動装置は、モータ制御装置１と、圧縮機５１０とを有する。圧縮機５１０は、モータ（電動機）６と、圧縮機構部５００とを有する。モータ制御装置１は、直流電圧源を用いて３相交流電圧を出力する電力変換回路５と、モータ６または電力変換回路５に流れる電流を検出する電流検出部１２と、電流検出部１２により検出された電流情報を基にモータ６へ印加する電圧指令値を演算する制御部２とを有する。制御部２の詳細については後述する。モータ６は、電力変換回路５によって制御される。圧縮機構部５００は、シャフト５０２を介してモータ６に接続されている。

＜電力変換回路５の構成＞

図２は、実施例１における電力変換回路５の構成を示す。電力変換回路５は、インバータ２１と、直流電圧源２０と、ドライバ回路２３とを有する。インバータ２１は、３つのペアのスイッチング素子２２（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor -
Field Effect Transistor）などの半導体スイッチング素子）によって構成される。各ペアを構成する二つのスイッチング素子２２は直列に接続され、上下アームを構成している。３つのペアは夫々、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームを構成している。各相の上下アームの接続点は、モータ６へ配線されている。ドライバ回路２３は、制御部２で生成される３相交流電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を基に、パルス状のドライブ信号２４ａ〜２４ｆを出力する。３つのペアを構成するスイッチング素子２２は夫々、ドライブ信号２４ａ〜２４ｆに応じてスイッチング動作をする。電力変換回路５は、直流電圧源２０をスイッチングして電圧を出力することで、任意の周波数の３相交流電圧をモータ６に印加することができ、これによってモータ６を可変速駆動する。

電力変換回路５内の直流側にシャント抵抗２５を付加した場合、このシャント抵抗２５は、過大な電流が流れた際にスイッチング素子２２を保護するための過電流保護回路や、後述するシングルシャント電流検出方式などに利用できる。

＜モータ６における座標軸の定義＞

本実施例は、モータ６として、回転子に永久磁石を有する永久磁石モータを用いる。そのため、制御軸の位置と回転子の位置は、基本的に同期しているとする。回転子の回転角度位置情報は、位置センサレス制御により、モータ６に流れる電流およびモータ印加電圧などの情報を基に推定される。その際、回転子の磁束方向の位置をｄ軸とし、そこから回転方向に電気的に９０度進んだｑ軸とからなるｄ−ｑ軸（回転座標系）を定義する。

図３は、実軸と制御軸の関係を示す。ｄ−ｑ軸に対し、制御上の仮想回転子位置をｄｃ軸とし、そこから回転方向に電気的に９０度進んだｑｃ軸とし、ｄｃ軸とｑｃ軸からなる回転座標系であるｄｃ−ｑｃ軸を定義する。本実施例では、このｄｃ−ｑｃ軸上で電圧や電流を制御することを基本としている。なお、これ以降の説明において、ｄ−ｑ軸を実軸、ｄｃ−ｑｃ軸を制御軸、実軸に対する制御軸の誤差を軸誤差（Δθｃ）と呼ぶ。

図４は、３相軸と制御軸との関係を示す。Ｕ軸とＶ軸とＷ軸からなる３相軸は、固定座標系である。Ｕ相を基準に、ｄｃ軸の回転角度位置である磁極位置（θｄｃ）を定義する。ｄｃ軸は図中の矢印の方向（反時計方向）に回転しており、回転周波数を積分することで、磁極位置（θｄｃ）を得られる。回転周波数は、後述するインバータ周波数指令値（ω１）である。

＜圧縮機５１０の構成＞

図５は、圧縮機５１０を示す平面図であり、図６は、圧縮機５１０を示す正面図である。圧縮機５１０は、モータ６を動力源としてピストン５０１を駆動する往復圧縮機（レシプロ圧縮機）である。圧縮機５１０は、支持機構５１３と、モータ６と、圧縮機構部５００とを有する。

モータ６は、支持機構５１３により支持され、電力変換回路５からの交流電流により回転する。モータ６は、固定子５１１と、回転子５１２とを有する。固定子５１１は、モータ制御装置１からの交流電流が流される巻線を有する。回転子５１２は、永久磁石を有する。

圧縮機構部５００は、ピストン５０１と、シャフト５０２と、クランクシャフト５０３と、シリンダ５０４と、吸込み口５０５と、弁５０６と、吐出口５０７と、支持機構５１３とを有する。シャフト５０２は、モータ６の回転子５１２に接続され、回転子５１２と共に回転する。クランクシャフト５０３は、シャフト５０２に接続され、シャフト５０２の回転運動をピストン５０１の直線運動に変換する。モータ６の回転に応じて、ピストン５０１が往復することにより、吸込み、圧縮、吐出、といった一連の工程を行う。圧縮動作において、まず圧縮機構部５００は、シリンダ５０４に設けられた吸込み口５０５からシリンダ５０４内へ冷媒を吸い込む。その後、圧縮機構部５００は、弁５０６を閉じてシリンダ５０４内の冷媒の圧縮を行い、吐出口５０７から圧縮された冷媒を吐出する。

