JP7195165B2 - 制御装置、モータ駆動装置、及びそれを用いた冷凍機器 - Google Patents

Description

本発明は、制御装置、モータ駆動装置、及びそれを用いた冷凍機器に関する。特に、インバータ回路を有するモータ駆動装置において、モータ負荷トルクの周期変動に起因する振動や電流波高値の変動を低減する技術に関する。

レシプロ圧縮機やロータリ圧縮機は、冷媒の圧縮過程において周期的なトルク変動を生じることが知られている。このようなトルク変動に伴う振動や騒音を抑制する技術が必要とされる。
また、圧縮機の振動等を抑制できるものの、周期的なトルク変動に伴って、モータに流れる電流の波高値が大きく変動するため、駆動システム（インバータとモータ）の損失増加を招くことがある。そこで、モータの損失を低減する技術が必要とされる。
このような技術に関連するもとして、例えば特許文献１がある。
特許文献１の［要約］において、「［課題］周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流を低減する。［解決手段］負荷に連結された電動機を駆動するインバータと、該インバータをパルス幅変調制御により駆動する制御器とを備えた電動機制御装置において、前記制御器は、前記電動機に流れるモータ電流の実効値に関する電流変動分を抽出し、該電流変動分を抑制する補正信号を生成して前記パルス幅変調制御の電流指令を補正する電流変動補償手段を備えることにより、周期的なトルク外乱による入力電流を低減する。」と記載されており、電動機制御装置の技術が開示されている。
この特許文献１には、モータの出力トルクと圧縮機の負荷トルクとの差である周期的なトルク変動をゼロにするようにモータを制御する手段や、モータの損失を低減する技術として、モータ電流の波高値を略一定に保つ手段が示されている。

特開２００７－１６６６９０号公報

しかしながら、特許文献１に記載の技術では、圧縮機の振動や騒音を抑制する制御手段と、モータの損失を低減できるモータ電流の波高値を略一定に保つ手段が、圧縮機の運転状況（回転速度や負荷の重さ）に応じて、切替するようにしているものの、圧縮機の振動と電流波高値の変動とは、トレードオフ関係になっているため、両者を同時に抑制することはできず、課題が残る。
一方、圧縮機が製品（エアコンや冷蔵庫）に実装される際には、ある程度の振動や騒音対策（ゴム足や防音材など）がなされているため、圧縮機の振動がある程度残っても問題がないことがある。そのため、駆動効率を優先にして、振動を所定レベル以下に抑制できる制御手段が望ましい場合があり、このような制御手段が課題として残されている。

本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであって、制御対象の運転状況に応じて、制御対象の振動を所定レベル以下に抑制し、制御対象の損失を低減する制御装置を提供することを課題とする。
また、前記制御装置を用いたモータ駆動装置、冷凍機器を提供することを課題とする。

前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の制御装置は、外部からの指令信号が入力されて制御信号を出力する制御器と、前記制御信号に基づいて制御される制御対象の発生する状態情報を検出して前記制御器に検出信号を出力する検出手段と、を備える制御装置であって、前記制御器は、前記指令信号と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に基づき前記制御対象の操作量を出力するＰＩ制御器またはＰＩＤ制御器と、所定の抑制目標値と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に含まれる所定周波数の信号を逆位相にして出力するＳ制御器と、前記ＰＩ制御器または前記ＰＩＤ制御器の出力と前記Ｓ制御器の出力を加算し、前記制御信号として出力する加算器と、を備え、前記Ｓ制御器は、下記の式１に示す伝達関数を用いる、
ことを特徴とする。

ここで、Ｇ（ｓ）：伝達関数、ｓ：ラプラス演算子、ω₀：中心周波数、Ｋ_s、Ｋ_t：制御ゲイン

前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の制御装置は、外部からの指令信号が入力されて制御信号を出力する制御器と、前記制御信号に基づいて制御される制御対象の発生する状態情報を検出して前記制御器に検出信号を出力する検出手段と、を備える制御装置であって、前記制御器は、前記指令信号と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に基づき前記制御対象の操作量を出力するＰＩ制御器またはＰＩＤ制御器と、所定の抑制目標値と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に含まれる所定周波数の信号を逆位相にして出力するＳ制御器と、前記ＰＩ制御器または前記ＰＩＤ制御器の出力と前記Ｓ制御器の出力を加算し、前記制御信号として出力する加算器と、を備え、前記Ｓ制御器は、下記の式１に示す伝達関数を用い、前記検出信号に複数の高次成分の周波数が存在する場合に、各々の周波数に対応した複数のＳ制御器を併用する、
ことを特徴とする。

ここで、Ｇ（ｓ）：伝達関数、ｓ：ラプラス演算子、ω_０：中心周波数、Ｋ_ｓ、Ｋ_ｔ：制御ゲイン

また、本発明の冷凍機器は、いずれかの前記モータ駆動装置を内蔵する圧縮機を備える、ことを特徴とする。

また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、モータ負荷の周期的なトルク変動に起因する振動（制御対象の振動）を所定レベル以下に抑制し、インバータとモータの損失（制御対象の損失）を低減する制御装置、モータ駆動装置、及びそれを用いた冷凍機器を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る制御装置の構成例と、制御対象との関連を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る制御装置における制御器の構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る制御器におけるＳ制御器のゲイン特性例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る制御器におけるＳ制御器による周期外乱の抑制効果を第１の検証波形例で示す図である。 本発明の第１実施形態に係る制御器におけるＳ制御器による周期外乱の抑制効果を第２の検証波形例で示す図である。 本発明の第１実施形態に係る制御器におけるＳ制御器を複数のＳ制御器で構成する回路例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置の構成例と、交流電源とモータとの関連を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置における制御器の機能ブロックの構成例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置における制御軸とモータ回転軸の例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置の制御器における速度＆位相推定器の機能ブロックの構成例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置の制御器における周期変動抑制器の機能ブロックの構成例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置における周期変動抑制器の第１の検証波形例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置における周期変動抑制器の第２の検証波形例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る冷凍機器の構成例を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、適宜、図面を参照して説明する。

≪第１実施形態・制御装置≫
図１～図６を参照して、本発明の第１実施形態の制御装置を説明する。なお、本（第１）実施形態の制御装置１は、外部からの指令に基づいて、制御対象の出力（例えば、電圧、電流、位置、速度、角度、流量など）を制御するものであれば、具体的な制御対象は限定されない。

