JP2010119285A - インターリーブ制御電源装置、該電源装置の制御回路および制御方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】2相臨界インターリーブPFC昇圧型コンバータにおいて、マスター側制御回路10は、マスター信号Mswを元にスイッチング素子QM(1)を臨界制御し、またスレーブ側制御回路30はマスター信号Mswとは180°位相差のあるスレーブ信号Sswを元にスイッチング素子QS(2)を臨界制御するように構成されている。そしてマスター側制御回路10のオフ時間幅生成回路13は、マスター信号Mswと同波形のM_ONをスレーブ側制御回路30のオン位相制御回路33に供給し、スレーブ側制御回路30はマスター信号Mswの立ち上がるタイミングを基準にして、スレーブ信号Sswの立ち上がるタイミングを決める。
【選択図】図1
Description
前記マスターのコンバータは、前記スイッチング素子を制御するマスター側制御回路を有し、該マスター側制御回路は、前記スイッチング素子のオン及びオフを制御するマスター信号を生成し、該マスター信号のオン及びオフのタイミングで前記スイッチング素子を制御し、
前記スレーブのコンバータは、前記スイッチング素子を制御するスレーブ側制御回路を有し、
該スレーブ側制御回路は、
(イ)前記マスター信号のオンタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオンタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号として出力するオン位相制御回路と、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成するスレーブ側オン時間幅生成回路とを有する、
もしくは
(ロ)前記オン位相制御回路と、前記マスター信号のオフタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオフタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオフするタイミング信号として出力するオフ位相制御回路とを有する、
もしくは
(ハ)前記オフ位相制御回路と、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成するスレーブ側オフ時間幅生成回路とを有する、
ことを特徴とするものである。
誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するマスター側オン時間幅生成回路と、
入力電圧、出力電圧、および、前記マスター側オン時間幅生成回路が生成した前記オン時間幅に基づいて下記の演算を施すことにより前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、
オフ時間幅=入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)
該オフ時間幅に基づき、もしくは前記マスターのコンバータのインダクタに流れる電流がゼロとなるときを検出して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力するマスター側オフ時間幅生成回路と、
を有し、
前記スレーブ側制御回路は、
前記誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成するスレーブ側オン時間幅生成回路と、
前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成するスレーブ側オフ時間幅生成回路と、
を有し、
前記スレーブ側オフ時間幅生成回路は、
入力電圧、出力電圧、および、前記マスター側オン時間幅生成回路もしくは前記スレーブ側オン時間幅生成回路が生成した前記オン時間幅に基づいて、入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)という演算により前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、該オフ時間幅に基づき前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力する、
または前記スレーブのコンバータのインバータに流れる電流を検出して前記スレーブのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなるときを検出して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力する、
ことを特徴とするものである。
第1のコンデンサを有し、前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電または放電するマスター信号周期情報生成回路と、
前記第1のコンデンサの放電または充電完了で前記スレーブ信号の第1のタイミングを決定する第1タイミング決定回路と、
第2のコンデンサを有し、該第2のコンデンサに対し前記マスター信号周期情報生成回路が前記第1のコンデンサの充電に用いたマスター信号周期から1周期ずらして、前記第1のコンデンサと同じ動作をさせることによって、前記第1のコンデンサの充電または放電する期間の中に、前記第2のコンデンサの放電または充電で、前記スレーブ信号の第2のタイミングを決定する第2タイミング決定回路と、
を有することを特徴とするものである。
第1のコンデンサを有し、前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電または放電するマスター信号周期情報生成回路と、
前記第1のコンデンサの放電または充電完了で前記スレーブ信号の第1のタイミングを決定する第1タイミング決定回路と、
第2のコンデンサを有し、該第2のコンデンサに対し前記マスター信号周期情報生成回路が前記第1のコンデンサの充電に用いたマスター信号周期から一周期ずらして、前記第1のコンデンサと同じ動作をさせることによって、前記マスター信号周期情報生成回路により前記第1のコンデンサを充電または放電する期間の中に、前記第2のコンデンサの放電または充電で、前記スレーブ信号の第2のタイミングを決定する第2タイミング決定回路と、を有することを特徴とするものである。
第1のコンデンサを有し、前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電または放電するマスター信号周期情報生成回路と、
前記第1のコンデンサの放電または充電完了で前記スレーブ信号の第1のタイミングを決定する第1タイミング決定回路と、
第2のコンデンサを有し、該第2のコンデンサに対し前記マスター信号周期情報生成回路が前記第1のコンデンサの充電または放電に用いたマスター信号周期から1周期ずらして、前記第1のコンデンサと同じ動作をさせることによって、前記第1のコンデンサの充電または放電する期間の中に、前記第2のコンデンサの放電または充電で、前記スレーブ信号の第2のタイミングを決定する第2タイミング決定回路と、
を有し、
前記スレーブ側制御回路はさらに、
前記オン位相制御回路により決定された第1のタイミングおよび前記オフ位相制御回路により決定された第1のタイミングから第1オン/オフ信号を生成する第1の論理回路と、前記オン位相制御回路により決定された第2のタイミングおよび前記オフ位相制御回路により決定された第2のタイミングから第2オン/オフ信号を生成する第2の論理回路と、前記第1オン/オフ信号と第2オン/オフ信号を合成して前記スレーブ信号を生成する第3の論理回路と、を有する、もしくは、
前記オン位相制御回路により決定された前記第1タイミングおよび前記第2タイミング決定回路が決定した前記第2タイミングから前記スレーブ信号のオンタイミング信号を生成する第4の論理回路と、前記オフ位相制御回路により決定された前記第1タイミングおよび前記第2タイミング決定回路が決定した前記第2タイミングから前記スレーブ信号のオフタイミング信号を生成する第5の論理回路と、前記スレーブ信号のオンタイミング信号と前記スレーブ信号のオフタイミング信号を合成して前記スレーブ信号を生成する第6の論理回路と、を有することを特徴とするものである。
