JP2023158414A - モータ制御装置、電動コンプレッサ、モータ制御方法、及びモータ制御プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】損失低減及びモータの動作安定化を行うことのできるモータ制御装置、電動コンプレッサ、モータ制御方法及びモータ制御プログラムを提供する。【解決手段】モータ制御装置１０は、交流モータのモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの位相θ０を所定の進角量θ進めた進角位相θｔと、交流モータのトルク指令値Ｎ＊とを用いて、正弦波の電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を生成する指令生成部１１と、電圧指令における振幅が零となる電気角を含む所定の角度範囲をマスク期間として設定し、マスク期間以外の期間に、電圧指令に基づく電圧を用いて交流モータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部２５とを備える。【選択図】図３

Description

本開示は、モータ制御装置、電動コンプレッサ、モータ制御方法、及びモータ制御プログラムに関するものである。

空気調和機（空調機）には、圧縮機のモータを駆動するための負荷（モータ）駆動用交流電力を生成するインバータ装置が搭載されている。良く知られているインバータ装置は、商用電源（例えば、ＡＣ２００Ｖ三相交流電源）から入力された三相交流電圧を、一旦、整流回路（コンバータ）を通じて直流電圧に変換し、インバータ装置で当該直流電力を所望するモータ駆動用交流電力に変換する。このようなインバータ装置として、ｖ／ｆ制御方式で出力制御を行うものやベクトル制御方式で出力制御を行うものが知られている。

特許文献１では、インバータ装置におけるスイッチング損失を低減するために、一定の期間（マスク期間）の間、ＰＷＭ制御のパルス信号を停止させる制御（以下「部分２相通電制御」という）を行っている。この部分２相通電制御は、特許文献２及び特許文献３にも開示されている。

特開２０１８－１６４３４７号公報 特開２０１９－００４６１６号公報 特開２０１９－００４６１７号公報

しかしながら、部分２相通電制御を行うにあたり、マスク期間を設けると、スイッチング素子の制御の急停止及び急開始を伴うため、モータへ供給される三相交流電圧波形が歪み、モータのトルクに影響を及ぼす可能性がある（トルクショック等）。このような場合には、振動や騒音、脱調、効率悪化といった異常状態が発生してモータの動作安定性が低下する可能性がある。

本開示は、このような事情に鑑みてなされたものであって、モータトルクの低減の抑制及びモータの動作安定化を図ることのできるモータ制御装置、電動コンプレッサ、モータ制御方法、及びモータ制御プログラムを提供することを目的とする。

本開示の幾つかの実施形態における一態様に係るモータ制御装置は、交流モータのモータ電流の位相を所定の進角量進めた進角位相と、交流モータのトルク指令値とを用いて、正弦波の電圧指令を生成する指令生成部と、電圧指令における振幅が零となる電気角を含む所定の角度範囲をマスク期間として設定し、マスク期間以外の期間に、電圧指令に基づく電圧を用いて交流モータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部とを備える。

本開示の幾つかの実施形態における一態様に係るモータ制御方法は、交流モータのモータ電流の位相を所定の進角量進めた進角位相と、交流モータのトルク指令値とを用いて、正弦波の電圧指令を生成する指令生成工程と、電圧指令における振幅が零となる電気角を含む所定の角度範囲をマスク期間として設定し、マスク期間以外の期間に、電圧指令に基づく電圧を用いて交流モータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御工程と、を有する。

本開示の幾つかの実施形態における一態様に係るモータ制御プログラムは、コンピュータを上記モータ制御装置として機能させる。

本開示によれば、モータトルクの低減の抑制及びモータの動作安定化を図ることができるという効果を奏する。

本開示の一実施形態に係るインバータ装置の全体図である。 本開示の一実施形態の制御装置のハードウェア構成の一例を示した図である。 本開示の一実施形態に係る制御装置の機能構成を示す図である。 位相の進角量とモータ電流との関係を示した図である。 位相の進角量とモータ電流との関係をマスク期間の幅毎に示した図である。 本開示の一実施形態に係るモータ制御方法の手順の一例を示すフローチャートである。

以下に、本開示に係るモータ制御装置、電動コンプレッサ、モータ制御方法、及びモータ制御プログラムの一実施形態について、図面を参照して説明する。本実施形態においては、空気調和機に搭載される圧縮機の回転数制御に用いられる場合を例示するが、本開示に係るモータ制御装置は、この例に限られない。すなわち、本実施形態に係るモータ制御装置は、直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧によって駆動される交流モータに広く適用可能である。