図１は、本発明の第１実施形態に係る制御装置１の構成例と、制御対象９０との関連を示す図である。図１において、制御装置１は、制御器１０と、制御対象９０の出力を検出する検出手段６０と、を備えて構成されている。
制御器１０には、検出手段６０が検出した検出信号１００４と、外部の上位装置からの指令信号１００１が入力されている。制御器１０は、前記の指令信号１００１と検出信号１００４とに基づき、制御対象９０を制御する制御信号（制御量）１００２を生成して、制御信号１００２を制御対象９０に出力する。

制御対象９０には、周期外乱１０１０が印加されているものとする。制御対象９０は、周期外乱１０１０の影響を含んだ出力（出力量、出力信号）１００３を出力する。
検出手段６０は、電圧センサ、電流センサ、位置センサ、温度センサ等各種の、物理量を信号に変換するセンサである。検出手段６０は、制御対象９０の周期外乱１０１０の影響を含んだ出力１００３から検出信号（状態情報）１００４を検出して、前記したように、制御器１０の入力に検出信号１００４を送信する。
以上の構成によって、制御装置１は、制御対象９０を周期外乱１０１０の影響を排除して、極力、指令信号１００１に基づき作動するように制御するものである。
次に、制御器１０の詳細について説明する。

《制御器１０について》
図２は、本発明の第１実施形態に係る制御装置１における制御器１０の構成例を示す図である。
制御器１０は、比例積分制御器（以下「ＰＩ制御器」と称する）１６と、正弦波伝達関数制御器（以下「Ｓ制御器」と称する）１７とを備える。また、制御器１０は、抑制目標値０（１５）、加減算器１１，１２、加算器１３を備えている。
また、制御器１０には、外部の上位装置からの指令信号１００１と検出手段６０の検出信号１００４が入力し、制御器１０から制御信号（制御量）１００２が出力している。

加減算器１１は、指令信号１００１と検出信号１００４が入力して、指令信号１００１と検出信号１００４との偏差を演算する。そして、この偏差の信号をＰＩ制御器１６に入力する。
ＰＩ制御器１６は、図２に示していないが、比例ゲインＫ_pの増幅器と積分ゲインＫ_iの積分器を用いて、入力信号をそれぞれ演算し、増幅器の出力と積分器の出力を合算して出力する。

加減算器１２は、抑制目標値０の信号と検出信号１００４が入力して、抑制目標値０と検出信号１００４との偏差を演算する。そして、この偏差の信号をＳ制御器１７に入力する。なお、検出信号１００４には制御対象９０に作用する周期外乱１０１０の所定の周波数が含まれているが、加減算器１２に入力する際に負（－）の信号として入力するので、Ｓ制御器１７の入力および出力には、前記の周期外乱１０１０に含まれる所定の周波数成分は、逆位相として作用する。
また、Ｓ制御器１７は、制御対象９０（図１）に印加された周期外乱１０１０（図１）の影響を抑制するための手段であり、次に示す式１のような伝達関数を利用する。

ここで、Ｇ（ｓ）：伝達関数、ｓ：ラプラス演算子、ω₀：中心周波数、Ｋ_s、Ｋ_t：制御ゲイン

加算器１３は、ＰＩ制御器１６の出力とＳ制御器１７の出力とを加算（合算）され、制御信号（制御量）１００２として制御器１０から出力される。
以上の構成により、制御器１０は、指令信号１００１と検出信号１００４との偏差を補正し、併せて検出信号１００４が抑制目標値０に近づくように制御信号（制御量）１００２を出力する。
なお、図２で示したＳ制御器１７に入力して制御する制御ゲイン１００５は、前記の式１における制御ゲインＫ_s、Ｋ_tに相当する。
また、式１で示したＳ制御器１７の伝達関数Ｇ（ｓ）のゲイン特性について、次に説明する。

《Ｓ制御器１７のゲイン特性》
図３は、本発明の第１実施形態に係る制御器１０におけるＳ制御器１７のゲイン特性例を示す図である。図３において、ゲイン特性１００９は、Ｓ制御器１７（図２）のゲイン特性である。また、横軸は周波数（Frequency）（Ｈｚ）であり、縦軸は、ゲイン（Gain）（ｄＢ）である。
図３に示すように、所定の中心周波数（ω₀）において大きなゲインを持つことがＳ制御器１７の特徴である。
なお、Ｓ制御器１７に設定される中心周波数（ω₀）は、検出信号１００４（図２）に含まれる周期変動成分に基づいて設定する。

また、中心周波数（ω₀）に対応するゲインの大きさ（Ｇ_p）は、二つの制御ゲイン（Ｋ_s、Ｋ_t）の比（Ｋ_s/Ｋ_t）である。
また、制御ゲイン（Ｋ_s、Ｋ_t）の調整により、中心周波数（ω₀）に対応するゲインの大きさの調整ができる。ゆえに、Ｓ制御器１７が動作しない状態の周期外乱の影響に対して、Ｓ制御器１７が動作後の周期外乱による影響の残留率（Ｅ）は、次に示す式２によって表される。
Ｅ ＝ １／（１＋Ｇ_p）＝Ｋ_t /（Ｋ_t＋Ｋ_s） ・・・式２
また、周期外乱の影響の抑制率（Ｓ_u）は、式３に示される。
Ｓ_u＝１－Ｅ ＝ Ｋ_s /（Ｋ_t＋Ｋ_s） ・・・式３

《周期外乱の抑制効果を示す第１の検証波形例》
図４は、本発明の第１実施形態に係る制御器１０におけるＳ制御器１７による周期外乱の抑制効果を第１の検証波形例で示す図である。
図４において、上段グラフに「周期外乱」、中段グラフに「Ｓ制御器の出力」、下段グラフに「検出信号」を示している。また、グラフ共通の横軸は、時間（Time）（ｓ）である。また、上段グラフ、中段グラフ、下段グラフの各段の縦軸は電圧（Ｖ）である。
横軸である時間軸の最初（時間軸の０ｓ～０．１ｓ）の段階では、中段グラフに示すように、Ｓ制御器１７が停止中（出力が「０」）なので、制御対象９０に上段グラフのような周期外乱１０１０が印加されると、検出手段６０が検出した検出信号１００４（下段グラフ）には固定周波数の周期外乱成分が現れた。

