CN102594135B - 一种升压型pfc控制器 - Google Patents

Abstract

依据本发明的一种升压型PFC控制器，通过导通信号发生电路和关断信号发生电路来控制功率开关管的导通和关断，且所述PFC控制器无需内部时钟信号即可控制所述功率开关管的开关频率，可根据实际需要实现恒频工作或变频工作。降低了EMI滤波器的设计难度。另外，本发明通过输入电压前馈电路实现输出电压反馈变量与输入功率相关而与输入电压无关，有利于全球电网电压输入设计要求。

Description

一种升压型PFC控制器

技术领域

本发明涉及功率因数校正领域，更具体的说，涉及一种升压型PFC控制器。

背景技术

为了减少电力电子装置对电网造成的谐波污染，通常在其输入侧加入功率因数校正(PFC)电路。目前常采用有源功率因数校正电路来将电力电子装置的输入电流变换为与输入电压同相位的正弦波，以提高电力电子装置的功率因数，从而减少谐波污染，目前有源PFC电路常采用升压型PFC电路拓扑结构。在大功率应用场合，连续导电模式(CCM)的升压型PFC电路更具有吸引力，下面参考图1对典型的CCM升压型PFC电路的进行阐述。

参考图1，所示为典型的CCM升压型PFC电路图，其包括一功率级电路和控制电路。所述功率级电路包括电感L、功率开关管S_M、二极管D、输入电容C_in和输出电容C_out，其构成一升压型电路拓扑结构。所述控制电路采用电流环和电压环的平均电流控制模式。电感电流采样电路检测到电感电流，并进以平均化处理，得到表征电感电流平均值的采样电压信号V_sen，该采样电压信号V_sen被传输到误差放大器W1的反相输入端，误差放大器W1的同相输入端接收乘法器输出的参考信号V_r，乘法器的两个输入端分别接收输出电压反馈变量V_c和经整流后的输入电压V_g。误差放大器W1对接收到的采样电压信号V_sen和参考信号V_r进行比较和放大处理后，产生一误差信号V_e。PWM控制电路将所述误差信号V_e与一锯齿波信号进行比较，产生控制功率开关管S_M的导通和关断的信号，以调整输入电流的波形跟随输入电压波形变化，进而达到功率因数校正的目的。

在这种传统的CCM升压型PFC电路的PWM控制电路中，需内置一振荡器，以产生固定时钟频率的锯齿波信号，因此功率开关管S_M恒定的开关频率由内置的时钟信号决定的；为了方便EMI测试，一般时钟信号发生电路需要采用抖频设计以隔离更宽频率范围内的噪声。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种新型的升压型PFC控制器，所述PFC控制器无需内部时钟信号即可控制所述功率开关管的开关频率，可根据实际需要实现恒频工作或变频工作。

依据本发明一实施例的一种升压型PFC控制器，应用于一交/直流变换器，包括：关断信号发生电路、导通信号发生电路和逻辑控制电路；其中，

所述导通信号发生电路接收一表征电感电流的第一采样信号，并将所述第一采样信号与一第一基准电压进行比较，在所述交/直流变换器中功率开关管的关断时间内，所述第一采样信号持续下降，当所述第一采样信号下降到所述第一基准电压时，产生导通信号；

所述关断信号发生电路将所述第一采样信号与第二基准电压进行比较，在所述功率开关管的导通时间内，所述第一采样信号持续上升，当所述第一采样信号上升到所述第二基准电压时，产生关断信号；

其中所述第一基准电压为第一控制信号与第二控制信号的差值，所述第二基准信号为所述第一控制信号与第二控制信号的和值；所述第一控制信号由所述交/直流变换器经整流后的直流输入电压以及输出电压反馈变量控制；所述第二控制信号与所述功率开关管的占空比和所述直流输入电压的乘积呈正比例关系，比例系数为第一比例系数；

所述逻辑控制电路分别与所述导通信号发生电路和所述关断信号发生电路连接，当所述导通信号有效时，控制所述功率开关管导通；当所述关断信号有效时，控制所述功率开关管关断。

优选的，所述第一比例系数恒定，以保证所述功率开关管的开关周期恒定。

优选的，所述第一比例系数是可调节的，以使所述功率开关管的开关周期是变化的。

进一步的，包括输出电压反馈回路，其接收所述交/直流变换器的输出电压，以获得所述输出电压反馈变量，所述输出电压反馈变量控制所述第一控制信号，从而保证所述输出电压维持恒定。

