JP2003018900A - モーター制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 基本波電流制御系と高調波電流制御系とを備
えたモーター制御装置において、演算処理量を低減して
マイクロコンピューターの負担を軽減する。 【解決手段】 モーターの回転速度が予め定めたしきい
値以下のときは、デッドタイム補償手段１５〜１９によ
る補正を行わずに高調波電流制御手段８〜１２による制
御を行い、モーターの回転速度がしきい値より高いとき
は、高調波電流制御手段８〜１２による制御を行わずに
デッドタイム補償手段１５〜１９による補正を行う。こ
れにより、従来と同程度の電流歪み低減効果を得なが
ら、マイクロコンピューターの演算処理量を大幅に低減
することができ、高調波電流低減機能を備えていない従
来のモーター制御装置と比較しても、演算処理量の増加
はわずかである。したがって、マイクロコンピューター
の負荷を軽減でき、高い演算処理能力を備えた高価なマ
イクロコンピューターを用いずに、電流歪みを低減する
ことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は交流モーターの制御
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に３相交流モーターの電流制御回路
では、取り扱いが煩雑な３相交流量を直流量に変換して
制御演算が行われている（例えば、特開平０８−３３１
８８５号公報参照）。

【０００３】図６は、一般に広く用いられている３相交
流モーターの制御装置の構成を示す。この種の制御装置
では、例えばモーターが永久磁石式同期モーターの場
合、磁石による磁束の方向をｄ軸に設定するとともに、
ｄ軸と直交する方向をｑ軸に設定し、モーター回転に同
期して回転するｄｑ軸座標系で電流成分を分解する。す
なわち、ｄ軸方向の磁束を発生させるｄ軸電流と、ｑ軸
方向の磁束を発生させるｑ軸電流とに分解し、それぞれ
の電流成分について電流制御を行うことによって、定常
状態ではモーターの基本波電流成分が直流量に変換され
て制御され、電流制御偏差が小さくなる。

【０００４】一方、交流モーターでは、小型化と高効率
化を図るために、図７に示すような内部埋め込み磁石構
造のローターと、集中巻構造のステーターの採用が増加
している。前者のローターは磁石トルクとリラクタンス
トルクを有効利用できる構造であり、このような構造の
ローターを有するモーターはＩＰＭ（Interior Permane
nt-magnet Motor）モーターと呼ばれている。一方、後
者のステーターはコイルエンドの大幅低減が可能な構造
である。上述した構造のローターとステーターを備えた
モーターは集中巻ＩＰＭモーターと呼ばれ、小形で高い
効率を実現できるモーターとして注目されている。

【０００５】ところで、上述した集中巻ＩＰＭモーター
は小形化と高効率化に適したモーターであるが、空間高
調波が大きいという特性を有している。集中巻構造のモ
ーターは１極当たりのスロット数が少ないため、分布巻
構造のモーターに比べて磁束の分布が不均一になり、空
間高調波が大きくなる。

【０００６】また、図８に示すようなローターの表面が
磁石で覆われている表面磁石構造のＳＰＭ（Surface Pe
rmanent Magnet）モーターに比べ、図７に示す内部埋め
込み磁石構造のＩＰＭモーターでは、ローターの円周に
沿って磁石が埋め込まれている部分と磁石が存在しない
部分とがあるため、磁束の変化が大きく、したがって空
間高調波成分が大きくなる。

【０００７】モーターの空間高調波が大きいと、モータ
ーに流れる電流の高調波成分が大きくなり、モーターの
効率改善効果が小さくなったり、トルクリップルが大き
くなる上に、電流の基本波成分に高調波成分が重畳され
ているため、電流のピーク値が大きくなるという問題が
ある。

【０００８】このような問題を解決するために、本出願
人は特願２０００−３５６１１７号において、交流モー
ターに流れる高調波電流を低減するモーター制御装置を
提案している。この装置は、モーター回転速度に同期し
て回転するｄｑ軸座標系においてモーター電流を制御す
る基本波電流制御系と、その整数倍の周波数で回転する
直交座標系においてモーター電流を制御する高調波電流
制御系とを備え、２つの電流制御系の出力に基づいてモ
ーターに印加する電圧指令値を生成するものである。こ
の装置によれば、高調波成分電流を大きく低減すること
ができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した後者
のモーター制御装置では、主に基本波成分電流を制御す
る基本波電流制御系と、主に高調波電流を制御する高調
波電流制御系の２つの電流制御系を備えているため、高
調波電流の制御性能が従来のモーター制御装置に比べて
大きく改善されるが、従来のｄｑ軸の基本波電流制御系
に、新たに高調波電流制御系が加わるため、制御装置の
演算処理量が大きく増大するという問題がある。

