JP7214040B2 - ３レベル電力変換装置及び直流電源部の中間電位の制御方法 - Google Patents

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Description

本開示は、３レベルの直流電圧を三相交流電圧に変換する、又は、単相もしくは三相交流電圧を３レベルの直流電圧に変換して出力する３レベル電力変換装置、及び３レベル電力変換装置に具備される直流電源部の中間電位の制御方法に関する。
下記特許文献１には、３レベルの直流電圧を三相交流電圧に変換する３レベルインバータの制御方法において、スイッチング素子の制御に二相変調方式を適用して、スイッチング回数を低減する技術が開示されている。
特開２０１６－４２７７２号公報
３レベルインバータ又は３レベルコンバータといった３レベル電力変換装置において、３レベル電力変換装置に具備される直流電源部は、中間電位を得るために２つのコンデンサが直列に接続される構成となる。３レベルインバータにおいて、出力波形をきれいな正弦波とするためには、２つのコンデンサ電圧が均等に分圧される必要がある。
三相変調方式の場合、２つのコンデンサ電圧が均等に分圧されずに不平衡が生じた場合、３レベルインバータの電圧指令に不平衡分の直流オフセット電圧を重畳することで、２つのコンデンサ間に生じた電圧不平衡を解消することが可能である。一方、二相変調方式の場合、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のスイッチング制御を順番に６０°の一定周期ごとに停止させ、残る２相で出力の線間電圧を制御する。従って、インバータの電圧指令に直流オフセット電圧を重畳しても、２つのコンデンサ間における電圧不平衡を解消できないという問題がある。
本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、３レベル電力変換装置に二相変調方式を適用した場合であっても、２つのコンデンサ間における電圧不平衡を解消できる３レベル電力変換装置を得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る３レベル電力変換装置は、直流電源部と、電力変換回路と、制御装置と、第１のセンサと、第２のセンサとを備える。直流電源部は、高電位線と中間電位線との間に接続される第１のコンデンサと、中間電位線と低電位線との間に接続される第２のコンデンサとを備える。電力変換回路は、高電位線、中間電位線及び低電位線から出力される３レベルの直流電圧を三相交流電圧に変換する。或いは、電力変換回路は、単相交流電圧もしくは三相交流電圧を３レベルの直流電圧に変換して高電位線、中間電位線及び低電位線に出力する。制御装置は、電力変換回路の動作を制御する。第１のセンサ及び第２のセンサは、第１のコンデンサの物理量である第１の物理量と、第２のコンデンサの物理量である第２の物理量とを検出する。制御装置は、第１の信号生成部と、重畳部と、第２の信号生成部とを備える。第１の信号生成部は、第１のセンサ及び第２のセンサの検出値に基づいて、第１の物理量と第２の物理量との間の不平衡を表す不平衡信号を生成する。重畳部は、三相交流電圧の基準信号に不平衡信号を重畳させる。第２の信号生成部は、重畳部から出力される重畳信号に基づいて、電力変換回路を二相変調動作させる変調信号を生成する。
本開示によれば、３レベル電力変換装置に二相変調方式を適用した場合であっても、２つのコンデンサ間における電圧不平衡を解消できるという効果を奏する。
実施の形態１に係る３レベル電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１の制御手法の原理の説明に使用する第１の図 実施の形態１の制御手法の原理の説明に使用する第２の図 実施の形態１の制御手法の原理の説明に使用する第３の図 実施の形態１における制御装置の細部の構成例を示す第１の図 実施の形態１における制御装置の細部の構成例を示す第２の図 実施の形態１の制御装置における処理の流れを示すフローチャート 実施の形態１における制御装置の一部の機能をソフトウェアで実現する場合のハードウェア構成の例を示すブロック図 実施の形態１の変形例に係る３レベル電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態２に係る３レベル電力変換装置の構成例を示す図
以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る３レベル電力変換装置、及び直流電源部の中間電位の制御方法について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態では、鉄道車両用の補助電源装置を例示して説明するが、他の用途への適用を除外する趣旨ではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを区別せずに、単に「接続」と称して説明する。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る３レベル電力変換装置１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係る３レベル電力変換装置１００は、図１に示すように、直流電源部１と、電力変換回路２と、制御装置３と、電圧センサ４Ａ，４Ｂとを備える。図１には、３レベル電力変換装置１００を鉄道車両用の補助電源装置に適用した構成が示されている。