そこで、時間軸の０．１ｓ以降で、Ｓ制御器１７を動作させ、前記の式１の伝達関数に応じて抽出された周期外乱１０１０と逆位相のＳ制御器の出力波形１０１１を生成し、これを用いて制御対象９０を制御することで、下段グラフに示すように、検出信号１００４の周期外乱成分が抑制される。すなわち、図４の下段グラフにおいて、時間軸の０．１ｓ以降において、検出信号１００４の振幅が減少し始め、時間軸の０．２５ｓ以降においては、振幅が概ね０に収束している。
なお、図４に対応するＳ制御器１７の制御ゲイン（Ｋ_s，Ｋ_t）は、Ｋ_s＝１００［rad/s］、Ｋ_t＝１［rad/s］であり、残留率（Ｅ）が約１％である。そのため、安定状態（時間軸の０．２５ｓ以降）の検出信号１００４には、前記したように、周期外乱成分が殆ど無くなった。

《周期外乱の抑制効果を示す第２の検証波形例》
図５は、本発明の第１実施形態に係る制御器１０におけるＳ制御器１７による周期外乱の抑制効果を第２の検証波形例で示す図である。
図５において、上段グラフに「周期外乱」、中段グラフに「Ｓ制御器の出力」、下段グラフに「検出信号」を示している。また、グラフ共通の横軸は、時間（Time）（ｓ）である。また、上段グラフ、中段グラフ、下段グラフの各段の縦軸は電圧（Ｖ）である。
図５においては、Ｓ制御器１７の制御ゲインを、Ｋｓ＝１００[rad/s]、Ｋｔ＝３００[rad/s］に設定した場合の検証波形である。
対応する残留率（Ｅ）が２５％であるため、Ｓ制御器１７が動作しても、図５の下段グラフにおいて、定常状態（時間軸の０．２５ｓ以降）の検出信号１００４に所定の周期外乱成分が残っていることを確認できる。

以上の検証結果により、前記した式１の伝達関数Ｇ（ｓ）の制御ゲイン（Ｋ_s，Ｋ_t）を調整すれば，周期外乱の抑制制御の抑制率（Ｓ_u）を可変できることがわかる。
また、制御ゲインＫ_sは、制御の応答性および安定性に関わるため、一般的に、抑制率（Ｓ_u）を調整したい場合、制御ゲインＫ_tの調整を優先的に行うことが望ましい。
なお、制御の応答性および安定性に問題がなければ、制御ゲインＫ_sの調整、もしくは二つの制御ゲイン（Ｋ_s、Ｋ_t）の同時調整をしても良い。
抑制率Ｓ_uを目標に設定し、制御ゲインＫ_sを固定にする場合、制御ゲインＫ_tは、次の式４により算出できる。
Ｋ_t＝（１－Ｓ_u）× Ｋ_s /Ｓ_u ・・・式４

図６は、本発明の第１実施形態に係る制御器１０（１０Ｂ）におけるＳ制御器１７を複数のＳ制御器１７ａ，１７ｂ，・・・で構成する回路例を示す図である。
図６において、図２におけるＳ制御器１７の代わりに複数のＳ制御器１（７ａ）、Ｓ制御器２（７ｂ）、・・・が備えられている。そして、複数のＳ制御器１（７ａ）、Ｓ制御器２（７ｂ）には、共通の信号が入力し、それぞれの出力は加算器１３，１３ａ，１３ｂ、・・・で加算されている。
なお、複数のＳ制御器１（７ａ）、Ｓ制御器２（７ｂ）、・・・の伝達関数Ｇ（ｓ）は互いに異なる。
また、Ｓ制御器１（７ａ）、Ｓ制御器２（７ｂ）、・・・における制御ゲインの制御信号の記載については、省略している。
その他の構成は、図６と図２とは概ね同じであるので、重複する説明は省略する。

図６の複数のＳ制御器１７ａ，１７ｂ，・・・を備えた制御器１０Ｂは、周期外乱に複数の周波数成分が含まれる場合に有効に作用する。
すなわち、制御対象９０に印加される周期外乱に、複数の周波数成分が存在する場合、図６に示すように、それぞれの周波数に対応した、複数のＳ制御器７（７ａ、７ｂ、・・・）を並列に設けることで、それぞれの周波数成分の周期外乱を抑制できる。

以上で説明したように、本（第１）実施形態の制御装置１によれば、制御器１０が備えるＳ制御器１７を用いて、周期外乱の周波数成分に対応する抑制量を出力することにより、制御対象に印加された周期外乱の影響を抑制できる。また、二つの制御ゲインの調整により、周期外乱の影響の抑制率を調整する。

＜第１実施形態の効果＞
本発明の第１実施形態によれば、制御装置１の制御器１０が備えるＳ制御器１７を用いて、周期外乱の周波数成分に対応する抑制量を出力することにより、制御対象９０に印加された周期外乱１０１０の影響を抑制できる。また、二つの制御ゲイン（Ｋ_s，Ｋ_t）の調整により、周期外乱の影響の抑制率（Ｓ_u）を調整することができる。
すなわち、本発明は、制御対象の運転状況に応じて、制御対象の振動を所定レベル以下に抑制し、制御対象の損失を最小限にする制御装置を提供することができる。

≪第２実施形態・モータ駆動装置≫
図７～図１３を参照して、本発明の第２実施形態のモータ駆動装置を説明する。
図７は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置１００の構成例と、交流電源２１０とモータ（電動機）２５０との関連を示す図である。
図７において、モータ駆動装置１００は、交流電源２１０から交流電力（交流電圧）を入力して、一度、直流電力（直流電圧）に変換してから、再び所定の周波数と電圧の三相交流（電圧、電力）に変換して、モータ２５０を駆動する。

また、モータ駆動装置１００は、整流回路２２、平滑コンデンサ２３、インバータ回路２４、制御器２０、電流検出回路２７、直流電圧検出回路２８を備えている。
整流回路２２は、交流電源２１０に接続され、交流電源２１０からの交流電圧（交流電力）を直流電圧（直流電力）に変換する。
平滑コンデンサ２３は、整流回路２２の直流出力端子に接続され、整流回路２２の出力である直流電圧を平滑する。

インバータ回路２４は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子を組み合わせて構成され、制御器２０からのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号で各半導体スイッチング素子のオン・オフ動作を統括的に制御される。この構成によって、インバータ回路２４は、平滑コンデンサ２３の出力である直流電圧（直流電力）を所定の周波数と電圧の交流電圧（三相交流電圧、三相交流電力）に変換して出力する。
このインバータ回路２４の所定の周波数と電圧の三相交流電圧（三相交流電力）によって、モータ２５０を駆動し、回転数（回転速度）を制御する。