【００１０】近年、モーター制御装置は、小型化とコス
ト低減の要求に応じて、アナログ方式の電流制御回路か
らマイクロコンピューターによりすべての演算制御を行
うオールデジタル方式の電流制御回路へ移行している。
マイクロコンピューターによるモーターの演算制御にお
いて、大きな負荷となるのは電流制御演算である。電流
制御演算は、モーターの電気的時定数が小さいために短
時間間隔で電流制御ルーチンが実行され、マイクロコン
ピューターにとって大きな負荷となる。上述した基本波
電流制御系と高調波電流制御系とを備えたモーター制御
装置は、まさにマイクロコンピューターの演算負荷を増
大させるものであり、従来のモーター制御装置で用いら
れているマイクロコンピューターよりも高い演算処理能
力を有するマイクロコンピューターを用いる必要があ
り、装置のコストが増大するという問題がある。

【００１１】本発明の目的は、基本波電流制御系と高調
波電流制御系とを備えたモーター制御装置において、演
算処理量を低減してマイクロコンピューターの負担を軽
減することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】一実施の形態の構成を示
す図２に対応づけて本発明を説明すると、 （１） 請求項１の発明は、３相交流モーターＭの回転
に同期して回転する直交座標系でモーター電流の基本波
成分を制御する基本波電流制御手段１，２，２ａ，２
ｂ，３，８と、モーター電流の基本波成分の整数倍の周
波数で回転する直交座標系でモーター電流に含まれる高
調波成分を制御する高調波電流制御手段８〜１２と、基
本波電流制御手段１，２，２ａ，２ｂ，３，８の出力と
高調波電流制御手段８〜１２の出力とを加算して３相交
流電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段３，１３，
１４と、直流電源電圧を３相交流電圧指令値に応じた３
相交流電圧に変換して３相交流モーターＭへ出力する電
力変換手段４と、電力変換手段４のデッドタイムに起因
する出力電圧の歪みを補償するために３相交流電圧指令
値を補正するデッドタイム補償手段１５〜１９とを備え
たモーター制御装置であって、３相モーターＭの回転速
度を検出する速度検出手段ＰＳ，５と、３相モーターＭ
の回転速度が予め定めたしきい値以下のときは、デッド
タイム補償手段１５〜１９による補正を行わずに高調波
電流制御手段８〜１２による制御を行い、３相モーター
Ｍの回転速度がしきい値より高いときは、高調波電流制
御手段８〜１２による制御を行わずにデッドタイム補償
手段１５〜１９による補正を行う制御選択手段２０〜２
２とを備え、これにより上記目的を達成する。 （２） 請求項２のモーター制御装置は、制御選択判定
に用いるしきい値にヒステリシスを設ける。 （３） 請求項３のモーター制御装置は、制御選択手段
２０〜２２は、制御を切り換えた後にふたたび制御を切
り換える制御選択判定がなされても、少なくとも所定時
間は現在選択されている制御を継続する。

【００１３】上述した課題を解決するための手段の項で
は、説明を分かりやすくするために一実施の形態の図を
用いたが、これにより本発明が一実施の形態に限定され
るものではない。

【００１４】

【発明の効果】（１） 請求項１の発明によれば、モー
ターの回転速度が予め定めたしきい値以下のときは、デ
ッドタイム補償手段による補正を行わずに高調波電流制
御手段による制御を行い、モーターの回転速度がしきい
値より高いときは、高調波電流制御手段による制御を行
わずにデッドタイム補償手段による補正を行うようにし
たので、従来と同程度の電流歪み低減効果を得ながら、
マイクロコンピューターの演算処理量を大幅に低減する
ことができ、高調波電流低減機能を備えていない従来の
モーター制御装置と比較しても、演算処理量の増加はわ
ずかである。したがって、マイクロコンピューターの負
荷を軽減でき、高い演算処理能力を備えた高価なマイク
ロコンピューターを用いずに、電流歪みを低減すること
ができる。 （２） 請求項２の発明によれば、制御選択判定に用い
るしきい値にヒステリシスを設けたので、高調波電流制
御とデッドタイム補償制御とが頻繁に切り換わることを
防止でき、制御選択判定しきい値の回転速度近傍で制御
が頻繁に切り換わることによる過渡的な電流歪みの頻繁
な発生を防止できる。 （３） 請求項３の発明によれば、制御を切り換えた後
にふたたび制御を切り換える制御選択判定がなされて
も、少なくとも所定時間は現在選択されている制御を継
続するようにしたので、頻繁に制御の切り換えが行われ
るのを防止でき、制御選択判定しきい値の回転速度近傍
で制御が頻繁に切り換わることによる過渡的な電流歪み
の頻繁な発生を防止できる。