３レベル電力変換装置１００は、３レベルインバータとして動作する。３レベル電力変換装置１００の出力端には変圧器７が接続される。変圧器７の一次側には３レベル電力変換装置１００が接続され、変圧器７の二次側には負荷１４が接続される。また、変圧器７の二次側の出力波形を正弦波とするため、変圧器７の二次側には、デルタ結線された三相コンデンサ回路８が接続されている。負荷１４の例は、車内照明装置、ドア開閉装置、空調装置、保安機器、コンプレッサ、バッテリ、制御電源である。
直流電源部１は、第１のコンデンサであるフィルタコンデンサ１Ａと、第２のコンデンサであるフィルタコンデンサ１Ｂとを備える。フィルタコンデンサ１Ａとフィルタコンデンサ１Ｂとは、直列に接続される。
フィルタコンデンサ１Ａの一端は高電位線１０Ａに接続され、フィルタコンデンサ１Ａの他端は中間電位線１０Ｂに接続される。フィルタコンデンサ１Ｂの一端は中間電位線１０Ｂに接続され、フィルタコンデンサ１Ｂの他端は低電位線１０Ｃに接続される。フィルタコンデンサ１Ａの他端とフィルタコンデンサ１Ｂの一端とが接続される接続点１１は、「中点」、もしくは「中性点」とも呼ばれる。
電力変換回路２は、スイッチング素子Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２で構成される正側アームと、スイッチング素子Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２，Ｚ１，Ｚ２で構成される負側アームとを有する。スイッチング素子Ｕ１，Ｕ２，Ｘ１，Ｘ２は、この順で直列に接続されてＵ相レグを構成する。スイッチング素子Ｖ１，Ｖ２，Ｙ１，Ｙ２は、この順で直列に接続されてＶ相レグを構成する。スイッチング素子Ｗ１，Ｗ２，Ｚ１，Ｚ２は、この順で直列に接続されてＷ相レグを構成する。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各レグは、互いに並列に接続されて三相のブリッジ回路を構成する。
Ｕ相正側アームでは、スイッチング素子Ｕ１，Ｕ２が、この順で直列に接続される。スイッチング素子Ｕ１の一端は高電位線１０Ａに接続され、スイッチング素子Ｕ２の他端はＵ相交流配線１２Ｕに接続される。スイッチング素子Ｕ１の他端とスイッチング素子Ｕ２の一端との接続点には、ダイオードＤＵのカソードが接続される。ダイオードＤＵのアノードは、中間電位線１０Ｂに接続される。
Ｕ相負側アームでは、スイッチング素子Ｘ１，Ｘ２が、この順で直列に接続される。スイッチング素子Ｘ１の一端はＵ相交流配線１２Ｕに接続され、スイッチング素子Ｘ２の他端は低電位線１０Ｃに接続される。スイッチング素子Ｘ１の他端とスイッチング素子Ｘ２の一端との接続点には、ダイオードＤＸのアノードが接続される。ダイオードＤＸのカソードは、中間電位線１０Ｂに接続される。
Ｖ相正側アームでは、スイッチング素子Ｖ１，Ｖ２が、この順で直列に接続される。スイッチング素子Ｖ１の一端は高電位線１０Ａに接続され、スイッチング素子Ｖ２の他端はＶ相交流配線１２Ｖに接続される。スイッチング素子Ｖ１の他端とスイッチング素子Ｖ２の一端との接続点には、ダイオードＤＶのカソードが接続される。ダイオードＤＶのアノードは、中間電位線１０Ｂに接続される。
Ｖ相負側アームでは、スイッチング素子Ｙ１，Ｙ２が、この順で直列に接続される。スイッチング素子Ｙ１の一端はＶ相交流配線１２Ｖに接続され、スイッチング素子Ｙ２の他端は低電位線１０Ｃに接続される。スイッチング素子Ｙ１の他端とスイッチング素子Ｙ２の一端との接続点には、ダイオードＤＹのアノードが接続される。ダイオードＤＹのカソードは、中間電位線１０Ｂに接続される。
Ｗ相正側アームでは、スイッチング素子Ｗ１，Ｗ２が、この順で直列に接続される。スイッチング素子Ｗ１の一端は高電位線１０Ａに接続され、スイッチング素子Ｗ２の他端はＷ相交流配線１２Ｗに接続される。スイッチング素子Ｗ１の他端とスイッチング素子Ｗ２の一端との接続点には、ダイオードＤＷのカソードが接続される。ダイオードＤＷのアノードは、中間電位線１０Ｂに接続される。
Ｗ相負側アームでは、スイッチング素子Ｚ１，Ｚ２が、この順で直列に接続される。スイッチング素子Ｚ１の一端はＷ相交流配線１２Ｗに接続され、スイッチング素子Ｚ２の他端は低電位線１０Ｃに接続される。スイッチング素子Ｚ１の他端とスイッチング素子Ｚ２の一端との接続点には、ダイオードＤＺのアノードが接続される。ダイオードＤＺのカソードは、中間電位線１０Ｂに接続される。
以上の構成により、直流電源部１は、電力変換回路２に対して、高電位線１０Ａ、中間電位線１０Ｂ及び低電位線１０Ｃを通じて３レベルの直流電圧を印加する。電力変換回路２は、スイッチング素子Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２，Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２，Ｚ１，Ｚ２を導通させて、３レベルの直流電圧を三相交流電圧に変換して出力する。