一連の工程において、ピストン５０１にかかる圧力が変化する。これは、ピストン５０１を駆動するモータ６から見ると、周期的に負荷トルクが変化していることを意味する。図７は、周期的な負荷トルクの変動を示す。この図は、モータ６の機械角の１回転における、回転子の回転角度位置に対する負荷トルクの変化を示す。ここでは、モータ６が４極モータである場合を示しているため、電気角２周期が機械角１周期に相当する。回転子の位置とピストン５０１との位置関係は組み付けによって決まるが、この図ではピストン５０１の下死点が機械角の０°として、ピストン位置に対する負荷トルクの変化を示している。圧縮工程が進むにつれ負荷トルクが大きくなり、吐出工程では、急激に負荷トルクが小さくなるのが特徴的である。図中には、負荷変動が特に大きい期間を示す。この図から、１回転中において負荷トルクが変動している事が分かる。モータ６が回転する度に負荷トルクが変動するため、モータ６から見ると周期的に負荷トルクが変動していることになる。

たとえ同じ圧縮機構部５００を用いても、モータ６の回転数、吸込み口５０５や吐出口５０７の圧力、吸込み口５０５と吐出口５０７の圧力差などによって、負荷トルクの変動は変化する。弁５０６の開閉タイミングとピストンの位置の関係は、弁５０６の構成によって変わる。例えば、吸い込み口５０５とシリンダ５０４内の圧力差で作動する簡易的な弁を使用した場合には、圧力条件によって弁５０６の開閉タイミングが変わる。すなわち、負荷トルクが一回転中で最大となるピストン位置も変化する。このように、周期的な負荷トルクはさまざまな要因で変化するため、幅広い動作範囲において、周期的な負荷変動を抑制し安定にモータ６を駆動するためには、フィードバック制御が適している。

本実施例では、圧縮機構部５００のピストン５０１は、直線的に動くレシプロ式を例に説明しているが、圧縮機構における別の圧縮方式として、ピストンが回転することで圧縮するロータリー式や、渦巻状の旋回翼からなるスクロール式などがある。それぞれの圧縮方式によって周期的な負荷変動の特性は異なるものの、いずれの圧縮方式においても圧縮工程に起因する負荷変動がある。そのため、圧縮方式が異なる圧縮機構にも同様に本実施例のモータ制御装置１を適用でき、本実施例と同様の効果を得ることが可能である。

＜電流検出部１２の構成＞

電流検出部１２は、モータ６または電力変換回路５に流れる３相の交流電流の内、Ｕ相とＷ相に流れる電流を検出する。全相の交流電流を検出しても構わないが、キルヒホッフの法則から、３相のうち２相が検出できれば、他の１相は検出した２相から算出できる。

また、モータ６または電力変換回路５に流れる交流電流を検出する別の検出方式として、例えば、電力変換回路５内の直流側に付加されたシャント抵抗２５に流れる直流電流から、電力変換回路５内の交流側の電流を検出するシングルシャント電流検出方式を用いても良い。この検出方式は、電力変換回路５を構成するスイッチング素子２２の通電状態によって、電力変換回路５の各相の交流電流と同等の電流がシャント抵抗２５に流れることを利用している。シャント抵抗２５に流れる電流は時間的に変化するため、ドライブ信号２４ａ〜２４ｆが変化するタイミングを基準に適切なタイミングで電流検出する必要がある。なお、電流検出部１２において、シングルシャント電流検出方式が用いられても良い。

＜制御部２の構成＞

図８は、制御部２の構成を示す。制御部２は、３相軸上の交流電流検出値（ＩｕおよびＩｗ）を制御軸上の電流値に座標変換する３φ／ｄｑ変換器８と、制御軸上の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）およびモータ６に印加する電圧指令値（Ｖｄ＊＊およびＶｑ＊＊）を用いて実軸と制御軸との軸誤差（Δθｃ）を演算する軸誤差演算器１０と、軸誤差（Δθｃ）を軸誤差指令値（Δθ＊：通常はゼロ）に追従させるために、モータ６に印加する電圧の周波数であるインバータ周波数指令値（ω１）を調整するＰＬＬ制御器１３と、ｄ軸電流検出値（Ｉｄ＊＊）とｑ軸電流検出値（Ｉｑ＊＊）とインバータ周波数指令値（ω１）に基づいてｄ軸電圧指令値（Ｖｄ＊）及びｑ軸電圧指令値（Ｖｑ＊）を算出する電圧指令値作成器３と、推定された負荷トルクに基づいてｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値（Ｖｄ＊およびＶｑ＊）の位相を調整して電圧指令値（Ｖｄ＊＊およびＶｑ＊＊）を算出する電圧位相調整器７と、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値（Ｖｄ＊およびＶｑ＊）を制御軸から３相軸へ座標変換するｄｑ／３φ変換器４と、周期的に変動する負荷トルクを推定する周期トルク推定部３０とを有する。軸誤差（Δθｃ）は、前述の実軸と制御軸の関係の図に示されているように、実軸に対する制御軸の誤差である。

制御部２は更に、周波数指令値（ω＊）からインバータ周波数指令値（ω１）を減算する減算器１１ｂと、減算器１１ｂ出力からｑ軸電流指令値（Ｉｑ＊）を算出する速度制御器１４と、上位制御系などから与えられる軸電流指令値（Ｉｄ＊）からｄ軸電流検出値（Ｉｄｃ）を減算する減算器５２ａと、ｑ軸電流検出値（Ｉｑ＊）からｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ）を減算するから減算器５２ｂと、減算器５２ａの出力からｄ軸電流検出値（Ｉｄ＊＊）を算出する電流制御器１５ａと、減算器５２ｂの出力からｑ軸電流検出値（Ｉｑ＊＊）を算出する１５ｂと、軸誤差指令値（Δθ＊）から軸誤差（Δθｃ）を減算する減算器５４と、インバータ周波数指令値（ω１）を積分して磁極位置（θｄｃ）を算出する積分器９と、３相交流軸のモータ電流検出値（Ｉｕ、Ｉｗ）をｄｃ−ｑｃ軸へ座標変換する３φ／ｄｑ変換器８とを有する。