所定の定電圧を初期値として前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを所定の充電電流で充電することで前記マスター信号の周期情報を生成するコンデンサ充電回路を備え、該コンデンサ充電回路は、前記所定の充電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記第1のコンデンサの充電路に投入する第1のスイッチ回路を有し、
前記第1タイミング決定回路は、
前記第1のコンデンサを所定の放電電流で前記マスター信号の1周期の間に充電した充電電圧から前記所定の定電圧まで放電することで前記第1のタイミング信号を決めるコンデンサ放電回路を備え、該コンデンサ放電回路は、前記所定の放電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記コンデンサの放電路に投入する第2のスイッチ回路を有する、ことを特徴とするものである。
所定の定電圧を初期値として前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを所定の放電電流で放電することで前記マスター信号の周期情報を生成するコンデンサ放電回路を備え、該コンデンサ放電回路は、前記所定の放電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記第1のコンデンサの放電路に投入する第1のスイッチ回路を有し、
前記第1タイミング決定回路は、
前記第1のコンデンサを所定の充電電流で前記マスター信号の1周期の間に放電した放電電圧から前記所定の定電圧まで充電することで前記第1のタイミング信号を決めるコンデンサ充電回路を備え、該コンデンサ充電回路は、前記所定の充電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記コンデンサの充電路に投入する第2のスイッチ回路を有する構成としても良い。
上述したマスター側制御回路と、
上述したスレーブ側制御回路をN-1相分設け、
k =1〜(N-1)、Nは3以上の整数として、k相目の前記スレーブ側制御回路において前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電する場合は、前記k相目のコンデンサの放電電流をId_k、充電電流をIcとすると、
Id_k = (N/k)・Ic
とし、
前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを放電する場合は、前記k相目のコンデンサの放電電流をId、充電電流をIc_kとすると、
Ic_k=(N/k)・Id
とすることを特徴とするものである。
マスターのコンバータとスレーブのコンバータを備え、該マスターのコンバータのスイッチング素子と前記スレーブのコンバータのスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させるインターリーブ制御電源装置の制御回路であって、
前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオン及びオフを制御するマスター信号を生成し、該マスター信号のオン及びオフのタイミングで前記スイッチング素子を制御するマスター側制御回路と、
前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子を制御するスレーブ側制御回路と、を有し、
前記スレーブ側制御回路は、
(イ)前記マスター信号のオンタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオンタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号として出力するオン位相制御回路と、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成するスレーブ側オン時間幅生成回路とを有する、
もしくは
(ロ)前記オン位相制御回路と、前記マスター信号のオフタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオフタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオフするタイミング信号として出力するオフ位相制御回路とを有する、
もしくは
(ハ)前記オフ位相制御回路と、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成するスレーブ側オフ時間幅生成回路とを有する、
ことを特徴とするものである。
誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するマスター側オン時間幅生成回路と、
入力電圧、出力電圧、および、前記マスター側オン時間幅生成回路が生成した前記オン時間幅に基づいてオフ時間幅=入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)という演算を施すことにより前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、該オフ時間幅に基づき、もしくは前記マスターのコンバータのインバータに流れる電流を検出して前記マスターのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなる時間を検出して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力するマスター側オフ時間幅生成回路と、
を有し、
また前記スレーブ側制御回路は、
前記誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するスレーブ側オン時間幅生成回路と、
前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成するスレーブ側オフ時間幅生成回路と、
を有し、
前記スレーブ側オフ時間幅生成回路は、
入力電圧、出力電圧、および、前記マスター側オン時間幅生成回路もしくは前記スレーブ側オン時間幅生成回路が生成した前記オン時間幅に基づいて、入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)という演算を施すことにより前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、該オフ時間幅に基づき前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力する、
または前記スレーブのコンバータのインバータに流れる電流を検出して前記スレーブのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなるときを検出して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力する、
ことを特徴とするものである。
第1のコンデンサを有し、前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電または放電するマスター信号周期情報生成回路と、
前記第1のコンデンサの放電または充電完了で前記スレーブ信号の第1のタイミングを決定する第1タイミング決定回路と、
第2のコンデンサを有し、該第2のコンデンサに対し前記マスター信号周期情報生成回路が前記第1のコンデンサの充電に用いたマスター信号周期から一周期ずらして、前記第1のコンデンサと同じ動作をさせることによって、前記マスター信号周期情報生成回路により前記第1のコンデンサを充電または放電する期間の中に、前記第2のコンデンサの放電または充電で、前記スレーブ信号の第2のタイミングを決定する第2タイミング決定回路と、を有することを特徴とするものである。