进一步的，包括电感电流采样电路，用以采样流过所述交/直流变换器中电感的电流，并产生所述第一采样信号。

进一步的，包括功率前馈电路，其接收经整流后的直流输入电压，并进行峰值检测，以产生峰值电压信号；所述直流输入电压与所述输出电压反馈变量相乘后，其与所述峰值电压信号平方的比值作为所述第一控制信号，以保证所述输出电压反馈变量与所述交/直流变换器的输入功率呈正比例关系。

进一步的，包括第二控制信号发生电路，所述第二控制信号发生电路包括一平均值电路，其分别接收第一电压源、所述功率开关管的导通信号和关断信号，以产生所述第二控制信号，其中所述第一电压源与所述直流输入电压的比值为所述第一比例系数。

优选的，所述逻辑控制电路包括一RS触发器，所述RS触发器的复位端与所述导通信号发生电路连接，置位端与所述关断信号发生电路连接，输出端输出的开关控制信号用以控制所述功率开关管的开关动作。

依照本发明的一种升压型PFC控制器，通过内部的控制电路而无需内置时钟信号即可实现功率开关管定频工作或是抖频工作，降低了EMI滤波器的设计难度。另外，本发明通过输入电压前馈电路实现输出电压反馈变量与输入功率相关而与输入电压无关，有利于全球电网电压输入设计要求。

附图说明

图1所示为现有的CCM升压型PFC电路图；

图2所示为依据本发明的一种升压型PFC控制器的第一实施例的原理框图；

图3所示为依据本发明的一种升压型PFC控制器的第二实施例的原理框图；

图4所示为图3所示PFC控制器的的工作波形图；

图5所示为依据本发明的一种升压型PFC控制器的第三实施例的原理框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

本发明中所述的一种升压型PFC控制器应用于交/直流变换器中，所述交/直流变换器还包括一功率级电路，其在背景技术中已作介绍，下述各个实施例中的功率级电路中的各元件与背景技术中均相同。

参考图2，所示为依据本发明的一种升压型PFC控制器的第一实施例的原理框图，所述升压型PFC控制器包括导通信号发生电路201、关断信号发生电路202和逻辑控制电路203；所述功率开关管S_M的一个开关周期包括导通时间T_ON和关断时间T_OFF；其中，

所述导通信号发生电路201接收一表征电感电流I_L的第一采样信号，并将所述第一采样信号与一第一基准电压进行比较，在所述交/直流变换器中功率开关管S_M的关断时间内，所述第一采样信号持续下降，当所述第一采样信号下降到所述第一基准电压时，产生导通信号ON；

所述关断信号发生电路202将所述第一采样信号与第二基准电压进行比较，在所述功率开关管S_M的导通时间内，所述第一采样信号持续上升，当所述第一采样信号上升到所述第二基准电压时，产生关断信号OFF；

其中所述第一基准电压为第一控制信号与第二控制信号的差值，所述第二基准信号为所述第一控制信号与第二控制信号的和值；所述第一控制信号由所述交/直流变换器经整流后的直流输入电压V_g以及输出电压反馈变量V_c控制；所述第二控制信号与所述功率开关管S_M的占空比D和所述直流输入电压V_g的乘积呈正比例关系，比例系数为第一比例系数K₁；

所述逻辑控制电路203分别与所述导通信号发生电路201和所述关断信号发生电路202连接，当所述导通信号ON有效时，控制所述功率开关管S_M导通；当所述关断信号OFF有效时，控制所述功率开关管S_M关断。

从上述可以看出，所述导通信号发生电路主要用于控制功率开关管的关断持续时间，所述关断信号发生电路主要用于控制功率开关管的导通持续时间，并且，在此过程中，若所述第一比例系数恒定，则所述功率开关管的开关周期维持恒定；若所述第一比例系数是可调节的，则所述功率开关管的开关周期是变化的。

从图2所示的实施例可以看出，采用依据本发明的升压型PFC控制器，通过内部的控制电路而无需内置时钟信号即可实现功率开关管定频工作或抖频工作，降低了EMI滤波器的设计难度。