また、電流検出回路（シャント抵抗を含む）２７は、平滑コンデンサ２３とインバータ回路２４の間に設けられたシャント抵抗（２７）を用いて、インバータ回路２４の直流電流である母線電流信号Ｉ_shを検出して出力する。
直流電圧検出回路２８は、平滑コンデンサ２３の両端の直流電圧を検出して、直流電圧信号Ｅ_dcを検出して出力する。
なお、図７における電流検出回路２７および直流電圧検出回路２８は、図１における検出手段６０に対応している。また、図１においては、検出手段６０は、制御対象９０の出力側に記載しているが、制御対象９０の動作状態を反映するものであれば、図７に示すように、制御対象９０であるインバータ回路２４の電源側に備えてもよい。

制御器２０は、電流検出回路２７の母線電流信号Ｉ_shと、直流電圧検出回路２８の直流電圧信号Ｅ_dcと、外部からの速度指令ω^*とに基づいて、インバータ回路２４を制御するＰＷＭ信号を生成する。
なお、制御器２０はマイクロコンピュータ、もしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。

＜制御器２０の構成＞
図８は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置１００における制御器２０の機能ブロックの構成例を示す図である。
図８において、制御器２０は、速度制御器３０、ｄ軸電流指令発生器３１、電圧制御器３２、２軸／３相変換器３３、速度＆位相推定器３４、３相／２軸変換器３５、電流再現演算器３６、周期変動抑制器３７、ＰＷＭ制御器３８、加減算器３９Ａ、加算器３９Ｂを備えて構成されている。なお、前記したように、各機能はＣＰＵ（コンピュータ、マイクロコンピュータ、Central Processing Unit）及び演算プログラムにより実現される。
また、制御器２０には、速度指令ω^*、母線電流信号Ｉ_sh、直流電圧信号Ｅ_dcの各信号が入力する。また、制御器２０からＰＷＭ信号が出力する。

《制御器２０の機能動作の概要》
制御器２０の基本的な機能は、ｄｑベクトル制御により、モータ２５０（図７）に印加する電圧指令信号（Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*）を演算し、インバータ回路２４（図７）の制御信号であるＰＷＭ信号を生成するものである。
実際には、図８に示す前記した各機能ブロックと構成によって、後記する様々な機能動作をする。次に、各機能ブロックの構成、機能、動作について説明する。
以下において、電流再現演算器３６、３相／２軸変換器３５、速度制御器３０、ｄ軸電流指令発生器３１、電圧制御器３２、速度＆位相推定器３４、周期変動抑制器（補正部）３７、２軸／３相変換器３３、ＰＷＭ制御器３８の順で説明する。
ただし、３相／２軸変換器３５、速度＆位相推定器３４、周期変動抑制器３７のそれぞれを詳しく説明するために、３相／２軸変換器３５では図９、速度＆位相推定器３４では図１０、周期変動抑制器３７では図１１、図１２、図１３をそれぞれ間に設け、それぞれを参照して説明する。

《電流再現演算器３６》
図８において、電流再現演算器３６は、電流検出回路２７（図７）が出力する母線電流信号Ｉ_shと、２軸／３相変換器３３が出力する３相電圧指令値Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*を基に、インバータ回路２４（図７）の出力電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wを演算して再現する。
そして、出力電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wを３相／２軸変換器３５に送る。

《３相／２軸変換器３５》
次に、図８における３相／２軸変換器３５の機能動作を図９を参照して説明する。
図９は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置１００における制御軸と、モータ回転軸の例を示す図である。
図９において、ｄｃ－ｑｃ軸は、制御系の推定軸であり、ｄ－ｑ軸は、モータ回転軸である。また、ｄ－ｑ軸とｄｃ－ｑｃ軸との軸誤差をΔθｃと定義する。
図８における３相／２軸変換器３５は、電流再現演算器３６で再現された３相の出力電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wと、速度＆位相推定器３４により推定された位相情報θ_dcとを用い、以下に示す式５と式６とに基づいて、ｄｃ軸電流検出値Ｉ_dcと、ｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcを演算する。

そして、３相／２軸変換器３５は、ｄｃ軸電流検出値Ｉ_dcと、ｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcを出力として、電圧制御器３２、速度＆位相推定器３４、周期変動抑制器３７に送る。
なお、電圧制御器３２、速度＆位相推定器３４、周期変動抑制器３７については、後記する。

《速度制御器３０》
速度制御器３０は、外部からの速度指令値（速度指令、モータ回転速度指令）ω^*とモータ回転速度推定値ω₁の偏差に従って、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を出力する。なお、速度指令値ω^*とモータ回転速度推定値（推定速度）ω₁の偏差は、加減算器３９Ａで算出される。
ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*は、後記する周期変動抑制器３７からのΔＩ_q ^*と加算して、ｑ軸電流指令値（Ｉ_q ^*＋ΔＩ_q ^*）を生成し、ｑ軸電流指令値（Ｉ_q ^*＋ΔＩ_q ^*）を電圧制御器３２へ送る。ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*とΔＩ_q ^*との加算は、加算器３９Ｂで算出される。

《ｄ軸電流指令発生器３１》
ｄ軸電流指令発生器３１は、モータ電流を最小化するｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を生成して、電圧制御器３２へ出力する。

《電圧制御器３２》
電圧制御器３２では、前記したｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と、ｑ軸電流指令値（Ｉ_q＊＋ΔＩ_q＊）と、ｄｃ軸電流検出値Ｉ_dcと、ｑｃ軸電流検出値Ｉ_qcとに基づいてモータ２５０の制御に用いるｄｃ軸電圧指令値Ｖ_dcと、ｑｃ軸電圧指令値Ｖ_qcを演算する。
なお、この演算の際に、予め登録されたモータ２５０の巻き線抵抗ｒ、ｄ－ｑ軸インダクタンスＬｄとＬｑ等のモータ定数を参照する。
また、電圧制御器３２は、速度制御器３０の出力であるｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を入力しているので演算の際に速度指令値ω^*も間接的に参照している。
なお、電圧制御器３２での電圧制御は、周知であるため、詳細な説明を省略する。
電圧制御器３２で演算されたｄｃ軸電圧指令値Ｖ_dcとｑｃ軸電圧指令値Ｖ_qcは、２軸／３相変換器３３と速度＆位相推定器３４に出力される。

