WO2014084009A1 - 電動機の制御装置 - Google Patents

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WO2014084009A1
WO2014084009A1 PCT/JP2013/079971 JP2013079971W WO2014084009A1 WO 2014084009 A1 WO2014084009 A1 WO 2014084009A1 JP 2013079971 W JP2013079971 W JP 2013079971W WO 2014084009 A1 WO2014084009 A1 WO 2014084009A1
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constant
permanent magnet
magnet type
torque
current
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PCT/JP2013/079971
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English (en)
French (fr)
Inventor
江桁 劉
Original Assignee
富士電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant

Definitions

  • This invention relates to a control device for controlling the operation of a permanent magnet type electric motor.
  • Patent Documents 1 and 2 disclose a control device that estimates the output torque of a synchronous motor and performs vector control of the synchronous motor based on the estimated output torque and a torque command supplied from outside.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an electric motor control system including the control device of Patent Document 1.
  • the control device of Patent Document 1 first, the power consumption of the synchronous motor is calculated from the phase voltages supplied to the synchronous motor and the phase currents of the synchronous motor detected by the current detector. Next, the rotational angular velocity is calculated from the rotational angle of the rotor of the synchronous motor detected by the rotational angle detector, and the estimated value of the output torque of the synchronous motor is obtained by dividing the power consumption of the synchronous motor by the rotational angular velocity. Then, the torque command for determining each phase current of the synchronous motor is adjusted so that the estimated value of the output torque is equal to the torque command for instructing the target value of the output torque.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of an electric motor control system including the control device of Patent Document 2.
  • an interlinkage magnetic flux vector representing the interlinkage magnetic flux interlinking to the armature winding of the synchronous motor is obtained from each phase voltage supplied to the synchronous motor, and the interlinkage magnetic flux vector and the electric motor
  • An outer product with a current vector representing the current flowing in the child winding as a vector is obtained.
  • the amount of change in the inner product of the flux linkage vector and the current vector with respect to the amount of change in the magnetic pole position of the rotor per unit time is obtained.
  • the output torque is estimated from the outer product of the flux linkage vector and the current vector, and the amount of change in the inner product of the flux linkage vector and the current vector. Then, the output torque is corrected using the estimated value of the output torque.
  • control devices of Patent Documents 1 and 2 prevent the output torque from deviating from the torque command.
  • means for calculating a current command from a torque command is provided.
  • the current phase angle and the current amplitude are determined from the torque command so as to minimize the current amplitude, and the current having this phase angle is represented by the d axis in the dq axis coordinate system.
  • d-axis current command and q-axis current command are calculated by projecting on the q-axis.
  • the current phase angle and current amplitude determined from the torque command are referred to as an operating point, and the current phase angle when the current amplitude is minimized is referred to as an optimal operating point.
  • the current command is calculated with a constant indicating the characteristic (for example, inductance) of the synchronous motor being determined and fixed in advance.
  • the means for calculating the current command from the torque command calculates the current command with the constant of the synchronous motor as a fixed value
  • the change in the constant of the synchronous motor is not reflected in the current command. That is, the operating point determined by setting the constant of the synchronous motor as a fixed value and the optimum operating point changed due to the change in the constant of the actual synchronous motor will deviate.
  • the synchronous motor is operated at an operating point different from the actual optimal operating point, a current more than necessary must flow through the synchronous motor, and the synchronous motor cannot be operated with high efficiency. .
  • the second problem is that the output torque cannot be accurately estimated when the rotational angular velocity of the synchronous motor rotor is low.
  • the rotational angular velocity is a value near zero, the output torque cannot be estimated.
  • it is not possible to accurately correct the output torque so as to eliminate the difference between the estimated value of the output torque and the torque command.
  • the present invention has been made in view of the circumstances as described above.
  • the first object of the present invention is to provide a control device capable of operating a synchronous motor with high efficiency.
  • the rotational angular velocity of the rotor of the synchronous motor is
  • a second object is to provide a control device that can correct the output torque with high accuracy even in a low case.
  • the present invention provides a current for calculating a current command for instructing a current to be supplied to the permanent magnet type motor based on a torque command for instructing an output torque of the permanent magnet type motor and a constant indicating a characteristic of the permanent magnet type motor.
  • Command calculating means current control means for adjusting a voltage command for instructing a voltage to be supplied to the permanent magnet type motor so that a current flowing through the permanent magnet type motor follows the current command, and a permanent magnet type motor.
  • a motor control device comprising constant estimation means for estimating the constant based on a given current and voltage.
  • the constant of the permanent magnet type motor is estimated, and the current command is calculated using the estimated value of the constant, so that the operating point of the permanent magnet type motor is prevented from deviating from the optimum operating point.
  • the permanent magnet motor can be operated with high efficiency.
  • the present invention further includes constant storage means for storing the constant estimated by the constant estimation means and a torque deviation coefficient of the permanent magnet type electric motor, and a rotational angular velocity of a rotor of the permanent magnet type electric motor is predetermined.
  • the constant estimated by the constant estimating unit and the torque deviation coefficient of the permanent magnet type motor are stored in the constant storage unit and supplied to the current command calculation unit, and the permanent magnet type motor
  • operation determining means for supplying the current command calculating means with the constant stored in the constant storage means and the estimated value of the torque deviation coefficient of the permanent magnet type motor.
  • the present invention provides an electric motor control device.
  • the estimation of the constant of the permanent magnet type motor and the estimation of the torque divergence coefficient are not performed, but the permanent magnet type motor estimated at the high rotational angular velocity is used. Since the constant and the torque deviation coefficient are supplied to the current command calculation means to calculate the current command, the output torque can be corrected with high accuracy even at a low rotational angular velocity.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric motor control system A including an electric motor control device 50A according to a first embodiment of the present invention. It is a figure which shows operation
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric motor control system A including an electric motor control device 50A according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor control system A includes a PMSM (Permanent Magnet Synchronous Motor) 1, an inverter 12, a PWM (Pulse Width Modulation) circuit 11, current detectors 14 and 15, a position detector 2 and an electric motor. It has a control device 50A.
  • the motor control device 50A according to the present embodiment operates the inverter 12 by controlling the PWM circuit 11, and controls the operation of the PMSM 1 with this.
  • the inverter 12 has a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and turns on / off the switching element to convert a DC voltage into a three-phase AC voltage of U phase, V phase, and W phase. It is the power converter device which converts.
  • the PMSM 1 is connected to the output terminals of the U phase, V phase, and W phase of the inverter 12.
  • the PWM circuit 11 is a circuit that generates a PWM signal for turning on / off the switching element of the inverter 12 based on the U-phase voltage Vu, the V-phase voltage Vv, and the W-phase voltage Vw supplied from the motor control device 50A.
  • the current detector 14 is a device that detects the V-phase current iv supplied from the inverter 12 to the PMSM 1.
  • the current detector 15 is a device that detects the W-phase current iw supplied from the inverter 12 to the PMSM1.
  • the position detector 2 is a device that detects the position (rotation angle) ⁇ of the rotor of the PMSM 1. Information on each of the V-phase current iv and W-phase current iw detected by the current detectors 14 and 15 and the rotor position ⁇ detected by the position detector 2 is sent to the motor control device 50A.
  • the motor control device 50A includes a current command calculation unit 20, uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 21, subtractors 22 and 23, current controllers (ACR: Automatic Current Regulator) 25 and 26, dq ⁇ uvw coordinate conversion unit 28, differential calculation.
  • the circuit 16 the constant estimation unit 43, the constant storage unit 42, and the operation determination unit 44 are included.
  • the current command calculation unit 20 uses a torque command Trq * supplied from the outside based on a known control law such as maximum torque / current control for controlling the PMSM 1 to generate the maximum torque with the minimum current.
  • the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * are respectively calculated.
  • the current command calculation unit 20 uses the estimated value of the q-axis inductance Lq supplied from the constant storage unit 42 as the q-axis inductance Lq that is a constant of PMSM1.
  • the current command calculation unit 20 uses an estimated value of the torque deviation coefficient Ktrq supplied from the constant storage unit 42 as a coefficient indicating the relationship between the torque command Trq * and the output torque.
  • a method for estimating the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq will be described later.
  • the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 21 uses the rotor position ⁇ detected by the position detector 2 to detect the V-phase current iv and the W-phase current detector 15 of the PMSM 1 detected by the V-phase current detector 14.
  • the detected W-phase current iw of PMSM1 is coordinate-converted into a d-axis current id and a q-axis current iq in the dq-axis coordinate system.
  • the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 21 uses the fact that the sum of the U-phase, V-phase, and W-phase currents is zero, so that the V-phase currents iv and W from the V-phase current detector 14 are zero.
  • the U-phase current iu, the V-phase current iv and the W-phase current iw are converted into a d-axis current id and a q-axis current iq. .
  • the subtractor 22 subtracts the d-axis current id calculated by the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 21 from the d-axis current command id * calculated by the current command calculation unit 20, and the subtraction result is the current controller 25. Output to. Further, the subtracter 23 subtracts the q-axis current iq calculated by the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 21 from the q-axis current command iq * calculated by the current command calculation unit 20, and the subtraction result is subjected to current control. Output to the device 26.
  • the current controller 25 adjusts and outputs the d-axis voltage command Vd * so that the subtraction result of the subtracter 22 (that is, the current difference between the d-axis current command id * and the d-axis current id) becomes zero.
  • the current controller 26 adjusts and outputs the q-axis voltage command Vq * so that the subtraction result of the subtracter 23 (that is, the current difference between the q-axis current command iq * and the q-axis current iq) becomes zero. To do.
  • the dq ⁇ uvw coordinate conversion unit 28 uses the rotor position ⁇ detected by the position detector 2 to adjust the d-axis voltage command Vd * adjusted by the current controller 25 and the q adjusted by the current controller 26.
  • the shaft voltage command Vq * is converted into a U-phase voltage command Vu *, a V-phase voltage command Vv *, and a W-phase voltage command Vw * in a three-phase (UVW) coordinate system.
  • dq ⁇ uvw coordinate conversion unit 28 outputs U-phase voltage command Vu *, V-phase voltage command Vv *, and W-phase voltage command Vw * as U-phase voltage Vu, V-phase voltage Vv, and W-phase voltage Vw, respectively.