マスターのコンバータのスイッチング素子とスレーブのコンバータのスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させるためのマスター側制御回路とスレーブ側制御回路とを有するインターリーブ制御電源装置の制御方法であって、
前記マスター側制御回路は、
前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオン及びオフを制御するマスター信号を生成し、該マスター信号のオン及びオフのタイミングで前記スイッチング素子を制御し、
前記スレーブ側制御回路は、
(イ)前記マスター信号のオンタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオンタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号として出力するとともに、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、
もしくは
(ロ)前記マスター信号のオンタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオンタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号として出力するとともに、前記マスター信号のオフタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオフタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオフするタイミング信号として出力する、
もしくは
(ハ)前記マスター信号のオフタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオフタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオフするタイミング信号として出力するとともに、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成する、
ことを特徴とするものである。
誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するとともに、入力電圧、出力電圧、および、前記オン時間幅に基づいて、オフ時間幅=入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)という演算を施すことにより前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、さらに、該オフ時間幅に基づき、もしくは前記マスターのコンバータのインバータに流れる電流を検出して前記マスターのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなる時間を検出して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力し、
また前記スレーブ側制御回路は、
前記誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するとともに、
入力電圧、出力電圧、および、前記マスター側もしくは前記スレーブ側で生成した前記オン時間幅に基づいて、入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)という演算を施すことにより前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、さらに、該オフ時間幅に基づき前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力するか、または、前記スレーブのコンバータのインバータに流れる電流を検出して前記スレーブのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなるときを検出して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力する、
ことを特徴とするものである。
第1のコンデンサを有し、前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電または放電してマスター信号周期情報を生成する過程、
前記第1のコンデンサの放電または充電完了で前記スレーブ信号の第1のタイミングを決定する第1タイミング決定過程、および、
第2のコンデンサを有し、該第2のコンデンサに対し前記マスター信号周期情報を生成する過程が前記第1のコンデンサの充電に用いたマスター信号周期から一周期ずらして、前記第1のコンデンサと同じ動作をさせることによって、前記マスター信号周期情報を生成する過程により前記第1のコンデンサを充電または放電する期間の中に、前記第2のコンデンサの放電または充電で、前記スレーブ信号の第2のタイミングを決定する第2タイミング決定過程、
を含むことを特徴とするものである。
[実施形態1]
図1は、本発明の第1の実施形態に係る2相臨界インターリーブPFC(Power Factor Correction)昇圧型コンバータの回路構成を示す図である。交流電源電圧を全波整流した電圧Viを入力とし、入力電圧Viに重畳されるスイッチングノイズなどの高周波ノイズを除去するためのコンデンサC1,入力電圧Viを分圧して入力電圧Viの検出電圧である電圧Visを生成するための抵抗R1,R2、マスター側のスイッチング素子QM(1),インダクタLM(3),逆流防止ダイオードDM(5)、スレーブ側のスイッチング素子QS(2),インダクタLS(4),逆流防止ダイオードDS(6)、出力電圧Voを分圧して出力電圧Voの検出電圧である電圧Vosを生成するための抵抗R3,R4、出力電圧Voを平滑するためのコンデンサC2、マスター側のスイッチング素子QM(1)を駆動するマスター側制御回路10、およびスイッチング素子QS(2)を駆動するスレーブ側制御回路30とを備えている。また、Rloadは負荷である。図2は、図1に示した2相臨界インターリーブPFC昇圧型コンバータの動作を説明するためのタイミングチャートであり、マスター側のM_ON信号(14)の立ち上がるタイミング(後述のようにマスター信号Msw(スイッチング素子QM(1)のオン・オフを制御する信号)とM_ON信号(14)は同形になるので、これはマスター信号Mswの立ち上がるタイミングでもある)を基準にして、スレーブ信号Ssw(スイッチング素子QS(2)のオン・オフを制御する信号)の立ち上がるタイミングを決めるメカニズムを説明するものである。
ここで、Tonはスイッチング素子QM(1)のオン幅であり、またLは上述したようにインダクタLMのインダクタンスである。そして、出力電圧Voも一定と見なし得るならば、スイッチングの一周期におけるインダクタLMの放電電流ΔIoffは、以下の式(2)のように表せる。
ここで、Toffはスイッチング素子QM(1)のオフ幅でる。上述したように、昇圧型コンバータでは、出力電圧Voが入力電圧Viよりも高いという関係にあり、インダクタ電流が減少するときは、( Vo−Vi ) / Lの傾きで減少することが知られている。
上記式(3)から、スイッチング素子QM(1)のオン幅Tonと入力電圧Viと出力電圧Voが分れば、スイッチング素子QM(1)のオフ幅Toffを求めることができる。スイッチング素子QM(1)のオフ幅Toffが分かれば臨界点を検出し、検出した臨界点でスイッチング素子のターンオンを行うことで臨界動作を実現することができる。
ここで、k、Vbias は定数である。上記式(4)を上記式(3)に代入することにより臨界動作になるスイッチング素子QM(1)のオフ幅Toffは、以下の式(5)又は式(6)のように表せる。
Toff = Vis ・( Vcomp−Vbias ) k / (Vos−Vis ) (6)
このように観てくると、上記式(4)より、誤差増幅器20の出力であるCOMP電圧Vcompを用いて、オン幅Tonをオン時間幅生成回路(On Period Generator )11で作ることで、スイッチング素子QM(1)のターンオフ・タイミング(オン幅Tonの終了タイミング)が分かり、そのターンオフ・タイミングでドライバ回路(Driver Circuit )12にM_OFF信号を入力する。