（インバータ装置の回路構成）
図１は、本開示の一実施形態に係るインバータ装置の回路構成の一例を示す図である。
図１に示すように、電動コンプレッサ９０は、インバータ装置１と、モータ（交流モータ）８０と、圧縮機８１とを備えている。
電動コンプレッサ９０は、例えば、空気調和機の室外機に搭載される。圧縮機８１は、空気調和機の冷媒回路に設けられ、冷媒を圧縮して出力する。インバータ装置１は、圧縮機８１を駆動するためのモータ８０に対し、別途入力されるトルク指令値に応じた三相交流電圧を出力する。本実施形態ではモータ８０として三相交流モータを例示して説明するが、この例に限られない。例えば、モータ８０は、３相に限られず、２相交流モータ等の交流モータであってもよい。インバータ装置１から出力される三相交流電圧に基づいてモータ８０が回転駆動されることにより、その駆動力が圧縮機８１に伝達されて、圧縮機８１が回転駆動される。

インバータ装置１は、制御装置（モータ制御装置）１０と、インバータ主回路２０とを備える。
インバータ装置１は、直流電源ＰＳから供給される直流電圧ＶｄｃをＵ相交流電圧、Ｖ相交流電圧及びＷ相交流電圧の３相の交流電圧に変換する。
インバータ装置１からモータ８０に接続されている３相の各配線には、電流検出部３０が設けられている。電流検出部３０は、インバータ装置１からモータ８０に出力される３相の印加電圧（交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）に関連してモータ８０に流れるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出し、各電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの検出結果を制御装置１０に通知する。なお、モータ電流の検出についてはこの例に限られず、公知の検出手法を適宜適用することが可能である。

（インバータ主回路）
インバータ主回路２０は、例えば、スイッチング素子群２１と、正極ＤＣ端子Ｑａと、負極ＤＣ端子Ｑｂとを備える。

正極ＤＣ端子Ｑａ及び負極ＤＣ端子Ｑｂは、直流電圧Ｖｄｃが入力される端子である。
正極ＤＣ端子Ｑａ、負極ＤＣ端子Ｑｂは、直流電源ＰＳの正極、負極にそれぞれ接続されている。

スイッチング素子群２１は、直流電圧Ｖｄｃの間に直列に接続された２つのスイッチング素子の対を３対備える。ここで、スイッチング素子とは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）等のパワートランジスタである。上記直列接続されたスイッチング素子の各対は、三相交流モータ（モータ８０）を回転駆動させるための３つの相のそれぞれに対応して設けられる。各スイッチング素子には、還流ダイオードが並列接続されている。

図１に示すように、スイッチング素子群２１は、直流電圧Ｖｄｃが入力される正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対を有する。
さらに、スイッチング素子群２１は、正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対を有する。
さらに、スイッチング素子群２１は、正極ＤＣ端子Ｑａから負極ＤＣ端子Ｑｂへ直列に接続された上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対を有する。

上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対は、後述するＰＷＭ制御部２５から出力されるゲート信号によりスイッチングされ、Ｕ相の交流電圧ｖｕを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＵＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬの対は、例えば、ゼロ電圧領域ＲＧＺを除く領域において、交互にスイッチングされる。

同様に、上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対は、ＰＷＭ制御部２５から出力されるゲート信号によりスイッチングされ、Ｖ相の交流電圧ｖｖを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＶＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＶＬの対は、例えば、ゼロ電圧領域ＲＧＺを除く領域において、交互にスイッチングされる。

同様に、上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対は、ＰＷＭ制御部２５から出力されるゲート信号によりスイッチングされ、Ｗ相の交流電圧ｖｗを発生させる。上アームのスイッチング素子２１ＷＨ及び下アームのスイッチング素子２１ＷＬの対は、例えば、ゼロ電圧領域ＲＧＺを除く領域において、交互にスイッチングされる。

（制御装置のハードウェア構成図）
図２は、本実施形態に係る制御装置１０のハードウェア構成の一例を示した図である。
図２に示すように、制御装置１０は、例えば、マイクロプロセッサ等のコンピュータであり、例えば、ＣＰＵ（プロセッサ）１１０と、補助記憶装置１２０と、各プログラム実行時のワーク領域として機能するＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）１３０と、ネットワーク等に接続するための通信部１４０とを備えている。これら各部は、バス１８０を介して接続されている。補助記憶装置１２０の一例として、半導体メモリ等が挙げられる。

後述の各種機能を実現するための一連の処理の過程は、例えば、プログラムの形式で補助記憶装置１２０に記録されており、このプログラムをＣＰＵ１１０がＲＡＭ１３０等に読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、後述の各種機能が実現される。なお、プログラムは、補助記憶装置１２０に予めインストールしておく形態や、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体に記憶された状態で提供される形態、有線又は無線による通信手段を介して配信される形態等が適用されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記憶媒体とは、半導体メモリ等である。

（制御装置の機能ブロック）
図３は、本開示の一実施形態に係る制御装置の機能構成を示す図である。図３に示すように、制御装置１０は、指令生成部１１と、ＰＷＭ制御部２５とを備えている。
指令生成部１１は、モータ８０のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの位相θ０を所定の進角量θ進めた進角位相θｔと、モータ８０のトルク指令値Ｎ＊とを用いて、正弦波の電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を生成する。
ＰＷＭ制御部２５は、指令生成部１１から出力される電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊における振幅が零となる電気角を含む所定の角度範囲をマスク期間として設定し、マスク期間以外の期間に、電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づく電圧を用いて交流モータのＰＷＭ信号を生成する。