  • the differential operation circuit 16 calculates the rotational angular velocity ⁇ of the PMSM1 rotor by differentiating the position ⁇ of the PMSM1 rotor detected by the position detector 2.
  • the constant estimation unit 43 uses the d-axis current id and q-axis current iq calculated by the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 21, the d-axis voltage command Vd * adjusted by the current controller 25, and the current controller 26. Using each information of the adjusted q-axis voltage command Vq *, the rotational angular velocity ⁇ calculated by the differential calculation circuit 16 and the torque command Trq * supplied from the outside, the q-axis inductance Lq which is one of the constants of PMSM1. And the estimated value of the torque deviation coefficient Ktrq indicating the degree of deviation between the estimated value and the estimated value of the output torque and the torque command.
  • calculation of the estimated value of the q-axis inductance Lq may be referred to as estimation of the q-axis inductance Lq
  • calculation of the estimated value of the torque deviation coefficient Ktrq may be referred to as estimation of the torque deviation coefficient Ktrq
  • the estimation of the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq is executed according to an instruction from the operation determination unit 44. The estimation of the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq will be described in detail later.
  • the constant storage unit 42 stores the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq estimated by the constant estimation unit 43 in accordance with an instruction from the operation determination unit 44. Further, the constant storage unit 42 receives the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq estimated by the constant estimation unit 43 or the q-axis inductance Lq and torque stored in the constant storage unit 42 according to an instruction from the operation determination unit 44. One of the deviation coefficients Ktrq is supplied to the current command calculation unit 20. The operation of the constant storage unit 42 will be described in detail later.
  • the motion determination unit 44 calculates the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq in the constant estimation unit 43 based on whether or not the rotational angular velocity ⁇ calculated by the differential calculation circuit 16 is equal to or greater than a predetermined rotational angular velocity.
  • the constant storage unit 42 determines whether to store the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq, and instructs the constant estimation unit 43 and the constant storage unit 42 based on these determination results. The determination performed by the operation determination unit 44 will be described in detail later.
  • the above is the configuration of the motor control device 50A according to the present embodiment and the motor control system A including the motor control device 50A.
  • the d-axis voltage command Vd * is adjusted and output so that there is no error between the current id and the d-axis current command id * (in other words, the d-axis current id follows the d-axis current command id *. ) For this reason, the d-axis voltage command Vd * output from the current controller 25 reflects an error between the d-axis current id and the d-axis current command id *. As a result, the q-axis inductance of PMSM1 The change of Lq is reflected. By calculating using this d-axis voltage command Vd *, it is possible to estimate the q-axis inductance Lq of PMSM1 after changing due to magnetic saturation.
  • the d-axis voltage command Vd * is supplied to the constant estimation unit 43, and the constant estimation unit 43 performs arithmetic processing using the d-axis voltage command Vd *, thereby obtaining PMSM1.
  • the q-axis inductance Lq that is a constant of is estimated. The reason why the q-axis inductance Lq is estimated among the constants of PMSM1 is that the influence of the operating point deviating from the optimum operating point when magnetic saturation occurs is larger than the other PMSM1 constants.
  • the voltage equation of PMSM1 in the dq axis coordinate system can be expressed by the following equations (1A) and (1B).
  • Ra is the armature resistance (winding resistance) of PMSM1
  • ⁇ a is the magnetic flux component by the permanent magnet
  • ⁇ is the rotational angular velocity of the PMSM1 rotor
  • Ld is the d-axis inductance
  • Lq is the q-axis inductance
  • id is the d-axis Current
  • iq is a q-axis current
  • Vd is a d-axis voltage
  • Vq is a q-axis voltage.
  • the said Formula (2A) can be deform
  • the q-axis inductance Lq can be obtained from the armature resistance Ra, the rotational angular velocity ⁇ , the d-axis current id, the q-axis current iq, and the d-axis voltage Vd. Therefore, in the constant estimation unit 43 of the motor control device 50A according to the present embodiment, from the armature resistance Ra, the rotational angular velocity ⁇ , the d-axis current id, the q-axis current iq, and the d-axis voltage Vd based on the above equation (3). The q-axis inductance Lq is estimated.
  • the armature resistance Ra in the equation (3) uses a value measured in advance, and the rotational angular velocity ⁇ uses a value obtained by differentiating the detection result of the position detector 2. Further, as the d-axis current id and the q-axis current iq in the expression (3), values obtained by converting the detection results of the current detectors 14 and 15 into dq coordinates are used. Further, the d-axis voltage command Vd * that is the output of the current controller 25 is used as the d-axis voltage Vd in the expression (3).
  • the d-axis voltage Vd in Expression (3) is a d-axis voltage obtained by converting each phase voltage input to the PMSM1 into the dq-axis coordinate system, and detects the input voltage of the PMSM1 as in the motor control system A according to the present embodiment.
  • the d-axis voltage command Vd * can be used as the d-axis voltage Vd in Equation (3). At this time, there is a possibility that an error exists between the d-axis voltage Vd and the d-axis voltage command Vd *.
  • the main cause of this error is a so-called dead time inserted in the PWM signal in order to prevent a through current of the switching device of the inverter 12.
  • the PWM circuit 11 includes means for correcting an error between the d-axis voltage Vd and the d-axis voltage command Vd * due to this dead time (not shown).
  • the dead time is provided by shortening the pulse width for turning on the switching element of the inverter 12, the d-axis voltage Vd is equivalent to the voltage corresponding to the shortened pulse width as the d-axis voltage command Vd.
  • the PWM circuit 11 corrects the d-axis voltage Vd so as to eliminate this voltage drop, and generates a PWM signal that outputs the corrected d-axis voltage Vd. Accordingly, since the d-axis voltage command Vd * can be regarded as equivalent to the d-axis voltage Vd, the d-axis voltage command Vd * that is the output of the current controller 25 is directly used as the d-axis voltage Vd in the equation (3). be able to.
  • the q-axis inductance Lq estimated in this way is supplied to the current command calculation unit 20 and used for calculation of the current commands id * and iq *.
  • Current commands id * and iq * are calculated using the estimated q-axis inductance Lq, and the current commands id * and iq * are used for controlling PMSM1, whereby PMSM1 is a constant (q-axis inductance after change due to magnetic saturation). It is possible to drive at an optimum operating point according to Lq).
  • PMSM1 is a constant (q-axis inductance after change due to magnetic saturation). It is possible to drive at an optimum operating point according to Lq).
  • the above is the details of the estimation of the q-axis inductance Lq.
  • the estimation of the torque deviation coefficient Ktrq in the constant estimation unit 43 will be described.
  • the constant of PMSM1 changes and the output torque of PMSM1 also changes. For this reason, a divergence occurs between the output torque and the external torque command.
  • the d-axis voltage command Vd * is set so that there is no error in the current controller 25 between the d-axis current id and the d-axis current command id *. Since the adjustment is performed, the change in the d-axis current id due to the change in the constant of PMSM1 is reflected in the d-axis voltage command Vd *.
  • the q-axis voltage command Vq * is adjusted in the current controller 26 so as to eliminate an error between the q-axis current iq and the q-axis current command iq *.
  • the change in the q-axis current iq due to the change in the constant is reflected in the q-axis voltage command Vq *.
  • the constant estimation unit 43 estimates the output torque using the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq *.
  • the torque deviation coefficient Ktrq is estimated from the estimated output torque and the torque command Trq * input from the outside.
  • the estimation of the torque deviation coefficient Ktrq will be described in detail.
  • the output torque of PMSM1 in the dq axis coordinate system can be expressed by the following equation (4).
  • the output torque of PMSM1 can be expressed by the following equation (6).
  • the output torque T can be obtained from the armature resistance Ra, the rotational angular velocity ⁇ , the d-axis current id, the q-axis current iq, the d-axis voltage Vd, and the q-axis voltage Vq.
  • the constant estimation unit 43 of the motor control device 50A estimates the output torque based on the above equation (6).
  • the d-axis voltage Vd in Expression (6) uses the d-axis voltage command Vd * that is the output of the current controller 25, and the q-axis voltage Vq is the q-axis that is the output of the current controller 26.
  • the voltage command Vq * is used.
  • the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * can be used in the same manner as described in the calculation of the q-axis inductance Lq.
  • Other variables are the same as the estimation of the q-axis inductance Lq.
  • the torque deviation coefficient Ktrq can be expressed by the following equation (7) from the estimated output torque obtained from equation (6) and the external torque command Trq *. For this reason, the constant estimation unit 43 of the motor control device 50A according to the present embodiment estimates the torque deviation coefficient Ktrq based on the above equation (7).
  • the torque deviation coefficient Ktrq estimated in this way is supplied to the current command calculation unit 20 and used for calculation of the current commands id * and iq *.
  • the PMSM 1 can be operated with the same output torque as the torque command. The above is the details of the estimation of the torque deviation coefficient Ktrq.
  • Equation (7) in estimating the q-axis inductance Lq and the output torque (torque divergence coefficient Ktrq), the rotational angular velocity ⁇ of the PMSM1 rotor is given by In the denominator. Accordingly, when the rotational angular velocity ⁇ is high, the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq can be accurately calculated and the calculation accuracy is high. However, when the rotational angular velocity ⁇ is low, the q-axis inductance Lq In addition, the torque deviation coefficient Ktrq cannot be accurately calculated.
  • the operation determination unit 44 and the constant memory are stored. A portion 42 is provided.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the operation of the operation determination unit 44.
  • the motion determining unit 44 determines the q-axis inductance Lq and torque divergence with respect to the constant estimating unit 43.
  • An instruction to estimate the coefficient Ktrq is given.
  • the operation determination unit 44 instructs the constant storage unit 42 to store the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq estimated by the constant estimation unit 43, and in addition to this estimation An instruction to output the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq to the current command calculation unit 20 is given.
  • the motion determination unit 44 determines the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq from the constant estimation unit 43. Instructs not to perform estimation. In this case, the operation determination unit 44 instructs the constant storage unit 42 not to store the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq, and in addition, the rotational angular velocity ⁇ is equal to or greater than the predetermined value ⁇ 0.