また、上記式(6)より、入力電圧Viの検出電圧である電圧Visと、出力電圧Voの検出電圧である電圧Vosと、オン時間幅生成回路(On Period Generator )11により生成されるスイッチング素子QM(1)のオン幅Tonを用いて、オフ幅Toffをオフ時間幅生成回路(Off Period Generator )13で作ることで、スイッチング素子QM(1)のターンオン・タイミング(臨界点)も分かり、そのターンオン・タイミングでドライバ回路(Driver Circuit )12にM_ON信号(14)を入力する。オフ時間幅生成回路(Off Period Generator )13から出力されるM_ON信号(14)は、スイッチング素子QM(1)をオンさせてオフ幅Toffの終了タイミングを決定し(Toffの終了はTonの開始でもある)、オフ幅Toffを決めるものである。また、オン時間幅生成回路(On Period Generator )11,31から出力されるM_OFF信号,S_OFF信号は、スイッチング素子QM(1),QS(2)をオフさせてこれらのオン幅Tonの終了タイミングを決定し(Tonの終了はToffの開始でもある)、オン幅Tonを決めるものである。なお、マスター信号MswおよびM_ON信号(14)のスイッチング周期は(Ton +Toff)になる。そしてドライバ回路(Driver Circuit )12に入力されたM_OFF信号およびM_ON信号に基づいて、ドライバ回路(Driver Circuit )12はマスター信号Mswを生成してスイッチング素子QM(1)のゲートに入力し、スイッチング素子QM(1)をオン/オフ制御する。ここで、マスター信号Mswについてさらに説明しておくと、M_OFF信号およびM_ON信号は互いに相手の信号が終了した時点から開始し、マスター信号MswはM_OFF信号およびM_ON信号を重ね合わせたものになるから、結局マスター信号MswはM_ON信号と同じ波形になる。
(1)周期T1で、コンデンサCaはバイアス電圧Vbiasを初期値として充電電流Icで充電され、コンデンサCaの両端電圧VCaは周期T1の終わりまで直線的に増加する。コンデンサCaの最終両端電圧VCaがマスター信号Msw信号の周期情報を与える。
(2)周期T2の立ち上がるタイミングで、コンデンサCaは充電電流Icの2倍の放電電流Idで放電し始める。コンデンサCaの両端電圧VCaがバイアス電圧Vbiasに戻るタイミングが、スレーブ側の信号Sswaの立ち上がるタイミングになる。こうすることによって、周期T2において、マスター信号Mswに対して、スレーブ側の信号Sswaは周期T1の半分だけ遅延することになる。この周期T2においては、臨界PFCの周期が変わることになるが、隣周期の差は微小なので(T1 ≒ T2)、マスター信号Mswとスレーブ側の信号Sswaの位相差は180°前後であるとみなして良い。
(3)また、周期T2では、コンデンサCbがバイアス電圧Vbiasを初期値として充電電流Icで充電され、コンデンサCbの両端電圧VCbは周期T2の終わりまで直線的に増加する。コンデンサCbの最終両端電圧VCbがマスター信号Msw信号の周期情報を与える。
(4)周期T3の立ち上がりタイミングで、コンデンサCbは充電電流Icの2倍の放電電流Idで放電し始める。コンデンサCbの両端電圧VCbがバイアス電圧Vbiasに戻るタイミングが、スレーブ側の信号Sswbの立ち上がるタイミングになる。こうすることによって、周期T3において、マスター信号Mswに対して、スレーブ側の信号Sswbは周期T2の半分だけ遅延することになる。
(5)スレーブ信号Sswaとスレーブ信号Sswbとで論理和(OR論理)をとると、マスター信号Mswとインターリーブするスレーブ信号Sswを得ることができる。なお、スレーブ信号Sswが立下るタイミングは、上記のようにスレーブ側制御回路30のオン時間幅生成回路(On Period Generator )31で決めている。
Id =2・Ic (7)
とすれば良い。
Id_k = (N/k)・Ic (8)
とすれば良い。ここで、k =1〜(N-1)、Nは3以上の整数、と置くことができる。
[実施形態2]
図6は、本発明の第2の実施形態に係る2相臨界インターリーブPFC(Power Factor Correction)昇圧型コンバータの回路構成を示す図である。図1に示す第1の実施形態がマスター信号Mswのオンタイミングのみを遅延させたのに対し、第2の実施形態では、マスター信号Mswのオンとオフのタイミングを基準にして、オン・オフ位相制御回路でそれぞれ半周期だけ遅延させてスレーブ信号Sswのオンとオフのタイミングを決めるようにしている。なお、マスター信号MswがM_ON信号と同じ波形になるのは第1の実施形態と同様である。図7は、図6に示した2相臨界インターリーブPFC昇圧型コンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。
(1)周期T1におけるマスター信号Msw信号の立ち上がるタイミングで、第1のコンデンサCa_ONはバイアス電圧Vbiasを初期値とする充電電流Icによる充電を開始し、第1のコンデンサCa_ONの両端電圧VCa_ONは周期T1の終わりまで直線的に増加する。コンデンサCa_ONの最終両端電圧VCa_ONがマスター信号Msw信号の周期情報を与える。なお、マスター信号MswのH(ハイレベル)でM_ON信号がアクティブ(スイッチング素子QM(1)をオンさせる状態)であることを示し、マスター信号MswのL(ローレベル)でM_OFF信号がアクティブ(スイッチング素子QM(1)をオフさせる状態)であることを示す。また、周期T1におけるM_OFF信号(マスター信号Msw=L)の開始タイミングで、第2のコンデンサCa_OFFはバイアス電圧Vbiasを初期値とする充電電流Icによる充電を開始し、第2のコンデンサCa_OFFの両端電圧VCa_OFFは周期T2におけるM_OFF信号の開始タイミングまで直線的に増加する。コンデンサCa_OFFの最終両端電圧VCa_OFFがマスター信号Msw信号の周期情報を与える。
(2)周期T2におけるマスター信号Msw信号の立ち上がるタイミングで、第1のコンデンサCa_ONは充電電流Icの2倍の放電電流Idで放電を開始する。第1のコンデンサCa_ONの両端電圧VCa_ONがバイアス電圧Vbiasに戻るタイミングは、スレーブ側の信号Sa_ONの立ち上がるタイミングになる。こうすることによって、周期T2において、マスター信号Mswの立ち上がりに対して、スレーブ信号Sa_ONの立ち上がりは周期T2の半分だけ遅延することになる。この周期T2においては、臨界PFCの周期が変わることになるが、隣周期の差は微小なので(T1 ≒ T2)、マスター信号Mswとスレーブ信号Sa_ONの立ち上がりの位相差は180°前後であるとみなして良い。
(3)また周期T2におけるマスター信号Msw信号の立ち上がるタイミングで、第3のコンデンサCb_ONがバイアス電圧Vbiasを初期値とする充電電流Icによる充電を開始し、第3のコンデンサCb_ONの両端電圧VCb_ONは、周期T2の終わりまで直線的に増加する。コンデンサCb_ONの最終両端電圧VCb_ONがマスター信号Msw信号の周期情報を与える。また、周期T2におけるM_OFF信号の開始タイミングで、第4のコンデンサCb_OFFはバイアス電圧Vbiasを初期値とする充電電流Icによる充電を開始し、第4のコンデンサCb_OFFの両端電圧VCb_OFFは、周期T3におけるM_OFF信号の開始タイミングまで直線的に増加する。コンデンサCb_OFFの最終両端電圧VCb_OFFがマスター信号Msw信号の周期情報を与える。
(4)そして周期T3におけるマスター信号Mswの立ち上がるタイミングで、第3のコンデンサCb_ONは充電電流Icの2倍の放電電流Idで放電を開始する。第3のコンデンサCb_ONの両端電圧VCb_ONがバイアス電圧Vbiasに戻るタイミングは、スレーブ側の信号Sb_ONの立ち上がるタイミングになる。こうすることによって、周期T3において、マスター信号Mswの立ち上がりに対して、スレーブ信号Sb_ONの立ち上がりは周期T3の半分だけ遅延することになる。この周期T3においては、臨界PFCの周期が変わることになるが、隣周期の差は微小なので(T2 ≒ T3)、マスター信号Mswとスレーブ信号Sb_ONの立ち上がりの位相差は180°前後であるとみなして良い。