指令生成部１１は、例えば、３相／２相変換部１４と、電流制御部１３と、２相／３相変換部１５とを備えている。更に、指令生成部１１は、位相推定部５０と、速度制御部１２とを備えている。

位相推定部５０は、位相進角司令部５１を備える。位相進角司令部５１は、例えば、トルク指令値Ｎ＊と進角量θとが関連付けられた情報を用いて、トルク指令値Ｎ＊に応じた進角量θを特定する。なお、進角量θの詳細については、後述する。
位相推定部５０は、後述するＰＷＭ信号生成部２２が生成したＰＷＭ信号及び電流検出部３０によって検出されたモータ８０の３相の交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに基づいて、モータ８０の位相θ０を推定し、３相／２相変換部１４及び速度制御部１２へ出力する。また、位相推定部５０は、推定したモータ８０のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの位相θ０に位相進角司令部５１によって特定された進角量θを与えることにより、位相θ０を進角量θ進めた進角位相θｔを２相／３相変換部１５へ出力する。

３相／２相変換部１４は、位相推定部５０から出力された位相θ０を用いて、電流検出部３０によって検出された３相のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを２相のモータ電流ｉｄ、ｉｑに変換する。そして、３相／２相変換部１４は、２相の交流電流であるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを電流制御部１３へ出力する。

速度制御部１２は、例えば、位相推定部５０から出力される位相θ０を用いて、モータ８０の回転速度を表すモータ回転速度ωを演算する。なお、この例に限られず、速度制御部１２には、位相推定部５０から進角位相θｔが出力される構成とし、速度制御部１２は、進角位相θｔを用いてモータ回転速度ωを演算することとしてもよい。

電流制御部１３は、例えば、速度制御部１２からのモータ回転速度ωと、トルク指令値Ｎ＊とに基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。そして、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊と、３相／２相変換部１４から出力されるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑとを用いて、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊とを生成する。
電流制御部１３は、例えば、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの偏差がゼロとなるようなｄ軸電圧指令ｖｄ＊を、トルク指令値Ｎ＊を用いて生成する。また、電流制御部１３は、例えば、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑとの偏差がゼロとなるようなｑ軸電圧指令ｖｑ＊を、トルク指令値Ｎ＊を用いて生成する。ここでは、例えば、ＰＩ制御等の制御方式を用いればよい。なお、電圧指令の生成手法については、様々な公知の技術が提案されており、それらの一つを適宜採用すればよい。

２相／３相変換部１５は、位相推定部５０から出力された進角位相θｔを用いて、電流制御部１３から出力されたｄ軸電圧指令ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を３相の交流電圧の各々に対応する交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する。これにより、モータ８０のトルク指令値Ｎ＊に応じた正弦波の電圧指令が生成される。

ＰＷＭ制御部２５は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、部分２相通電制御を行う。例えば、ＰＷＭ制御部２５は、ＰＷＭ信号生成部２２と、マスク期間司令部６０と、マスク期間設定部６１とを備えている。

ＰＷＭ信号生成部２２は、２相／３相変換部１５から出力された交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と、基準となるキャリア信号（例えば、三角波またはのこぎり形状波）の電圧波形とを比較してＰＷＭ信号を生成する。なお、所望の正弦波の電圧指令に基づいてＰＷＭ信号が生成されれば、上記の構成に限定されず用いることが可能である。

マスク期間司令部６０は、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊における振幅が零となる電気角を含む所定の角度範囲をマスク期間（ゼロ電圧領域ＲＧＺ）として設定する。角度範囲は、任意に設定可能であるが、本実施形態では、例えば６０°（例えば、振幅がゼロとなる点を中心に±３０°）とする。

マスク期間設定部６１は、ＰＷＭ信号生成部２２によって生成されたＰＷＭ信号において、マスク期間司令部６０によって設定されたマスク期間のＰＷＭ信号をゼロに設定することにより、ＰＷＭ信号を補正する。

ＰＷＭ制御部２５によって生成されたマスク期間が設けられたＰＷＭ信号は、スイッチング素子群２１を構成する各スイッチング素子のゲート信号として与えられる。これにより、スイッチング素子２１ＵＨ、スイッチング素子２１ＵＬ、スイッチング素子２１ＶＨ、スイッチング素子２１ＶＬ、スイッチング素子２１ＷＨ、スイッチング素子２１ＷＬの各ゲートに対して、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＵＬ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＶＬ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＨ）、ゲート信号ＳＧ（２１ＷＬ）がそれぞれ出力され、部分２相通電制御が実現される。