《速度＆位相推定器３４》
次に、速度＆位相推定器３４の構成と、モータ位置センサレス制御を実現するための速度＆位相推定方法について説明する。なお、図８で示した速度＆位相推定器３４の詳細な構成を図１０を参照して説明する。
図１０は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置１００の制御器２０における速度＆位相推定器３４の機能ブロックの構成例を示す図である。
図１０において、速度＆位相推定器３４は、軸誤差演算器４１、速度推定器４２、位相演算器４３、モータ定数４４、抑制目標値０（４５）、加減算器４６を備えて構成されている。
速度＆位相推定器３４には、ｄｃ軸電圧指令値Ｖ_dc、ｑｃ軸電圧指令値Ｖ_qc、ｄｃ軸電流値Ｉ_dc、ｑｃ軸電流値Ｉ_qcの各信号が入力し、軸誤差Δθｃ、位相情報θ_dc、モータ回転速度推定値ω₁の各信号が出力している。
この速度＆位相推定器３４は、モータ回転子位置センサレス制御法により、回転子位置と回転速度とを推定するものである。

軸誤差演算器４１は、ｄｃ軸電圧指令値Ｖ_dc、ｑｃ軸電圧指令値Ｖ_qc、ｄｃ軸電流値Ｉ_dc、ｑｃ軸電流値Ｉ_qcの各信号、モータ定数４４、および後記するモータ回転速度推定値ω₁と、を入力して、モータ軸（ｄ－ｑ軸）と制御系軸（ｄｃ－ｑｃ軸）との軸誤差Δθｃを演算する。具体的には、以下の式７を用いて、軸誤差Δθｃを演算する。

軸誤差演算器４１の出力信号である軸誤差Δθｃは、速度＆位相推定器３４の出力信号として、出力されると共に、加減算器４６に入力する。
加減算器４６には、前記した軸誤差Δθｃの信号と、抑制目標値０（４５）の信号が入力して、それらの信号の偏差を演算する。この演算された偏差の信号は速度推定器４２に入力する。

また、速度推定器４２は、前記した軸誤差演算器４１が出力する軸誤差Δθｃを、いわゆるＰＩ制御器を用いて処理し、モータ回転速度推定値ω₁を出力するものである。
また、モータ回転速度推定値ω₁は、速度＆位相推定器３４の出力信号として、出力されると共に、位相演算器４３と、前記したように軸誤差演算器４１に入力している。
なお、前記した速度推定器４２のＰＩ制御器は、軸誤差演算器４１で推定される軸誤差Δθｃを無くす（抑制目標値０）ようにＰＬＬ（Phase-Locked Loop）制御するものである。
また、位相演算器４３では、モータ回転速度推定値ω₁を積分して、制御系の位相情報θ_dcを演算し、出力する。
以上で説明した速度＆位相推定器３４を用いることによって、モータ回転速度推定値ω₁と位相情報θ_dcが得られるので、モータ２５０の回転子位置センサを省略することができ、システム全体としてのコスト低減が可能である。

《周期変動抑制器３７》
次に、図８で示した周期変動抑制器（補正部）３７の詳細な構成と機能動作を、図１１、図１２、図１３を参照して説明する。
図１１は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置１００（図７）の制御器２０（図７）における周期変動抑制器３７（図８）の機能ブロックの構成例を示す図である。
図１１において、周期変動抑制器３７は、切替器５２、制御ゲイン演算器５１、Ｓ制御器１７、抑制目標値０（１５）、加減算器１２を備えて構成されている。
周期変動抑制器３７には、ｑｃ軸電流値Ｉ_qc、軸誤差Δθｃ、抑制モード切替信号Ｍ、抑制率Ｓ_uの各信号が入力し、ｑ軸電流指令の抑制量ΔＩ_q ^*の信号を出力している。
この周期変動抑制器３７は、３相／２軸変換器３５からのｑｃ軸電流値Ｉ_qcもしくは速度＆位相推定器３４からの軸誤差Δθｃの周期変動成分を抑制するためのものである。

切替器５２には、ｑｃ軸電流値Ｉ_qcと軸誤差Δθｃと抑制モード切替信号Ｍとが入力している。そして、外部からの抑制モード切替信号Ｍによって、ｑｃ軸電流値Ｉ_qcと軸誤差Δθｃから一つの信号を出力する。すなわち、切替器５２は、ｑｃ軸電流値Ｉ_qcの周期変動抑制制御モード（電流一定制御モード）と、軸誤差Δθｃの周期変動抑制制御モード（振動抑制モード）との二つの制御モードを切り替える。
切替器５２によって選択された制御モードの信号は、加減算器１２に入力する。
加減算器１２において、制御モードの信号と抑制目標値１５（一般は「０」にする）の信号との偏差（差分）がとられる。この偏差（差分）はＳ制御器１７に入力する。

また、外部からの抑制率Ｓ_uの信号は、制御ゲイン演算器５１に入力する。制御ゲイン演算器５１において、抑制率Ｓ_uに基づき制御ゲインを演算し、演算された制御ゲインの信号をＳ制御器１７に入力する。
Ｓ制御器１７は、第１実施形態の制御装置１の制御器１０におけるＳ制御器１７と同じように、式１の伝達関数Ｇ（ｓ）を有している。Ｓ制御器１７は、所定の周波数における周期変動成分のｑ軸電流指令の抑制量ΔＩ_q ^*を出力する。
また、Ｓ制御器１７は、制御ゲインの調整によって、検出信号（Ｉ_qc，Δθｃ）に含まれる所定の周波数の残留率（Ｅ）を調整して出力する。
また、Ｓ制御器１７に設定される中心周波数ω₀は、ｑｃ軸電流値Ｉ_qcの周期変動抑制制御モードでは、交流電流検出信号の高次成分に基づき設定される。
また、Ｓ制御器１７に設定される中心周波数ω₀は、軸誤差Δθｃの周期変動抑制制御モードでは軸誤差Δθｃの高次成分に基づき設定される。

なお、抑制モード切替信号Ｍは、本（第２）実施形態のモータ駆動装置１００を搭載する装置やシステムの要求仕様に合わせて生成される。例えば、モータ回転数（回転速度）が低い領域で、負荷トルクの周期変動分が大きくなると、回転数の変動幅が大きくて、装置の振動や騒音が要求仕様に満足できない場合には、振動抑制モードに切り替えて、振動や騒音を要求レベル以下に抑制するように動作する。
また、実際の製品要求によって、一つの制御モードに固定しても良い。
また、振動抑制モードでは、製品の要求仕様に従って、事前に設定した振動抑制の抑制率Ｓ_uから、第１実施形態の説明で示した式４を用いて、制御ゲイン演算器５１でＳ制御器１７の制御ゲインを算出して、振動抑制の強さを調整する。

