JP2007318948A - モータ制御装置における状態検出装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 モータ(20)の状態に対応するアナログ状態信号を発生するとともに、アナログ状態信号で第1のキャリア信号を振幅変調した振幅変調信号を発生する信号発生手段(10)と、第1のキャリア信号を用いて振幅変調信号からアナログ状態信号を同期復調する復調手段(35)と、同期復調されたアナログ状態信号に含まれるPWMスイッチングノイズ成分を平滑する平滑手段(36)と、を備える。第1のキャリア信号の周波数famとPWM制御に使用される第2のキャリア信号の周波数fpwmとが、以下のような関係を有するように設定される。
fam>fpwmのとき、
fam=fpwm×(n+0.5)
fam<fpwmのとき、
fam=fpwm/(2n)
【選択図】 図1
Description
そこで、上記スイッチングノイズの影響を低減する手段が提案されている(例えば、特許文献1〜3)。
fam>fpwmのとき、
fam=fpwm×(n+0.5)
fam<fpwmのとき、
fam=fpwm/(2n)
図1において、レゾルバ10はモータ20のロータの回転角を検出し、制御回路30はこのロータの回転角に基づいてモータ20の巻線に流す電流を制御する。
レゾルバ10は、励磁巻線11および検出巻線12,13を備え、モータ20のロータシャフトに締結されている。
制御回路30は、発振回路31と、この発振回路31から出力されるクロック信号の周波数を2分周する分周回路32と、この分周回路32の出力の周波数でレゾルバ10の励磁巻線11を励磁する励磁回路33とを備えている。
Va=K・sinθ・F(t)
Vb=K・cosθ・F(t)
ここで、K:比例定数、θ:ロータ回転角
上記方形波電圧F(t)でレゾルバ10の励磁巻線11を励磁した場合、例えば検出巻線12から図2(b)に示すような電圧Va、つまり、励磁キャリア信号である上記電圧F(t)を図2(c)に示すsin相変調信号で振幅変調した電圧Vaが出力される。そして、検出巻線13からは上記電圧F(t)をcos相変調信号で振幅変調した電圧Vbが出力される。
なお、レゾルバ10は、励磁巻線11および検出巻線12,13の一端を接地してあるので、シングルエンドで信号を出力する。
同期復調回路35Aは、分周回路32から出力されるクロック信号(図2(a)の信号に対応する信号)の「H」期間においてバンドパスフィルタ34Aの出力信号をそのまま出力し、また、「L」期間においてフィルタ34Aの出力信号を反転して出力する。
同様に、同期復調回路35Bは、分周回路32の出力信号の「H」期間においてバンドパスフィルタ34Bの出力信号をそのまま出力し、また、「L」期間においてフィルタ34Bの出力信号を反転して出力する。
ローパスフィルタ36A,36Bから出力される電圧Va’およびVb’は、それぞれ以下のように表される。
Va’=K・sinθ
Vb’=K・cosθ
PWMインバータ39は、上記PWMキャリア信号に基づくスイッチング動作によって上記モータ巻線電流指令に対応する電流がモータ20の巻線に流れるようにモータ電流を制御する。
図3(a)はレゾルバ10の励磁信号(周波数fam=50KHz)を示し、図3(b)はPWMキャリア信号(周波数fpwm=20KHz)を示している。PWMインバータ39では、上記PWMキャリア信号に同期したスイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズは、モータ50本体やケーブル等を介してレゾルバ10に回り込むので、レゾルバ10の出力信号には、図3(c)にハッチングを付して示すPWMスイッチングノイズがPWMキャリア信号の立ち上がりタイミングで重畳する。
この場合、図4(c)に示す正極性のスイッチングノイズのみがレゾルバ10の出力信号に重畳することになるので、同期復調回路35A,35Bの出力には図4(d)に示すような非反転スイッチングノイズが現れる。この結果、ローパスフィルタ36A,36Bの出力には、図4(e)にハッチングを付して示すように、平滑された上記スイッチングノイズの成分が現れる。これは、モータ20を回転させた場合に、ローパスフィルタ36A,36Bの本来の出力信号レベルが上記スイッチングノイズの影響を受けて変化することを意味している。
fam=fpwm×(n+0.5) ・・・(1)
ここで、n:正の整数
のときにローパスフィルタ36A,36Bの出力にPWMスイッチングノイズの影響が現れない。また、
fam=fpwm×n ・・・(2)