（進角量の設定方法）
次に、本実施形態に係る進角量θの設定方法について説明する。
上述したように、本実施形態に係る制御装置１０は、部分２相通電制御を採用する。部分２相通電制御は、マスク期間（ＰＷＭ停止期間）を設け、スイッチングを停止する期間を設けることにより、スイッチング損失を低減するものである。しかしながら、マスク期間を設けることにより、モータ８０の平均トルクが低下してしまうという弊害がある。

ここで、発明者らは、モータ８０の位相に進角を加えることでトルク低減を抑制でき、効率の改善を図ることができるという知見を得た。この進角量θを適切な値に設定することで、トルク低減を効果的に抑制することが可能となる。以下、事前にシミュレーションを行い、適切な進角量θの範囲について検討した。

（比較例１：通常制御）
まず、比較例１として、部分２相通電制御を行わずに、すなわち、マスク期間を設けずにＰＷＭ制御を行う場合を考える。

まず、平均トルクを算出するために、モータ８０の３相の交流電流を２相の交流電流に変換し、さらに座標系の変換を行うことによりｄ軸電流及びｑ軸電流を算出する。そして、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを用いることにより平均トルクが算出される。ここで、ｄ軸電流Ｉｄはｄ軸交流電流ｉｄのＲＭＳ値（実効値）であり、ｑ軸電流Ｉｑはｑ軸交流電流ｉｑのＲＭＳ値である。

部分２相通電制御を行わずに通常制御により運転する場合の平均トルクＴ１は、電機子鎖交磁束をφｍ、極対数をＰ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、通常制御時のｄ軸電流をＩｄ１、通常制御時のｑ軸電流をＩｑ１とすると、以下の（１）式のように表される。

Ｔ１＝Ｐ×φｍ×Ｉｑ１＋Ｐ×（Ｌｑ－Ｌｄ）×Ｉｄ１×Ｉｑ１ （１）

ここで、通常制御時のｄ軸電流Ｉｄ１は、実際にはＩｄ１≠０ではなく、ＭＴＰＡ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｔｏｒｑｕｅ ｐｅｒ Ａｍｐｅｒｅ）軌跡により少し進角した値となっており、通常制御時のｑ軸電流Ｉｑ１を用いて以下の（２）式のように表される。

Ｉｄ１＝Ｉｑ１×ｔａｎ(θ０) （２）

したがって、式（２）より、式（１）は以下の（３）式のように変形できる。

Ｔ１＝Ｐ×φｍ×Ｉｑ１＋Ｐ×（Ｌｑ－Ｌｄ）×Ｉｑ１×ｔａｎ(θ０)×Ｉｑ１ （３）

（比較例２：部分２相通電制御＋進角量ゼロ）
次に、比較例２として、部分２相通電制御において、進角量を用いずに運転する場合を考える。
この場合の平均トルクＴ２は、以下の通りである。
平均トルクＴ１と同様に平均トルクＴ２は、電機子鎖交磁束をφｍ、極対数をＰ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、部分２相通電制御時のｄ軸電流をＩｄ２、部分２相通電制御時のｑ軸電流をＩｑ２すると、以下の（４）式のように表される。

Ｔ２＝Ｐ×φｍ×Ｉｑ１＋Ｐ×（Ｌｑ－Ｌｄ）×Ｉｄ２×Ｉｑ２ （４）

なお、部分２相通電制御はマスク期間を設けているため、比較例１の通常制御と比べて各相の電流値が低下する。したがって、Ｉｑ１＞Ｉｑ２であり、Ｔ１＞Ｔ２となる。

そして、通常制御時と同様に、部分２相通電制御時のｄ軸電流Ｉｄ２は以下の（５）式のように表される。

Ｉｄ２＝Ｉｑ２×ｔａｎ(θ０) （５）

したがって、式（５）より、式（４）は以下の（６）式のように変形できる。

Ｔ２＝Ｐ×φｍ×Ｉｑ２＋Ｐ×（Ｌｑ－Ｌｄ）×Ｉｑ２×ｔａｎ(θ０)×Ｉｑ２ （６）

（本件：部分２相通電制御＋進角量考慮）
次に、本件として、部分２相通電制御において、モータ電流の位相θ０を所定の進角量θ進めて運転する場合を考える。
この場合の平均トルクＴ３は以下の通りである。
平均トルクＴ１及び平均トルクＴ２と同様に平均トルクＴ３は、電機子鎖交磁束をφｍ、極対数をＰ、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、部分２相通電制御時のｄ軸電流をＩｄ３、部分２相通電制御時のｑ軸電流をＩｑ３すると、以下の（７）式のように表される。