また、抑制率Ｓ_uの事前設定方法は、実験データや解析データより、テーブル化する手段などがある。また、モータ電流の波高値や前記軸誤差Δθｃ、モータ回転速度推定値ω₁など検出情報や制御情報を使って、抑制率Ｓ_uを自動調整しても良い。

図１２は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置１００における周期変動抑制器３７の第１の検証波形例を示す図である。
図１２においては、上段グラフにはモータ電流１０５２、中段グラフにはモータ回転速度１０５３、下段グラフにはモータ銅損１０５４の各特性が示されている。
また、図１２において、横軸は、上段、中段、下段ともに共通の時間（ｓ）を示している。また、上段の縦軸はモータ電流のcurrent（A）、中段の縦軸はモータ回転速度のspeed（rpm）、下段の縦軸はモータ銅損のcopper loss（W）を示している。
図１２に示す各特性は、振動抑制モードで、抑制率Ｓ_uが９０％の場合のモータ電流１０５２、モータ回転速度１０５３、モータ銅損１０５４の検証波形である。

図１３は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置１００における周期変動抑制器３７の第２の検証波形例を示す図である。
図１３においては、上段グラフにはモータ電流１０５２、中段グラフにはモータ回転速度１０５３、下段グラフにはモータ銅損１０５４の各特性が示されている。
また、図１３において、横軸は、上段、中段、下段ともに共通の時間（ｓ）を示している。また、上段の縦軸はモータ電流のcurrent（A）、中段の縦軸はモータ回転速度のspeed（rpm）、下段の縦軸はモータ銅損のcopper loss（W）を示している。
図１３に示す各特性は、振動抑制モードで、抑制率Ｓ_uが５０％の場合のモータ電流１０５２、モータ回転速度１０５３、モータ銅損１０５４の検証波形である。

前記したように、図１２においては、抑制率Ｓ_uが９０％の場合の各波形であり、図１３においては、抑制率Ｓ_uが５０％の場合の各波形である。図１２と図１３の各波形を比較すると、抑制率Ｓ_uが低く設定すれば、モータ回転速度１０５３の変動幅（振動の大きさに相当）が増えるが、モータ電流１０５２の波高値の変動が少なくなり、モータ銅損１０５４も減少する。
このように、製品の振動要求仕様に合わせて、抑制率Ｓ_uを調整すれば、過剰な振動抑制を避けて、モータ駆動装置の損失低減を図れる。

《２軸／３相変換器３３》
次に、図８に示した２軸／３相変換器３３を説明する。
図８に示すように、２軸／３相変換器３３には、電圧制御器３２からのモータ電圧指令（Ｖ_dc ^*、Ｖ_qc ^*）と、速度＆位相推定器３４からの位相情報θ_dcが入力して、３相指令電圧（Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*）を生成し、ＰＷＭ制御器３８へ出力している。
モータ電圧指令（Ｖ_dc＊、Ｖ_qc＊）と位相情報θ_dcを用いて、３相指令電圧（Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*）を算出するのは、下記の式８、及び式９に基づいて実施される。

《ＰＷＭ制御器３８》
図８におけるＰＷＭ制御器３８について説明する。
ＰＷＭ制御器３８は、２軸／３相変換器３３からの３相指令電圧（Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*）と、直流電圧検出回路２８からの直流電圧信号Ｅ_dcとを用いて、変調率を算出し、インバータ回路２４のＰＷＭ信号を作成する。このＰＷＭ信号は、前記したように、インバータ回路２４（図７）に送られる。
インバータ回路２４の半導体スイッチング素子２４１（図７）は、ＰＷＭ信号に従ってオン・オフ動作し、各相の出力端子から、パルス状の電圧（振幅値が直流電圧、幅がＰＷＭ信号によって変化）を出力する。
このように、ＰＷＭ信号のなかに制御量が反映される。

以上で説明したように、第２実施形態のモータ駆動装置１００において、モータ２５０の運転状況（回転速度や負荷の重さなど）に応じて、振動抑制制御の抑制率（Ｓ_u）を調整して、振動を所定レベル以下に抑制し、インバータ回路２４とモータ２５０の損失を低減する。

＜第２実施形態の効果＞
以上で説明したように、本（第２）実施形態によれば、モータ２５０の運転状況（回転速度や負荷の重さなど）に応じて、振動抑制制御の抑制率（Ｓ_u）を調整して、振動を所定レベル以下に抑制し、インバータ回路２４とモータ２５０の損失を低減するモータ駆動装置１００を提供することができる。

＜第２実施形態の補足＞
第２実施形態の制御器２０の構成と機能動作については、図７、図８、図１０、図１１を参照して説明したが、前記の多岐の各図面に亘っているので、以下に、特に整理しておきたいポイントをあらためて説明する。
周期変動抑制器（補正部）３７として、「周期変動抑制器」を「補正部」としても表記している。その主な理由は、周期変動抑制器３７による周期外乱による制御対象９０の周期変動を抑制するために、制御対象９０の状態を反映した交流電流検出信号Ｉ_qc（Ｉ_sh）、または、ｄ－ｑ軸とｄｃ－ｑｃ軸との軸誤差Δθｃとに基づいて電流指令（ΔＩ_q ^*）を補正することによって、行っているためである。
なお、図１１において、周期変動抑制器（補正部）３７は、抑制モード切替信号Ｍによって、交流電流検出信号Ｉ_qcか軸誤差Δθｃかが選択され、そのいずれかで周期変動抑制器（補正部）３７もしくは制御器２０の動作が異なるので、その二つの場合について分けて補足説明をする。

《交流電流検出信号Ｉ_qcが選択される場合》
図１１に示した周期変動抑制器（補正部）３７において、交流電流検出信号Ｉ_qcが選択される場合には、周期変動抑制器（補正部）３７は、交流電流検出信号（Ｉ_qc）に基づき、電流指令（ΔＩ_q ^*）を補正する。
また、周期変動抑制器（補正部）３７には、抑制目標値０（１５）と交流電流検出信号（Ｉ_qc）との偏差が入力されて、この偏差の信号を逆位相（加減算器１２）にして、Ｓ制御器１７に入力し、Ｓ制御器１７から補正した電流指令（ΔＩ_q ^*）を周期変動抑制器（補正部）３７の外部に出力する構成となる。
この場合には、図７で示したモータ駆動装置１００は、以下の構成となる。