  • the reason why the torque deviation coefficient Ktrq estimated at the high rotation angular speed can be used even in the case of the low rotation angular speed is that the torque deviation coefficient Ktrq substantially depends only on the output torque and does not depend on the rotation angular speed.
  • the estimated value of the output torque is not supplied to the current command calculation unit 20 as it is, but the torque deviation coefficient Ktrq is estimated from the estimated value of the output torque and then supplied to the current command calculation unit 20. This is because the result estimated at the high rotational angular velocity is used in the case of the low rotational angular velocity.
  • the q-axis inductance Lq is not dependent on the rotational angular velocity as is the case with the torque deviation coefficient Ktrq.
  • the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq are not estimated at the low rotational angular velocity, but the estimation results of the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq at the high rotational angular velocity calculated with high accuracy are obtained at the low rotational angular velocity.
  • the calculation accuracy of the current commands id * and iq * calculated by the current command calculation unit 20 is prevented from being lowered.
  • the constant storage unit 42 stores and outputs the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq estimated by the constant estimation unit 43 in accordance with the instruction of the operation determination unit 44.
  • a mode in which the estimated q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq are directly stored a mode in which the estimated q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq are indirectly stored as other parameters is also conceivable.
  • indirectly storing for example, there is an aspect of storing information indicating a q-axis inductance Lq and a torque deviation coefficient Ktrq as coefficients of an approximate equation.
  • the q-axis inductance Lq is approximated to a first-order approximate equation, and the coefficient of the approximate equation is stored in the constant storage unit 42 as information indicating the q-axis inductance Lq. More specifically, the q-axis inductance Lq can be approximated by the following formula (8).
  • iq is a q-axis current
  • Lq0 is a q-axis inductance when the q-axis current is zero
  • K is a q-axis magnetic saturation coefficient representing a change in the q-axis inductance Lq.
  • the constant storage unit 42 applies the estimated q-axis inductance Lq and the corresponding q-axis current iq to the above equation (8).
  • the q-axis magnetic saturation coefficient K is calculated.
  • the constant storage unit 42 stores the calculated q-axis magnetic saturation coefficient K as information indicating the q-axis inductance Lq.
  • the q-axis inductance Lq can be stored indirectly. Note that although the q-axis inductance Lq has been described, the torque deviation coefficient Ktrq can also be stored directly or indirectly.
  • the estimated value of Ktrq may be adjusted in advance. For example, the output torque corresponding to each torque command Trq * when the torque command Trq * is changed to 50%, 100%, 150%, 200%, etc. is estimated. That is, the torque deviation coefficient Ktrq is adjusted from the corresponding estimated value of the output torque. As a result, the estimation of the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq is stably performed, and the correction of the operating point and the correction of the output torque of the PMSM 1 are stably performed.
  • the constant estimation unit 43 estimates the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq, which are constants of PMSM1, and the estimated q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq Is used to calculate the current commands id * and iq * in the current command calculation unit 20.
  • the changed output torque is estimated by the constant estimation unit 43 to estimate the torque deviation coefficient Ktrq, and the current commands id * and iq * are calculated using the estimated torque deviation coefficient Ktrq.
  • the torque deviation coefficient Ktrq can be reflected in the current commands id * and iq *. For this reason, the output torque can be prevented from deviating from the torque command Trq *, and the PMSM 1 can be operated with an appropriate output torque.
  • the current command calculation unit 20 calculates the current commands id * and iq * using the estimated q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq.
  • the current command calculation unit 20 uses the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq stored at the high rotational angular velocity.
  • Current commands id * and iq * are calculated.
  • the output torque can be corrected with high accuracy over the entire operating range of angular velocity.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of an electric motor control system B including the electric motor control device 50B according to the present embodiment.
  • the dq ⁇ uvw coordinate conversion unit 28 is deleted, the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 29, the dq ⁇ uvw coordinate conversion unit 30 and the current detector 13 are added, and the uvw is replaced with the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 21.
  • the current detector 13 is a device that detects the U-phase current iu supplied from the inverter 12 to the PMSM1.
  • the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 21 ⁇ / b> A is detected by the U-phase current iu detected by the U-phase current detector 13 and the V-phase current detector 14 using the rotor position ⁇ detected by the position detector 2.
  • the V-phase current iv and the W-phase current iw detected by the W-phase current detector 15 are coordinate-converted into a d-axis current id and a q-axis current iq in the dq-axis coordinate system.
  • the converted d-axis current id and q-axis current iq are sent to the constant estimation unit 43.
  • the dq ⁇ uvw converter 30 uses the rotor position ⁇ detected by the position detector 2 to convert the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * output from the current command calculation unit 20 into three. It converts into the U-phase current command iu *, the V-phase current command iv *, and the W-phase current command iw * in the phase coordinate system.
  • the subtractor 22A subtracts the U-phase current iu detected by the current detector 13 from the U-phase current command iu * supplied from the dq ⁇ uvw coordinate conversion unit 30, and outputs the subtraction result to the current controller 25A.
  • the subtractor 23A subtracts the V-phase current iv detected by the current detector 14 from the V-phase current command iv * supplied from the dq ⁇ uvw coordinate conversion unit 30, and the subtraction result is supplied to the current controller 26A.
  • the subtractor 24A subtracts the W-phase current iw detected by the current detector 15 from the W-phase current command iw * supplied from the dq ⁇ uvw coordinate conversion unit 30, and the subtraction result is sent to the current controller 27A. Output.
  • the current controller 25A adjusts the U-phase voltage command Vu * so that the subtraction result of the subtractor 22A (that is, the current difference between the U-phase current command iu * and the U-phase current iu) becomes zero, thereby adjusting the U-phase voltage. Output as Vu. Further, the current controller 26A adjusts the V-phase voltage command Vv * so that the subtraction result of the subtracter 23A (that is, the current difference between the V-phase current command iv * and the V-phase current iv) becomes zero. Output as phase voltage Vv.
  • the current controller 27A adjusts the W-phase voltage command Vw * so that the subtraction result of the subtractor 24A (that is, the current difference between the W-phase current command iw * and the W-phase current iw) becomes zero. Output as phase voltage Vw.
  • the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 29 uses the rotor position ⁇ detected by the position detector 2 to adjust the U-phase voltage Vu adjusted by the current controller 25A and the V-phase voltage adjusted by the current controller 26A.
  • the W phase voltage Vw adjusted by Vv and the current controller 27A is coordinate-converted into a d-axis voltage Vd and a q-axis voltage Vq in the dq-axis coordinate system.
  • the current controllers 25A, 26A, and 27A adjust and output the U-phase voltage Vu, V-phase voltage Vv, and W-phase voltage Vw in the three-phase coordinate system, so that these voltages Vu, Vv, and
  • the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 29 converts Vw from the voltage of the three-phase coordinate system to the voltage of the dq axis coordinate system, and then supplies the d-axis voltage Vd and the q-axis voltage Vq to the constant estimation unit 43.
  • the constant estimator 43 in the present embodiment estimates the point of the q-axis inductance Lq using the equation (3) and the point of estimating the torque deviation coefficient Ktrq using the equation (7). This is the same as the unit 43.
  • the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * are used in place of the d-axis voltage Vd and the q-axis voltage Vq in estimating the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq.
  • the d-axis voltage Vd and the q-axis voltage Vq sent from the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 29 are used. Then, the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq are estimated as in the first embodiment.
  • the constant storage unit 42 and the operation determination unit 44 in this embodiment are the same as those in the first embodiment.
  • the q-axis inductance Lq and the torque are calculated using the d-axis current id and the q-axis current iq obtained by converting the detection results of the U-phase, V-phase, and W-phase current detectors from uvw ⁇ dq coordinates.
  • the deviation coefficient Ktrq was estimated.
  • the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq are estimated using the d-axis current command id * and the q-axis current command iq *.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration of an electric motor control system C including the electric motor control device 50C according to the present embodiment.
  • the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 21A is deleted, and instead of the d-axis current id and the q-axis current iq input to the constant estimation unit 43 from the uvw ⁇ dq coordinate conversion unit 21A, the current command calculation unit 20
  • the second embodiment is different from the second embodiment in that the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * output from are input to the constant estimation unit 43 (see FIG. 3).
  • the constant estimator 43 in the present embodiment is the point that obtains the q-axis inductance Lq using the equation (3) and the point that obtains the torque deviation coefficient Ktrq using the equation (7). It is the same.
  • the d-axis current id and the q-axis current iq are used to obtain the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq.
  • the d-axis current id and the q-axis current iq are used.
  • the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * sent from the current command calculation unit 20 are used.
  • the current controller 25A functions so that the difference between the U-phase current iu and the U-phase current command iu * is zero, as in the second embodiment.
  • U-phase current iu and U-phase current command iu * are equal.
  • the current controller 26A functions so that the difference between the V-phase current iv and the V-phase current command iv * becomes zero, so that the difference between the W-phase current iw and the W-phase current command iw * becomes zero. Since the current controller 27A functions, the V-phase current iv and the V-phase current command iv * are equal, and the W-phase current iw and the W-phase current command iw * are equal.
  • the current controller is functioning, the output current and the current command are equal, the d-axis current id and the d-axis current command id * are equal, and the q-axis current iq and the q-axis current command iq. * Is equal.
  • the d-axis current command id * is used instead of the d-axis current id, and the q-axis current command iq * is used instead of the q-axis current iq. Use.
  • the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq are estimated as in the first and second embodiments.
  • the constant storage unit 42 and the operation determination unit 44 in this embodiment are the same as those in the first and second embodiments.
  • the constant estimation unit 43 estimates the q-axis inductance Lq as a constant of PMSM1.
  • the constant of PMSM1 to be estimated is not limited to the q-axis inductance Lq, and other constants (for example, permanent magnet magnetic flux) of PMSM1 may be estimated.
  • the current command calculation unit 20 may calculate the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * using the other constants of the estimated PMSM1.
  • the voltage commands Vd * and Vq * (voltages Vu, Vv, and Vv) output from the current controllers 25 and 26 (25A, 26A, and 27A) Vw) was used to estimate the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq.