Ｔ３＝Ｐ×φｍ×Ｉｑ３＋Ｐ×（Ｌｑ－Ｌｄ）×Ｉｄ３×Ｉｑ３ （７）

ここで、部分２相通電制御においてモータ電流の位相を所定の進角量θ進めた場合のｄ軸電流Ｉｄ３は、ｑ軸電流Ｉｑ３を用いて、以下の（８）式のように表される。

Ｉｄ３＝Ｉｑ３×ｔａｎ(θ０＋θ) （８）

したがって、式（８）より、式（７）は以下の（９）式のように変形することができる。

Ｔ３＝Ｐ×φｍ×Ｉｑ３＋Ｐ×（Ｌｑ－Ｌｄ）×Ｉｑ３×ｔａｎ(θ０＋θ)×Ｉｑ３ （９）

そして、本件の平均トルクＴ３と各比較例１、２の平均トルクＴ１、Ｔ２とを比較することにより、モータ８０の運転効率を改善する進角量θの範囲を特定することができる。

例えば、比較例１と本件との平均トルクが同じ値(Ｔ３＝Ｔ１)になるような進角量θとすることで、通常運転と同等のトルクで効率よく動作させることができる。すなわち、Ｔ３＝Ｔ１とし、θについて解くと、以下の（１０）式が得られる。

このθを進角量として用いることで、部分２相通電制御を行う場合でも、部分２相通電制御を行わない通常運転とほぼ同様のトルクを得ることが可能となる。そして、上記計算をモータ８０に与えられるトルク指令値Ｎ＊の範囲においてそれぞれ行うことにより、各トルク指令値Ｎ＊に対応する進角量θの最適値が得られることとなる。そして、トルク指令値Ｎ＊と進角量θとが対応付けられた情報を予め用意し、位相進角司令部５１に与えておくことで、トルク指令値Ｎ＊に応じた最適な進角量θを用いてＰＷＭ制御を行うことが可能となる。なお、トルク指令値Ｎ＊と進角量θとが対応付けられた情報は、例えば、テーブルとして与えられてもよいし、トルク指令値Ｎ＊をパラメータとして含み、トルク指令値Ｎ＊から進角量θを導出する関数として与えられてもよい。
上記情報は、例えば、位相進角司令部５１がアクセス可能なメモリ領域に格納されており、位相進角司令部５１がこの情報を用いてトルク指令値Ｎ＊に応じた進角量θを取得する構成とされていればよい。

また、進角量θとして、上述のように最適値を採用する他、以下のような手法によって進角量θを設定することも可能である。
例えば、進角量θをゼロとして部分２相通電制御を行う場合（比較例２）のトルクＴ２と、進角量θを用いて部分２相通電制御を行う場合（本件）のトルクＴ３とを比較する。この場合、Ｔ３＞Ｔ２となる進角量θの範囲であれば、位相を進角させることによるトルクの低減抑制効果が得られこととなる。

すなわち、Ｔ３＝Ｔ２とし、θについて解くと、以下の（１１）式が得られる。

つまり、Ｔ３＝Ｔ２を満たす進角量θの値が、進角量θの取り得る範囲の境界値となる。

図４は、進角量θとモータ電流との関係を示した図である。このグラフは、上述した（９）式に基づいて得られた関係である。図４において、横軸は進角量θ、縦軸はモータ電流を示している。ここで、モータ電流が小さいほど、モータ効率が良いことを示している。図４に示すように、進角量θを変化させると、モータ電流が変化することがわかる。具体的には、進角量θ＝θ１で最小値（最適進角量）を取り、その点を境にモータ電流が増加する傾向を示している。

図４において、最適進角量θ＝θ１は、例えば、上述したＴ３＝Ｔ１となる進角量θである。すなわち、上記（１０）式を満たす進角量θの値である。また、進角量θ＝０，最大進角量θ２の値は、上述したＴ３＝Ｔ２を満たす進角量θである。すなわち、上記（１１）式を満たす進角量θの値である。

これより、進角量θを０＜θ＜θ２の範囲におけるいずれかの値に設定することで、部分２相通電制御を行う場合において、モータ効率の低下を抑制することが可能となる。
なお、最適進角量θ１は、Ｔ３＝Ｔ１となる進角量であると同時に、Ｔ３とＴ２との差分が最も大きくなる値である。また、最適進角量θ１は、Ｔ１、Ｔ２との比較を行うことなく、例えば、モータ電流と進角量θとの関係を示した図４のグラフから得ることとしてもよい。すなわち、モータ電流が最小となる進角量が最適進角量となる。
また、図４から０＜θ≦θ１の範囲と、θ１≦θ＜θ２の範囲とで、モータ電流の値は同じである。このことから、進角量θの取り得る範囲として、０＜θ≦θ１を設定すればよいことがわかる。すなわち、進角量θは、０＜θ≦θ１の範囲から適宜設定すればよい。

図５は、位相の進角量θに対するモータ電流の関係をマスク期間の幅毎に示すグラフである。図５において、横軸は進角量θ、縦軸はモータ電流である。図５は、マスク期間の幅を１０ｄｅｇ、１５ｄｅｇ、２０ｄｅｇとして、位相の進角量θに対するモータ電流の変化を示す。図５より、マスク期間の幅がいずれの場合においても、位相の進角量θが０から最適進角量θ１までの期間において、モータ電流が低下している。したがって、進角量θは、マスク期間の幅に関わらず、０＜θ≦θ１の範囲から適宜設定すればよいことがわかる。