制御部２の各部は、ソフトウェアに従って処理を実行するマイクロコンピュータ（マイコン）やＤＳＰなどのマイクロプロセッサによって構成されても良いし、半導体集積回路等のハードウェアにより構成されても良い。

以下、モータ制御装置１の各構成要素の詳細を説明する。まず、モータ６を駆動するためのモータ制御方法の基本動作について説明し、その後、圧縮機構部５００のように脈動トルクがある場合の問題点について説明する。ここで、周期的に変動する負荷トルクを脈動トルクと呼び、脈動トルクを抑制するためのモータ制御を脈動トルク制御と呼ぶ。

＜脈動トルク制御無しの場合のモータ制御方法＞

制御部２は、モータ６を駆動するために、前述の通りｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）を用いて制御する。３相交流軸から回転座標へ座標変換する必要があるが、回転座標上では電圧や電流を直流量として扱えるという利点がある。そのため、３φ／ｄｑ変換器８は、磁極位置（θｄｃ）を用いて、電流検出部１２で検出された３相交流軸のモータ電流検出値（Ｉｕ、Ｉｗ）を、ｄｃ−ｑｃ軸へ座標変換することにより、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値（Ｉｄｃ、Ｉｑｃ）を得る。また、ｄｑ／３φ変換器４は、磁極位置（θｄｃ）を用いて、電圧指令値作成器３及び電圧位相調整器７により生成されたｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値（Ｖｄ＊＊、Ｖｑ＊＊）を３相交流電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に座標変換する。

電圧指令値作成器３は、上位制御系などから得られるｄ軸およびｑ軸の電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）と、周波数指令値（ω＊）または後述するインバータ周波数指令値（ω１）とを取得し、次式の様にベクトル演算を行うことにより、ｄ軸電圧指令値（Ｖｄ＊）とｑ軸電圧指令値（Ｖｑ＊）を得る。

ここで、Ｒはモータ６の巻線抵抗値、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数である。

数１は、一般的にベクトル制御と呼ばれる。このベクトル制御は、モータ６に流れる電流を界磁成分とトルク成分に分離して演算し、モータ電流位相が所定の位相になるように、電圧の位相と大きさを制御する。

本実施例のモータ６は、非突極型の永久磁石モータとしている。すなわち、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス値は同じである。つまり、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差によって発生するリラクタンストルクは考慮していない。したがって、モータ６の発生トルクはｑ軸を流れる電流に比例する。そのため、本実施例においては、ｄ軸電流指令値（Ｉｄ＊）はゼロを設定している。なお、突極型の場合は、ｑ軸電流によるトルクの他に、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差に起因するリラクタンストルクがある。そのため、リラクタンストルクを考慮してｄ軸電流指令値（Ｉｄ＊）を設定することで、同じトルクを小さいｑ軸電流で発生できる。

軸誤差演算器１０は、制御軸上の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）およびモータ６に印加する電圧指令値（Ｖｄ＊＊およびＶｑ＊＊）を用いて、次式により実軸と制御軸との軸誤差（Δθｃ）を演算する。

ＰＬＬ制御器１３は、軸誤差（Δθｃ）が軸誤差指令値（Δθ＊：通常はゼロ）になるようにインバータ周波数指令値（ω１）を調整する。

図９は、ＰＬＬ制御器１３の構成を示す。ＰＬＬ制御器１３は、減算器１１ａと、比例演算部４２ａと、積分演算部４３ａと、増幅器４４ａと、加算器４５ａとを有する。減算器１１ａは、軸誤差指令値（Δθ＊）と軸誤差（Δθｃ）の差を求める。比例演算部４２ａは、減算器１１ａの演算結果に比例ゲイン（Ｋｐ＿ｐｌｌ）を乗じて比例制御する。増幅器４４ａは、減算器１１ａの演算結果に積分ゲイン（Ｋｉ＿ｐｌｌ）を乗じる。積分演算部４３ａは、増幅器４４ａの演算結果を積分制御する。加算器４５ａは、比例演算部４２ａの演算結果と積分演算部４３ａの演算結果とを加算することにより、インバータ周波数指令値（ω１）を出力する。

＜脈動トルク制御無しの場合の問題点＞

図１０は、速度制御器１４の構成を示す。ここでは、速度制御器１４がｑ軸電流指令値（Ｉｑ＊）を算出するとする。速度制御器１４は、減算器１１ｂと、比例演算部４２ｂと、積分演算部４３ｂと、増幅器４４ｂと、加算器４５ｂとを有する。減算器１１ｂは、周波数指令値（ω＊）とインバータ周波数指令値（ω１）の差を求める。比例演算部４２ｂは、減算器１１ｂの演算結果に比例ゲイン（Ｋｐ＿ａｓｒ）を乗じて比例制御する。増幅器４４ｂは、減算器１１ｂの演算結果に積分ゲイン（Ｋｉ＿ａｓｒ）を乗じる。積分演算部４３ｂは、増幅器４４ｂの演算結果を積分制御する。加算器４５ｂは、比例演算部４２ｂの演算結果と積分演算部４３ｂの演算結果とを加算することにより、ｑ軸電流指令値（Ｉｑ＊）を出力する。

通常、上位制御系等から与えられる周波数指令値（ω＊）の変化の周期は、インバータ周波数指令値（ω１）の変化の周期に比べて非常に長く、モータ位置回転中においては一定値と見ても良い。そのため、速度制御器１４によりモータ６は、ほぼ一定周波数で回転する。この時、インバータ周波数指令値（ω１）を積分することで得られる磁極位置（θｄｃ）は、ほぼ一定の速度で増加する。