【００１５】

【発明の実施の形態】《発明の第１の実施の形態》図１
および図２は第１の実施の形態の構成を示す。この実施
の形態のモーター制御装置は、ベクトル制御により３相
交流モーターを駆動制御するものであって、基本波電流
制御系と高調波電流制御系とを備え、高調波電流を低減
する。

【００１６】まず図１において、基本波電流制御系は、
３相交流モーターＭに流れる３相交流電流ｉu、ｉv、ｉ
wを、モーター回転に同期して回転する直交座標系（以
下、ｄｑ軸座標系と云う）のｄ軸電流成分とｑ軸電流成
分に変換し、それらのｄｑ軸電流を制御することによっ
てモーターＭに流れる３相交流電流ｉu、ｉv、ｉwの主
に基本波成分を制御する回路である。

【００１７】これに対し高調波電流制御系は、基本波電
流制御系のみでモーター電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した
場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転す
る直交座標系（以下、高調波座標系またはｄhｑh軸座標
系と呼ぶ）、換言すれば、モーター電流ｉu、ｉv、ｉw
の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する高調
波座標系において、モーター電流ｉu、ｉv、ｉwに含ま
れる高調波成分を制御する回路である。

【００１８】基本波電流制御系は、トルク制御回路１、
基本波電流制御回路（ｄｑ軸電流制御回路）２、減算器
２ａ，２ｂ、ｄｑ／３相変換回路３、３相／ｄｑ変換回
路８を備えている。この基本波電流制御系の構成は図６
に示す従来のモーター制御装置と同様である。

【００１９】トルク制御回路１は、トルク指令値Ｔe^＊
およびモーター回転速度ωeに基づいて、電流指令値テ
ーブルからｄ軸電流の指令値ｉd^＊とｑ軸電流の指令値
ｉq^＊とを演算する。基本波電流制御回路（ｄｑ軸電流
制御回路）２は、ｄ軸とｑ軸の実電流ｉd、ｉqをそれぞ
れ電流指令値ｉd^＊、ｉq^＊に一致指させるためのｄ軸と
ｑ軸の基本波電圧指令値ｖd1^＊、ｖq1^＊を演算する。つ
まり、減算器２ａ、２ｂによりｄ軸とｑ軸の電流指令値
ｉd^＊、ｉq^＊から実電流ｉd、ｉqを減算して電流偏差を
求め、基本波電流制御回路２に内蔵される演算増幅器に
より電流偏差を０にするためのｄ軸とｑ軸の基本波電圧
指令値ｖd1^＊、ｖq1^＊を演算する。

【００２０】ｄｑ／３相変換回路３は、基本波電流位相
θeに基づいてｄｑ軸の電圧指令値ｖd^＊、ｖq^＊を３相
交流電圧指令値ｖu_nc^＊、ｖv_nc^＊、ｖw_nc^＊に変換す
る。加算器１５〜１７は、３相交流電圧指令値ｖu_n
c^＊、ｖv_nc^＊、ｖw_nc^＊にデッドタイム補償電圧ｖu_
c、ｖv_c、ｖw_cを加算することによって、電力変換装
置４のいわゆるデッドタイムにより生じる電圧歪み分を
補償した電圧指令値ｖu^＊、ｖv^＊、ｖw^＊を演算する。

【００２１】ｄｑ／３相変換回路１８はｄｑ軸基本波電
流指令値ｉd^＊、ｉq^＊を３相交流電流指令値ｉu^＊、ｉv
^＊、ｉw^＊に変換し、デッドタイム補償量演算回路１９
は３相交流電流指令値ｉu^＊、ｉv^＊、ｉw^＊に基づいて
電流の極性を判断し、その極性に応じてデッドタイム補
償電圧ｖu_c、ｖv_c、ｖw_cを演算する。

【００２２】電力変換装置（インバーター）４は、ＩＧ
ＢＴなどのスイッチング素子により３相交流電圧指令値
ｖu^＊、ｖv^＊、ｖw^＊にしたがってバッテリーなどの直
流電源（不図示）の直流電圧をスイッチングし、３相交
流電圧ＶU、ＶV、ＶWを生成して３相交流モーターＭに
印加する。

【００２３】エンコーダーＰＳは、３相交流モーターＭ
に連結され、モーターＭの回転位置θmを検出する。位
相・速度計算回路５は、エンコーダーＰＳからの回転位
置信号θmに基づいてモーターＭの回転速度ωe、磁束の
基本波成分の位相θeおよび磁束の高調波成分の位相θe
hを演算する。