のときにローパスフィルタ36A,36Bの出力に含まれるスイッチングノイズ成分が最大となる。
fam=fpwm/(2n) ・・・(3)
の場合にスイッチングノイズがキャンセルされ、
fam=fpwm/(2n+1) ・・・(4)
の場合にスイッチングノイズによる影響が最大になる。
従って、本実施形態によれば、レゾルバ10の出力に含まれるPWMスイッチングノイズの影響を受けることなくモータ20のロータ回転角が検出されて、モータ20の回転角の制御精度が向上する。
図6に示すように、上記MRセンサ40は、ブリッジ接続した磁気抵抗素子41〜44と、前記モータ20のロータに取り付けられた図示していない磁石とを備え、磁気抵抗素子41,43の共通接続点が前記励磁回路33の出力に接続されるとともに、磁気抵抗素子42,44の共通接続点が接地されている。
このMRセンサ40においては、上記磁石の回転変位による磁界の強度および方向の変化に応じて磁気抵抗素子41〜44の抵抗値R1〜R4が以下のように変化する。
R1=RC−RV・sinθ
R2=RC+RV・sinθ
R3=RC−RV・cosθ
R4=RC+RV・cosθ
ここで、RC:抵抗一定成分、RV:抵抗変化分
Vma=R2/(R1+R2)×F(t)=〔(1/2)+RV・sinθ/(2R
C)〕×F(t)
という信号電圧が出力され、また、cos相の中点からは、
Vmb=R4/(R3+R4)×F(t)=〔(1/2)+RV・cosθ/(2R
C)〕×F(t)
という信号電圧が出力される。
なお、上記MRセンサ40に代えて可変磁気抵抗型レゾルバを使用することも可能であり、その場合、該可変磁気抵抗型レゾルバの各巻線抵抗が上記MRセンサ40の磁気抵抗素子41〜44と同様の形態でブリッジ接続される。
すなわち、例えば、モータ20の温度を検出する場合には、図7に示すように、温度センサ50を構成するサーミスタ51と抵抗器52の直列回路に励磁回路の出力電圧を印加する。この場合、温度に対応する信号で励磁キャリアを振幅変調した信号がサーミスタ51と抵抗器52の共通接続点から出力される。そこで、励磁信号の周波数famとPWMキャリア信号の周波数fpwmを、fam>fpwmにおいて式(1)の関係を満たすように、また、fam<fpwmにおいて式(3)の関係を満たすように設定することにより、PWMスイッチングノイズの影響を受けることなくモータ20の温度を精度よく検出することができる。
なお、検出されるモータの温度は、該モータの過負荷の検出等に活用される。
11 励磁巻線
12,13 検出巻線
20 モータ
30 制御回路
31 発振回路
32,38 分周回路
33 励磁回路
35A,35B 同期復調回路
36A,36B ローパスフィルタ
37 演算回路
39 PWMインバータ
40 MRセンサ
50 温度センサ
Claims (5)
- モータをPWM制御するモータ制御装置において該モータの状態を検出する状態検出装置であって、
前記モータの状態に対応するアナログ状態信号を発生するとともに、該アナログ状態信号で第1のキャリア信号を振幅変調した振幅変調信号を発生する信号発生手段と、
前記第1のキャリア信号を用いて前記振幅変調信号から前記アナログ状態信号を同期復調する復調手段と、
前記同期復調されたアナログ状態信号に含まれるPWMスイッチングノイズ成分を平滑する平滑手段と、を備え、
前記第1のキャリア信号の周波数famと前記PWM制御に使用される第2のキャリア信号の周波数fpwmとを、それらが以下のような関係を有するように設定したことを特徴とするモータ制御装置における状態検出装置。
fam>fpwmのとき、
fam=fpwm×(n+0.5)
fam<fpwmのとき、
fam=fpwm/(2n) - 前記信号発生手段が、前記モータのロータの回転角に対応する信号を前記アナログ状態信号として発生する角度センサを備えることを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置における状態検出装置。
- 前記角度センサがレゾルバであることを特徴とする請求項2に記載のモータ制御装置における状態検出装置。
- 前記角度センサがMRセンサであることを特徴とする請求項2に記載のモータ制御装置における状態検出装置。
- 前記信号発生手段が、前記モータの温度に対応する信号を前記アナログ状態信号として発生する温度センサを備えることを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置における状態検出装置。
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