(5)スレーブ信号Sa_ONとスレーブ信号Sb_ONとで論理和(OR論理)をとると、マスター信号Msw=M_ON14とインターリーブするスレーブ信号Ssw=S_ONを得ることができる。なお、スレーブ信号SswのH(ハイレベル)でS_ON信号がアクティブ(スイッチング素子QS(2)をオンさせる状態)であることを示し、スレーブ信号SswのL(ローレベル)でS_OFF信号がアクティブ(スイッチング素子QM(1)をオフさせる状態)であることを示す。さらに、マスター信号Mswと同様に、スレーブ信号Sswはスイッチング素子QS(2)をオンさせる信号であるS_ON信号と同じ波形になる。
マスター信号側のM_ON(=Msw)を受けるT-FF141のQバー出力端から出力されるQB_ON信号がハイレベルであるとき、QB_ON信号が入力されるスイッチSb1_ON152がオンする。すると、充電電流Icが流れて第3のコンデンサCb_ON153は充電を開始する。充電が開始されると、図9(b)に示すように第3のコンデンサCb_ON153の両端電圧VCb_ONは当該周期において直線的に増加する。そして次の周期の立ち上がりで放電を開始し、その周期の略半分(周期が変化しなければ正確に半分)の間に放電を完了する。つまり、次の周期の立ち上がりでT-FF141のQ出力端から出力されるQ_ON信号がハイレベルとなり、当該Q_ON信号がRS-FF156のセット入力端子Sに入力されることで、RS-FF156のQ出力がハイレベルとなる。そのためスイッチSb2_ON155がオンし、第3のコンデンサCb_ON153に蓄積された電荷を充電電流Icの2倍に設定された放電電流Idで放電する。つまり第3のコンデンサCb_ON153の両端電圧VCb_ONは、当該周期の略半分(周期が変化しなければ正確に半分)の間に放電を完了して、バイアス電圧Vbiasに等しくなる。第3のコンパレータ154は、第3のコンデンサCb_ON153の両端電圧VCb_ONがバイアス電圧Vbiasに等しくなったことを検出して、ハイレベルの信号Sb_ONを出力する。ハイレベルの信号Sb_ONがリセット-セット型フリップフロップ(RS-FF)403のセット入力端子Sに入力するためRS-FF403の出力端Qからハイレベルの信号Sbが出力され、OR回路404を介してスレーブ側の信号S_ON(=Ssw)として出力される。また、ハイレベルの信号Sb_ONがRS-FF156のリセット入力端子Rに入力されるため、RS-FF156のQ出力端子はローレベルになる。そのためスイッチSb2_ON145をオフして放電電流Idの流れを遮断し、次の周期で第3のコンデンサCb_ON153の充電が始まるまでCb_ON153の両端電圧VCa_ONをバイアス電圧Vbiasに保つことになる。これを繰り返してスレーブ側の信号S_ONを定める信号Sbの立ち上がりタイミングを得る。
[実施形態3]
図10は、多相化した臨界インターリーブPFC昇圧型コンバータの回路構成の第1の実施例を示す図である。図10は、図1に示した臨界インターリーブPFC昇圧型コンバータの回路構成を3相以上に多相化したものである。図10において、マスター側制御回路10に対して、複数のスレーブ側制御回路301,・・・,30m(mは2以上の整数)が設けられている。スレーブ側制御回路301,・・・,30mの構成は図1に示したスレーブ側制御回路30の構成と同じであるので、ここでは詳細説明を省略する。
[実施形態4]
図16は、本発明の第4の実施形態に係る2相臨界インターリーブPFC(Power Factor Correction)昇圧型コンバータの回路構成を示す図である。マスター側の構成・動作は図12のものと同じであるので、その説明を省略する。図16に示す第4の実施形態に係る2相臨界インターリーブPFC昇圧型コンバータでは、インダクタLS(4)を主巻線LS1と補助巻線LS2で構成してスレーブのコンバータのインバータLS(4)に流れる電流を検出するようにしている。そしてスレーブ側オフ時間幅生成回路(Off Period Generator)35は、磁気結合された補助巻線LS2を通してスレーブのコンバータのインダクタLS(4) の主巻線LS1に流れる電流がゼロとなるときを検出してターンオン信号S_ONを生成する。その一方、マスター側オン時間幅生成回路(On Period Generator)11はターンオフ信号M_OFF15を生成し、これをスレーブ側オフ位相制御回路(Off Phase Controller)34に入力し、これを基にスレーブ側オフ位相制御回路34は、ターンオフ信号S_OFFを生成し、これをスレーブ側オフ時間幅生成回路35に出力する。こうすることで、スレーブ信号Sの立ち下がるタイミングはマスター信号Mの立ち下がるタイミングを基準にして、半周期だけ遅延させることができる。スレーブ信号Sの立ち上がるタイミングはマスター側と同じ方式で、スレーブ側時間幅生成回路35で決める。なお、スレーブ側の個々の回路の構成・動作はこれまで説明してきたものと同じであるので、説明は省略する。
(1)周期T1で、コンデンサCaはバイアス電圧Vbiasを初期値として充電電流Icで充電され、コンデンサCaの両端電圧VCaは周期T1の終わりまで直線的に増加する。コンデンサCaの最終両端電圧VCaがマスター信号Mの周期情報を与える。
(2)周期T2の立ち上がるタイミングで、コンデンサCaは充電電流Icの2倍の放電電流Idで放電し始める。コンデンサCaの両端電圧VCaがバイアス電圧Vbiasに戻るタイミングが、スレーブ側の信号Saの立ち下がるタイミングになる。こうすることによって、周期T2において、マスター信号Mswに対して、スレーブ側の信号Saは周期T1の半分だけ遅延することになる。この周期T2においては、臨界PFCの周期が変わることになるが、隣周期の差は微小なので(T1 ≒ T2)、マスター信号Mswとスレーブ側の信号Saの位相差は180°前後であるとみなして良い。
(3)また、周期T2では、コンデンサCbがバイアス電圧Vbiasを初期値として充電電流Icで充電され、コンデンサCbの両端電圧VCbは周期T2の終わりまで直線的に増加する。コンデンサCbの最終両端電圧VCbがマスター信号Mswの周期情報を与える。
(4)周期T3の立ち上がりタイミングで、コンデンサCbは充電電流Icの2倍の放電電流Idで放電し始める。コンデンサCbの両端電圧VCbがバイアス電圧Vbiasに戻るタイミングが、スレーブ側の信号Sbの立ち下がるタイミングになる。こうすることによって、周期T3において、マスター信号Mswに対して、スレーブ側の信号Sbは周期T2の半分だけ遅延することになる。
(5)スレーブ信号Saとスレーブ信号Sbとで論理和(OR論理)をとると、マスター信号Mswとインターリーブするスレーブ信号Sswを得ることができる。なお、スレーブ信号Sswが立下るタイミングは、マスター側制御回路10のオン時間幅生成回路(On Period Generator)11が生成したターンオフ信号M_OFF15をスレーブ側制御回路30のオフ位相制御回路(Off Phase Controller)34に入力し、これを基にオフ位相制御回路34で決めている。
Ic_k =(N/k)・Id (10)
ここで、Idは各相共通の値を有する放電電流の値であり、Ic_kはk相目のコンデンサの充電電流の値である。
2 スレーブ側スイッチング素子(QS)
3 マスター側インダクタ(LM)
4 スレーブ側インダクタ(LS)
5 マスター側逆流防止ダイオード(DM)
6 スレーブ側逆流防止ダイオード(DS)
10 マスター側制御回路
11 オン時間幅生成回路(On Period Generator)
12 ドライブ回路(Driving Circuit)
13 オフ時間幅生成回路(Off Period Generator)
14 マスター側の信号(M_ON)
15 マスター側の信号(M_OFF)
16 オフ時間幅生成回路(Off Period Generator)
20 誤差増幅器(Error Amp.)