  • a means for detecting the voltage input to PMSM1 may be provided, and the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq may be estimated using the voltage detected by the voltage detection means.
  • the position information ⁇ is obtained by providing the position detector 2 for detecting the position of the rotor of the PMSM 1.
  • position estimation means for estimating the position of the rotor of the PMSM 1 may be provided, and the position information ⁇ of the rotor may be obtained using this position estimation means.
  • the rotational angular velocity ⁇ is obtained from the position information ⁇ using the differential operation circuit 16.
  • another speed estimation means may be provided, and the rotational angular speed ⁇ may be obtained using this other speed estimation means.
  • the constant storage unit 42 In the constant storage unit 42 according to the first to third embodiments, information indicating the q-axis inductance Lq is stored as the q-axis magnetic saturation coefficient K using a first-order approximation equation.
  • the storage mode in the constant storage unit 42 is not limited to the first-order approximation equation. For example, a quadratic or higher approximation equation may be used.
  • the q-axis magnetic saturation coefficient K is calculated by applying the estimated q-axis inductance Lq to the approximate equation.
  • the calculated q-axis magnetic saturation coefficient K may be calculated using the latest estimated value of the q-axis inductance Lq, or may be calculated using the estimated value of the q-axis inductance Lq obtained in the past. good. As an example of the latter, it is possible to calculate the q-axis magnetic saturation coefficient K by applying the moving average value of the estimated value of the q-axis inductance Lq obtained in the past to an approximate equation.
  • the mode of storage in the constant storage unit 42 is not limited to the mode of storing as coefficients of the approximate equation.
  • the estimated value of the q-axis inductance Lq corresponding to the q-axis current iq is estimated in a plurality of q-axis current iq values, and stored as a table in which the q-axis current iq and the estimated value of the q-axis inductance Lq are associated with each other. You may do it.
  • the current detectors 14 and 15 are used to detect the V-phase and W-phase currents, and the uvw ⁇ qd coordinate conversion unit 21 calculates the U-phase current.
  • the acquisition mode of each current of U-phase, V-phase, and W-phase is not limited to this.
  • a U-phase current detector and a V-phase current detector may be provided to detect U-phase and V-phase currents, and the uvw ⁇ qd coordinate conversion unit 21 may calculate the W-phase current.
  • the PWM circuit 11 includes means for correcting an error between the d-axis voltage Vd and the d-axis voltage command Vd * due to dead time.
  • this error correction means is not included in the PWM circuit 11, the constant estimation unit 43 performs a process of subtracting the voltage drop due to dead time from the d-axis voltage command Vd * which is the output of the current controller 25. You can do that.
  • the q-axis inductance Lq and the torque deviation coefficient Ktrq may be estimated by regarding the result of subtracting the voltage drop from the d-axis voltage command Vd * as the d-axis voltage Vd input to the PMSM1.
  • the constant estimation unit 43 estimates both the constant (q-axis inductance Lq) of the PMSM1 and the torque deviation coefficient Ktrq. It is not restricted to the aspect estimated.
  • the constant estimation unit 43 may be configured to estimate only the PMSM1 constant.
  • a learning function may be added to the motor control devices 50A to 50C according to the first to third embodiments.
  • the estimated value is stored in a memory (the constant storage unit 42 or the like) in association with the torque command Trq * at that time.
  • a map of PMSM1 constants and torque deviation coefficients Ktrq for various torque commands Trq * can be generated.
  • the PMSM1 constants corresponding to the torque commands Trq * and torque deviations are referred to thereafter by referring to the maps.
  • the coefficient Ktrq is obtained and used to generate the current commands id * and iq *.

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Abstract

　ＰＭＳＭを高効率で運転することができ、ＰＭＳＭが低回転角速度の場合においても高精度で出力トルクの補正をすることができる制御装置を提供する。電動機制御装置５０Ａは、回転角速度ωが所定値以上の場合、定数推定部４３においてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定を行い、これらを定数記憶部４２に記憶するとともに電流指令演算部２０に出力する。一方、回転角速度ωが所定値未満の場合、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定は行わず、所定回転角速度以上において記憶されたｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの各推定値を電流指令演算部２０に出力する。

Description

電動機の制御装置
　この発明は、永久磁石型電動機の運転を制御する制御装置に関する。
　同期電動機の出力トルクを推定して、推定した出力トルクと外部から供給されるトルク指令とにより同期電動機をベクトル制御する制御装置が、例えば特許文献１および２に開示されている。
　図５は、特許文献１の制御装置を含む電動機制御システムの構成を示すブロック図である。特許文献１の制御装置では、まず、同期電動機に供給される各相電圧と電流検出器により検出される同期電動機の各相電流とにより同期電動機の消費電力を算出する。次に、回転角検出器により検出される同期電動機の回転子の回転角から回転角速度を算出し、同期電動機の消費電力を回転角速度により除算して同期電動機の出力トルクの推定値を求める。そして、この出力トルクの推定値が出力トルクの目標値を指示するトルク指令と等しくなるように、同期電動機の各相電流を決定するトルク指令を調整する。
　図６は、特許文献２の制御装置を含む電動機制御システムの構成を示すブロック図である。特許文献２の制御装置では、同期電動機に供給される各相電圧から同期電動機の電機子巻線に鎖交する鎖交磁束をベクトル表現した鎖交磁束ベクトルを求め、この鎖交磁束ベクトルと電機子巻線に流れる電流をベクトル表現した電流ベクトルとの外積を求める。また、単位時間あたりの回転子の磁極位置の変化量に対する鎖交磁束ベクトルと電流ベクトルとの内積の変化量を求める。これら鎖交磁束ベクトルと電流ベクトルとの外積と、鎖交磁束ベクトルと電流ベクトルとの内積の変化量とから出力トルクを推定する。そして、この出力トルクの推定値を用いて出力トルクの補正を行う。
　このようにして、特許文献１および２の制御装置は、出力トルクがトルク指令から乖離するのを防止している。
特開２００６－３１１７７０号公報 特開２００９－２６８２６８号公報
　しかし、特許文献１および２の電動機制御装置には、共に２つの問題がある。第１の問題は、同期電動機の動作点と最適な動作点との間にずれが生じることを防止することができず、同期電動機を高効率で運転することができない、というものである。
　この第１の問題について詳細に説明する。一般に、ベクトル制御ではトルク指令から電流指令を算出する手段を設けている。このトルク指令から電流指令を算出する手段では、トルク指令から電流振幅が最小となるように電流の位相角と電流の振幅を決定し、この位相角をもった電流をｄｑ軸座標系におけるｄ軸およびｑ軸に投影しｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を算出している。このトルク指令から決定する電流の位相角と電流の振幅のことを動作点と呼び、電流振幅が最小となるときの電流の位相角のことを最適な動作点と呼ぶ。また、トルク指令から電流指令を算出する手段では、同期電動機の特性（例えばインダクタンスなど）を示す定数は事前に決定され固定された値として電流指令を算出している。
　このような従来の電動機制御装置に同期電動機が接続されて同期電動機が過負荷となった場合、同期電動機内部の磁気回路に磁気飽和が発生することがある。特に、電気車駆動用の電動機として設計される永久磁石型電動機では、当該電動機をコンパクトに設計するため、磁気飽和が発生し易い。同期電動機内部に磁気飽和が発生すると、同期電動機の定数が変化し（特にｑ軸インダクタンスが変化し）、この同期電動機の定数の変化により出力トルクが変化する。また、同期電動機の定数が変化すると、トルク指令に対する電流が最小となる最適な動作点が変化することとなる。これに対して、トルク指令から電流指令を算出する手段では、同期電動機の定数を固定値として電流指令を算出するため、同期電動機の定数の変化が電流指令に反映されない。すなわち、同期電動機の定数を固定値として決定した動作点と実際の同期電動機の定数の変化により変化した最適な動作点とがずれることとなる。これにより、実際の最適な動作点とは異なる動作点において同期電動機を運転することになるため、同期電動機に必要以上の電流を流さなければならず、同期電動機を高効率で運転することができない。
　第２の問題は、同期電動機の回転子の回転角速度が低い場合、出力トルクの推定を精度良く行うことができない、というものである。特に回転角速度がゼロ近傍の値の場合、出力トルクを推定することができない。このため、低回転角速度の場合には、出力トルクの推定値とトルク指令との間の乖離がなくなるように行う出力トルクの補正を精度良く行うことができない。
　この発明は以上のような事情に鑑みてなされたものであり、同期電動機を高効率で運転することができる制御装置を提供することを第１の目的とし、同期電動機の回転子の回転角速度が低い場合においても高精度で出力トルクの補正をすることができる制御装置を提供することを第２の目的としている。