図１１は、負荷トルクの変動のシミュレーション結果を示す。このシミュレーション結果は、モータ発生トルク、負荷トルク、周波数指令値（ω＊）、実周波数、Ｕ相電流の時間変化を示す。このシミュレーション結果から、１回転中における負荷トルクの変動によって、モータ発生トルク、モータ６の実周波数（モータ６の回転数）、モータ６に流れる電流等が脈動することが分かる。

これは、ＰＬＬ制御器１３、電流制御器１５ａ，１５ｂ、速度制御器１４等のフィードバック制御に設定可能な応答周波数に制約があるためである。例えば、ＰＬＬ制御器１３は、モータ６の電気定数によって設定可能な応答周波数が決まり、その値はインバータ周波数が低いほど、低い応答周波数を設定する必要がある。言い換えると、モータ６が低速で回転するほど、ＰＬＬ制御器１３の応答周波数を低く設定する必要がある。一方、電流制御器１５ａ，１５ｂは、制御部２の演算時間の制約によって、設定可能な応答周波数が決まる。つまり、モータ６が高速で回転するほど電流制御器１５ａ，１５ｂの応答周波数を低く設定する必要がある。このように、前述のベクトル制御だけでは、広い運転範囲において周期的な負荷変動を抑制することは難しい。

モータ６の速度変動に注目すると、速度変動は次式によって求められる。

ここで、Ｊは慣性モーメント、τｍはモータ６の発生トルク、τＬは負荷トルクである。この式から分かるように、モータ６および圧縮機構部５００の慣性モーメントが小さい程、速度変動が大きくなる。さらに、慣性モーメントが小さい場合は、慣性力が小さいため、モータ６が高速で回転しても速度変動が顕著にみられる場合がある。図１２は、弱め界磁領域における誘起電圧及び速度変動幅を示す。モータ６の端子間に生じる誘起電圧が電力変換回路５の直流電圧源２０の電圧以上になる場合のモータ６の回転数の範囲を、弱め界磁領域と呼び、それ以外の回転数の範囲を、通常領域と呼ぶ。弱め界磁領域において、モータ制御装置１からモータ６へ電流が流れなくなることを防ぐためには、モータ６の磁束を打ち消す電流を流せば良い。

また、通常領域において負荷変動を抑制するためには、ｑ軸電圧指令値を制御すれば良い。弱め界磁領域においても、周期的な負荷変動の抑制が必要な場合がある。そのため、本実施例のモータ制御方法は、弱め界磁領域においても周期的な負荷変動を抑制する。さらに、本実施例の駆動方法は、弱め界磁制御の前後でモータ制御方法の切り替えが不要で、安定にモータ６を駆動することができる。

＜周期的な負荷変動時のモータ制御方法＞

周期的な負荷変動を抑制するための、周期トルク推定部３０と電圧位相調整器７について説明する。

周期トルク推定部３０は、電流検出部１２により検出された電流情報を基に、周期的に変動する負荷トルク成分を推定又は検出する。図１３は、周期トルク推定部３０の構成を示す。周期トルク推定部３０は、単相座標変換器３２と、定域通過フィルタ（ＬＰＦ）３５と、機械角周波数成分算出部３６と、増幅器３７とを有する。単相座標変換器３２は、３φ／ｄｑ変換器８から得られたｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ）を、機械角周波数（ωｍ）で回転する座標系に座標変換する。

例えば、モータ６の回転子の磁極数が４極の場合、電気角２周期が機械角１周期に相当する。そのため、周波数指令値（ω＊：電気角）をモータ６の極対数（＝極数／２）で除算すれば、機械角周波数（ωｍ）が得られる。なお、本実施例では、機械角周波数を求めるために、周波数指令値（ω＊）を用いているが、インバータ周波数指令値（ω１）でも構わない。

単相座標変換器３２による座標変換は、次式を用いて行う。

これにより、ｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ）の内、機械角周波数（ωｍ）のｃｏｓ成分（Ｉｑｃ＿ｃｏｓ）とｓｉｎ成分（Ｉｑｃ＿ｓｉｎ）が算出される。必要に応じて、ＬＰＦ３５が用いられ、負荷トルクの変動の高次成分を除去したり、電流検出値のノイズを除去したりする。この後、機械角周波数成分算出部３６は、再度、次式を用いて座標変換を行う。

次に機械角周波数成分算出部３６は、この座標変換により得られた二つの演算結果を加算することにより、ｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ）の内、機械角周波数（ωｍ）の成分（Ｉｑｍ）を算出する。すなわち、機械角周波数成分算出部３６の出力の変化を見ることで、機械角周波数（ωｍ）で変動する周期的な負荷トルクの変化を推定できる。必要に応じて、増幅器３７が用いられ、推定した負荷トルクの変化に、ゲイン（Ｋｔｒｑ）を乗算することにより、電圧位相調整量（δＶｔｒｑ）を得る。電圧位相調整量（δＶｔｒｑ）は、電圧位相調整器７へ入力される。

図１４は、電圧位相調整器７の構成を示す。電圧位相調整器７は、電圧振幅演算器６１ａ，６１ｂと、加算器６２と、補正部６３とを有する。電圧振幅演算器６１ａ，６１ｂは、まず、電圧指令値作成器３により求められたｄ軸およびｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊およびＶｑ＊）を用いて、次式により夫々、電圧指令振幅（Ｖ１＊）と電圧指令位相（δＶ１＊）を求める。