30 スレーブ側制御回路
31 オン時間幅生成回路(On Period Generator)
32 ドライブ回路(Driving Circuit)
33 オン位相制御回路(ON Phase Controller)
34 オフ位相制御回路(Off Phase Controller)
35 オフ時間幅生成回路(Off Period Generator)
40 OR回路
41 トグル型フリップフロップ(T-FF)
42 第1のスイッチ(Sa1)
43 コンデンサ(Ca)
44 コンパレータ(Comparator)
45 第2のスイッチ(Sa2)
46 RSフリップフロップ(Reset Set Type Flip-Flop)
52 第1のスイッチ(Sb1)
53 コンデンサ(Cb)
54 コンパレータ(Comparator)
55 第2のスイッチ(Sb2)
56 RSフリップフロップ(Reset Set Type Flip-Flop)
310 スレーブ側制御回路
320 ドライブ回路(Driving Circuit)
340 オン・オフ位相制御回路(ON & OFF Phase Controller)
Vi 入力電圧
Vis 入力検出電圧
L インダクタンス
LM1 マスター側主巻線
LM2 マスター側補助巻線
LS1 スレーブ側主巻線
LS2 スレーブ側補助巻線
Vo 出力電圧
Vos 出力検出電圧
Rload 負荷
Vcomp COMP電圧(誤差信号)
C1 平滑コンデンサ
C2 出力コンデンサ(電解コンデンサ)
R1〜R4 抵抗
Vbias バイアス電圧(定電圧源)
Vofs 基準電圧
Ic 電流源およびその電流
Ic_k k相目のコンデンサの充電電流
Id 電流源およびその電流
Id_k k相目のコンデンサの放電電流
Msw マスター信号
Claims (22)
- マスターのコンバータとスレーブのコンバータを備え、該マスターのコンバータのスイッチング素子と該スレーブのコンバータのスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させるインターリーブ制御電源装置において、
前記マスターのコンバータは、前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子を制御するマスター側制御回路を有し、該マスター側制御回路は、前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオン及びオフを制御するマスター信号を生成し、該マスター信号のオン及びオフのタイミングで前記スイッチング素子を制御し、
前記スレーブのコンバータは、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子を制御するスレーブ側制御回路を有し、
該スレーブ側制御回路は、
(イ)前記マスター信号のオンタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオンタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号として出力するオン位相制御回路と、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成するスレーブ側オン時間幅生成回路とを有する、
もしくは
(ロ)前記オン位相制御回路と、前記マスター信号のオフタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオフタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオフするタイミング信号として出力するオフ位相制御回路とを有する、
もしくは
(ハ)前記オフ位相制御回路と、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成するスレーブ側オフ時間幅生成回路とを有する、
ことを特徴とするインターリーブ制御電源装置。 - 前記マスター側制御回路は、
誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するマスター側オン時間幅生成回路と、
入力電圧、出力電圧、および、前記マスター側オン時間幅生成回路が生成した前記オン時間幅に基づいて下記の演算を施すことにより前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、
オフ時間幅=入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)
該オフ時間幅に基づき、もしくは前記マスターのコンバータのインダクタに流れる電流を検出して前記マスターのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなるときを検出して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力するマスター側オフ時間幅生成回路と、
を有し、
前記スレーブ側制御回路は、
前記誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するスレーブ側オン時間幅生成回路と、
前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成するスレーブ側オフ時間幅生成回路と、
を有し、
前記スレーブ側オフ時間幅生成回路は、
入力電圧、出力電圧、および、前記マスター側オン時間幅生成回路もしくは前記スレーブ側オン時間幅生成回路が生成した前記オン時間幅に基づいて、入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)という演算により前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、該オフ時間幅に基づき前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力する、
または前記スレーブのコンバータのインバータに流れる電流を検出して前記スレーブのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなるときを検出して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力する、
ことを特徴とする請求項1に記載のインターリーブ制御電源装置。 - 前記オン位相制御回路は、
第1のコンデンサを有し、前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電または放電するマスター信号周期情報生成回路と、
前記第1のコンデンサの放電または充電完了で前記スレーブ信号の第1のタイミングを決定する第1タイミング決定回路と、
第2のコンデンサを有し、該第2のコンデンサに対し前記マスター信号周期情報生成回路が前記第1のコンデンサの充電に用いたマスター信号周期から1周期ずらして、前記第1のコンデンサと同じ動作をさせることによって、前記マスター信号周期情報生成回路により前記第1のコンデンサを充電または放電する期間の中に、前記第2のコンデンサの放電または充電で、前記スレーブ信号の第2のタイミングを決定する第2タイミング決定回路と、
を有することを特徴とする請求項1に記載のインターリーブ制御電源装置。 - 前記第1タイミング決定回路が決定した前記第1タイミングと前記第2タイミング決定回路が決定した前記第2タイミングとの論理和により前記スレーブ信号のオンタイミング信号を生成するスレーブ信号生成回路を有することを特徴とする請求項3に記載のインターリーブ制御電源装置。
- 前記マスター信号周期情報生成回路は、
所定の定電圧を初期値として前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを所定の充電電流で充電することで前記マスター信号の周期情報を生成するコンデンサ充電回路を備え、該コンデンサ充電回路は、前記所定の充電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記第1のコンデンサの充電路に投入する第1のスイッチ回路を有し、
前記第1タイミング決定回路は、
前記第1のコンデンサを所定の放電電流で前記マスター信号の1周期の間に充電した充電電圧から前記所定の定電圧まで放電することで前記第1のタイミング信号を決めるコンデンサ放電回路を備え、該コンデンサ放電回路は、前記所定の放電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記コンデンサの放電路に投入する第2のスイッチ回路を有する、
ことを特徴とする請求項3または4に記載のインターリーブ制御電源装置。 - 前記マスター信号周期情報生成回路は、
所定の定電圧を初期値として前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを所定の放電電流で放電することで前記マスター信号の周期情報を生成するコンデンサ放電回路を備え、該コンデンサ放電回路は、前記所定の放電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記第1のコンデンサの放電路に投入する第1のスイッチ回路を有し、
前記第1タイミング決定回路は、
前記第1のコンデンサを所定の充電電流で前記マスター信号の1周期の間に放電した放電電圧から前記所定の定電圧まで充電することで前記第1のタイミング信号を決めるコンデンサ充電回路を備え、該コンデンサ充電回路は、前記所定の充電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記コンデンサの充電路に投入する第2のスイッチ回路を有する、