モータ駆動装置（１００）は、
直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路（２４）と、前記インバータ回路が出力する交流電流を検出する電流検出手段（電流検出回路２７）と、前記インバータ回路を制御する制御器（２０）と、を備え、交流モータ（２５０）を駆動するモータ駆動装置（１００）であって、
前記制御器（２０）は、
モータトルク指令またはモータ回転速度指令（速度指令ω^*）から算出された電流指令（Ｉ_q ^*，Ｉ_d ^*）と、前記電流検出手段の検出した交流電流検出信号（Ｉ_qc，Ｉ_dc）をモータ回転子軸（ｄ－ｑ軸）に変換されたｄ-ｑ軸電流、とに基づき前記インバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器（３２）と、前記ｄ-ｑ軸電流に基づき前記電流指令を補正する補正信号（ΔＩ_q ^*）を生成する補正部（３７）と、を備え、
前記補正部は、
所定の抑制目標値（１５）と前記ｄ-ｑ軸電流との偏差が入力され、該偏差に含まれる所定周波数の信号を逆位相にして、前記補正信号（ΔＩ_q ^*）を生成するＳ制御器（１７）を備え、
前記Ｓ制御器には、前記の式１に示す伝達関数を用いる、ことを特徴とする。

《軸誤差Δθｃが選択される場合》
図１１に示した周期変動抑制器（補正部）３７において、軸誤差Δθｃが選択される場合には、周期変動抑制器（補正部）３７は、軸誤差Δθｃに基づき、電流指令（ΔＩ_q ^*）を補正する。
軸誤差Δθｃの信号は、図１０で示した速度＆位相推定器３４における軸誤差演算器４１の出力信号の軸誤差Δθｃである。
この場合には、図７で示したモータ駆動装置１００は、以下の構成となる。

モータ駆動装置（１００）は、
直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路（２４）と、前記インバータ回路が出力する交流電流を検出する電流検出手段（電流検出回路２７）と、前記インバータ回路を制御する制御器（２０）と、を備え、交流モータ（２５０）を駆動するモータ駆動装置（１００）であって、
前記制御器（２０）は、
モータトルク指令またはモータ回転速度指令（速度指令ω^*）から算出された電流指令（Ｉ_q ^*，Ｉ_d ^*）と、前記電流検出手段の検出した交流電流検出信号（Ｉ_qc，Ｉ_dc）をモータ回転子軸（ｄ－ｑ軸）に変換されたｄ-ｑ軸電流、とに基づき前記インバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器（３２）と、前記電圧制御器（３２）からの指令電圧（Ｖ_dc，Ｖ_qc）と前記ｄ-ｑ軸電流とに基づき制御軸（ｄｃ－ｑｃ軸）とモータ回転子軸（ｄ－ｑ軸）との軸誤差（Δθｃ）を算出する軸誤差演算部（４１）と、前記軸誤差（Δθｃ）に基づき前記電流指令を補正する補正信号（ΔＩ_q ^*）を生成する補正部（３７）と、を備え、
前記補正部（３７）は、
所定の抑制目標値（１５）と前記軸誤差（Δθｃ）の偏差が入力され、該偏差に含まれる所定周波数の信号を逆位相にして、前記補正信号を生成するＳ制御器（１７）を備え、
前記Ｓ制御器には、前記の１式に示す伝達関数を用いる、ことを特徴とする。

≪第３実施形態・冷凍機器≫
本発明の第３実施形態の冷凍機器を、図１４を参照して説明する。
図１４は、本発明の第３実施形態に係る冷凍機器（冷蔵庫、空気調和機など）２００の構成例を示す図である。
図１４において、冷凍機器（冷凍空調機器）２００は、空気温度を調和する装置であり、室内機２００Ａと室外機２００Ｂとが配管（冷媒配管）２０６により接続されて構成される。
室内機２００Ａは、熱交換機２０１とファン２０３を備える。
室外機２００Ｂは、冷媒と空気の熱交換を行う熱交換器２０２と、この熱交換器２０２に空気を送風するファン２０４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機２０５と、モータ駆動装置２０７とを備える。なお、圧縮機用モータ２０８が、圧縮機２０５に備えられている。

また、圧縮機２０５は、前記したように内部に永久磁石同期モータを有する圧縮機用モータ２０８を備えており、モータ駆動装置２０７により圧縮機用モータ２０８を駆動することで圧縮機２０５が駆動される。
モータ駆動装置２０７は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して、モータ駆動用インバータ（２４：図７）に提供し、モータ駆動用インバータで所定の周波数と電圧の３相交流電圧（交流電力）に変換して、圧縮機用モータ２０８を駆動する。
圧縮機２０５の詳細な構造は図示していないが、圧縮機２０５にはレシプロ圧縮機やロータリ圧縮機等が用いられ、内部に圧縮機構部を備えている。この圧縮機構部は、圧縮機用モータ２０８により駆動される。
このモータ駆動装置２０７として第２実施形態のモータ駆動装置１００を用いることにより、圧縮機の運転状況（回転速度や負荷の重さなど）に応じて、振動抑制制御の抑制率Ｓ_uを調整して、振動を所定レベル以下に抑制し、インバータ（インバータ回路）とモータ（圧縮機用モータ）の損失を低減し、高い制御性能を確保できる。

＜第３実施形態の効果＞
本（第３）実施形態によれば、冷凍機器２００にモータ駆動装置１００を用いることによって、冷凍機器２００に搭載された圧縮機２０５の運転状況に応じて、振動抑制制御の抑制率Ｓ_uを調整できる。
そのため、冷凍機器２００として、圧縮機２０５および圧縮機用モータ２０８の振動が所定レベル以下に抑制され、圧縮機用モータ２０８の損失が低減された、高い制御性能の冷凍機器２００を提供することができる。

≪その他の実施形態≫
なお、本発明は、以上に説明した実施形態に限定されるものでなく、さらに様々な変形例が含まれる。例えば、前記の実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために、例示したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成の一部で置き換えることが可能であり、さらに、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成の一部または全部を追加・削除・置換をすることも可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、説明する。

《制御器の構成》
第１実施形態の制御器１０において、図２に示すようにＰＩ制御器１６を備える構成で説明した。しかし、ＰＩ（比例積分）の機能を有する制御器に限定されない。
例えば、比例積分微分（ＰＩＤ）制御器、比例（Ｐ）制御器、積分（Ｉ）制御器のいずれかを使用しても良い。