図１５は、電圧指令位相を示す。この図に示されているように、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊およびＶｑ＊）から電圧指令振幅（Ｖ１＊）と位相（δＶ１＊）が決まる。また、電圧指令位相（δＶ１＊）は、ｑ軸を基準とする反時計方向（モータ６の回転方向）の位相角である。

加算器６２は、電圧指令位相（δＶ１＊）に、周期トルク推定部３０により得られた電圧位相調整量（δＶｔｒｑ）を加算する。その後、補正部６３は、電圧指令振幅（Ｖ１＊）と加算器６２の出力とから、補正後のｄ軸およびｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊＊およびＶｑ＊＊）を得る。これにより、負荷トルク変動に同期して電圧位相が変化する。

補正後の電圧指令値（Ｖｄ＊＊およびＶｑ＊＊）は、ｄｑ／３φ変換器４で３相交流電圧に座標変換される。図１６は、電力変換回路５から出力される電圧位相の時間変化を示す。前述の制御部２に動作により、電力変換回路５から出力される電圧位相において、モータ６の磁極位置に対して増加する第１成分に、圧縮機構部５００の周期的な負荷変動に同期して変化する第２成分が重畳される。この例における第１成分は、モータ６の磁極位置に対して単調増加しており、モータ６の磁極位置に比例して増加している。図中には、負荷変動が特に大きい期間を示す。また、負荷変動の周期のうち、第１成分に第２成分が重畳される期間である重畳期間は、負荷が所定の閾値（所定値）以上になる期間である。重畳期間は例えば、圧縮工程の途中から吐出工程の途中までである。所定の閾値は例えば、平均負荷トルク、或いは平均負荷トルクに所定値を乗じた値や、平均負荷トルクに所定値を加えた値等である。

図１７は、電圧位相調整器７の変形例を示す。この電圧位相調整器７ａは、電圧位相調整器７の変形例である。電圧位相調整器７と比較すると、電圧位相調整器７ａは更に、スイッチ４０とスイッチ制御部４１とを有する。スイッチ４０は、加算器６２における電圧位相調整量（δＶｔｒｑ）の入力に設けられる。スイッチ制御部４１は、負荷の変動の周期のうち、負荷が所定の閾値以上になる期間に対応する回転角度の範囲を用い、回転角度がその範囲内である時、制御信号Ｏをオンにする。スイッチ４０は、制御信号Ｏに従って開閉する。これにより、加算器６２は、負荷が所定の閾値以上になる期間のみ、電圧指令位相（δＶ１＊）に電圧位相調整量（δＶｔｒｑ）を加算する。これにより、他のベクトル制御の特性を最大限継承し、即ち他のベクトル制御への影響を最小限にしつつ、弱め界磁領域において周期的な負荷変動を抑制することができる。

＜電圧位相操作型弱め界磁制御との組み合わせ＞

前述の通り、慣性モーメントが小さいモータ６あるいは圧縮機構部５００など、高速域においても周期的な負荷トルク変動が大きい場合、弱め界磁領域においても周期的な負荷変動を抑制する必要がある。図１８は、制御部２の第１の変形例を示す。この場合のモータ制御装置１は、制御部２の代わりに制御部２ａを有する。制御部２と比較すると、制御部２ａは、電流制御器１５ａ，１５ｂの代わりに、減算器７１と弱め界磁制御部７２を有する。減算器７１は、ｑ軸電流指令値（Ｉｑ＊）からｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ）を減算する。弱め界磁制御部７２は、減算器７１の出力を用いて電圧位相調整器７を制御する。

弱め界磁制御部７２は、電圧指令値の振幅を予め決定された最大値に固定し、ｑ軸電流指令値（Ｉｑ＊）とｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ）の偏差を基に電圧指令値を操作する。つまり、モータ６の負荷トルクが増えた場合（Ｉｑｃ＜Ｉｑ＊）、電圧位相を増加させてより強く弱め界磁制御を行う。したがって、このモータ制御方法は、前述の他のモータ制御方法と相性がよく、弱め界磁領域においても容易に周期的な負荷変動を抑制できる。

この弱め界磁制御の応答周波数において、モータ６の電気定数によって設定可能な最大応答周波数が決まる。そのため、仮に、弱め界磁制御の応答周波数が上限値を超えて設定された場合、モータ６が不安定になる。

図１９は、制御部２の第２の変形例を示す。弱め界磁制御の応答周波数に制約がある場合、モータ制御装置１は、制御部２ａの代わりに制御部２ｂを有する。制御部２ａと比較すると、制御部２ｂは更に、周期トルク推定部３０ａと、減算器７３とを有する。周期トルク推定部３０ａは、ｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ）から電流位相調整量（ΔＩｔｒｑ）を推定する。減算器７３は、ｑ軸電流検出値（Ｉｑｃ）から電流位相調整量（ΔＩｔｒｑ）を減算する。減算器７１は、ｑ軸電流指令値（Ｉｑ＊）から減算器７３の出力を減算する。制御部２ｂの弱め界磁制御では、ｑ軸電流検出値のうち、周期的な変動分を除いた基本波成分のみを制御する。周期基本波成分のみを制御する場合、必要となる応答周波数は、変動分も制御する場合よりも低くできる。これにより、マイコンの演算負荷を低減できたり、マイコンの種類の選択肢を広げられたり、といった利点がある。即ちマイコンのコストを低減することができる。なお、周期トルク推定部３０ａは、基本的には、周期トルク推定部３０と同じ構成で実現可能である。