負荷１４に印加される各相の電圧は、電圧検出器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗによって検出される。電圧検出器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗのそれぞれによって検出されたＵ相出力電圧Ｖｕ１、Ｖ相出力電圧Ｖｖ１及びＷ相出力電圧Ｖｗ１は、制御装置３に入力される。制御装置３は、Ｕ相出力電圧Ｖｕ１、Ｖ相出力電圧Ｖｖ１及びＷ相出力電圧Ｖｗ１に基づいて、スイッチング素子Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２，Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２，Ｚ１，Ｚ２をパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御する。これにより、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂによって平滑された直流電圧が所望の電圧値及び所望の周波数の三相交流電圧に変換される。
また、実施の形態１において、制御装置３は、二相変調方式を適用してスイッチング素子Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２，Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２，Ｚ１，Ｚ２をＰＷＭ制御する。これにより、二相変調方式を適用しない場合と比べて、スイッチング回数が削減されるので、３レベル電力変換装置１００におけるスイッチング損失が低減され、３レベル電力変換装置１００の効率が改善される。なお、実施の形態１において、二相変調は公知の技術を用いることとし、ここでの詳細な説明は省略する。
スイッチング素子Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２，Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２，Ｚ１，Ｚ２の一例は、逆並列ダイオードが内蔵された図示の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）であるが、他のスイッチング素子を用いてもよい。スイッチング素子Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２，Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２，Ｚ１，Ｚ２の他の例は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）である。また、スイッチング素子を構成する材料は、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）、ダイヤモンドなどを用いてもよい。スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体系の材料で形成すれば、低損失化及び高速スイッチング化を図ることができる。
実施の形態１では、更に、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂ間における電圧不平衡を解消するための制御を行う。この制御を行うため、３レベル電力変換装置１００には、電圧センサ４Ａ，４Ｂが設けられている。電圧センサ４Ａは、フィルタコンデンサ１Ａの両端電圧を検出する。電圧センサ４Ｂは、フィルタコンデンサ１Ｂの両端電圧を検出する。以下、電圧センサ４Ａによって検出されたフィルタコンデンサ１Ａの両端電圧を「第１のコンデンサ電圧」と呼び、電圧センサ４Ｂによって検出されたフィルタコンデンサ１Ｂの両端電圧を「第２のコンデンサ電圧」と呼ぶ。電圧センサ４Ａによって検出された第１のコンデンサ電圧Ｓａ１、及び電圧センサ４Ｂによって検出された第２のコンデンサ電圧Ｓｂ１は、制御装置３に入力される。制御装置３は、第１のコンデンサ電圧Ｓａ１及び第２のコンデンサ電圧Ｓｂ１に基づいて、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂ間における電圧不平衡を解消する制御を行う。制御の詳細は、後述する。
第１のコンデンサ電圧は、フィルタコンデンサ１Ａの状態を表す物理量である。このため、以下の記載において、第１のコンデンサ電圧を「第１の物理量」と呼ぶ場合がある。また、第２のコンデンサ電圧は、フィルタコンデンサ１Ｂの状態を表す物理量である。このため、以下の記載において、第２のコンデンサ電圧を「第２の物理量」と呼ぶ場合がある。
なお、図１では、電圧センサ４Ａがフィルタコンデンサ１Ａの両端電圧を検出し、電圧センサ４Ｂがフィルタコンデンサ１Ｂの両端電圧を検出する例を示したが、この例に限定されない。図１の構成に代えて図９のように構成してもよい。図９は、実施の形態１の変形例に係る３レベル電力変換装置１００の構成例を示す図である。