【００２４】また、電流センサー６，７は、３相交流モ
ーターＭのＵ相とＶ相の実電流ｉu、ｉvを検出する。３
相／ｄｑ変換回路８は、基本波電流位相θeに基づいて
３相交流モーターＭの実電流ｉu、ｉv、ｉw（＝−ｉu−
ｉv）をｄ軸とｑ軸の実電流ｉd、ｉqへ変換する。

【００２５】一方、高調波電流制御系は、３相／ｄｑ変
換回路８、ハイパス・フィルター９、ｄｑ／ｄhｑh変換
回路１０、高調波電流制御回路（ｄhｑh軸電流制御回
路）１１およびｄhｑh／ｄｑ変換回路１２を備えてい
る。ハイパス・フィルター９は、ｄｑ軸の実電流ｉd、
ｉqにフィルター処理を施して高周波成分を抽出する。
ｄq／ｄhｑh変換回路１０は、上述した基本波電流制御
系のみでモーター電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に
発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交
座標系（高調波座標系）ｄhｑhを有し、ｄｑ軸の実電流
ｉd、ｉqの高調波成分を高調波座標系ｄhｑhの実電流ｉ
dh、ｉqhに変換する。

【００２６】高調波電流制御回路（ｄhｑh軸電流制御回
路）１１は、ｄh軸とｑh軸の実電流ｉdh、ｉqhをそれぞ
れ電流指令値ｉdh^＊、ｉqh^＊に一致させるためのｄh軸
とｑh軸の高調波電圧指令値ｖdh^＊、ｖqh^＊を演算す
る。ここで、高調波電流指令値ｉdh^＊、ｉqh^＊はともに
０であり、高調波電流制御部１１はモーター電流ｉu、
ｉv、ｉwに含まれる高調波成分の内の上記所定次数の高
調波成分が０となるように高調波電流を制御する。

【００２７】ｄhｑh／ｄｑ変換回路１２は、ｄh軸とｑh
軸の高調波電圧指令値ｖdh^＊、ｖqh ^＊をｄ軸とｑ軸の高
調波電圧指令値ｖd2^＊、ｖq2^＊に変換する。加算器１
３，１４は、基本波電流制御系で生成された基本波電圧
指令値ｖd1^＊、ｖq1^＊と、高調波電流制御系で生成され
た高調波電圧指令値ｖd2^＊、ｖq2^＊とを加算し、最終的
なｄ軸電圧指令値ｖd^＊（＝ｖd1^＊＋ｖd2^＊）とｑ軸電
圧指令値ｖq^＊（＝ｖq1^＊＋ｖq2^＊）を算出する。

【００２８】図１に示す第１の実施の形態のモーター制
御装置から、ハイパス・フィルター９、ｄｑ／ｄhｑh変
換回路１０、高調波電流制御回路１１、ｄhｑh／ｄｑ変
換回路１２および加算器１３，１４を除くと、図６に示
す従来のモーター制御装置の電流制御系、つまりモータ
ー回転に同期して回転するｄｑ軸座標系でモーター電流
を制御する基本波電流制御系となる。ｄｑ軸座標系のみ
の電流制御演算では、モーターの空間高調波に起因する
高調波電流の周波数帯域まで電流指令値に対する実電流
の追従性を確保するのは困難であり、上述したように集
中巻ＩＰＭモーターの効率改善効果が小さくなったり、
トルクリップルが大きくなったり、あるいは電流のピー
ク値が大きくなるという問題がある。

【００２９】この問題を詳しく説明する。ｄｑ軸座標系
はモーターの回転に同期して回転する座標系であるか
ら、ｄｑ軸座標系ではモーターの基本波電流は直流量に
なる。一方、高調波電流の角周波数をωehとし、モータ
ーの角速度すなわち基本波電流の角周波数をωeとする
と、ｄｑ軸座標系における高調波電流の角周波数ωeh_d
qは（ωeh−ωe）となり、モーター電流の高調波成分は
ｄｑ軸座標系でも直流量にならない。そのため、モータ
ーの回転速度が高くなってモーター電流の周波数が高く
なると、モーター電流の基本波成分の追従性は良好であ
るが、高調波成分はモーターの回転速度に応じて周波数
が高くなり、電流指令値に対して実電流が追従できなく
なる。