ことを特徴とする請求項3または4に記載のインターリーブ制御電源装置。 - 前記オフ位相制御回路は、
第1のコンデンサを有し、前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電または放電するマスター信号周期情報生成回路と、
前記第1のコンデンサの放電または充電完了で前記スレーブ信号の第1のタイミングを決定する第1タイミング決定回路と、
第2のコンデンサを有し、該第2のコンデンサに対し前記マスター信号周期情報生成回路が前記第1のコンデンサの充電に用いたマスター信号周期から一周期ずらして、前記第1のコンデンサと同じ動作をさせることによって、前記マスター信号周期情報生成回路により前記第1のコンデンサを充電または放電する期間の中に、前記第2のコンデンサの放電または充電で、前記スレーブ信号の第2のタイミングを決定する第2タイミング決定回路と、
を有することを特徴とする請求項1に記載のインターリーブ制御電源装置。 - 前記第1タイミング決定回路が決定した前記第1タイミングと前記第2タイミング決定回路が決定した前記第2タイミングとの論理和により前記スレーブ信号のオフタイミング信号を生成するスレーブ信号生成回路を有することを特徴とする請求項7に記載のインターリーブ制御電源装置。
- 前記マスター信号周期情報生成回路は、
所定の定電圧を初期値として前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを所定の充電電流で充電することで前記マスター信号の周期情報を生成するコンデンサ充電回路を備え、該コンデンサ充電回路は、前記所定の充電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記第1のコンデンサの充電路に投入する第1のスイッチ回路を有し、
前記第1タイミング決定回路は、
前記第1のコンデンサを所定の放電電流で前記マスター信号の1周期の間に充電した充電電圧から前記所定の定電圧まで放電することで前記第1のタイミング信号を決めるコンデンサ放電回路を備え、該コンデンサ放電回路は、前記所定の放電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記コンデンサの放電路に投入する第2のスイッチ回路を有する、
ことを特徴とする請求項7または8に記載のインターリーブ制御電源装置。 - 前記マスター信号周期情報生成回路は、
所定の定電圧を初期値として前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを所定の放電電流で放電することで前記マスター信号の周期情報を生成するコンデンサ放電回路を備え、該コンデンサ放電回路は、前記所定の放電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記第1のコンデンサの放電路に投入する第1のスイッチ回路を有し、
前記第1タイミング決定回路は、
前記第1のコンデンサを所定の充電電流で前記マスター信号の1周期の間に放電した放電電圧から前記所定の定電圧まで充電することで前記第1のタイミング信号を決めるコンデンサ充電回路を備え、該コンデンサ充電回路は、前記所定の充電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記コンデンサの充電路に投入する第2のスイッチ回路を有する、
ことを特徴とする請求項7または8に記載のインターリーブ制御電源装置。 - 前記インターリーブ制御電源装置は、前記第1及び前記第2のコンデンサの放電電流の値と充電電流の値の比を所定の値に設定して所定の位相差を生成することを特徴とする請求項3ないし10のいずれか1項に記載のインターリーブ制御電源装置。
- 前記オン位相制御回路および前記オフ位相制御回路はそれぞれ、
第1のコンデンサを有し、前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電または放電するマスター信号周期情報生成回路と、
前記第1のコンデンサの放電または充電完了で前記スレーブ信号の第1のタイミングを決定する第1タイミング決定回路と、
第2のコンデンサを有し、該第2のコンデンサに対し前記マスター信号周期情報生成回路が前記第1のコンデンサの充電または放電に用いたマスター信号周期から1周期ずらして、前記第1のコンデンサと同じ動作をさせることによって、前記第1のコンデンサの充電または放電する期間の中に、前記第2のコンデンサの放電または充電で、前記スレーブ信号の第2のタイミングを決定する第2タイミング決定回路と、
を有し、
前記スレーブ側制御回路はさらに、
前記オン位相制御回路により決定された第1のタイミングおよび前記オフ位相制御回路により決定された第1のタイミングから第1オン/オフ信号を生成する第1の論理回路と、
前記オン位相制御回路により決定された第2のタイミングおよび前記オフ位相制御回路により決定された第2のタイミングから第2オン/オフ信号を生成する第2の論理回路と、
前記第1オン/オフ信号と第2オン/オフ信号を合成して前記スレーブ信号を生成する第3の論理回路と、
を有する、もしくは、
前記オン位相制御回路により決定された前記第1タイミングおよび前記第2タイミング決定回路が決定した前記第2タイミングから前記スレーブ信号のオンタイミング信号を生成する第4の論理回路と、
前記オフ位相制御回路により決定された前記第1タイミングおよび前記第2タイミング決定回路が決定した前記第2タイミングから前記スレーブ信号のオフタイミング信号を生成する第5の論理回路と、
前記スレーブ信号のオンタイミング信号と前記スレーブ信号のオフタイミング信号を合成して前記スレーブ信号を生成する第6の論理回路と、
を有することを特徴とする請求項1記載のインターリーブ制御電源装置。 - 前記マスター信号周期情報生成回路は、
所定の定電圧を初期値として前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを所定の充電電流で充電することで前記マスター信号の周期情報を生成するコンデンサ充電回路を備え、該コンデンサ充電回路は、前記所定の充電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記第1のコンデンサの充電路に投入する第1のスイッチ回路を有し、
前記第1タイミング決定回路は、
前記第1のコンデンサを所定の放電電流で前記マスター信号の1周期の間に充電した充電電圧から前記所定の定電圧まで放電することで前記第1のタイミング信号を決めるコンデンサ放電回路を備え、該コンデンサ放電回路は、前記所定の放電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記コンデンサの放電路に投入する第2のスイッチ回路を有する、
ことを特徴とする請求項12に記載のインターリーブ制御電源装置。 - 前記マスター信号周期情報生成回路は、
所定の定電圧を初期値として前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを所定の放電電流で放電することで前記マスター信号の周期情報を生成するコンデンサ放電回路を備え、該コンデンサ放電回路は、前記所定の放電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記第1のコンデンサの放電路に投入する第1のスイッチ回路を有し、
前記第1タイミング決定回路は、
前記第1のコンデンサを所定の充電電流で前記マスター信号の1周期の間に放電した放電電圧から前記所定の定電圧まで充電することで前記第1のタイミング信号を決めるコンデンサ充電回路を備え、該コンデンサ充電回路は、前記所定の充電電流を制御する定電流源と、該定電流源を前記コンデンサの充電路に投入する第2のスイッチ回路を有する、
ことを特徴とする請求項12に記載のインターリーブ制御電源装置。 - 前記インターリーブ制御電源装置は、前記第1及び前記第2のコンデンサの放電電流の値と充電電流の値の比を所定の値に設定して所定の位相差を生成することを特徴とする請求項12または13に記載のインターリーブ制御電源装置。
- 前記請求項1又は2に記載のマスター側制御回路と、
前記請求項1又は2に記載のスレーブ側制御回路をN-1相分設け、
k =1〜(N-1)、Nは3以上の整数として、k相目の前記スレーブ側制御回路において前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電する場合は、前記k相目のコンデンサの放電電流をId_k、充電電流をIcとすると、
Id_k =(N/k)・Ic
とし、
前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを放電する場合は、前記k相目のコンデンサの放電電流をId、充電電流をIc_kとすると、
Ic_k=(N/k)・Id
とすることを特徴とする多相インターリーブ制御電源装置。 - マスターのコンバータとスレーブのコンバータを備え、該マスターのコンバータのスイッチング素子と前記スレーブのコンバータのスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させるインターリーブ制御電源装置の制御回路であって、
前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオン及びオフを制御するマスター信号を生成し、該マスター信号のオン及びオフのタイミングで前記スイッチング素子を制御するマスター側制御回路と、
前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子を制御するスレーブ側制御回路と、を有し、
前記スレーブ側制御回路は、