図９では、電圧センサ４Ａがフィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂの両端電圧である全電圧を検出するように変更されている。この構成の場合、電圧センサ４Ａによって検出された第１のコンデンサ電圧Ｓａ１は、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂの全電圧の情報を含む検出値として制御装置３に入力される。制御装置３は、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂの全電圧の検出値と、電圧センサ４Ｂによって検出されたフィルタコンデンサ１Ｂの両端電圧の検出値とに基づいて、フィルタコンデンサ１Ａの両端電圧を演算によって求めることができる。
なお、図示は省略するが、電圧センサ４Ａがフィルタコンデンサ１Ａの両端電圧を検出し、電圧センサ４Ｂがフィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂの両端電圧である全電圧を検出するように構成されていてもよい。この構成によっても、フィルタコンデンサ１Ａの両端電圧、及びフィルタコンデンサ１Ｂの両端電圧を求めることができる。即ち、本構成並びに図１及び図９に示す構成における電圧センサ４Ａ，４Ｂは何れも、第１のコンデンサの物理量である第１の物理量と、前記第２のコンデンサの物理量である第２の物理量とを検出する第１のセンサ及び第２のセンサとして動作する。
次に、３レベル電力変換装置１００における電圧不平衡を解消するための実施の形態１の制御手法の原理について、図２から図４の図面を参照して説明する。図２は、実施の形態１の制御手法の原理の説明に使用する第１の図である。図２には、一般的な二相変調における電圧指令の波形例が示されている。図３は、実施の形態１の制御手法の原理の説明に使用する第２の図である。図３には、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂ間の電圧が平衡である場合の零相電圧の波形例が示されている。図４は、実施の形態１の制御手法の原理の説明に使用する第３の図である。図４には、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂ間の電圧が不平衡である場合の制御時の零相電圧の波形例が示されている。図２から図４の各図において、横軸は位相を表し、縦軸は規格化された振幅を表している。なお、零相電圧は、接地点から見た負荷１４における中性点の電圧である。この零相電圧は、等価的に、負荷１４に印加される各相の出力電圧、即ちＵ相出力電圧、Ｖ相出力電圧及びＷ相出力電圧の３つの電圧を加算することで求めることができる。
図２において、太破線で示す波形Ｋ１は、三相電圧指令値のうちの１相分の電圧指令値を示しており、ここでは、Ｕ相電圧指令値であるとする。太実線で示す波形Ｋ２は、波形Ｋ１のＵ相電圧指令値を用いて生成された二相変調のＵ相電圧指令値である。波形Ｋ３は、電力変換回路２のＵ相レグにおけるスイッチング素子Ｕ１，Ｘ２を制御するための制御信号を生成する際に用いる搬送波である。波形Ｋ４は、電力変換回路２のＵ相レグにおけるスイッチング素子Ｕ２，Ｘ１を制御するための制御信号を生成する際に用いる搬送波である。
フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂ間の電圧が平衡である場合、図３に示されるように、零相電圧の波形Ｋ５は、正負の波形が対称形であり、常時オンする期間の位相幅も６０°に保たれている。
これに対し、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂ間の電圧が不平衡である場合、図３に示されるような波形の対称形は崩れる。そこで、実施の形態１では、零相電圧の波形が、図４に示される波形Ｋ６となるように、二相変調の変調信号を制御する。図４に示す例では、常時オンする期間における零相電圧の位相幅が、正側では（６０＋α）°に制御され、負側では（６０－α）°に制御されている。図４は、高電位側に位置するフィルタコンデンサ１Ａの両端電圧が低電位側に位置するフィルタコンデンサ１Ｂの両端電圧よりも大きい場合の例である。図４の例の場合、低電位側に位置するフィルタコンデンサ１Ｂの電荷よりも、高電位側に位置するフィルタコンデンサ１Ａの電荷の方が、より多く放出される。これにより、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂ間の電圧が平衡となるように制御される。フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂ間における電圧不平衡が解消した場合、図３の状態に戻る。図３の場合、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂが均等に放電されるので、電圧が平衡した状態が維持される。
上記した実施の形態１の制御手法を要約すると、以下の通りである。
（１）二相変調の場合、ＵＶＷ相のうちの何れかの相が必ず一定期間常時オンするので、この期間を制御に利用する。
（２）コンデンサ電圧が高い側においては、常時オンする相の常時オン期間を６０°から増やして、コンデンサ電圧が高いフィルタコンデンサから負荷１４側に放出されるエネルギーを相対的に増加させる。