　この発明は、永久磁石型電動機の出力トルクを指示するトルク指令と、前記永久磁石型電動機の特性を示す定数とに基づいて前記永久磁石型電動機に供給する電流を指示する電流指令を算出する電流指令演算手段と、前記永久磁石型電動機に流れる電流が前記電流指令に追従するように前記永久磁石型電動機に供給する電圧を指示する電圧指令を調整する電流制御手段と、前記永久磁石型電動機に与えられる電流および電圧に基づいて、前記定数を推定する定数推定手段とを具備することを特徴とする電動機制御装置を提供する。
　この発明によれば、永久磁石型電動機の定数を推定し、この定数の推定値を用いて電流指令を算出するため、永久磁石型電動機の動作点が最適な動作点からずれることを防止することができ、永久磁石型電動機を高効率で運転することができる。
　また、この発明は、前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を記憶する定数記憶手段を具備し、前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度以上の場合、前記定数推定手段に推定させた前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記定数記憶手段に記憶させるとともに前記電流指令演算手段に供給し、前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度未満の場合、前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数の推定値を前記電流指令演算手段に供給する動作判断手段をさらに具備することを特徴とする電動機制御装置を提供する。
　この発明によれば、永久磁石型電動機の回転角速度が所定回転角速度未満の場合、永久磁石型電動機の定数の推定およびトルク乖離係数の推定を行わず、高回転角速度において推定した永久磁石型電動機の定数およびトルク乖離係数を電流指令演算手段に供給して電流指令を算出するため、低回転角速度においても高精度で出力トルクの補正を行うことができる。
この発明の第１実施形態である電動機制御装置５０Ａを含む電動機制御システムＡの構成を示すブロック図である。 同実施形態である電動機制御装置５０Ａの動作判断部４４の動作を示す図である。 この発明の第２実施形態である電動機制御装置５０Ｂを含む電動機制御システムＢの構成を示すブロック図である。 この発明の第３実施形態である電動機制御装置５０Ｃを含む電動機制御システムＣの構成を示すブロック図である。 特許文献１の制御装置を含む電動機制御システムの構成を示すブロック図である。 特許文献２の制御装置を含む電動機制御システムの構成を示すブロック図である。
　以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。
　＜第１実施形態＞
　図１は、この発明の第１実施形態による電動機制御装置５０Ａを含む電動機制御システムＡの構成を示すブロック図である。電動機制御システムＡは、ＰＭＳＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ；永久磁石型同期電動機）１、インバータ１２、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）回路１１、電流検出器１４および１５、位置検出器２および電動機制御装置５０Ａを有する。本実施形態による電動機制御装置５０Ａは、ＰＷＭ回路１１を制御することによりインバータ１２を動作させ、これをもってＰＭＳＭ１の運転を制御する。
　インバータ１２は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのスイッチング素子を有し、スイッチング素子をオン／オフすることにより直流電圧をＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相交流電圧に変換する電力変換装置である。インバータ１２のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各出力端には、ＰＭＳＭ１が接続される。ＰＷＭ回路１１は、電動機制御装置５０Ａから供給されるＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗに基づいてインバータ１２のスイッチング素子をオン／オフさせるＰＷＭ信号を生成する回路である。
　電流検出器１４は、インバータ１２からＰＭＳＭ１に供給されるＶ相電流ｉｖを検出する装置である。電流検出器１５は、インバータ１２からＰＭＳＭ１に供給されるＷ相電流ｉｗを検出する装置である。位置検出器２は、ＰＭＳＭ１の回転子の位置（回転角度）θを検出する装置である。電流検出器１４および１５により検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ、位置検出器２により検出された回転子の位置θの各々の情報は電動機制御装置５０Ａに送られる。
　電動機制御装置５０Ａは、電流指令演算部２０、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１、減算器２２および２３、電流制御器（ＡＣＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）２５および２６、ｄｑ→ｕｖｗ座標変換部２８、微分演算回路１６、定数推定部４３、定数記憶部４２および動作判断部４４を有する。
　電流指令演算部２０は、例えば、最小の電流で最大のトルクをＰＭＳＭ１に発生させるように制御する最大トルク／電流制御などの公知の制御則に基づいて、外部から供給されるトルク指令Ｔｒｑ＊からｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊をそれぞれ算出する。このとき、電流指令演算部２０は、ＰＭＳＭ１の定数であるｑ軸インダクタンスＬｑとして、定数記憶部４２から供給されるｑ軸インダクタンスＬｑの推定値を用いる。また、電流指令演算部２０は、トルク指令Ｔｒｑ＊と出力トルクの関係を示す係数として、定数記憶部４２から供給されるトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定値を用いる。なお、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定方法については後述する。
　ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１は、位置検出器２により検出された回転子の位置θを用いて、Ｖ相電流検出器１４により検出されたＰＭＳＭ１のＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流検出器１５により検出されたＰＭＳＭ１のＷ相電流ｉｗを、ｄｑ軸座標系におけるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに座標変換する。このとき、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１では、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相電流の和がゼロであることを利用して、Ｖ相電流検出器１４からのＶ相電流ｉｖとＷ相電流検出器１５からのＷ相電流ｉｗとからＵ相電流ｉｕを算出した後に、これらＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗをｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに変換する。
　減算器２２は、電流指令演算部２０にて算出されたｄ軸電流指令ｉｄ＊から、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１にて算出されたｄ軸電流ｉｄを減算し、減算結果を電流制御器２５に出力する。また、減算器２３は、電流指令演算部２０にて算出されたｑ軸電流指令ｉｑ＊から、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１にて算出されたｑ軸電流ｉｑを減算し、減算結果を電流制御器２６に出力する。
　電流制御器２５は、減算器２２の減算結果（すなわち、ｄ軸電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの電流差）がゼロとなるようにｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を調節して出力する。また、電流制御器２６は、減算器２３の減算結果（すなわち、ｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑとの電流差）がゼロとなるようにｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を調節して出力する。
　ｄｑ→ｕｖｗ座標変換部２８は、位置検出器２により検出された回転子の位置θを用いて、電流制御器２５により調節されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊および電流制御器２６により調節されたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を、三相（ＵＶＷ）座標系におけるＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令Ｖｗ＊に変換する。そしてｄｑ→ｕｖｗ座標変換部２８は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令Ｖｗ＊をそれぞれＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗとして出力する。
　微分演算回路１６は、位置検出器２により検出されたＰＭＳＭ１の回転子の位置θを微分演算して、ＰＭＳＭ１の回転子の回転角速度ωを算出する。
　定数推定部４３は、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１にて算出されたｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑ、電流制御器２５にて調節されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、電流制御器２６にて調節されたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、微分演算回路１６にて算出された回転角速度ωおよび外部から供給されたトルク指令Ｔｒｑ＊の各情報を用いて、ＰＭＳＭ１の定数のひとつであるｑ軸インダクタンスＬｑの推定値および出力トルクの推定値とトルク指令との乖離の程度を示すトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定値のそれぞれを算出する。なお、この明細書では、ｑ軸インダクタンスＬｑの推定値の算出をｑ軸インダクタンスＬｑの推定、トルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定値の算出をトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定と呼ぶこともある。また、これらｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定は、動作判断部４４からの指示により実行される。ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定については後に詳述する。
　定数記憶部４２は、動作判断部４４からの指示により、定数推定部４３にて推定されたｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを記憶する。また、定数記憶部４２は、動作判断部４４からの指示により、定数推定部４３にて推定されたｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑまたは定数記憶部４２に記憶されたｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑのいずれかを電流指令演算部２０に供給する。定数記憶部４２の動作については後に詳述する。
　動作判断部４４は、微分演算回路１６にて算出した回転角速度ωが所定回転角速度以上であるか否かにより、定数推定部４３においてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの算出を行うか否かの判断および定数記憶部４２においてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの記憶を行うか否かの判断を行い、これら判断結果に基づく指示を定数推定部４３および定数記憶部４２に対して行う。動作判断部４４が行う判断については後に詳述する。
　以上が、本実施形態による電動機制御装置５０Ａおよびその電動機制御装置５０Ａを含む電動機制御システムＡの構成である。
　次に、定数推定部４３におけるｑ軸インダクタンスＬｑの推定について説明する。ＰＭＳＭ１に電流を流すことにより電動機内部鉄心に磁気飽和が生じた場合、ＰＭＳＭ１の定数が変化し、ＰＭＳＭ１の電流が変化する。例えば、ｑ軸インダクタンスＬｑの変化により電流が変化し、ｄ軸電流ｉｄとｄ軸電流指令ｉｄ＊との間に誤差が生じる。本実施形態による電動機制御装置５０Ａでは、図１に示すように、減算器２２においてｄ軸電流ｉｄとｄ軸電流指令ｉｄ＊との間に生じる誤差を算出し、電流制御器２５においてそのｄ軸電流ｉｄとｄ軸電流指令ｉｄ＊との間に生じる誤差がなくなるようにｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を調整して出力している（換言すると、ｄ軸電流ｉｄをｄ軸電流指令ｉｄ＊に追従させている）。このため、電流制御器２５から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊には、ｄ軸電流ｉｄとｄ軸電流指令ｉｄ＊との間の誤差が反映されており、結果として、ＰＭＳＭ１のｑ軸インダクタンスＬｑの変化が反映されている。このｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を用いて演算を行うことにより、磁気飽和により変化した後のＰＭＳＭ１のｑ軸インダクタンスＬｑを推定することができる。変化後のＰＭＳＭ１のｑ軸インダクタンスＬｑを推定することができれば、その推定値を用いて電流指令を算出することにより動作点が最適動作点からずれることを防止することができる。そこで、本実施形態による電動機制御装置５０Ａでは、このｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を定数推定部４３に供給し、定数推定部４３においてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を用いた演算処理を行うことにより、ＰＭＳＭ１の定数であるｑ軸インダクタンスＬｑを推定している。なお、ＰＭＳＭ１の定数のうちｑ軸インダクタンスＬｑを推定しているのは、磁気飽和が発生した場合に動作点が最適な動作点からずれる影響が他のＰＭＳＭ１の定数に比べ大きいからである。