図２０は、制御部２の第３の変形例を示す。この場合、モータ制御装置１は、制御部２の代わりに制御部２ｃを有する。制御部２と比較すると、制御部２ｃは更に、ｄ軸電流指令値決定部７７を有する。ｄ軸電流指令値決定部７７は、減算器７４と、増幅器７５と、積分器７６とを有する。減算器７４は、電圧指令振幅最大値（Ｅｄｃ＿Ｍａｘ）から電圧指令振幅（Ｖ１＊）を減算する。増幅器７５は、減算器７４の出力にゲイン（Ｋｉ＿ｗｋ）を乗算する。積分器７６は、増幅器７５の出力を積分することにより、軸電流指令値（Ｉｄ＊）を算出する。

これにより、ｄ軸電流指令値決定部７７は、電圧指令振幅（Ｖ１＊）と、電圧指令振幅最大値（Ｅｄｃ＿Ｍａｘ）と比較し、電圧指令値の振幅が直流電圧源２０の電圧を超えないように、ｄ軸電流指令値を決定する。このモータ制御方法は、電圧指令値の位相を間接的に調整するため、前述の他のモータ制御方法に比べると、電圧指令値のオーバーシュートやアンダーシュートが発生しやすい。しかし、前述の周期トルク推定部３０と電圧位相調整器７の構成と組み合わることで、こういった問題を解決でき、より安定なモータ駆動を実現できる。

以上に説明した周期トルク推定部と電圧位相調整器を用いることにより、モータ６の回転数によらず、周期的な負荷変動を抑制し安定にモータ６を駆動することができる。また、負荷トルクの変動を推定するため、特定の圧縮方式に限定されることなく、いずれの圧縮方式にも本実施例を適用可能なことは明らかである。

また、圧縮機構部５００の一工程での吸込み圧力Ｐｓと吐出圧力Ｐｄは、圧縮機構部５００が繋がるシステム（例えば、冷凍サイクル）の状態によって変化する。これにより、一工程における負荷トルク変動が発生する。そのため、負荷トルク変動を推定し、その情報を電圧位相調整器７に入力して電圧位相を調整することで、様々な負荷特性の圧縮機構へ適用可能である。

駆動装置は、圧縮機構に限らず、周期的に変動する負荷トルク特性を有する機構部を有していても良い。他の機構部を有する駆動装置も、実施例１の駆動装置と同様の効果を奏することは言うまでもない。

＜圧縮機構部５００の変形例＞

以上の説明において、モータ６のシャフト５０２は、クランクシャフト５０３を介して圧縮機構部５００のピストン５０１に接続されている。そのため、圧縮機構部５００としての一連の工程は機械角１周期となり、その結果、負荷トルクの変動も機械角１周期であった。例えば、モータ６のシャフトとクランクシャフト５０３の間に、ギアを追加した場合、負荷トルクの変動は、機械角１周期の整数倍で変動する。この場合も、負荷トルクの変動周期があらかじめ分かっていれば、本実施例に記載の内容を適用可能であり、同様の効果が得られる。

＜冷蔵庫への適用例＞

本実施例では、本発明のモータ制御装置の適用例である冷蔵庫３０１について説明する。

図２１は、実施例２における冷蔵庫の構成を示す。なお、本実施例では、実施例１と同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分について、説明を省略する。

冷蔵庫３０１は、熱交換機３０２と、送風機３０３と、圧縮機５１０と、冷蔵庫制御部３０６とを有する。熱交換機３０２は、冷媒により周囲の空気を冷却する。送風機３０３は、熱交換機３０２により冷却された空気を冷蔵庫３０１内で循環させる。圧縮機５１０は、実施例１と同様であり、モータ６と、圧縮機構部５００とを有する。圧縮機構部５００は、冷媒を圧縮して冷却する。モータ６は、圧縮機構部５００を駆動する。

冷蔵庫制御部３０６は、冷蔵庫３０１内に設けられている各種センサからの情報により、送風機３０３や庫内灯などを制御する庫内制御装置３０７と、圧縮機駆動用モータ３０５を制御するモータ制御装置１とを有する。モータ制御装置１は、実施例１と同様である。

冷蔵庫３０１においては、真空断熱材等により、冷蔵庫３０１内から外気へ漏れる熱漏洩量が非常に少ない。このような冷蔵庫３０１においてモータ制御装置１の消費電力量を更に削減するためには、例えば、電力変換回路５に昇降圧コンバータ８１を加えることにより直流電圧を最適な値に制御することが有効である。本実施例のモータ制御装置１は、電力変換回路５の代わりに電力変換回路５ａを有する。電力変換回路５ａは、直流電圧を制御する場合においても、周期的な負荷変動を抑制する。これにより、安定にモータ６を制御するモータ制御装置１を提供する。

図２２は、実施例２における電力変換回路５ａの構成を示す。電力変換回路５と比較すると、電力変換回路５ａは更に、昇降圧コンバータ８１を有する。昇降圧コンバータ８１は、ドライバ回路２３ａと、キャパシタ２６と、スイッチング素子２７と、ダイオード２８と、インダクタ２９とを有する。ドライバ回路２３ａは、直流電圧源２０の電圧を直流電圧指令値（Ｅｄｃ＊）に追従させるように、スイッチング素子２７を特定のデューティーでスイッチングする。電力変換回路５ａの直流電圧指令値（Ｅｄｃ＊）は、上位制御系等によってあらかじめ与えられたり、電圧指令振幅（Ｖ１＊）とモータ６の誘起電圧との比率によって決定されたりする。