（３）上記とは逆に、コンデンサ電圧が低い側においては、常時オンする相の常時オン期間を６０°から上記（２）で増加させた分だけ減らして、コンデンサ電圧が低いフィルタコンデンサから負荷１４側に放出されるエネルギーを相対的に減少させる。
（４）上記（２）、（３）の制御を通じて、コンデンサ電圧がフィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂ間でバランスするように制御する。
上記（２）、（３）に記載した通り、常時オンする相の常時オン期間の増加と減少とが相補的に行われる。このため、二相変調による常時オン期間をオーバラップさせることなく、フィルタコンデンサ１Ａ，１Ｂ間における電圧不平衡を解消することができる。これにより、二相変調の制御に影響を与えることなく、電圧不平衡の解消が可能となる。
次に、実施の形態１における制御装置３の細部の構成について、図５及び図６を参照して説明する。図５は、実施の形態１における制御装置３の細部の構成例を示す第１の図である。図６は、実施の形態１における制御装置３の細部の構成例を示す第２の図である。なお、図５は、図１に示す電圧検出の構成に対応させた構成を一例として示すが、この構成に限定されない。例えば、図９に示す電圧検出の構成の場合には、図５の構成の一部を変形することで、図９の構成に対応することができる。
実施の形態１における制御装置３は、図５に示されるように、不平衡信号生成部３１と、三相交流電圧の基準信号を生成する基準信号生成部３２と、重畳部３３と、停止期間指令生成部３４とを備える。また、実施の形態１における制御装置３は、図６に示されるように、出力電圧偏差信号生成部３６と、電圧制御部３７と、二相変調指令生成部３８と、搬送波比較変調部３９とを備える。なお、以下の記載において、不平衡信号生成部３１を「第１の信号生成部」と呼ぶ場合がある。また、停止期間指令生成部３４と、出力電圧偏差信号生成部３６と、電圧制御部３７と、二相変調指令生成部３８と、搬送波比較変調部３９とを含む構成部を「第２の信号生成部」と呼ぶ場合がある。
図５において、不平衡信号生成部３１は、差分器３１Ａと、制御ゲイン付与器３１Ｂと、リミッタ３１Ｃとを備える。重畳部３３は、加算器３３Ａ，３３Ｂ，３３Ｃを備える。停止期間指令生成部３４は、コンパレータ３４Ａ，３４Ｂ，３４Ｃと、信号反転器３４Ｄ，３４Ｅ，３４Ｆと、信号分配回路３４Ｇと、論理積演算器３４Ｈ，３４Ｉ，３４Ｊ，３４Ｋ，３４Ｌ，３４Ｍと、を備える。
また、図６において、出力電圧偏差信号生成部３６は、差分器３６Ａ，３６Ｂ，３６Ｃを備える。電圧制御部３７は、Ｕ相電圧制御部３７Ａと、Ｖ相電圧制御部３７Ｂと、Ｗ相電圧制御部３７Ｃとを備える。
次に、制御装置３の動作について説明する。差分器３１Ａには、電圧センサ４Ａによって検出された第１のコンデンサ電圧Ｓａ１と、電圧センサ４Ｂによって検出された第２のコンデンサ電圧Ｓｂ１とが入力される。差分器３１Ａは、第１のコンデンサ電圧Ｓａ１と第２のコンデンサ電圧Ｓｂ１との偏差である電圧偏差を演算して制御ゲイン付与器３１Ｂに出力する。なお、ここで言う電圧偏差は、コンデンサ電圧の偏差であり、後述する電圧基準信号と各相の出力電圧との偏差と区別するため、適宜「第１の電圧偏差」と呼ぶ。
制御ゲイン付与器３１Ｂは、第１の電圧偏差に制御ゲインＫｂを付与する。制御ゲインＫｂが付与された第１の電圧偏差は、リミッタ３１Ｃに入力される。リミッタ３１Ｃに入力される第１の電圧偏差は、正負の値を持った信号である。リミッタ３１Ｃは、入力される第１の電圧偏差の絶対値を制限した信号を生成して出力する。リミッタ３１Ｃにおいて、第１の電圧偏差の絶対値を制限するのは、二相変調からの要請である。第１の電圧偏差の絶対値を制限することにより、二相変調の動作領域に影響を与えずに、実施の形態１による制御を確実に実施することができる。
リミッタ３１Ｃによって生成された信号は、第１のコンデンサ電圧Ｓａ１と第２のコンデンサ電圧Ｓｂ１との間の不平衡を表す不平衡信号として加算器３３Ａ，３３Ｂ，３３Ｃのそれぞれに入力される。この不平衡信号は、図４に示される零相電圧に相当するものである。実施の形態１では、零相電圧を直接的には生成してないが、等価的に零相電圧を生成していることになる。この意味で、リミッタ３１Ｃによって生成された不平衡信号を「零相電圧指令」と呼ぶことができる。
図５に戻り、加算器３３Ａは、基準信号生成部３２から出力されるＵ相基準信号に不平衡信号を加算してコンパレータ３４Ａに出力する。加算器３３Ｂは、基準信号生成部３２から出力されるＶ相基準信号に不平衡信号を加算してコンパレータ３４Ｂに出力する。加算器３３Ｃは、基準信号生成部３２から出力されるＷ相基準信号に不平衡信号を加算してコンパレータ３４Ｃに出力する。