【００３０】そこで、この第１の実施の形態では、図１
に示す高調波電流制御系８〜１２と加算器１３，１４に
よって、所定次数の高調波成分の電流追従性を改善して
所定次数の高調波電流を低減する。説明を分かりやすく
するために、この第１の実施の形態ではｋ次高調波成分
を低減するものとする。３相／ｄｑ変換回路８から出力
されるｄ軸とｑ軸の実電流ｉd、ｉqは、その基本波成分
は直流量であるが、高調波成分は交流量であるから、ま
ずハイパス・フィルター９により実電流ｉd、ｉqから高
周波成分のみを抽出する。ｋ次高調波電流の位相をθeh
とし、ｄｑ軸電流ｉd、ｉqに含まれるｋ次高調波成分
を、ｄｑ／ｄhｑh変換回路１０により位相θehで回転す
るｄhｑh軸座標系の実電流ｉdh、ｉqhに変換すると、こ
れらは直流量になる。したがって、ｄhｑh軸座標系で電
流制御演算を行えば、ｋ次高調波電流の電流指令値ｉdh
^＊、ｉqh^＊（＝０）に対する追従性は大きく改善され
る。その結果、モーター電流ｉu、ｉv、ｉwに含まれる
高調波電流を低減することができる。特に、ｋ次および
その近傍の高調波電流を大幅に低減できる。

【００３１】空間高調波成分の大きい集中巻ＩＰＭモー
ターを従来のモーター制御装置で駆動した場合の、Ｕ相
電流指令値に対するＵ相電流の波形を図９に示す。ま
た、この第１の実施の形態のモーター制御装置で駆動し
た場合のＵ相電流指令値に対するＵ相電流の波形を図１
０に示す。従来のモーター制御装置で駆動した場合は、
図９から明らかなようにモーター電流に大きな高調波成
分が含まれている。これに対しこの第１の実施の形態の
モーター制御装置で駆動した場合は、図１０から明らか
なように高調波成分が大きく低減されている。このよう
に、モーター電流に含まれる所定次数を中心とする高調
波成分を低減することができる。

【００３２】次に、図２により、高い演算処理能力を備
えた高価なマイクロコンピューターを用いずに電流制御
演算量を低減するために、第１の実施の形態に付加され
る回路について説明する。なお、図２において、図１と
同様な機能を有する制御ブロックに対しては同一の符号
を付して相違点を中心に説明する。

【００３３】上述したように、３相交流モーターＭに含
まれる高調波成分を低減するために、基本波電流制御系
に高調波電流制御系を加えたことによって、従来の基本
波電流制御系のみを備えたモーター制御装置に比べてマ
イクロコンピューターの演算処理量が大幅に増加した。
この第１の実施の形態では、演算処理量を低減してマイ
クロコンピューターの負荷を軽減し、演算処理時間の短
縮を図るために、ＤＴ（Dead Time）補償／高調波制御
選択回路２０と入力切換スイッチ２１，２２を設ける。

【００３４】入力切換スイッチ２１は、高調波電流制御
系で算出されたｄｑ軸電圧指令値ｖd2^＊、ｖq2^＊（ｄh
ｑh／ｄｑ変換回路１２の出力）と”０”とを切り換え
る。入力切換スイッチ２２は、デッドタイム補償量演算
回路１９で算出されたデッドタイム補償電圧ｖu_c、ｖv
_c、ｖw_cと”０”とを切り換える。これらの入力切換
スイッチ２１，２２は、ＤＴ補償／高調波制御選択回路
２０により切り換えられる。

【００３５】ＤＴ補償／高調波制御選択回路２０による
入力切換スイッチ２１，２２の切換動作について詳しく
説明する。まず、図３を参照してｄｑ／３相変換回路１
８とデッドタイム補償量演算回路１９によるデッドタイ
ム補償を説明する。電力変換装置４では、デッドタイム
により電流の極性に応じて図３に示すような方形波状の
電圧歪みが発生する。つまり、電流の極性が正（電力変
換装置４からモーターＭに流れる方向）の場合には、負
の電圧歪みが発生して実際の出力電圧は電圧指令値より
低い値になる。逆に、電流極性が負の場合には正の電圧
歪みが発生する。モーター制御系にはこのような方形波
状の外乱が加えられるため、モーター電流が歪むことに
なる。そこで、電流の極性に応じて図３に示すような補
償電圧ｖu_cを３相交流電圧指令値ｖu_nc^＊に加算する
ことによって、デッドタイムによる電圧歪みを補償する
ことができる。なお、図３ではＵ相を例に上げて説明す
るが、Ｖ相とＷ相についてもまったく同様である。