図２３は、モータ６の回転数に対する効率を示す。この図は、モータ６の回転数に対し、誘起電圧８２と、モータ損失８３と、インバータ損失８４と、総合効率８５とを示す。総合効率８５は、モータ６の効率と電力変換回路５ａの効率を掛け合わせた効率である。モータ６の損失は、主にモータ電流の２乗に比例する銅損８３ａと、通常領域においてインバータ周波数（回転数）に応じて増加する鉄損８３ｂとで構成される。弱め界磁領域では磁束量が等価的に減るため、鉄損８３ｂは減る。銅損８３ａと鉄損８３ｂの比率はモータ６の設計に依存するが、例えば、この図に示されているように、鉄損８３ｂの比率が大きいモータ６の場合、回転数が弱め界磁領域に入った辺りで最も損失が低くなる。一方、電力変換回路５ａの効率は、電流の２乗に比例する損失が主である。そのため、モータ６と電力変換回路５ａの組み合わせにより、総合効率８５は、弱め界磁領域に入った辺りで最も損失が低くなる。したがって、本実施例の電力変換回路５ａを用いた場合、電力変換回路５ａの直流電圧をモータ６の誘起電圧８２に相当する値に制御することで、モータ制御装置１の損失を抑えられる。言い換えると、モータ制御装置１は、回転数によらず、モータ６を弱め界磁領域付近で駆動することで、広い回転数範囲におけるモータ制御装置１の高効率化を実現できる。

このように、高速域に限らず、弱め界磁制御が広い回転数範囲で使われる場合、本実施例のモータ制御装置１が効果的である。なぜなら、電圧位相を機構部の周期的な負荷変動に同期して変化させることで、通常領域と弱め界磁領域とで周期的な負荷変動を抑制するモータ制御方法を切り替える必要が無く、複数の制御を切替える際の過渡的な問題（電流変動や周波数変動等）が起こらないためである。

＜実施例２の変形例＞

図２４は、実施例２における制御部及び電力変換回路の変形例を示す。この場合のモータ制御装置１は、制御部２の代わりに制御部２ｄを有し、電力変換回路５ａの代わりに電力変換回路５ｂを有する。

制御部２と比較すると、制御部２ｄは更に、周期トルク推定部３０ｂを有する。周期トルク推定部３０ｂは、周期トルク推定部３０と同様、電流検出部１２に検出された電流情報を基に、周期的に変動する負荷トルク成分を推定する。周期トルク推定部３０ｂは、推定された負荷トルクの変化に、必要に応じてゲイン（Ｋｔｒｑ）を乗算し、直流電圧指令調整量（ΔＶｄｔｒｑ）を得る。

電力変換回路５ａと比較すると、電力変換回路５ｂは更に、加算器９１を有する。加算器９１は、直流電圧指令調整量（ΔＶｄｔｒｑ）を直流電圧指令値（Ｅｄｃ＊）に加算することにより、調整後の直流電圧指令値を算出してドライバ回路２３ａへ入力する。直流電圧指令値（Ｅｄｃ＊）は、上位制御系等によってあらかじめ与えられたり、電圧指令振幅（Ｖ１＊）とモータ６の誘起電圧との比率によって決定されたりする。

図２５は、調整後の直流電圧指令値の時間変化を示す。この図に示されるような調整後の直流電圧指令値の変化により、周期的な負荷トルクの変化によって弱め界磁制御の状態が急激に変化することを抑えられる。これにより、弱め界磁領域付近でのモータ６の駆動を維持し、冷蔵庫３０１の高効率化を実現できる。なお、電力変換回路５ｂの直流電圧源２０へ供給される電圧に変動がある場合、その変動の影響（リプル）が直流電圧源２０の電圧に重畳される。例えば、単相交流電圧源を用いた場合、整流回路の方式や平滑コンデンサの容量によっては、電源周波数の２倍のリプルが重畳される場合がある。

以上に説明した周期トルク推定部と電圧位相調整器の構成例のいずれかを用いることで、モータ６の回転数によらず、周期的な負荷変動を抑制し安定にモータ６を駆動することができる。これにより、冷蔵庫３０１において、負荷の周期的な変動による振動やそれによる騒音を抑えることができる。

以上の実施例では、フィードバック制御を前提として記載した。そのため、制御部２は、周期的な負荷変動を検出して制御する。しかし、例えば、制御部２は、周期的な負荷トルクの変化を示すデータを予め保存し、そのデータを基に電圧位相調整量や直流電圧指令調整量を演算することにより、上記の実施例と同様の効果を得ることができる。

以上の実施例は、冷凍機やエア・コンディショナ（空気調和装置）等、モータにより機構部を駆動する他の駆動装置にも適用することができる。

また、モータ制御装置１は、モータ６の構造や機構部の方式に関わらず適用可能である。上記の実施例では、モータ６が永久磁石モータである場合を説明したが、永久磁石モータの代わりに、その他の電動機（例えば、誘導機、同期機、スイッチトリラクタンスモータ、シンクロナスリラクタンスモータなど）が用いられても構わない。その際、電動機によっては電圧指令値作成器での演算方法が変わるが、それ以外については同様に適用でき、上記の実施例と同様の効果を得ることができる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換をすることが可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。

なお、モータ制御装置１は、周期トルク推定部に限らず、検出された電流に基づいて、モータの負荷の周期的な変動を検出する負荷変動検出部を有していても良い。また、モータ制御装置１は、電圧位相調整部に限らず、負荷の変動に基づいて電力変換回路を制御することにより、交流電力の交流電圧の位相を調整する調整部を有していても良い。また、モータ制御装置１は、昇降圧コンバータに限らず、負荷トルクの変動に同期して直流電圧を変化させる直流電圧調整部を有していても良い。