（制御装置の制御の流れ）
次に上述の制御装置１０によるモータ制御方法の一例について図６を参照して説明する。図６は、本実施形態に係るモータ制御方法の手順の一例を示すフローチャートである。なお、以下に示す制御装置１０の制御の流れにおいて、直交座標系と回転座標系の両座標系間の変換は適宜行われているものとする。

まず、制御装置１０は、ＰＷＭ制御部２５によって生成されたＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子群２１を駆動する。これにより、モータ８０が回転駆動され、圧縮機８１が駆動させられる。モータ８０に流れる３相の交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは電流検出部３０によって検出され、３相／２相変換部１４、位相推定部５０へ出力される（Ｓ１０１）。

位相推定部５０は、電流検出部３０により検出されたモータ８０の３相の交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ及びＰＷＭ信号生成部２２から出力されたＰＷＭ信号を受け付け、モータ電流の位相θ０を推定する。また、位相進角司令部５１は、トルク指令値Ｎ＊に対応する進角量θを特定する（Ｓ１０２）。

位相推定部５０は、位相進角司令部５１によって特定された進角量θを用いて位相θ０を進角させた進角位相θｔを、２相／３相変換部１５へ出力する。また、位相推定部５０は、位相θ０を３相／２相変換部１４及び速度制御部１２へ出力する（Ｓ１０３）。

３相／２相変換部１４は、位相推定部５０から出力された位相θ０を用いて、電流検出部３０によって検出された３相の交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、２相の交流電流ｉｄ、ｉｑに変換する（Ｓ１０４）。そして、３相／２相変換部１４は、２相の交流電流ｉｄ、ｉｑを電流制御部１３へ出力する。

速度制御部１２は、位相推定部５０から出力された位相θ０を用いてモータ８０の回転速度を表すモータ回転速度ωを演算し、モータ回転速度ωを電流制御部１３へ出力する（Ｓ１０５）。

電流制御部１３は、速度制御部１２から出力されたモータ回転速度ω及びトルク指令値Ｎ＊に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。そして、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊と、３相／２相変換部１４から出力されるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑとを用いて、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊とを生成する（Ｓ１０６）。そして、電流制御部１３は、生成されたｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を２相／３相変換部１５へ出力する。

２相／３相変換部１５は、位相推定部５０から出力された進角位相θｔを用いて、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換する（Ｓ１０７）。そして、２相／３相変換部１５は、生成した３相の交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２２へ出力する。

ＰＷＭ信号生成部２２は、３相の交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を用いて、ＰＷＭ信号を生成する（Ｓ１０８）。そして、ＰＷＭ信号生成部２２は、生成したＰＷＭ信号をマスク期間設定部６１へ出力する。

マスク期間設定部６１は、ＰＷＭ信号生成部２２から出力されたＰＷＭ信号及びマスク期間司令部６０から出力された指令値に基づいて、ＰＷＭ信号に対するマスク期間を設定し、ＰＷＭ信号を補正する（Ｓ１０９）。そして、マスク期間が生成されたＰＷＭ信号によってスイッチング信号がスイッチング素子群２１へ出力され、各スイッチング素子がオンオフされる。

以上説明してきたように、本実施形態に係る制御装置１０、電動コンプレッサ９０、モータ制御方法、及びモータ制御プログラムによれば、指令生成部１１は、モータ８０のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの位相θ０を所定の進角量θ進めた進角位相θｔと、モータ８０のトルク指令値Ｎ＊とを用いて、正弦波の電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を生成する。そして、ＰＷＭ制御部２５がこの電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊における振幅が零となる電気角を含む所定の角度範囲をマスク期間として設定し、マスク期間以外の期間に、電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づく電圧を用いてモータ８０のＰＷＭ信号を生成する。このように交流モータのモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの位相θ０を所定の進角量θを用いて進角させるため、マスク期間を設けることによって生じる電流の歪みを抑制することができる。したがって、モータ８０のトルク低減を抑制することができ、モータ効率を改善することが可能となる。

以上、本開示について実施形態を用いて説明したが、本開示の技術的範囲は上記実施形態に記載の範囲には限定されない。発明の要旨を逸脱しない範囲で上記実施形態に多様な変更又は改良を加えることができ、該変更又は改良を加えた形態も本開示の技術的範囲に含まれる。
また、上記実施形態で説明したモータ制御方法の処理の流れも一例であり、本開示の主旨を逸脱しない範囲内において不要なステップを削除したり、新たなステップを追加したり、処理順序を入れ替えたりしてもよい。

上述した実施形態では、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいてＰＷＭ信号を生成した後に、ＰＷＭ信号に対してマスク期間を設けていたがこの例に限られない。例えば、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に対してマスク期間を設け、マスク期間が設けられた交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊とキャリア信号との比較によってＰＷＭ信号を生成することとしてもよい。