【００３６】３相／ｄｑ変換回路８、ハイパス・フィル
ター９、ｄｑ／ｄhｑh変換回路１０、高調波電流制御回
路（ｄhｑh軸電流制御回路）１１、ｄhｑh／ｄｑ変換回
路１２から構成される高調波電流制御系は、空間高調波
による高調波電流の低減効果に加え、デッドタイムによ
る電圧歪みを補償する効果も大きい。モーターの空間高
調波成分も、デッドタイムによる電圧歪みも、モーター
制御装置にとってはどちらも高調波成分を含む外乱であ
る。ちなみに、上述したデッドタイムによる電圧（線
間）歪みの周波数成分は、大きい順に基本波成分、５次
成分、７次成分、・・となっている。これに対しモータ
ーの空間高調波成分も５次成分、７次成分、・・が大き
い。したがって、この高調波電流制御系による制御を行
えば、どちらに起因した高調波電流成分も低減されるこ
とになる。しかし、この高調波電流制御系は、高調波成
分をフィードバックにより制御しているため、モーター
の回転速度が高い運転領域、換言すればモーター電流の
周波数の高い領域では、効果が小さくなってしまう。

【００３７】そこで、この第１の実施の形態では、高調
波電流制御とデッドタイム補償制御のうち、モーター回
転速度に基づいて効果が大きい最適な制御を選択するよ
うにした。つまり、モーターの低回転速度領域では、必
要充分な電流歪み低減効果が得られる高調波電流制御を
実行し、デッドタイム補償制御を行わない。一方、高回
転速度領域では、高回転速度領域でも大きな効果が得ら
れるデッドタイム補償制御を行い、高調波電流制御を行
わない。

【００３８】ＤＴ補償／高調波制御選択回路２０は、モ
ーターＭの回転速度ωeに応じて高調波電流制御とデッ
ドタイム補償制御のいずれか一方を選択し、選択フラグ
f_contを出力する。モーター回転速度が予め定めたしき
い値以下の低回転速度領域では、高調波電流制御を選択
して制御選択フラグf_cont＝１を出力する。この制御選
択フラグf_cont＝１にしたがって、入力切換スイッチ２
１は高調波電流制御系の出力（ｄhｑh／ｄｑ変換回路１
２の出力）を選択し、入力切換スイッチ２２は”０”入
力を選択する。高調波電流制御を選択した場合は、デッ
ドタイム補償制御に関するすべての演算処理は不要であ
るから実行しない。これにより、モーターの低回転速度
領域では、高調波電流制御により電流歪みが充分に低減
される上に、従来は実行していたデッドタイム補償制御
を行わないので、その分だけ演算処理量が低減され、マ
イクロコンピューターの負荷が軽減される。モーターの
低回転速度領域では、空間高調波に対する高調波電流低
減機能を備えていない従来のモーター制御装置と比較し
ても、演算処理量の増加は最少限に抑えられる。

【００３９】一方、モーター回転速度が上記しきい値よ
り高い高回転速度領域ではデッドタイム補償制御を選択
し、制御選択フラグf_cont＝０を出力する。この制御選
択フラグf_cont＝０にしたがって、入力切換スイッチ２
１は”０”入力を選択し、入力切換スイッチ２２はデッ
ドタイム補償量演算回路１９の出力を選択する。デッド
タイム補償制御を選択した場合は、高調波電流制御に関
するすべての演算処理は不要であるから実行しない。こ
れにより、モーターの高回転速度領域では、デッドタイ
ム補償制御により電流歪みが低減される上に、従来は実
行していた高調波電流制御を行わないので、その分だけ
演算処理量が低減され、マイクロコンピューターの負荷
が軽減される。モーターの高回転速度領域では、空間高
調波に対する高調波電流低減機能を備えていない従来の
モーター制御装置と比較しても、演算処理量の増加はわ
ずかである。

【００４０】以上説明したように、モーターの回転速度
が予め定めたしきい値以下のときは、デッドタイム補償
制御を行わずに高調波電流制御を行い、モーターの回転
速度が上記しきい値より高いときは、高調波電流制御を
行わずにデッドタイム補償制御を行うことによって、従
来と同程度の電流歪み低減効果を得ながら、マイクロコ
ンピューターの演算処理量を大幅に低減することがで
き、高調波電流低減機能を備えていない従来のモーター
制御装置と比較しても、演算処理量の増加はわずかであ
る。したがって、マイクロコンピューターの負荷を軽減
でき、高い演算処理能力を備えた高価なマイクロコンピ
ューターを用いずに、電流歪みを低減することができ
る。