参考图3，所示为依据本发明的一种升压型PFC控制器的第二实施例的原理框图。在图2所示实施例的基础上，本实施例具体描述了导通信号发生电路201、关断信号发生电路202和逻辑控制电路203的一种实现方法，并进一步包括输出电压反馈回路301、电感电流采样电路302和第二控制信号发生电路303。

所述输出电压反馈回路301接收所述交/直流变换器的输出电压V_out，以获得所述输出电压反馈变量V_c，所述直流输入电压V_g和输出电压反馈变量V_c进行乘积运算，其输出信号作为所述第一控制信号V_ctr1，即V_ctr1＝V_gV_c；所述输出电压反馈变量V_c控制所述第一控制信号V_ctr1，从而保证所述输出电压V_out维持恒定。

所述电感电流采样电路302用以采样流过所述交/直流变换器中电感的电流I_L，并产生所述第一采样信号V_sen；具体应用中，所述电感电流采样电路302可以通过采样电阻对采样的电流信号进行平均化处理，以形成表征电感电流平均值的第一采样信号V_sen；

所述第二控制信号发生电路303包括一平均值电路，其分别接收第一电压源V_s1、所述功率开关管的导通信号和关断信号，以产生所述第二控制信号V_ctr2，其中所述第一电压源V_s1与所述直流输入电压V_g的比值为所述第一比例系数K₁，即V_s1＝K₁*V_g。在本实施例中，所述平均值电路包括串联连接的第一开关S₁和第二开关S₂，以及由第一电阻R₁和第一电容C₁组成的RC滤波电路；其中，

所述第一开关S₁的第一端接收所述第一电压源V_s1，所述第二开关S₂的第二端接地；所述第一电阻R₁的一端连接至所述第一开关S₁和第二开关S₂的公共连接点，另一端与所述第一电容C₁串联后接地。其中，所述第一开关S₁的开关状态与所述功率开关管S_M的开关状态相同，所述第二开关S₂的开关状态与所述功率开关管S_M的开关状态相反。所述第一电容C₁上的电压作为所述第二控制信号V_ctr2。所述第一电压源V_s1经所述第一开关S₁和第二开关S₂斩波后再经RC滤波电路进行平均化处理，得到所述第二控制信号V_ctr2，则所述第二控制信号V_ctr2由下式决定：

$V_{\mathrm{ctr}2}=V_s\frac{T_{\mathrm{ON}}}{T_s}=K_1{V}_g\frac{T_{\mathrm{ON}}}{T_s}---\left(1\right)$

所述导通信号发生电路包括比较器304，其反相输入端接收所述第一采样信号V_sen，其同相输入端接收第一基准电压V_ref1，以输出所述导通信号ON，其中所述第一基准电压V_ref1为所述第一控制信号V_ctr1与第二控制信号V_ctr2的差值，即V_ref1＝V_ctr1-V_ctr2。

所述关断信号发生电路包括比较器305，其同相输入端接收所述第一采样信号V_sen，其反相输入端接收第二基准电压V_ref2，以输出所述关断信号OFF，其中所述第二基准电压V_ref2为所述第一控制信号V_ctr1与第二控制信号V_ctr2的和值，即V_ref2＝V_ctr1+V_ctr2。

所述逻辑控制电路包括RS触发器306，其复位端R端与所述导通信号发生电路连接，接收所述导通信号ON，其置位端S端与所述关断信号发生电路连接，接收所述关断信号OFF，其反相输出端即

端与所述功率开关管S_M的控制端连接，其输出信号用以控制所述功率开关管S_M的开关动作。

下面结合该实施例中各电路的功能及图4所示的工作波形图以详细说明所述PFC控制器的工作过程和工作原理：

由图4可以看出，当所述功率开关管S_M处于关断状态时，所述第一采样信号V_sen持续下降，当所述第一采样信号V_sen下降到所述第一基准电压V_ref1时，所述比较器304产生导通信号ON，所述RS触发器308接收所述导通信号ON进行复位动作，其

端输出高电平控制控制所述功率开关管S_M导通；

当所述功率开关管S_M处于导通状态时，所述第一采样信号V_sen持续上升，当所述第一采样信号V_sen上升到所述第二基准电压V_ref2时，所述比较器305输出所述关断信号OFF。所述RS触发器306接收所述关断信号OFF进行置位动作，其