停止期間指令生成部３４では、コンパレータ３４Ａ，３４Ｂ，３４Ｃと、信号反転器３４Ｄ，３４Ｅ，３４Ｆと、によって、重畳部３３から出力される信号が正である期間と負である期間とが識別され、識別された信号が信号分配回路３４Ｇに入力される。論理積演算器３４Ｈ，３４Ｉ，３４Ｊ，３４Ｋ，３４Ｌ，３４Ｍは、信号分配回路３４Ｇからの出力を受けて、各相におけるスイッチング制御を停止させる期間を表す指令信号である停止期間指令を生成する。図５において、停止期間指令Ｕａ１は、Ｕ相正側アームのスイッチング素子Ｕ１，Ｕ２のスイッチング動作を停止するための停止期間指令である。以下同様に説明すると、停止期間指令Ｖａ１は、Ｖ相正側アームのスイッチング素子Ｖ１，Ｖ２のスイッチング動作を停止するための停止期間指令である。停止期間指令Ｗａ１は、Ｗ相正側アームのスイッチング素子Ｗ１，Ｗ２のスイッチング動作を停止するための停止期間指令である。停止期間指令Ｘａ１は、Ｕ相負側アームのスイッチング素子Ｘ１，Ｘ２のスイッチング動作を停止するための停止期間指令である。停止期間指令Ｙａ１は、Ｖ相負側アームのスイッチング素子Ｙ１，Ｙ２のスイッチング動作を停止するための停止期間指令である。停止期間指令Ｚａ１は、Ｗ相負側アームのスイッチング素子Ｚ１，Ｚ２のスイッチング動作を停止するための停止期間指令である。
また、図６において、差分器３６Ａは、基準信号生成部３２から出力されるＵ相基準信号と、電圧検出器５Ｕによって検出されたＵ相出力電圧Ｖｕ１との偏差であるＵ相電圧偏差を演算してＵ相電圧制御部３７Ａに出力する。差分器３６Ｂは、基準信号生成部３２から出力されるＶ相基準信号と、電圧検出器５Ｖによって検出されたＶ相出力電圧Ｖｖ１との偏差であるＶ相電圧偏差を演算してＶ相電圧制御部３７Ｂに出力する。差分器３６Ｃは、基準信号生成部３２から出力されるＷ相基準信号と、電圧検出器５Ｗによって検出されたＷ相出力電圧Ｖｗ１との偏差であるＷ相電圧偏差を演算してＷ相電圧制御部３７Ｃに出力する。
Ｕ相電圧制御部３７Ａは、Ｕ相電圧偏差に基づいて、第１のＵ相電圧指令Ｕ＊１を生成する。Ｖ相電圧制御部３７Ｂは、Ｖ相電圧偏差に基づいて、第１のＶ相電圧指令Ｖ＊１を生成する。Ｗ相電圧制御部３７Ｃは、Ｗ相電圧偏差に基づいて、第１のＷ相電圧指令Ｗ＊１を生成する。第１のＵ相電圧指令Ｕ＊１、第１のＶ相電圧指令Ｖ＊１及び第１のＷ相電圧指令Ｗ＊１は、二相変調指令生成部３８に入力される。二相変調指令生成部３８には、停止期間指令生成部３４によって生成された停止期間指令Ｕａ１，Ｖａ１，Ｗａ１，Ｘａ１，Ｙａ１，Ｚａ１も入力される。
二相変調指令生成部３８は、停止期間指令Ｕａ１，Ｖａ１，Ｗａ１，Ｘａ１，Ｙａ１，Ｚａ１に基づいて、第１のＵ相電圧指令Ｕ＊１、第１のＶ相電圧指令Ｖ＊１及び第１のＷ相電圧指令Ｗ＊１を修正し、修正した各相電圧指令を二相変調指令として搬送波比較変調部３９に出力する。二相変調指令Ｕ＊２は、Ｕ相レグのスイッチング素子を二相変調動作させるための変調指令である。二相変調指令Ｖ＊２は、Ｖ相レグのスイッチング素子を二相変調動作させるための変調指令である。二相変調指令Ｗ＊２は、Ｗ相レグのスイッチング素子を二相変調動作させるための変調指令である。
搬送波比較変調部３９は、二相変調指令Ｕ＊２，Ｖ＊２，Ｗ＊２のそれぞれを搬送波と比較することで、電力変換回路２の各スイッチング素子を二相変調動作させるための１２個の変調信号Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｘ１，Ｓｘ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｙ１，Ｓｙ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２，Ｓｚ１，Ｓｚ２を生成する。変調信号Ｓｕ１は、スイッチング素子Ｕ１を二相変調動作させるための制御信号である。変調信号Ｓｕ２は、スイッチング素子Ｕ２を二相変調動作させるための制御信号である。変調信号Ｓｘ１は、スイッチング素子Ｘ１を二相変調動作させるための制御信号である。変調信号Ｓｘ２は、スイッチング素子Ｘ２を二相変調動作させるための制御信号である。Ｕ相以外のスイッチング素子についても同様であり、ここでの説明は割愛する。
上述した制御装置３の機能は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、又は、これらを組み合わせた処理回路で実現することができる。
以上に説明した制御装置３の機能を処理回路で実現することにより、第１及び第２のコンデンサ間における電圧不平衡を解消することができる。
また、上述した制御装置３の機能は、ソフトウェアで実現することもできる。図７は、実施の形態１の制御装置３における処理の流れを示すフローチャートである。
制御装置３は、第１の電圧偏差に基づいて、零相電圧指令を生成する（ステップＳ１１）。前述した通り、第１の電圧偏差は、第１のコンデンサ電圧Ｓａ１と、第２のコンデンサ電圧Ｓｂ１との間の偏差である。制御装置３は、三相交流電圧の基準信号と、ステップＳ１１で生成した零相電圧指令とに基づいて、スイッチング制御を停止させる停止期間指令を生成する（ステップＳ１２）。制御装置３は、ステップＳ１２で生成した停止期間指令に基づいて、二相変調指令を生成する（ステップＳ１３）。制御装置３は、ステップＳ１３で生成した二相変調指令に基づいて、電力変換回路２を二相変調動作させる変調信号を生成する（ステップＳ１４）。
以上のステップＳ１１からステップＳ１４までの処理を実施することによっても、第１及び第２のコンデンサ間における電圧不平衡を解消することができる。
図８は、実施の形態１における制御装置３の一部の機能をソフトウェアで実現する場合のハードウェア構成の例を示すブロック図である。
実施の形態１における制御装置３の一部の機能をソフトウェアで実現する場合には、図８に示されるように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