【００４１】《発明の第２の実施の形態》図４は、図２
に示すＤＴ補償／高調波制御選択回路２０の他の構成例
を示す。第１の実施の形態のＤＴ補償／高調波制御選択
回路２０は、モーター回転速度ωeを予め定めたしきい
値と比較して高調波電流制御とデッドタイム補償制御と
を切り換える構成としたが、この第２の実施の形態のＤ
Ｔ補償／高調波制御選択回路２０Ａは、制御選択判定に
用いるモーター回転速度にヒステリシスを設け、制御切
り換え条件の回転速度近傍で制御が頻繁に切り換わるこ
とによる過渡的な電流歪みの頻繁な発生を防止する。

【００４２】制御選択フラグf_cont＝１→０とする回転
速度、つまり高調波電流制御からデッドタイム補償制御
へ切り換える回転速度は、正負それぞれωlhp、ωlhnと
なっている。また、制御選択フラグf_cont＝０→１とす
る回転速度、つまりデッドタイム補償制御から高調波電
流制御へ切り換える回転速度は、正負それぞれωhlp、
ωhlnとなっている。それらの回転速度を、ωhlp＜ωlh
p、ωlhn＜ωhlnの関係となるように設定し、制御切り
換え条件のモーター回転速度にヒステリシスを設けたの
で、高調波電流制御とデッドタイム補償制御とが頻繁に
切り換わることを防止でき、制御選択判定しきい値の回
転速度近傍で制御が頻繁に切り換わることによる過渡的
な電流歪みの頻繁な発生を防止できる。

【００４３】《発明の第３の実施の形態》図５は、図２
に示すＤＴ補償／高調波制御選択回路２０の他の構成例
を示す。この第３の実施の形態のＤＴ補償／高調波制御
選択回路２０Ｂは、マイクロコンピューターのソフトウ
エア形態により構成される。このＤＴ補償／高調波制御
選択回路２０Ｂでは、モーター回転速度による制御選択
判定条件が満たされても所定時間は現在の制御を継続
し、その後に制御を切り換える。

【００４４】ＤＴ補償／高調波制御選択回路２０Ｂは、
所定時間ごとに図５に示す制御選択プログラムを実行す
る。ステップ１において、モーターＭの回転速度ωeを
取り込み、続くステップ２，６でモーター回転速度ωe
を正負のしきい値ωhpおよびωhnと比較する。モーター
回転速度ωeがωhn未満の場合にはステップ３へ進み、
この回転速度範囲（ωe＜ωhn）に入ってからの経過時
間をカウントするタイマーtime１の値が所定時間TIME以
上か否かを確認する。タイマーtime１の値が所定時間TI
ME以上の場合はステップ４へ進み、他の回転速度範囲に
入ってからの経過時間をカウントするタイマーtime２、
time３をクリヤーする。そして、ステップ５で制御選択
フラグf_contに０を設定してデッドタイム補償制御を選
択する。

【００４５】また、ステップ３でタイマーtime１が所定
時間TIME未満の場合はステップ１３へ進み、タイマーti
me１をカウントアップする。以上の処理により、モータ
ー回転速度ωeがしきい値ωhn未満になってデッドタイ
ム補償制御へ切り換える条件が満たされても、所定時間
TIMEは高調波電流制御を継続し、その後にデッドタイム
補償制御へ切り換える。

【００４６】モーター回転速度ωeがしきい値ωhn以上
でしきい値ωhp以下の場合はステップ７へ進み、この回
転速度範囲（ωhn≦ωe≦ωhp）に入ってからの経過時
間をカウントするタイマーtime２の値が所定時間TIME以
上か否かを確認する。タイマーtime２の値が所定時間TI
ME以上の場合はステップ８へ進み、他の回転速度範囲に
入ってからの経過時間をカウントするタイマーtime１、
time３をクリヤーする。そして、ステップ９で制御選択
フラグf_contに１を設定して高調波電流制御を選択す
る。

【００４７】また、ステップ７でタイマーtime２が所定
時間TIME未満の場合はステップ１４へ進み、タイマーti
me２をカウントアップする。以上の処理により、モータ
ー回転速度ωeがωhn≦ωe≦ωhpの範囲に入って高調波
電流制御へ切り換える条件が満たされても、所定時間TI
MEはデッドタイム補償制御を継続し、その後に高調波電
流制御へ切り換える。

【００４８】モーター回転速度ωeがしきい値ωhを超え
る場合はステップ１０へ進み、この回転速度範囲（ωe
＞ωhp）に入ってからの経過時間をカウントするタイマ
ーtime３の値が所定時間TIME以上か否かを確認する。タ
イマーtime３の値が所定時間TIME以上の場合はステップ
１１へ進み、他の回転速度範囲に入ってからの経過時間
をカウントするタイマーtime１、time２をクリヤーす
る。そして、ステップ１２で制御選択フラグf_contに０
を設定してデッドタイム補償制御を選択する。