以上の実施例で説明された技術は、次のように表現することができる。

（表現１）
直流電力を交流電力に変換することにより、機構部を駆動するモータへ前記交流電力を供給する電力変換回路と、
前記電力変換回路又は前記モータに流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流に基づいて、前記モータの負荷の周期的な変動を検出する負荷変動検出部と、
前記変動に基づいて前記電力変換回路を制御することにより、前記交流電力の交流電圧の位相を調整する調整部と
を備え、
前記変動の周期は、前記モータの機械角１周期の整数倍であり、
前記交流電圧の位相は、前記モータの磁極位置に対して増加する第１成分と、前記変動に同期して変化する第２成分とを有する、
モータ制御装置。

（表現２）
冷媒を圧縮する圧縮機構部と、
前記圧縮機構部を駆動するモータと、
直流電力を交流電力に変換することにより、前記モータへ前記交流電力を供給する電力変換回路と、
前記電力変換回路又は前記モータに流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流に基づいて、前記モータの負荷の周期的な変動を検出する負荷変動検出部と、
前記変動に基づいて前記電力変換回路を制御することにより、前記交流電力の交流電圧の位相を調整する調整部と
を備え、
前記変動の周期は、前記モータの機械角１周期の整数倍であり、
前記交流電圧の位相は、前記モータの磁極位置に対して増加する第１成分と、前記変動に同期して変化する第２成分とを有する、
冷蔵庫。

（表現３）
直流電力を交流電力に変換することにより、機構部を駆動するモータへ前記交流電力を供給し、
前記電力変換回路又は前記モータに流れる電流を検出し、
前記電流に基づいて、前記モータの負荷の周期的な変動を検出し、
前記変動に基づいて前記電力変換回路を制御することにより、前記交流電力の交流電圧の位相を調整する
ことを備え、
前記変動の周期は、前記モータの機械角１周期の整数倍であり、
前記交流電圧の位相は、前記モータの磁極位置に対して増加する第１成分と、前記変動に同期して変化する第２成分とを有する、
モータ制御方法。

以下、これらの表現における用語について説明する。

１：モータ制御装置
２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ：制御部
３：電圧指令値作成器
４：ｄｑ／３φ変換器
５、５ａ、５ｂ：電力変換回路
６：モータ
７、７ａ：電圧位相調整器
８：３φ／ｄｑ変換器
９：積分器
１０：軸誤差演算器
１２：電流検出部
１３：ＰＬＬ制御器
１４：速度制御器
１５ａ：電流制御器
２０：直流電圧源
２３、２３ａ：ドライバ回路
３０、３０ａ、３０ｂ：周期トルク推定部
７２：弱め界磁制御部
８１：昇降圧コンバータ
３０１：冷蔵庫
５００：圧縮機構部
５１０：圧縮機

Claims (7)

1. 直流電力を交流電力に変換することにより、機構部を駆動するモータへ前記交流電力を供給する電力変換回路と、
   前記電力変換回路又は前記モータに流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流に基づいて、前記モータの負荷の周期的な変動を検出する負荷変動検出部と、
   前記変動に基づいて前記電力変換回路を制御することにより、前記交流電力の交流電圧の位相を調整する調整部と
   を備え、
   前記変動の周期は、前記モータの機械角１周期の整数倍であり、
   前記交流電圧の位相は、前記モータの磁極位置に対して増加する第１成分と、前記変動に同期して変化する第２成分とを有し、
   前記調整部は、前記変動の周期のうち前記負荷が所定値以上になる期間において、前記交流電圧の位相の前記第１成分に前記第２成分を加える、
   モータ制御装置。
2. 前記調整部は、前記電力変換回路を制御することにより、前記モータの誘起電圧が前記直流電力の直流電圧以上になる場合の回転数で、前記モータを駆動する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記調整部は、前記期間に対応する前記モータの回転角度の範囲を用い、前記モータの回転角度が前記範囲内である場合、前記交流電圧の位相の前記第１成分に前記第２成分を加える、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記変動に基づいて前記直流電力の直流電圧を制御することにより、前記変動に同期して前記直流電圧を変化させる直流電圧調整部を更に備える、
   請求項１乃至３の何れか一項に記載のモータ制御装置。
5. 前記第１成分は、前記磁極位置に比例して増加する、
   請求項１乃至４の何れか一項に記載のモータ制御装置。
6. 前記電力変換回路は、スイッチング素子を有する、
   請求項１乃至５の何れか一項に記載のモータ制御装置。
7. 冷媒を圧縮する圧縮機構部と、
   前記圧縮機構部を駆動するモータと、
   直流電力を交流電力に変換することにより、前記モータへ前記交流電力を供給する電力変換回路と、
   前記電力変換回路又は前記モータに流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流に基づいて、前記モータの負荷の周期的な変動を検出する負荷変動検出部と、
   前記変動に基づいて前記電力変換回路を制御することにより、前記交流電力の交流電圧の位相を調整する調整部と
   を備え、
   前記変動の周期は、前記モータの機械角１周期の整数倍であり、
   前記交流電圧の位相は、前記モータの磁極位置に対して増加する第１成分と、前記変動に同期して変化する第２成分とを有し、
   前記調整部は、前記変動の周期のうち前記負荷が所定値以上になる期間において、前記交流電圧の位相の前記第１成分に前記第２成分を加える、
   冷蔵庫。

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