(イ)前記マスター信号のオンタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオンタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号として出力するオン位相制御回路と、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成するスレーブ側オン時間幅生成回路とを有する、
もしくは
(ロ)前記オン位相制御回路と、前記マスター信号のオフタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオフタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオフするタイミング信号として出力するオフ位相制御回路とを有する、
もしくは
(ハ)前記オフ位相制御回路と、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成するスレーブ側オフ時間幅生成回路とを有する、
ことを特徴とするインターリーブ制御電源装置の制御回路。 - 前記マスター側制御回路は、
誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するマスター側オン時間幅生成回路と、
入力電圧、出力電圧、および、前記マスター側オン時間幅生成回路が生成した前記オン時間幅に基づいてオフ時間幅=入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)という演算を施すことにより前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、該オフ時間幅に基づき、もしくは前記マスターのコンバータのインバータに流れる電流を検出して前記マスターのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなる時間を検出して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力するマスター側オフ時間幅生成回路と、
を有し、
前記スレーブ側制御回路は、
前記誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するスレーブ側オン時間幅生成回路と、
前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成するスレーブ側オフ時間幅生成回路と、
を有し、
前記スレーブ側オフ時間幅生成回路は、
入力電圧、出力電圧、および、前記マスター側オン時間幅生成回路もしくは前記スレーブ側オン時間幅生成回路が生成した前記オン時間幅に基づいて、入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)という演算を施すことにより前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、該オフ時間幅に基づき前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力する、
または前記スレーブのコンバータのインバータに流れる電流を検出して前記スレーブのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなるときを検出して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力する、
ことを特徴とする請求項17に記載のインターリーブ制御電源装置の制御回路。 - 前記オン位相制御回路は、
第1のコンデンサを有し、前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電または放電するマスター信号周期情報生成回路と、
前記第1のコンデンサの放電または充電完了で前記スレーブ信号の第1のタイミングを決定する第1タイミング決定回路と、
第2のコンデンサを有し、該第2のコンデンサに対し前記マスター信号周期情報生成回路が前記第1のコンデンサの充電に用いたマスター信号周期から一周期ずらして、前記第1のコンデンサと同じ動作をさせることによって、前記マスター信号周期情報生成回路により前記第1のコンデンサを充電または放電する期間の中に、前記第2のコンデンサの放電または充電で、前記スレーブ信号の第2のタイミングを決定する第2タイミング決定回路と、
を有することを特徴とする請求項17に記載のインターリーブ制御電源装置の制御回路。 - マスターのコンバータのスイッチング素子とスレーブのコンバータのスイッチング素子を所定の位相差でそれぞれ動作させるためのマスター側制御回路とスレーブ側制御回路とを有するインターリーブ制御電源装置の制御方法であって、
前記マスター側制御回路は、
前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオン及びオフを制御するマスター信号を生成し、該マスター信号のオン及びオフのタイミングで前記スイッチング素子を制御し、
前記スレーブ側制御回路は、
(イ)前記マスター信号のオンタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオンタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号として出力するとともに、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、
もしくは
(ロ)前記マスター信号のオンタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオンタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号として出力するとともに、前記マスター信号のオフタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオフタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオフするタイミング信号として出力する、
もしくは
(ハ)前記マスター信号のオフタイミングを受信し、これを基に前記マスター信号に対し所定の位相差があるスレーブ信号のオフタイミング信号を生成し、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオフするタイミング信号として出力するとともに、前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成する、
ことを特徴とするインターリーブ制御電源装置の制御方法。 - 前記マスター側制御回路は、
誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するとともに、入力電圧、出力電圧、および、前記オン時間幅に基づいて、オフ時間幅=入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)という演算を施すことにより前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、さらに、該オフ時間幅に基づき、もしくは前記マスターのコンバータのインバータに流れる電流を検出して前記マスターのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなる時間を検出して前記マスターのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力し、
前記スレーブ側制御回路は、
前記誤差増幅器から出力される誤差信号と基準電圧との差分に一定の係数を乗算して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオン時間幅を生成する、もしくは固定幅のオン時間幅を生成するとともに、
入力電圧、出力電圧、および、前記マスター側もしくは前記スレーブ側で生成した前記オン時間幅に基づいて、入力電圧×オン時間幅/(出力電圧−入力電圧)という演算を施すことにより前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子のオフ時間幅を生成し、さらに、該オフ時間幅に基づき前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力するか、または、前記スレーブのコンバータのインバータに流れる電流を検出して前記スレーブのコンバータの前記インダクタに流れる電流がゼロとなるときを検出して前記スレーブのコンバータの前記スイッチング素子をターンオンするタイミング信号を出力する、
ことを特徴とする請求項20に記載のインターリーブ制御電源装置の制御方法。 - 前記スレーブ側制御回路は、
第1のコンデンサを有し、前記マスター信号の1周期の間、前記第1のコンデンサを充電または放電してマスター信号周期情報を生成する過程、
前記第1のコンデンサの放電または充電完了で前記スレーブ信号の第1のタイミングを決定する第1タイミング決定過程、および、
第2のコンデンサを有し、該第2のコンデンサに対し前記マスター信号周期情報を生成する過程が前記第1のコンデンサの充電に用いたマスター信号周期から一周期ずらして、前記第1のコンデンサと同じ動作をさせることによって、前記マスター信号周期情報を生成する過程により前記第1のコンデンサを充電または放電する期間の中に、前記第2のコンデンサの放電または充電で、前記スレーブ信号の第2のタイミングを決定する第2タイミング決定過程、
を含むことを特徴とする請求項20に記載のインターリーブ制御電源装置の制御方法。
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