【００４９】また、ステップ１０でタイマーtime３が所
定時間TIME未満の場合はステップ１５へ進み、タイマー
time３をカウントアップする。以上の処理により、モー
ター回転速度ωeがしきい値ωhpを超えてデッドタイム
補償制御へ切り換える条件が満たされても、所定時間TI
MEは高調波電流制御を継続し、その後にデッドタイム補
償制御へ切り換える。

【００５０】この第３の実施の形態によれば、高調波電
流制御またはデッドタイム補償制御が少なくとも所定時
間TIME以上は継続されることになり、頻繁に制御の切り
換えが行われるのを防止でき、制御選択判定しきい値の
回転速度近傍で制御が頻繁に切り換わることによる過渡
的な電流歪みの頻繁な発生を防止できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 第１の実施の形態の構成を示す図である。

【図２】 第１の実施の形態の構成を示す図である。

【図３】 電力変換装置のデッドタイムに起因した出力
電圧歪みを説明する図である。

【図４】 第２の実施の形態のＤＴ補償／高調波制御選
択回路の構成を示す図である。

【図５】 第３の実施の形態のＤＴ補償／高調波制御選
択回路の動作を示すフローチャートである。

【図６】 基本波電流制御系のみを備えた従来のモータ
ー制御装置の構成を示す図である。

【図７】 内部埋め込み磁石構造のローターの断面図で
ある。

【図８】 表面磁石構造のローターの断面図である。

【図９】 従来のモーター制御装置による電流制御結果
を示す図である。

【図１０】 第１の実施の形態の電流制御結果を示す図
である。

【符号の説明】

１ トルク制御回路 ２ 基本波電流制御回路 ３ ｄｑ／３相変換回路 ４ 電力変換装置 ５ 位相・速度計算回路 ６，７ 電流センサー ８ ３相／ｄｑ変換回路 ９ ハイパス・フィルター １０ ｄｑ／ｄhｑh変換回路 １１ 高調波電流制御回路 １２ ｄhｑh／ｄｑ変換回路 １３〜１７ 加算器 １８ ｄｑ／３相変換回路 １９ デッドタイム補償量演算回路 ２０，２０Ａ ＤＴ補償／高調波制御選択回路 ２１，２２ 入力切換スイッチ

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H560 BB04 DA14 DA18 DB14 DC01 DC12 EB01 GG04 JJ02 RR01 RR06 SS06 UA06 XA02 XA04 XA13 XA15 5H576 BB04 CC05 DD02 DD07 EE01 EE02 GG06 HA04 HB01 JJ03 JJ13 KK05 LL14 LL22 MM02 MM15

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】３相交流モーターの回転に同期して回転す
   る直交座標系でモーター電流の基本波成分を制御する基
   本波電流制御手段と、 モーター電流の基本波成分の整数倍の周波数で回転する
   直交座標系でモーター電流に含まれる高調波成分を制御
   する高調波電流制御手段と、 前記基本波電流制御手段の出力と前記高調波電流制御手
   段の出力とを加算して３相交流電圧指令値を生成する電
   圧指令値生成手段と、 直流電源電圧を前記３相交流電圧指令値に応じた３相交
   流電圧に変換して前記３相交流モーターへ出力する電力
   変換手段と、 前記電力変換手段のデッドタイムに起因する出力電圧の
   歪みを補償するために前記３相交流電圧指令値を補正す
   るデッドタイム補償手段とを備えたモーター制御装置で
   あって、 前記３相モーターの回転速度を検出する速度検出手段
   と、 前記３相モーターの回転速度が予め定めたしきい値以下
   のときは、前記デッドタイム補償手段による補正を行わ
   ずに前記高調波電流制御手段による制御を行い、前記３
   相モーターの回転速度が前記しきい値より高いときは、
   前記高調波電流制御手段による制御を行わずに前記デッ
   ドタイム補償手段による補正を行う制御選択手段とを備
   えることを特徴とするモーター制御装置。
2. 【請求項２】請求項１に記載のモーター制御装置におい
   て、 制御選択判定に用いる前記しきい値にヒステリシスを設
   けることを特徴とするモーター制御装置。
3. 【請求項３】請求項１または請求項２に記載のモーター
   制御装置において、 前記制御選択手段は、制御を切り換えた後にふたたび制
   御を切り換える制御選択判定がなされても、少なくとも
   所定時間は現在選択されている制御を継続することを特
   徴とするモーター制御装置。