端输出低电平控制控制所述功率开关管S_M关断。

由于开关频率较高，因此所述第二基准电压与所述第一基准电压的差值近似为所述功率开关管S_M导通时，所述电感电流采样信号的上升值即：

$V_{\mathrm{ref}2}-V_{\mathrm{ref}1}=\frac{V_g{T}_{\mathrm{ON}}}{L}{R}_s=2V_{\mathrm{ctr}2}---\left(2\right)$

其中，R_s为电感电流采样电路302中采样电阻的等效阻值，将式(1)带入式(2)得到所述功率开关管S_M的开关周期T_s的表达式为：

$T_s=\frac{2K_{1}L}{R_S}---\left(3\right)$

由式(3)可以得到这样的推论，所述功率开关管S_M的开关周期T_s在主电路电感以及采样电阻的等效阻值为定值时，只与所述第一比例系数K₁相关，可通过调节所述第一比例系数K₁的值为恒定或变化，以保证所述功率开关管的开关周期恒定或变化。

下面讨论依据本发明的实施例中实现功率因数校正的过程：所述第一采样信号V_sen的平均值可以表示为所述第一基准电压与第二基准电压的平均值，即：

$V_{\mathrm{sen}}=\frac{V_{\mathrm{ref}1}+V_{\mathrm{ref}2}}{2}=V_{\mathrm{ctrl}1}---\left(4\right)$

所述第一采样信号V_sen还可以表示为I_L*R_s，I_L为电感电流，将V_sen＝I_L*R_s以及V_ctr1＝V_g*V_c带入式(4)得到所述电感电流I_L如下式所示：

$I_L=\frac{V_g{V}_c}{R_s}---\left(5\right)$

当升压型PFC电路工作为CCM模式时，其输入阻抗Z_in为

将式(5)带入可以推出：

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{R_s}{V_c}---\left(6\right)$

由于输出电压反馈电路瞬态响应较慢，因此，可认为输出电压反馈变量V_c在一个电网周期内保持不变，由此可得到输入阻抗Z_in为一恒定常数，因此可得出输入电流与输入电压同波形、同相位，从而完成了功率因数校正的过程。

需要说明的是，依据本发明的实施例中导通信号发生电路和关断信号发生制电路以及逻辑控制电路的实现形式并不限于图3所示的电路结构图，能够实现对所述功率开关管相应的控制功能的电路结构均落在本发明的保护范围内。

从式(6)可得到图3所述实施例中交/直流变换器的平均输入功率P_in为：

$P_{\mathrm{in}}=\frac{V_g^2}{Z_{\mathrm{in}}}=\frac{V_g^2{V}_c}{R_s}---\left(7\right)$

从式(7)可以看出，此时，虽然整个PFC控制电路实现了功率因数校正功能，但所述输出电压反馈变量V_c与所述交/直流变换器的输入功率P_in以及所述直流输入电压V_g均相关。为使所述输出电压反馈变量V_c只和输入功率P_in变化有关，而与电路输入电压无关，可在图3所示实施例的基础上加入一功率前馈电路，其原理框图如图5所示。

所述升压型PFC控制器进一步包括功率前馈电路，其接收经整流后的直流输入电压V_g，并进行峰值检测，以产生峰值电压信号V_gpk；所述直流输入电压V_g与所述输出电压反馈变量V_c相乘后，其与所述峰值电压信号V_gpk平方的比值作为所述第一控制信号V_ctr1，即

由此可以推导出下列关系：

$I_L=\frac{V_g{V}_c}{V_{\mathrm{gpk}}^2{R}_s}---\left(8\right)$

此时所述升压型PFC电路工作的输入阻抗Z_in为：

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{V_g}{I_L}=\frac{V_{\mathrm{gpk}}^2{R}_s}{V_c}---\left(9\right)$

式(9)中所述峰值电压信号V_gpk在给定电网电压条件下为一恒值，所述输出电压反馈变量V_c在一个电网周期内保持不变，由此可得到输入阻抗Z_in为一恒定常数，因此可得出输入电流与输入电压同波形、同相位，从而完成了功率因数校正的过程。

由式(9)可得到电路的平均输入功率为：

$P_{\mathrm{in}}=\frac{V_g^2}{Z_{\mathrm{in}}}=\frac{V_g^2{V}_c}{V_{\mathrm{gpk}}^2{R}_s}---\left(10\right)$