　ｑ軸インダクタンスＬｑの推定についてより詳細に説明する。ｄｑ軸座標系におけるＰＭＳＭ１の電圧方程式は以下の式（１Ａ）および（１Ｂ）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 ここで、ＲａはＰＭＳＭ１の電機子抵抗（巻き線抵抗）、Ψａは永久磁石による磁束成分、ωはＰＭＳＭ１の回転子の回転角速度、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、Ｖｄはｄ軸電圧、Ｖｑはｑ軸電圧である。
　ＰＭＳＭ１が安定に回転している場合、ｄ軸電流の変化（ｄｉｄ／ｄｔ）およびｑ軸電流の変化（ｄｉｑ／ｄｔ）をゼロとすると、上記式（１Ａ）および（１Ｂ）は下記式（２Ａ）および（２Ｂ）に簡略化することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　そして、上記式（２Ａ）は、ｑ軸インダクタンスＬｑについて下記式（３）のように変形することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 式（３）に示すように、ｑ軸インダクタンスＬｑは、電機子抵抗Ｒａ、回転角速度ω、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑおよびｄ軸電圧Ｖｄから求めることができる。このため、本実施形態による電動機制御装置５０Ａの定数推定部４３では、上記式（３）に基づいて電機子抵抗Ｒａ、回転角速度ω、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑおよびｄ軸電圧Ｖｄからｑ軸インダクタンスＬｑを推定する。
　さらに詳細に説明すると、式（３）における電機子抵抗Ｒａは予め測定した値を用い、回転角速度ωは位置検出器２の検出結果を微分演算した値を用いる。また、式（３）におけるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑは、電流検出器１４および１５の検出結果をｄｑ座標に変換した値を各々用いる。また、式（３）におけるｄ軸電圧Ｖｄは、電流制御器２５の出力であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を用いる。
　ここで、式（３）におけるｄ軸電圧Ｖｄとして用いるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊についてさらに詳細に説明する。式（３）におけるｄ軸電圧ＶｄはＰＭＳＭ１へ入力する各相電圧をｄｑ軸座標系に変換したｄ軸電圧であるが、本実施形態による電動機制御システムＡのようにＰＭＳＭ１の入力電圧を検出する手段を設けていない場合には、式（３）におけるｄ軸電圧Ｖｄとしてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を用いることができる。このとき、ｄ軸電圧Ｖｄとｄ軸電圧指令Ｖｄ＊との間に誤差が存在する可能性がある。この誤差の主な原因は、インバータ１２のスイッチングデバイスの貫通電流を防止するためにＰＷＭ信号に挿入したいわゆるデッドタイムである。本実施形態による電動機制御システムＡでは、このデッドタイムによるｄ軸電圧Ｖｄとｄ軸電圧指令Ｖｄ＊との間の誤差を補正する手段をＰＷＭ回路１１に含んでいる（図示略）。具体的には、デッドタイムはインバータ１２のスイッチング素子をオンさせるためのパルス幅を短くして設けるため、パルス幅が短くなった分に相当する電圧分だけｄ軸電圧Ｖｄはｄ軸電圧指令Ｖｄ＊より低下する。ＰＷＭ回路１１は、この電圧の低下がなくなるようにｄ軸電圧Ｖｄを補正し、補正したｄ軸電圧Ｖｄを出力するようなＰＷＭ信号を生成する。これにより、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊はｄ軸電圧Ｖｄと同等とみなすことができるため、式（３）におけるｄ軸電圧Ｖｄとして電流制御器２５の出力であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を直接用いることができる。
　このようにして推定したｑ軸インダクタンスＬｑは、電流指令演算部２０に供給されて電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊の算出に利用される。推定したｑ軸インダクタンスＬｑを用いて電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊を算出し、この電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊をＰＭＳＭ１の制御に用いることにより、ＰＭＳＭ１を磁気飽和による変化後の定数（ｑ軸インダクタンスＬｑ）に応じた最適な動作点で運転することができる。
　以上がｑ軸インダクタンスＬｑの推定の詳細である。
　次に、定数推定部４３におけるトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定について説明する。先に述べたように、電動機内部鉄心に磁気飽和が生じた場合、ＰＭＳＭ１の定数が変化し、ＰＭＳＭ１の出力トルクも変化することとなる。このため、出力トルクと外部からのトルク指令との間に乖離が生じる。本実施形態による電動機制御装置５０Ａでは、先に述べたように、電流制御器２５においてｄ軸電流ｉｄとｄ軸電流指令ｉｄ＊との間に生じる誤差がなくなるようにｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を調整しているため、ＰＭＳＭ１の定数の変化によるｄ軸電流ｉｄの変化はｄ軸電圧指令Ｖｄ＊に反映されている。同様に、電動機制御装置５０Ａでは、電流制御器２６においてｑ軸電流ｉｑとｑ軸電流指令ｉｑ＊との間に生じる誤差がなくなるようにｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を調整しているため、ＰＭＳＭ１の定数の変化によるｑ軸電流ｉｑの変化はｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に反映されている。このｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を用いて演算することにより、変化した後の出力トルクを推定することができる。そして、出力トルクを推定することができれば、出力トルクを補正することができる。そこで、本実施形態による電動機制御装置５０Ａでは、定数推定部４３において、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を用いて出力トルクを推定している。そして、本実施形態による電動機制御装置５０Ａでは、推定した出力トルクと外部から入力されたトルク指令Ｔｒｑ＊とからトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定している。
　トルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定についてより詳細に説明する。ｄｑ軸座標系におけるＰＭＳＭ１の出力トルクは以下の式（４）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、ＰｎはＰＭＳＭ１の極対数であり、他の変数は前掲式（１Ａ）および（１Ｂ）～（３）と同様である。また、前掲式（２Ａ）および（２Ｂ）は、以下の式（５Ａ）および（５Ｂ）に整理することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 回転角速度ωがゼロでないときに、上記式（５Ａ）および（５Ｂ）を上記式（４）に代入すると、ＰＭＳＭ１の出力トルクは、以下の式（６）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 式（６）に示すように、出力トルクＴは、電機子抵抗Ｒａ、回転角速度ω、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑから求めることができる。このため、本実施形態による電動機制御装置５０Ａの定数推定部４３では、上記式（６）に基づいて出力トルクを推定する。
　さらに詳細に説明すると、式（６）におけるｄ軸電圧Ｖｄは、電流制御器２５の出力であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を用い、ｑ軸電圧Ｖｑは、電流制御器２６の出力であるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を用いる。ここで、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を用いることができることについてはｑ軸インダクタンスＬｑの算出において説明したのと同様である。また、その他の変数についてはｑ軸インダクタンスＬｑの推定と同様である。
　さらに、トルク乖離係数Ｋｔｒｑは、式（６）により求める出力トルクの推定値と外部からのトルク指令Ｔｒｑ＊とにより、以下の式（７）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 このため、本実施形態による電動機制御装置５０Ａの定数推定部４３では、上記式（７）に基づいてトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定する。
　このようにして推定したトルク乖離係数Ｋｔｒｑは、電流指令演算部２０に供給されて電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊の算出に利用される。推定したトルク乖離係数Ｋｔｒｑを用いて電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊を補正することにより、トルク指令と同じ出力トルクでＰＭＳＭ１を運転することができる。
　以上がトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定の詳細である。
　次に、動作判断部４４および定数記憶部４２について説明する。前掲式（３）および式（６）（式（７））に示すように、ｑ軸インダクタンスＬｑおよび出力トルク（トルク乖離係数Ｋｔｒｑ）を推定するにあたり、ＰＭＳＭ１の回転子の回転角速度ωが式の分母にある。このことより、回転角速度ωが高い場合には、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑは正確に演算することができて演算精度が高いが、回転角速度ωが低い場合には、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを正確に演算することができない。特に、回転角速度ωがゼロである場合、すなわちＰＭＳＭ１の回転子が停止している場合には、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑは演算不能となる。このように、回転角速度ωが低いまたはゼロである場合、回転角速度ωが高い場合に比べ、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定精度が低下し、これにより電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊の算出精度が低下する。そこで、本実施形態による電動機制御装置５０Ａでは、回転角速度ωが低いまたはゼロであるときにおける電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊の算出精度が低下することを防止するために、動作判断部４４および定数記憶部４２を設けている。
　図２は、動作判断部４４の動作を示す図である。図２に示すように、回転角速度ωが所定値ω０以上の場合（所定回転角速度ω０より高回転角速度の場合）、動作判断部４４は、定数推定部４３に対してｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定を行う旨の指示を行う。そして、この場合、動作判断部４４は、定数記憶部４２に対して定数推定部４３において推定されたｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの記憶を行う旨の指示を行い、加えて、この推定されたｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを電流指令演算部２０に出力する旨の指示を行う。
　一方、回転角速度ωの値が所定値ω０未満の場合（所定回転角速度ω０より低回転角速度の場合）、動作判断部４４は、定数推定部４３に対してｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定を行わない旨の指示を行う。そして、この場合、動作判断部４４は、定数記憶部４２に対してｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの記憶を行わない旨の指示を行い、加えて、回転角速度ωが所定値ω０以上のときに記憶したｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを電流指令演算部２０に出力する旨の指示を行う。このように、本実施形態では、回転角速度ωが所定回転角速度ω０より低回転角速度の場合、高回転角速度において推定したｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを電流指令演算部２０に出力する。
　低回転角速度の場合においても高回転角速度において推定したトルク乖離係数Ｋｔｒｑを利用することができるのは、トルク乖離係数Ｋｔｒｑは、ほぼ出力トルクにのみ依存し回転角速度に依存しないからである。また、本実施形態において、出力トルクの推定値をそのまま電流指令演算部２０に供給せずに出力トルクの推定値からトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定してから電流指令演算部２０に供給している理由は、この低速回転角速度の場合に高速回転角速度において推定した結果を利用するためである。なお、ｑ軸インダクタンスＬｑにおいてもトルク乖離係数Ｋｔｒｑと同様に回転角速度に依存しない。
　このようにして、低回転角速度におけるｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定は行わず、精度良く算出される高回転角速度におけるｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定結果を低回転角速度において利用することで、電流指令演算部２０において算出する電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊の算出精度が低下することを防止している。
　次に、定数記憶部４２について説明する。定数記憶部４２は、先に述べたように、動作判断部４４の指示に従って定数推定部４３により推定されたｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの記憶および出力を行う。このｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑのそれぞれを示す情報をどのような態様の情報として記憶するかは、種々考えられる。推定したｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑをそのまま直接記憶する態様の他、推定したｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを別のパラメータとして間接的に記憶する態様も考えられる。間接的に記憶する態様として、例えば、近似方程式の係数としてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを示す情報を記憶する態様がある。