《モータ駆動装置の構成》
図７に示した第２実施形態のモータ駆動装置１００においては、交流電源２１０を電力の供給源とする場合の構成を説明した。しかし電力の供給源は、交流電源に限定されない。例えば、蓄電池などの直流電源から給電する場合は、整流回路２２を省略し、直流電源の出力をそのままインバータ回路２４に入力する構成としても良い。

《制御器の構成》
第２実施形態の制御器２０において、図８に示すように母線電流信号Ｉ_shから３相電流を再現する方式を採用している。この方式を採用したのは、主にコスト低減を図ったものである。
しかし、母線電流信号Ｉ_shから３相電流を再現する方式に限定される訳ではない。例えば、電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ回路２４（図７）の出力である交流電流を検出しても良い。この場合は、その電流検出手段が検出した３相電流を３相／２軸変換器３５に入力すれば良い。

《制御器の入力信号》
図８に示した制御器２０においては、速度指令（速度指令値、回転速度指令）ω^*を入力信号としているが、モータトルク指令を入力信号として、制御する構成も可能である。

１ 制御装置
１０，１０Ｂ，２０ 制御器
１１，１２，３９Ａ，４６ 加減算器
１３，１３ａ，１３ｂ，３９Ｂ 加算器
１５，４５ 抑制目標値（抑制目標値０）
１６ ＰＩ制御器（ＰＩＤ制御器）
１７，１７ａ，１７ｂ Ｓ制御器
２２ 整流回路
２３ 平滑コンデンサ
２４ インバータ回路（インバータ）
２７ 電流検出回路（シャント抵抗）、検出手段、電流検出手段
２８ 直流電圧検出回路、検出手段、電圧検出手段
３０ 速度制御器
３１ ｄ軸電流指令発生器
３２ 電圧制御器
３３ ２軸／３相変換器
３４ 速度＆位相推定器
３５ ３相／２軸変換器
３６ 電流再現演算器
３７ 周期変動抑制器、補正部
３８ ＰＷＭ制御器
４１ 軸誤差演算器
４２ 速度推定器
４３ 位相演算器
４４ モータ定数
５１ 制御ゲイン演算器
５２ 切替器
６０ 検出手段
９０ 制御対象
１００，２０７ モータ駆動装置
２００ 冷凍機器
２００Ａ 室内機
２００Ｂ 室外機
２０１，２０２ 熱交換器
２０３，２０４ ファン
２０５ 圧縮機
２０６ 配管
２０８ 圧縮機用モータ、モータ
２１０ 交流電源
２５０ モータ

Claims (9)

1. 外部からの指令信号が入力されて制御信号を出力する制御器と、
   前記制御信号に基づいて制御される制御対象の発生する状態情報を検出して前記制御器に検出信号を出力する検出手段と、
   を備える制御装置であって、
   前記制御器は、
   前記指令信号と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に基づき前記制御対象の操作量を出力するＰＩ制御器またはＰＩＤ制御器と、
   所定の抑制目標値と前記検出信号の偏差が入力され、該偏差に含まれる所定周波数の信号を逆位相にして出力するＳ制御器と、
   前記ＰＩ制御器または前記ＰＩＤ制御器の出力と前記Ｓ制御器の出力を加算し、前記制御信号として出力する加算器と、
   を備え、
   前記Ｓ制御器は、下記の式１に示す伝達関数を用い、
   前記検出信号に複数の高次成分の周波数が存在する場合に、各々の周波数に対応した複数のＳ制御器を併用する、
   ことを特徴とする制御装置。
   

   

   ここで、Ｇ（ｓ）：伝達関数、ｓ：ラプラス演算子、ω_０：中心周波数、Ｋ_ｓ、Ｋ_ｔ：制御ゲイン
2. 請求項１において、
   前記Ｓ制御器は、制御ゲインの調整によって前記検出信号に含まれる所定周波数の残留率を調整する、
   ことを特徴とする制御装置。
3. 請求項１または請求項２において、
   前記Ｓ制御器に設定される中心周波数ω_０は、前記検出信号に含まれる周期変動成分に基づいて設定する、
   ことを特徴とする制御装置。
4. 直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路が出力する交流電流を検出する電流検出手段と、
   前記インバータ回路を制御する制御器と、
   を備え、交流モータを駆動するモータ駆動装置であって、
   前記制御器は、
   モータトルク指令またはモータ回転速度指令から算出された電流指令と、前記電流検出手段の検出した交流電流検出信号をモータ回転子軸（ｄ－ｑ軸）に変換されたｄ-ｑ軸電流、とに基づき前記インバータ回路の指令電圧を生成する電圧制御器と、
   前記電圧制御器からの指令電圧と前記ｄ-ｑ軸電流とに基づき制御軸とモータ回転子軸との軸誤差を算出する軸誤差演算部と、
   前記軸誤差に基づき前記電流指令を補正する補正信号を生成する補正部と、
   を備え、
   前記補正部は、
   所定の抑制目標値と前記軸誤差の偏差が入力され、該偏差に含まれる所定周波数の信号を逆位相にして、前記補正信号を生成するＳ制御器を備え、
   前記Ｓ制御器には、下記の１式に示す伝達関数を用いる、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
   

   

   ここで、Ｇ（ｓ）：伝達関数、ｓ：ラプラス演算子、ω_０：中心周波数、Ｋ_ｓ、Ｋ_ｔ：制御ゲイン
5. 請求項４において、
   前記Ｓ制御器は、制御ゲインの調整によって、前記軸誤差に含まれる所定周波数の信号の残留率を調整する、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
6. 請求項４において、
   前記Ｓ制御器に設定される中心周波数ω_０は、前記軸誤差の高次成分に基づいて設定される、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
7. 請求項４において、
   前記軸誤差に複数の高次成分の周波数が存在する場合に、各々の周波数に対応した複数のＳ制御器を併用する、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
8. 直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路が出力する交流電流を検出する電流検出手段と、
   前記インバータ回路を制御する請求項４に記載のモータ駆動装置における制御器と、
   外部からの抑制モード切替信号に基づき二つの前記制御器を切り替える切替器と、
   を備え、
   モータの回転速度および／または負荷トルクに応じて電流一定制御モードまたは振動抑制モードでモータを駆動する、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
9. 請求項４乃至請求項８のいずれか一項に記載のモータ駆動装置を内蔵する圧縮機を備える、
   ことを特徴とする冷凍機器。

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