また、交流電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊がそれぞれ正弦波である場合、当該正弦波でそのままＰＷＭ制御を行うと、スイッチング素子群２１におけるスイッチング損失が大きい場合がある。このため、２アーム方式の制御を更に組み合わせてＰＷＭ信号を生成することとしてもよい。２アーム方式の制御は、各スイッチング素子をそれぞれ、所定期間の間オンさせる制御である。具体的には、３相の交流電圧の各相電圧（の絶対値）の大きな領域（ピーク電圧領域ＲＧＰ）で、上アームのスイッチング素子２１ＵＨ、２１ＶＨ、２１ＷＨ、及び下アームのスイッチング素子２１ＵＬ、２１ＶＬ、２１ＷＬをそれぞれ、ＰＷＭ周期の複数周期の領域全てに亘ってオン（ベタオン）させる。

以上説明した各実施形態に記載のモータ制御装置、電動コンプレッサ、モータ制御方法、及びモータ制御プログラムは例えば以下のように把握される。
本開示の第１態様に係るモータ制御装置（１０）は、交流モータ（８０）のモータ電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）の位相（θ０）を所定の進角量（θ）進めた進角位相（θｔ）と、前記交流モータのトルク指令値（Ｎ＊）とを用いて、正弦波の電圧指令（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を生成する指令生成部（１１）と、前記電圧指令における振幅が零となる電気角を含む所定の角度範囲をマスク期間として設定し、前記マスク期間以外の期間に、前記電圧指令に基づく電圧を用いて前記交流モータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部（２５）とを備える。

本開示に係るモータ制御装置によれば、指令生成部は、交流モータのモータ電流の位相を所定の進角量進めた進角位相と、交流モータのトルク指令値とを用いて、正弦波の電圧指令を生成する。そして、ＰＷＭ制御部がマスク期間を設けたＰＷＭ信号を生成し、部分２相通電制御を行う。このように、進角位相を用いてモータ電流を所定量進角させ、そのモータ電流とトルク指令値とを用いて生成された電圧指令に基づいて部分２相通電制御のためのＰＷＭ信号を生成するので、マスク期間を設けることによって生じる電流の歪みを抑制することができる。これにより、交流モータのトルク低減を抑制することができ、モータの動作安定化を図ることができる。

本開示の第２態様に係るモータ制御装置は、前記第１態様において、前記指令生成部は、前記位相を用いて、３相のモータ電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を２相のモータ電流（ｉｄ、ｉｑ）に変換する３相／２相変換部（１４）と、前記交流モータのトルク指令値と２相変換後のモータ電流とを用いて、電圧指令を生成する電流制御部（１３）と、前記電圧指令と前記進角位相とを用いて、正弦波の前記電圧指令を生成する２相／３相変換部（１５）を備えることとしてもよい。

本開示に係るモータ制御装置によれば、指令生成部は、交流モータの３相のモータ電流から変換された２相のモータ電流を電流制御部へ出力する３相／２相変換部と、交流モータのトルク指令値と２相のモータ電流に基づいて電圧指令を生成し、電圧指令を２相／３相変換部へ出力する電流制御部と、電圧指令と進角位相とを用いて、正弦波の電圧指令を生成する２相／３相変換部とを備える。このように、正弦波の電圧指令が進角位相を用いて生成されるため、マスク期間を設けることによって生じる電流の歪みを抑制することができる。したがって、交流モータのトルク低減を抑制することができ、モータの動作安定化を図ることができる。

本開示の第３態様に係るモータ制御装置は、前記第１態様又は前記第２態様において、前記所定の進角量は、前記交流モータのモータ電流の位相を進角させて正弦波の前記電圧指令を生成した場合の前記交流モータのトルク（Ｔ３）が、前記交流モータのモータ電流の位相を進角させずに正弦波の前記電圧指令を生成した場合の前記交流モータのトルク（Ｔ２）以上となる第１進角範囲（０＜θ≦θ２）に設定されていることとしてもよい。

本開示に係るモータ制御装置によれば、所定の進角量は、交流モータのモータ電流の位相を進角させて正弦波の電圧指令を生成した場合の交流モータのトルクが、交流モータのモータ電流の位相を進角させずに正弦波の電圧指令を生成した場合の交流モータのトルク以上となる進角範囲に設定されている。このような範囲で進角量が設定されることにより、モータ効率の低下を効果的に抑制することができる。

本開示の第４態様に係るモータ制御装置は、前記第３態様において、前記所定の進角量は、前記第１進角範囲内であって、かつ、前記交流モータのモータ電流の位相を進角させて正弦波の前記電圧指令を生成した場合の前記交流モータのトルクが最大となる最適進角量（θ１）以下の第２進角範囲（０＜θ≦θ１）に設定されていることとしてもよい。

本開示に係るモータ制御装置によれば、所定の進角量は、第１進角範囲内であって、かつ、交流モータのモータ電流の位相を進角させて正弦波の電圧指令を生成した場合の交流モータのトルクが最大となる最適進角量以下の第２進角範囲に設定されている。これにより、交流モータのトルクに対応する進角量の位相範囲をより適切な範囲に規定することができる。