　本実施形態では、ｑ軸インダクタンスＬｑを１次の近似方程式に近似し、その近似方程式の係数をｑ軸インダクタンスＬｑを示す情報として定数記憶部４２に記憶する。より詳細に説明すると、ｑ軸インダクタンスＬｑは、以下の式（８）で近似することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 ただし、ｉｑはｑ軸電流、Ｌｑ０はｑ軸電流がゼロの時のｑ軸インダクタンス、Ｋはｑ軸インダクタンスＬｑの変化を表すｑ軸磁気飽和係数である。
　定数記憶部４２は、定数推定部４３にて推定されたｑ軸インダクタンスＬｑが入力されると、その推定されたｑ軸インダクタンスＬｑとそれに対応するｑ軸電流ｉｑとを上記式（８）に当てはめてｑ軸磁気飽和係数Ｋを算出する。そして、定数記憶部４２は、算出したｑ軸磁気飽和係数Ｋをｑ軸インダクタンスＬｑを示す情報として記憶する。このように、ｑ軸磁気飽和係数Ｋを記憶することでｑ軸インダクタンスＬｑを間接的に記憶することができる。なお、ｑ軸インダクタンスＬｑについて説明したが、トルク乖離係数Ｋｔｒｑについても、直接にまたは間接的に記憶することができる。
　また、本実施形態による電動機制御装置５０Ａでは、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定が安定して行われるように、電動機制御システムＡの動作開始時等においてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定値を予め調整するようにしても良い。例えば、トルク指令Ｔｒｑ＊を、５０％、１００％、１５０％、２００％というように変化させたときのそれぞれのトルク指令Ｔｒｑ＊に対応する出力トルクを推定し、これらのトルク指令Ｔｒｑ＊とそれに対応する出力トルクの推定値からトルク乖離係数Ｋｔｒｑを調整するという具合である。これによりｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定が安定して行われることとなり、ＰＭＳＭ１の動作点の補正および出力トルクの補正が安定して行われることになる。
　このように、本実施形態による電動機駆動装置５０Ａでは、定数推定部４３においてＰＭＳＭ１の定数であるｑ軸インダクタンスＬｑとトルク乖離係数Ｋｔｒｑとを推定し、推定したｑ軸インダクタンスＬｑとトルク乖離係数Ｋｔｒｑとを用いて電流指令演算部２０において電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊を算出する。これにより、ＰＭＳＭ１の電動機内部鉄心に磁気飽和が生じＰＭＳＭ１の定数であるｑ軸インダクタンスＬｑが変化したとしても、その変化したｑ軸インダクタンスＬｑを定数推定部４３で推定し、その推定したｑ軸インダクタンスＬｑを用いて電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊を算出するため、ｑ軸インダクタンスＬｑの変化を電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊に反映させることができる。このため、ｑ軸インダクタンスＬｑの変化によりＰＭＳＭ１の動作点が最適な動作点からずれることを防止することができ、ＰＭＳＭ１を高効率で運転することができる。また、出力トルクが変化したとしても、その変化した出力トルクを定数推定部４３で推定してトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定し、その推定したトルク乖離係数Ｋｔｒｑを用いて電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊を算出するため、トルク乖離係数Ｋｔｒｑを電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊に反映させることができる。このため、出力トルクがトルク指令Ｔｒｑ＊から乖離することを防止することができ、ＰＭＳＭ１を適正な出力トルクで運転することができる。
　さらに、本実施形態による電動機駆動装置５０Ａでは、回転角速度ωが高い場合、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定し、推定したｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを定数記憶部４２に記憶するとともに推定したｑ軸インダクタンスＬｑとトルク乖離係数Ｋｔｒｑとを用いて電流指令演算部２０において電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊を算出する。一方、回転角速度ωが低い場合、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定は行わず、高回転角速度のときに記憶したｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを用いて電流指令演算部２０にて電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊を算出する。これにより、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを用いて算出する電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊の算出精度が低回転角速度のときに低下することを防止することができ、高回転角速度から低回転角速度の全動作範囲において高精度な出力トルクの補正を行うことができる。
　＜第２実施形態＞
　第１実施形態では、電圧指令の制御をｄｑ軸座標系における電流指令で行っていた。これに対して、第２実施形態では、電圧指令の制御を三相（ＵＶＷ）座標系における電流指令で行う。図３は、本実施形態による電動機制御装置５０Ｂを含む電動機制御システムＢの構成を示す図である。図３は、ｄｑ→ｕｖｗ座標変換部２８を削除し、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２９、ｄｑ→ｕｖｗ座標変換部３０および電流検出器１３を追加し、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１に代えてｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１Ａとし、減算器２２および２３に代えて減算器２２Ａ、２３Ａおよび２４Ａとし、電流制御器（ＡＣＲ）２５および２６に代えて電流制御器（ＡＣＲ）２５Ａ、２６Ａおよび２７Ａとした点で第１実施形態と異なる（図１参照）。
　電流検出器１３は、インバータ１２からＰＭＳＭ１に供給されるＵ相電流ｉｕを検出する装置である。
　ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１Ａは、位置検出器２により検出された回転子の位置θを用いて、Ｕ相電流検出器１３により検出されたＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流検出器１４により検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流検出器１５により検出されたＷ相電流ｉｗを、ｄｑ軸座標系におけるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに座標変換する。変換したｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑは定数推定部４３に送られる。
　ｄｑ→ｕｖｗ変換器３０は、位置検出器２により検出された回転子の位置θを用いて、電流指令演算部２０から出力されたｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を、三相座標系におけるＵ相電流指令ｉｕ＊、Ｖ相電流指令ｉｖ＊およびＷ相電流指令ｉｗ＊に変換する。
　減算器２２Ａは、ｄｑ→ｕｖｗ座標変換部３０から供給されるＵ相電流指令ｉｕ＊から、電流検出器１３により検出されたＵ相電流ｉｕを減算し、減算結果を電流制御器２５Ａに出力する。また、減算器２３Ａは、ｄｑ→ｕｖｗ座標変換部３０から供給されるＶ相電流指令ｉｖ＊から、電流検出器１４により検出されたＶ相電流ｉｖを減算し、減算結果を電流制御器２６Ａに出力する。また、減算器２４Ａは、ｄｑ→ｕｖｗ座標変換部３０から供給されるＷ相電流指令ｉｗ＊から、電流検出器１５により検出されたＷ相電流ｉｗを減算し、減算結果を電流制御器２７Ａに出力する。
　電流制御器２５Ａは、減算器２２Ａの減算結果（すなわち、Ｕ相電流指令ｉｕ＊とＵ相電流ｉｕとの電流差）がゼロとなるようにＵ相電圧指令Ｖｕ＊を調節してＵ相電圧Ｖｕとして出力する。また、電流制御器２６Ａは、減算器２３Ａの減算結果（すなわち、Ｖ相電流指令ｉｖ＊とＶ相電流ｉｖとの電流差）がゼロとなるようにＶ相電圧指令Ｖｖ＊を調節してＶ相電圧Ｖｖとして出力する。また、電流制御器２７Ａは、減算器２４Ａの減算結果（すなわち、Ｗ相電流指令ｉｗ＊とＷ相電流ｉｗとの電流差）がゼロとなるようにＷ相電圧指令Ｖｗ＊を調節してＷ相電圧Ｖｗとして出力する。
　ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２９は、位置検出器２により検出された回転子の位置θを用いて、電流制御器２５Ａにより調節されたＵ相電圧Ｖｕ、電流制御器２６Ａにより調節されたＶ相電圧Ｖｖおよび電流制御器２７Ａにより調節されたＷ相電圧Ｖｗを、ｄｑ軸座標系におけるｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑに座標変換する。本実施形態では、電流制御器２５Ａ、２６Ａおよび２７Ａにより三相座標系におけるＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗを調節して出力しているため、これらの電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗをｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２９において三相座標系の電圧からｄｑ軸座標系の電圧に変換してから定数推定部４３にｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑを供給している。
　本実施形態における定数推定部４３は、式（３）を用いてｑ軸インダクタンスＬｑを推定する点および式（７）を用いてトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定する点について、第１実施形態における定数推定部４３と同様である。このとき、第１実施形態では、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定するにあたりｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑに代えてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を用いていたが、本実施形態では、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２９から送られるｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑを用いる。そして、第１実施形態と同様にしてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定する。
　本実施形態における定数記憶部４２および動作判断部４４は、第１実施形態と同様である。
　本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果が得られる。
　＜第３実施形態＞
　第２実施形態では、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各電流検出器の検出結果をｕｖｗ→ｄｑ座標変換して得たｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを用いてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定を行っていた。これに対して、第３実施形態では、ｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を用いてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定を行う。
　図４は、本実施形態による電動機制御装置５０Ｃを含む電動機制御システムＣの構成を示す図である。図４は、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１Ａを削除し、ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部２１Ａから定数推定部４３に入力されていたｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに代えて、電流指令演算部２０から出力されるｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を定数推定部４３に入力する点で第２実施形態と異なる（図３参照）。
　本実施形態における定数推定部４３は、式（３）を用いてｑ軸インダクタンスＬｑを求める点および式（７）を用いてトルク乖離係数Ｋｔｒｑを求める点について、第２実施形態における定数推定部４３と同様である。このとき、第２実施形態では、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを求めるにあたりｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを用いていたが、本実施形態では、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに代えて電流指令演算部２０から送られるｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を用いる。
　ここで、本実施形態による電動機制御装置５０Ｃでは、第２実施形態と同様に、Ｕ相電流ｉｕとＵ相電流指令ｉｕ＊との差がゼロになるように電流制御器２５Ａが機能するため、Ｕ相電流ｉｕとＵ相電流指令ｉｕ＊とが等しくなる。同様に、Ｖ相電流ｉｖとＶ相電流指令ｉｖ＊との差がゼロになるように電流制御器２６Ａが機能し、Ｗ相電流ｉｗとＷ相電流指令ｉｗ＊との差がゼロになるように電流制御器２７Ａが機能するため、Ｖ相電流ｉｖとＶ相電流指令ｉｖ＊とが等しくなり、Ｗ相電流ｉｗとＷ相電流指令ｉｗ＊とが等しくなる。すなわち、電流制御器が機能していれば出力電流と電流指令とが等しくなるということであり、ｄ軸電流ｉｄとｄ軸電流指令ｉｄ＊とが等しく、ｑ軸電流ｉｑとｑ軸電流指令ｉｑ＊とが等しくなるということである。このため、本実施形態では、ｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを求めるにあたりｄ軸電流ｉｄの代わりにｄ軸電流指令ｉｄ＊を、ｑ軸電流ｉｑの代わりにｑ軸電流指令ｉｑ＊をそれぞれ用いる。そして、第１および第２実施形態と同様にしてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定する。