メモリ３０２には、実施の形態１における制御装置３の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。
以上説明したように、実施の形態１に係る３レベル電力変換装置によれば、制御装置は、第１の物理量である第１のコンデンサ電圧と、第２の物理量である第２のコンデンサ電圧とに基づいて、第１のコンデンサ電圧と第２のコンデンサ電圧との間の不平衡を表す不平衡信号を生成する。制御装置は、三相交流電圧の基準信号に不平衡信号を重畳させた重畳信号に基づいて、電力変換回路を二相変調動作させる変調信号を生成する。これにより、３レベル電力変換装置に二相変調方式を適用した場合であっても、第１及び第２のコンデンサ間における電圧不平衡を解消することができる。
また、実施の形態１に係る直流電源部の中間電位の制御方法では、以下に示す、第１、第２、第３及び第４ステップを実行する。第１ステップでは、第１のコンデンサの両端電圧である第１のコンデンサ電圧と、第２のコンデンサの両端電圧である第２のコンデンサ電圧との間の偏差である第１の電圧偏差に基づいて、零相電圧指令を生成する。第２ステップでは、三相交流電圧の基準信号と、第１ステップで生成した零相電圧指令とに基づいて、スイッチング素子のスイッチング制御を停止させる停止期間指令を生成する。第３ステップでは、第２ステップで生成した停止期間指令に基づいて、二相変調指令を生成する。第４ステップでは、第３ステップで生成した二相変調指令に基づいて、電力変換回路を二相変調動作させる変調信号を生成する。これらの第１、第２、第３及び第４ステップにより、３レベル電力変換装置に二相変調方式を適用した場合において、第１及び第２のコンデンサ間における電圧不平衡を解消することができる。
なお、実施の形態１では、電力変換回路が高電位線、中間電位線及び低電位線から出力される３レベルの直流電圧を三相交流電圧に変換する３レベルインバータである場合について例示したが、この例に限定されない。電力変換回路は、単相交流電圧もしくは三相交流電圧を３レベルの直流電圧に変換して高電位線、中間電位線及び低電位線に出力する３レベルコンバータであってもよい。３レベルコンバータも３レベルインバータと同様に、第１のコンデンサが高電位線と中間電位線との間に接続され、第２のコンデンサが中間電位線と低電位線との間に接続される構成であり、３レベルコンバータにおいても同様な課題が生ずる。このため、実施の形態１の手法を３レベルコンバータに適用することで課題を解決することができる。
実施の形態２．
図１０は、実施の形態２に係る３レベル電力変換装置１００Ａの構成例を示す図である。実施の形態２に係る３レベル電力変換装置１００Ａでは、図１に示す３レベル電力変換装置１００の構成において、電圧センサ４Ａ，４Ｂが、それぞれ電流センサ４Ａ１，４Ｂ１に置き替えられている。その他の構成については、図１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
図１０において、電流センサ４Ａ１は、フィルタコンデンサ１Ａに流れる充放電電流を監視する。電流センサ４Ｂ１は、フィルタコンデンサ１Ｂに流れる充放電電流を監視する。電流センサ４Ａ１，４Ｂ１のそれぞれによって監視された充放電電流Ｓａ２，Ｓｂ２は、制御装置３に入力される。制御装置３は、充放電電流Ｓａ２，Ｓｂ２に基づいて、不平衡信号を生成する。以降の動作は、前述の通りである。
なお、フィルタコンデンサ１Ａに流れる充放電電流Ｓａ２は、フィルタコンデンサ１Ａの状態を表す物理量である。このため、以下の記載において、フィルタコンデンサ１Ａに流れる充放電電流Ｓａ２を「第１の物理量」と呼ぶ場合がある。また、フィルタコンデンサ１Ｂに流れる充放電電流Ｓｂ２は、フィルタコンデンサ１Ｂの状態を表す物理量である。このため、以下の記載において、フィルタコンデンサ１Ｂに流れる充放電電流Ｓｂ２を「第２の物理量」と呼ぶ場合がある。
以上説明したように、実施の形態２に係る３レベル電力変換装置によれば、制御装置は、第１の物理量である第１のコンデンサに流れる充放電電流と、第２の物理量である第２のコンデンサに流れる充放電電流とに基づいて、これらの充放電電流間の不平衡を表す不平衡信号を生成する。制御装置は、三相交流電圧の基準信号に不平衡信号を重畳させた重畳信号に基づいて、電力変換回路を二相変調動作させる変調信号を生成する。これにより、３レベル電力変換装置に二相変調方式を適用した場合であっても、第１及び第２のコンデンサ間における電圧不平衡を解消することができる。
なお、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