本開示の第５態様に係るモータ制御装置は、前記第１態様から前記第４態様のいずれかにおいて、前記所定の進角量は、トルク指令値に応じてそれぞれ設けられており、前記指令生成部は、前記トルク指令値に対応する所定の進角量を特定することとしてもよい。

本開示に係るモータ制御装置によれば、トルク指令値に応じた適切な進角量を特定することが可能となる。これにより、トルク指令値が変化する場合でも、交流モータの実トルクをトルク指令値に近づけることが可能となる。

本開示の第６態様に係る電動コンプレッサは、前記第１態様から前記第５態様のいずれかに記載のモータ制御装置と、前記モータ制御装置によって駆動される複数のスイッチング素子（２１）と、前記スイッチング素子により生成された交流電圧により駆動される交流モータ（８０）と、前記交流モータによって駆動される圧縮機（８１）と、を備える。

本開示の第７態様に係るモータ制御方法は、交流モータのモータ電流の位相を所定の進角量進めた進角位相と、前記交流モータのトルク指令値とを用いて、正弦波の電圧指令を生成する指令生成工程と、前記電圧指令における振幅が零となる電気角を含む所定の角度範囲をマスク期間として設定し、前記マスク期間以外の期間に、前記電圧指令に基づく電圧を用いて前記交流モータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御工程と、を有する。

本開示の第８態様に係るモータ制御プログラムは、コンピュータを前記第１態様から前記第５態様のいずれかに記載のモータ制御装置として機能させる。

１ ：インバータ装置
１０ ：制御装置
１１ ：指令生成部
１２ ：速度制御部
１３ ：電流制御部
１４ ：３相／２相変換部
１５ ：２相／３相変換部
２０ ：インバータ主回路
２１ ：スイッチング素子群
２２ ：ＰＷＭ信号生成部
２５ ：ＰＷＭ制御部
３０ ：電流検出部
５０ ：位相推定部
５１ ：位相進角司令部
６０ ：マスク期間司令部
６１ ：マスク期間設定部
８０ ：モータ
８１ ：圧縮機
９０ ：電動コンプレッサ
１１０ ：ＣＰＵ
１２０ ：補助記憶装置
１３０ ：ＲＡＭ
１４０ ：通信部
１８０ ：バス
θ０ ：位相
θ ：進角量
θｔ ：進角位相
θ１ ：最適進角量
θ２ ：最大進角量

Claims (8)

1. 交流モータのモータ電流の位相を所定の進角量進めた進角位相と、前記交流モータのトルク指令値とを用いて、正弦波の電圧指令を生成する指令生成部と、
   前記電圧指令における振幅が零となる電気角を含む所定の角度範囲をマスク期間として設定し、前記マスク期間以外の期間に、前記電圧指令に基づく電圧を用いて前記交流モータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と
   を備えるモータ制御装置。
2. 前記指令生成部は、
   前記位相を用いて、３相のモータ電流を２相のモータ電流に変換する３相／２相変換部と、
   前記交流モータのトルク指令値と２相変換後のモータ電流とを用いて、電圧指令を生成する電流制御部と、
   前記電圧指令と前記進角位相とを用いて、正弦波の前記電圧指令を生成する２相／３相変換部と
   を備える請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記所定の進角量は、前記交流モータのモータ電流の位相を進角させて正弦波の前記電圧指令を生成した場合の前記交流モータのトルクが、前記交流モータのモータ電流の位相を進角させずに正弦波の前記電圧指令を生成した場合の前記交流モータのトルク以上となる第１進角範囲に設定されている請求項１に記載のモータ制御装置。
4. （進角量の範囲０＜θ≦θ１）
   前記所定の進角量は、前記第１進角範囲内であって、かつ、前記交流モータのモータ電流の位相を進角させて正弦波の前記電圧指令を生成した場合の前記交流モータのトルクが最大となる最適進角量以下の第２進角範囲に設定されている請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記所定の進角量は、トルク指令値に応じてそれぞれ設定されており、前記指令生成部は、前記トルク指令値に対応する前記所定の進角量を特定する請求項１に記載のモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置と、
   前記モータ制御装置で生成された信号に基づいて駆動される複数のスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子により生成された交流電圧により駆動される交流モータと、
   前記交流モータによって駆動される圧縮機と
   を備える電動コンプレッサ。
7. 交流モータのモータ電流の位相を所定の進角量進めた進角位相と、前記交流モータのトルク指令値とを用いて、正弦波の電圧指令を生成する指令生成工程と、
   前記電圧指令における振幅が零となる電気角を含む所定の角度範囲をマスク期間として設定し、前記マスク期間以外の期間に、前記電圧指令に基づく電圧を用いて前記交流モータのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御工程と、
   を有するモータ制御方法。
8. コンピュータを請求項１に記載のモータ制御装置として機能させるためのモータ制御プログラム。