式(10)中(V_g)²和(V_pk)²的比值在给定电网电压条件下为定值，因此，所述交/直流变换器的输入功率与所述输出电压反馈变量V_c呈正比例关系，并且，从式(10)中还可以看出，所述输出电压反馈变量V_c只和输入功率P_in变化有关，与输入电压无关。

综上，依据本发明的PFC控制器无需内置振荡器产生时钟信号，通过内部的控制电路即可控制功率开关管的开关频率，同时也达到了功率因数校正的目的。在需要对交/直流变换器进行电磁干扰测试的场合，希望功率开关管的开关频率在一小范围内漂移从而使谐波干扰能量比较分散，即实现抖频。相比于现有的开关频率抖动控制技术，依据本发明的方案能根据具体情况调节第一电压源和第一电流源的数值，从而非常方便地实现抖频，从而降低输入EMI滤波器的设计难度，满足变换器对电磁干扰测试的要求。另外，本发明通过输入电压前馈电路实现输出电压反馈变量与输入功率相关而与输入电压无关，有利于全球电网电压输入设计要求。

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (8)

1.一种升压型PFC控制器，应用于一交/直流变换器，其特征在于，包括：关断信号发生电路、导通信号发生电路和逻辑控制电路；其中，

所述导通信号发生电路接收一表征电感电流的第一采样信号，并将所述第一采样信号与一第一基准电压进行比较，在所述交/直流变换器中功率开关管的关断时间内，所述第一采样信号持续下降，当所述第一采样信号下降到所述第一基准电压时，产生导通信号；

所述关断信号发生电路将所述第一采样信号与第二基准电压进行比较，在所述功率开关管的导通时间内，所述第一采样信号持续上升，当所述第一采样信号上升到所述第二基准电压时，产生关断信号；

其中所述第一基准电压为第一控制信号与第二控制信号的差值，所述第二基准电压为所述第一控制信号与第二控制信号的和值；所述第一控制信号由所述交/直流变换器经整流后的直流输入电压以及输出电压反馈变量控制；所述第二控制信号与所述功率开关管的占空比和所述直流输入电压的乘积呈正比例关系，比例系数为第一比例系数；

所述逻辑控制电路分别与所述导通信号发生电路和所述关断信号发生电路连接，当所述导通信号有效时，控制所述功率开关管导通；当所述关断信号有效时，控制所述功率开关管关断。

2.根据权利要求1所述的升压型PFC控制器，其特征在于，所述第一比例系数恒定，以保证所述功率开关管的开关周期恒定。

3.根据权利要求1所述的升压型PFC控制器，其特征在于，所述第一比例系数是可调节的，以使所述功率开关管的开关周期是变化的。

4.根据权利要求1所述的升压型PFC控制器，其特征在于，进一步包括输出电压反馈回路，其接收所述交/直流变换器的输出电压，以获得所述输出电压反馈变量，所述输出电压反馈变量控制所述第一控制信号，从而保证所述输出电压维持恒定。

5.根据权利要求1所述的升压型PFC控制器，其特征在于，进一步包括电感电流采样电路，用以采样流过所述交/直流变换器中电感的电流，并产生所述第一采样信号。

6.据权利要求1所述的升压型PFC控制器，其特征在于，进一步包括功率前馈电路，其接收经整流后的直流输入电压，并进行峰值检测，以产生峰值电压信号；所述直流输入电压与所述输出电压反馈变量相乘后，其与所述峰值电压信号平方的比值作为所述第一控制信号，以保证所述输出电压反馈变量与所述交/直流变换器的输入功率呈正比例关系。

7.根据权利要求1所述的升压型PFC控制器，其特征在于，进一步包括第二控制信号发生电路，所述第二控制信号发生电路包括一平均值电路，其分别接收第一电压源、所述功率开关管的导通信号和关断信号，以产生所述第二控制信号，其中所述第一电压源与所述直流输入电压的比值为所述第一比例系数。

8.根据权利要求1所述的升压型PFC控制器，其特征在于，所述逻辑控制电路包括一RS触发器，所述RS触发器的复位端与所述导通信号发生电路连接，置位端与所述关断信号发生电路连接，输出端输出的开关控制信号用以控制所述功率开关管的开关动作。

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