１ 直流電源部、１Ａ，１Ｂ フィルタコンデンサ、２ 電力変換回路、３ 制御装置、４Ａ，４Ｂ 電圧センサ、４Ａ１，４Ｂ１ 電流センサ、５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ 電圧検出器、７ 変圧器、８ 三相コンデンサ回路、１０Ａ 高電位線、１０Ｂ 中間電位線、１０Ｃ 低電位線、１１ 接続点、１２Ｕ Ｕ相交流配線、１２Ｖ Ｖ相交流配線、１２Ｗ Ｗ相交流配線、１４ 負荷、３１ 不平衡信号生成部、３１Ａ 差分器、３１Ｂ 制御ゲイン付与器、３１Ｃ リミッタ、３２ 基準信号生成部、３３ 重畳部、３３Ａ，３３Ｂ，３３Ｃ 加算器、３４ 停止期間指令生成部、３４Ａ，３４Ｂ，３４Ｃ コンパレータ、３４Ｄ，３４Ｅ，３４Ｆ 信号反転器、３４Ｇ 信号分配回路、３４Ｈ，３４Ｉ，３４Ｊ，３４Ｋ，３４Ｌ，３４Ｍ 論理積演算器、３６ 出力電圧偏差信号生成部、３６Ａ，３６Ｂ，３６Ｃ 差分器、３７ 電圧制御部、３７Ａ Ｕ相電圧制御部、３７Ｂ Ｖ相電圧制御部、３７Ｃ Ｗ相電圧制御部、３８ 二相変調指令生成部、３９ 搬送波比較変調部、１００，１００Ａ ３レベル電力変換装置、３００ プロセッサ、３０２ メモリ、３０４ インタフェース、ＤＵ，ＤＶ，ＤＷ，ＤＸ，ＤＹ，ＤＺ ダイオード、Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２，Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２，Ｚ１，Ｚ２ スイッチング素子。

Claims (7)

  1. 高電位線と中間電位線との間に接続される第１のコンデンサと、前記中間電位線と低電位線との間に接続される第２のコンデンサと、を備えた直流電源部と、
    前記高電位線、前記中間電位線及び前記低電位線から出力される３レベルの直流電圧を三相交流電圧に変換する、又は、単相交流電圧もしくは三相交流電圧を３レベルの直流電圧に変換して前記高電位線、前記中間電位線及び前記低電位線に出力する電力変換回路と、
    前記電力変換回路の動作を制御する制御装置と、
    前記第１のコンデンサの物理量である第１の物理量と、前記第２のコンデンサの物理量である第２の物理量とを検出する第１のセンサ及び第２のセンサと、
    を備え、
    前記制御装置は、
    前記第１のセンサ及び前記第２のセンサの検出値に基づいて、前記第１の物理量と前記第２の物理量との間の不平衡を表す不平衡信号を生成する第１の信号生成部と、
    三相交流電圧の基準信号に前記不平衡信号を重畳させる重畳部と、
    前記重畳部から出力される重畳信号に基づいて、前記電力変換回路を二相変調動作させる変調信号を生成する第２の信号生成部と、
    を備えたことを特徴とする３レベル電力変換装置。
  2. 前記第１の物理量は前記第１のコンデンサの両端電圧であり、前記第２の物理量は前記第２のコンデンサの両端電圧である
    ことを特徴とする請求項１に記載の３レベル電力変換装置。
  3. 前記第１の物理量は前記第１のコンデンサに流れる充放電電流であり、前記第２の物理量は前記第２のコンデンサに流れる充放電電流である
    ことを特徴とする請求項１に記載の３レベル電力変換装置。
  4. 前記電力変換回路は、複数のスイッチング素子を備え、
    前記第２の信号生成部は、
    前記重畳信号に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止するための停止期間指令を生成する停止期間指令生成部と、
    前記停止期間指令に基づいて、前記スイッチング素子を二相変調動作させるための変調指令である二相変調指令を生成する二相変調指令生成部と、
    を備え、
    前記第１の信号生成部は、前記不平衡信号を零相電圧指令として出力し、
    前記停止期間指令生成部は、前記停止期間指令の生成に前記零相電圧指令を用いる
    ことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の３レベル電力変換装置。
  5. 前記電力変換回路は、３レベルの直流電圧を三相交流電圧に変換する３レベルインバータである
    ことを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の３レベル電力変換装置。
  6. 前記電力変換回路は、単相もしくは三相交流電圧を３レベルの直流電圧に変換する３レベルコンバータである
    ことを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の３レベル電力変換装置。
  7. 高電位線と中間電位線との間に接続される第１のコンデンサと、前記中間電位線と低電位線との間に接続される第２のコンデンサとを備え、スイッチング素子を備えた電力変換回路に３レベルの直流電圧を印加する直流電源部の中間電位の制御方法であって、
    前記第１のコンデンサの両端電圧である第１のコンデンサ電圧と、前記第２のコンデンサの両端電圧である第２のコンデンサ電圧との間の偏差である第１の電圧偏差に基づいて、零相電圧指令を生成する第１ステップと、
    三相交流電圧の基準信号と、前記第１ステップで生成した零相電圧指令とに基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング制御を停止させる停止期間指令を生成する第２ステップと、
    第２ステップで生成した停止期間指令に基づいて、二相変調指令を生成する第３ステップと、
    前記第３ステップで生成した二相変調指令に基づいて、前記電力変換回路を二相変調動作させる変調信号を生成する第４ステップと、
    を含むことを特徴とする直流電源部の中間電位の制御方法。
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