　本実施形態における定数記憶部４２および動作判断部４４は、第１および第２実施形態と同様である。
　本実施形態においても、第１および第２実施形態と同様の効果が得られる。
　＜他の実施形態＞
　以上、この発明の第１～第３実施形態について説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。
（１）第１～第３実施形態による定数推定部４３では、ＰＭＳＭ１の定数としてｑ軸インダクタンスＬｑを推定していた。しかし、推定するＰＭＳＭ１の定数はｑ軸インダクタンスＬｑに限られず、ＰＭＳＭ１の他の定数（例えば永久磁石磁束など）を推定しても良い。そして、電流指令演算部２０は、この推定したＰＭＳＭ１の他の定数を用いてｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を算出しても良い。
（２）上記第１～第３実施形態による電動機制御システムＡ～Ｃでは、電流制御器２５および２６（２５Ａ、２６Ａおよび２７Ａ）から出力される電圧指令Ｖｄ＊およびＶｑ＊（電圧Ｖｕ、ＶｖおよびＶｗ）を用いてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定していた。しかし、ＰＭＳＭ１に入力される電圧を検出する手段を設け、この電圧検出手段にて検出される電圧を用いてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定しても良い。
（３）上記第１～第３実施形態では、ＰＭＳＭ１の回転子の位置を検出するための位置検出器２を設けて位置情報θを得ていた。しかし、位置検出器２に代えて、ＰＭＳＭ１の回転子の位置を推定する位置推定手段を設け、この位置推定手段を用いて回転子の位置情報θを得ても良い。また、第１～第３実施形態では、微分演算回路１６を用いて位置情報θから回転角速度ωを得ていた。しかし、微分演算回路１６に代えて、別の速度推定手段を設け、この別の速度推定手段を用いて回転角速度ωを得ても良い。
（４）上記第１～３実施形態による定数記憶部４２では、１次の近似方程式を用いてｑ軸インダクタンスＬｑを示す情報をｑ軸磁気飽和係数Ｋとして記憶していた。しかし、定数記憶部４２における記憶の態様は、１次の近似方程式に限られない。例えば、２次以上の近似方程式を用いても良い。
　また、上記第１～３実施形態による定数記憶部４２では、推定したｑ軸インダクタンスＬｑを近似方程式に当てはめてｑ軸磁気飽和係数Ｋを算出していた。このとき、算出するｑ軸磁気飽和係数Ｋは、最新のｑ軸インダクタンスＬｑの推定値を用いて算出しても良いし、過去に求めたｑ軸インダクタンスＬｑの推定値を用いて算出しても良い。後者の例として、過去に求めたｑ軸インダクタンスＬｑの推定値の移動平均値を近似方程式に当てはめてｑ軸磁気飽和係数Ｋを算出することなどが挙げられる。
　また、定数記憶部４２における記憶の態様は、近似方程式の係数として記憶する態様に限られない。例えば、ｑ軸電流ｉｑに対応するｑ軸インダクタンスＬｑの推定値を複数のｑ軸電流ｉｑの値において推定し、ｑ軸電流ｉｑとｑ軸インダクタンスＬｑの推定値とを対応付けたテーブルとして記憶するようにしても良い。
（５）第１実施形態では、電流検出器１４および１５を用いてＶ相およびＷ相の電流を検出し、ｕｖｗ→ｑｄ座標変換部２１においてＵ相電流を算出していた。しかし、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各々の電流の取得態様はこれに限られない。例えば、Ｕ相電流検出器およびＶ相電流検出器を設けてＵ相およびＶ相の電流を検出し、ｕｖｗ→ｑｄ座標変換部２１においてＷ相電流を算出しても良い。
（６）第１実施形態による電動機制御システムＡでは、デッドタイムに起因するｄ軸電圧Ｖｄとｄ軸電圧指令Ｖｄ＊との間の誤差を補正する手段をＰＷＭ回路１１に含んでいた。しかし、この誤差補正手段がＰＷＭ回路１１に含まれていない場合は、電流制御器２５の出力であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊からデッドタイムによる電圧低下分を減算する処理を定数推定部４３において行うようにすれば良い。そして、この場合、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊から電圧低下分を減算した結果をＰＭＳＭ１へ入力するｄ軸電圧Ｖｄとみなしてｑ軸インダクタンスＬｑおよびトルク乖離係数Ｋｔｒｑを推定すれば良い。
（７）上記第１～３実施形態による電動機制御システムＡ～Ｃでは、定数推定部４３においてＰＭＳＭ１の定数（ｑ軸インダクタンスＬｑ）およびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの両方を推定していたが、この両方を推定する態様に限られない。例えば、定数推定部４３においてＰＭＳＭ１の定数のみを推定する態様としても良い。
（８）上記第１～３実施形態による電動機制御装置５０Ａ～５０Ｃに学習機能を付与しても良い。例えば、ＰＭＳＭ１の定数およびトルク乖離係数Ｋｔｒｑの推定を行った場合、その推定値をその時点におけるトルク指令Ｔｒｑ＊に対応付けてメモリ（定数記憶部４２など）に記憶させる。これを繰り返すことにより、各種のトルク指令Ｔｒｑ＊に対するＰＭＳＭ１の定数とトルク乖離係数Ｋｔｒｑのマップを生成することができる。十分な種類のトルク指令Ｔｒｑ＊に対応したＰＭＳＭ１の定数とトルク乖離係数Ｋｔｒｑのマップが得られたら、以後は、そのマップを参照することにより、トルク指令Ｔｒｑ＊に対応したＰＭＳＭ１の定数とトルク乖離係数Ｋｔｒｑを求め、電流指令ｉｄ＊およびｉｑ＊の生成に使用する。
１…ＰＭＳＭ、２…位置検出器、１１…ＰＷＭ回路、１２…インバータ、１３，１４，１５…電流検出器、１６…微分演算回路、２０…電流指令演算部、２１，２１Ａ，２９…ｕｖｗ→ｄｑ座標変換部、２２，２３，２２Ａ，２３Ａ，２４Ａ…減算器、２５，２６，２５Ａ，２６Ａ，２７Ａ…電流制御器、２８，３０…ｄｑ→ｕｖｗ座標変換部、４２…定数記憶部、４３…定数推定部、４４…動作判断部、５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃ…電動機制御装置、Ａ，Ｂ，Ｃ…電動機制御システム。

Claims (15)

  1. 　永久磁石型電動機の出力トルクを指示するトルク指令と、前記永久磁石型電動機の特性を示す定数とに基づいて前記永久磁石型電動機に供給する電流を指示する電流指令を算出する電流指令演算手段と、
    　前記永久磁石型電動機に流れる電流が前記電流指令に追従するように前記永久磁石型電動機に供給する電圧を指示する電圧指令を調整する電流制御手段と、
    　前記永久磁石型電動機に与えられる電流および電圧に基づいて、前記定数を推定する定数推定手段と
    　を具備することを特徴とする電動機制御装置。
  2. 　前記定数推定手段は、前記定数として、前記永久磁石型電動機のｑ軸インダクタンスを前記永久磁石型電動機のｄ軸電圧、ｄ軸電流、電機子抵抗および回転子の回転角速度に基づいて推定することを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。
  3. 　前記定数推定手段は、前記トルク指令に対する前記永久磁石型電動機の出力トルクの乖離の程度を示すトルク乖離係数を前記永久磁石型電動機のｄ軸電圧、ｄ軸電流、ｑ軸電圧、ｑ軸電流、電機子抵抗および回転子の回転角速度に基づいて推定することを特徴とする請求項１または２に記載の電動機制御装置。
  4. 　前記電流指令演算手段は、前記トルク指令と、前記定数推定手段において推定した前記永久磁石型電動機のｑ軸インダクタンスおよび前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数とに基づいて前記電流指令を算出することを特徴とする請求項２に記載の電動機制御装置。
  5. 　前記電流指令演算手段は、前記トルク指令と、前記定数推定手段において推定した前記永久磁石型電動機のｑ軸インダクタンスおよび前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数とに基づいて前記電流指令を算出することを特徴とする請求項３に記載の電動機制御装置。
  6. 　前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を記憶する定数記憶手段を具備し、
    　前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数または前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記電流指令演算手段に供給することを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。
  7. 　前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を記憶する定数記憶手段を具備し、
    　前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数または前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記電流指令演算手段に供給することを特徴とする請求項２に記載の電動機制御装置。
  8. 　前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を記憶する定数記憶手段を具備し、
    　前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数または前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記電流指令演算手段に供給することを特徴とする請求項３に記載の電動機制御装置。
  9. 　前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を記憶する定数記憶手段を具備し、
    　前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数または前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記電流指令演算手段に供給することを特徴とする請求項４に記載の電動機制御装置。
  10. 　前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を記憶する定数記憶手段を具備し、
    　前記定数推定手段によって推定された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数または前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記電流指令演算手段に供給することを特徴とする請求項５に記載の電動機制御装置。
  11. 　前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度以上の場合、前記定数推定手段に推定させた前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記定数記憶手段に記憶させるとともに前記電流指令演算手段に供給し、前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度未満の場合、前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数の推定値を前記電流指令演算手段に供給する動作判断手段
    　を具備することを特徴とする請求項６に記載の電動機制御装置。
  12. 　前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度以上の場合、前記定数推定手段に推定させた前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記定数記憶手段に記憶させるとともに前記電流指令演算手段に供給し、前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度未満の場合、前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数の推定値を前記電流指令演算手段に供給する動作判断手段
    　を具備することを特徴とする請求項７に記載の電動機制御装置。
  13. 　前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度以上の場合、前記定数推定手段に推定させた前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記定数記憶手段に記憶させるとともに前記電流指令演算手段に供給し、前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度未満の場合、前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数の推定値を前記電流指令演算手段に供給する動作判断手段
    　を具備することを特徴とする請求項８に記載の電動機制御装置。
  14. 　前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度以上の場合、前記定数推定手段に推定させた前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記定数記憶手段に記憶させるとともに前記電流指令演算手段に供給し、前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度未満の場合、前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数の推定値を前記電流指令演算手段に供給する動作判断手段
    　を具備することを特徴とする請求項９に記載の電動機制御装置。
  15. 　前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度以上の場合、前記定数推定手段に推定させた前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数を前記定数記憶手段に記憶させるとともに前記電流指令演算手段に供給し、前記永久磁石型電動機の回転子の回転角速度が所定の回転角速度未満の場合、前記定数記憶手段に記憶された前記定数および前記永久磁石型電動機のトルク乖離係数の推定値を前記電流指令演算手段に供給する動作判断手段
    　を具備することを特徴とする請求項１０に記載の電動機制御装置。
     
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